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Die
Erfindung betrifft eine Pegelschieberschaltung gemäß den oberbegrifflichen
Merkmalen des Patentanspruchs 1.
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Pegelschieberschaltungen
sind aus dem Stand der Technik bekannt, um Signalpegel zwischen
Abschnitten mit unterschiedlichen Versorgungsspannungen anzupassen.
Eine aus dem Stand der Technik bekannte Pegelschieberschaltung ist
in 1 dargestellt. Die Pegelschieberschaltung dient dabei
zur Übersetzung
eines Eingangssignales Vin aus einem ersten
Betriebsspannungsbereich A mit einer ersten Grundspannung VSSA und einer ersten Versorgungsspannung
VDDA in ein Ausgangssignal Vout in
einem zweiten Betriebsspannungsbereich B mit einer zweiten Grundspannung
VSSB und einer zweiten Versorgungsspannung
VDDB. Der Pegelschieber ist dabei zwischen
die zweite Versorgungsspannung VDDB und
die erste Grundspannung VSSA geschaltet.
Der Pegelschieber ist dabei als Parallelschaltung aus einer Reihenschaltung
eines dritten p-Kanal-Transistors P3 und eines dritten n-Kanal-Transistors
N3 sowie einer Reihenschaltung eines vierten p-Kanal-Transistors
P4 und eines vierten n-Kanal-Transistors
N4 aufgebaut. Der dritte p-Kanal-Transistor P3 und der vierte p-Kanal-Transistor P4
sind kreuzgekoppelt, d. h. ein Steueranschluss des vierten p-Kanal-Transistors
P4 ist mit einem dritten Knotenpunkt K3 zwischen dem dritten p-Kanal-Transistor P3 und
dem dritten n-Kanal-Transistor N3 verbunden, und ein Steueranschluss
des dritten p-Kanal-Transistors P3 ist mit einem vierten Knotenpunkt
K4 zwischen dem vierten p-Kanal-Transistor P4
und dem vierten n-Kanal-Transistor N4 verbunden.
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Das
Eingangssignal Vin wird einem Steueranschluss
des dritten n-Kanal-Transistors N3 über einen ersten Inverter I1
invertiert und einem Steueranschluss des vierten n-Kanal- Transistors N4 direkt
zugeführt.
Das Ausgangssignal Vout ist am dritten Knotenpunkt
K3 direkt und am vierten Knotenpunkt K4 invertiert abgreifbar und
auf den zweiten Betriebsspannungsbereich B umgesetzt. In der in 1 dargestellten
Ausführungsvariante
ist an den Knotenpunkt K4 ein zweiter Inverter I2 angeschlossen,
sodass ausgangsseitig an dem zweiten Inverter I2 das Ausgangssignal
Vout abgreifbar ist.
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Es
wird im Folgenden kurz die Funktionsweise der eben beschriebenen
Schaltung am Beispiel eines angelegten high-Signals als Eingangssignal Vin erläutert.
Das eingangsseitige high-Signal wird durch den ersten Inverter I1
invertiert und liegt damit als low-Signal am Steuereingang des dritten
n-Kanal-Transistors
N3 an, der Transistor sperrt. Gleichzeitig liegt das eingangsseitige
high-Signal direkt am Steuereingang des vierten n-Kanal-Transistors
N4 an, sodass dieser leitend wird. Dadurch, dass der vierte n-Kanal-Transistor
N4 leitend ist, wird der vierte Knotenpunkt K4 auf die erste Grundspannung
VSSA gezogen. Gleichzeitig wird durch die
Kreuzkopplung die erste Grundspannung VSSA vom
vierten Knotenpunkt K4 an den Steuereingang des dritten p-Kanal-Transistors
P3 angelegt und dieser wird leitend. Dadurch, dass der dritte p-Kanal-Transistor P3 leitend
ist, wird der dritte Knotenpunkt K3 auf die zweite Versorgungsspannung
VDDB gezogen. Durch die Kreuzkopplung liegt
wiederum die nun am dritten Knotenpukt K3 anliegende zweite Versorgungsspannung
VDDB am Steueranschluss des vierten p-Kanal-Transistors
P4 an, sodass dieser sperrt. Am vierten Knotenpunkt K4 ist damit
die erste Grundspannung VSSA abgreifbar
und wird durch den zweiten Inverter I2 in ein high-Signal für den zweiten
Betriebsspannungsbereich B gewandelt und ist damit ausgangsseitig
als Ausgangssignal Vout abgreifbar.
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Der
soeben beschriebene Stand der Technik hat jedoch erhebliche Nachteile,
z. B. wenn ein schlechtes Signal-Rausch-Verhältnis zwischen dem ersten Betriebsspannungsbereich
A und dem zweiten Betriebsspannungsbereich B vorliegt. Zum Beispiel
für den
Fall, dass der erste Betriebsspannungsbereich A groß ist, zum
Beispiel mit VDDA – VSSA =
3,3 V und dass der zweite Betriebsspannungsbereich B klein ist,
zum Beispiel VDDB – VSSB =
1 V, können
Störungen
zwischen den Betriebsspannungssystemen A, B auftreten, die in eben
diesem Bereich liegen. Wird bei den beispielhaft genannten Werten
die erste Grundspannung VSSA durch Schwankungen
oder Störungen
um 1 V angehoben, so ist es unmöglich,
die Knoten K3 und K4 von der zweiten Versorgungsspannung VDDB zu lösen.
Der Pegelschieber verliert damit während solcher Störungen gänzlich seine Funktion,
bzw. es treten unvorhersehbare Zeitverzögerungen in der Schaltung auf.
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Es
ist die Aufgabe der Erfindung, eine Pegelschieberschaltung bereit
zu stellen, die bei Störungen
zwischen den Betriebsspannungsbereichen zuverlässig arbeitet und die Nachteile
des Standes der Technik nicht aufweist.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch eine Pegelschieberschaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs
1.
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Eine
erfindungsgemäße Pegelschieberschaltung
weist einen ersten Pegelschieber und einen in Serie geschalteten
zweiten Pegelschieber zur Umsetzung eines Eingangssignales mit einem
Eingangssignalhub als einem ersten Betriebsspannungsbereich mit
einer ersten Grundspannung und einer ersten Versorgungsspannung
in ein Ausgangssignal mit einem Ausgangssignalhub in einem zweiten
Betriebsspannungsbereich mit einer zweiten Grundspannung und einer
zweiten Versorgungsspannung auf, wobei der erste Pegelschieber zur Umsetzung
des Eingangssignals auf die Grund spannung des zweiten Betriebsspannungsbereiches
ausgebildet ist, und der zweite Pegelschieber zur Umsetzung eines
vom ersten Pegelschieber ausgegebenen Zwischensignals auf den Ausgangssignalhub
ausgebildet ist. Die Erfindung macht sich dabei die Kenntnis zunutze,
dass die Probleme nach dem Stand der Technik auf Schwankungen der
ersten Grundspannung gegen die zweite Versorgungsspannung gründen. Das
Eingangssignal wird daher mittels eines ersten Pegelschiebers zunächst auf
die zweite Grundspannung überführt, wobei
jedoch der Eingangshub des Eingangssignales noch unberührt bleibt.
Das nunmehr auf der zweiten Grundspannung stehende Zwischensignal
wird mit dem immer noch großen
Eingangshub mittels eines zweiten Pegelschiebers auf den geringeren
Pegel des zweiten Betriebsspannungsbereiches umgesetzt. Durch das
erfindungsgemäße Vorgehen
werden die Schwankungen in den ersten Pegelschieber verlagert, wo
sie aufgrund des größeren Betriebsspannungsbereiches und
dem damit einhergehenden größeren Eingangssignalhub
jedoch leichter toleriert werden können.
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Vorteilhafte
Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispieles unter Bezugnahme
auf die beigefügten
Figuren ausführlich
erläutert.
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Es
zeigen:
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1 bereits
behandelt, einen Pegelschieber nach dem Stand der Technik,
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2 einen
erfindungsgemäßen Pegelschieber,
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3 einen
erfindungsgemäßen Pegelschieber
mit ESD-Schutzschaltung,
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3a die Pegelschieberschaltung aus 3 mit
zusätzlichen
p-Kanal-Transistoren gegen VSSA zum schnellen
Schalten,
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3b die Pegelschieberschaltung aus 3 mit
MOS-Klemmdioden,
und
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3c die Pegelschieberschaltung aus 3 mit
zusätzlichen
p-Kanal-Transistoren gegen V.
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2 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Pegelschieberschaltung
zur Überführung eines
Eingangssignales Vin aus einem ersten Betriebsspannungsbereich
A in ein Ausgangssignal Vout in einem zweiten
Betriebsspannungsbereich B. Der erste Betriebsspannungsbereich A
weist dabei eine erste Grundspannung VSSA und
eine erste Versorgungsspannung VDDA auf.
Der zweite Betriebsspannungsbereich B weist eine zweite Grundspannung
VSSB und eine zweite Versorgungsspannung VDDB auf. Der erste Pegelschieber 1 ist
als eine Parallelschaltung aus einer ersten Reihenschaltung eines
ersten p-Kanal-Transistors P1 und eines ersten n-Kanal-Transistors
N1 mit einer zweiten Reihenschaltung eines zweiten p-Kanal-Transistors
P2 und eines zweiten n-Kanal-Transistors
N2 aufgebaut. Der erste n-Kanal-Transistor N1 und der zweite n-Kanal-Transistor
N2 sind dabei kreuzgekoppelt, d. h. dass ein Steuereingang des zweiten
n-Kanal-Transistors N2 mit einem ersten Knotenpunkt K1 zwischen
dem ersten p-Kanal-Transistor
P1 und dem ersten n-Kanal-Transistor N1 und ein Steuereingang des
ersten n-Kanal-Transistors N1 mit einem zweiten Knotenpunkt K2 zwischen
dem zweiten p-Kanal-Transistor P2 und dem zweiten n-Kanal-Transistor
N2 verbunden ist. Das Eingangssignal Vin ist
dem ersten p-Kanal-Transistor P1 durch einen vorgeschalteten Inverter
I1 invertiert und dem zweiten p-Kanal-Transistor P2 direkt zuführbar. Am
ersten Knotenpunkt K1 ist ein Zwischensignal VZ direkt
und am zweiten Knotenpunkt K2 invertiert abgreifbar.
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Das
Zwischensignal Vz ist einem zweiten Pegelschieber 2,
der zwischen die zweite Versorgungsspannung VDDB und
die zweite Grundspannung VSSB geschaltet
ist, zuführbar.
Der zweite Pegelschieber 2 ist dabei als eine Parallelschaltung
aus einer dritten Reihenschaltung eines dritten p-Kanal-Transistors P3
und eines dritten n-Kanal-Transistors N3 sowie einer vierten Reihenschaltung
eines vierten p-Kanal-Transistors P4 und eines vierten n-Kanal-Transistors
N4 ausgebildet. Der dritte p-Kanal-Transistor P3 und der vierte p-Kanal-Transistor
P4 sind dabei kreuzgekoppelt, d. h. dass ein Steuereingang des vierten
p-Kanal-Transistors
P4 mit einem dritten Knotenpunkt K3 zwischen dem dritten p-Kanal-Transistor P3
und dem dritten n-Kanal-Transistor
N3 verbunden ist und dass ein Steuereingang des dritten p-Kanal-Transistors
P3 mit einem vierten Knotenpunkt K4 zwischen dem vierten p-Kanal-Transistor
P4 und dem vierten n-Kanal-Transistor
N4 verbunden ist. Das Zwischensignal VZ ist dem dritten n-Kanal-Transistor
N3 direkt und dem vierten n-Kanal-Transistor N4
invertiert zuführbar.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel
ist dazu ein Steuereingang des dritten n-Kanal-Transistors N3 mit
dem ersten Knotenpunkt K1 und ein Steuereingang des vierten n-Kanal-Transistors
N4 mit dem zweiten Knotenpukt K2 verbunden, an denen die entsprechenden
Signale abgreifbar sind. Das Ausgangssignal Vout ist
dann am dritten Knotenpunkt K3 invertiert und am vierten Knotenpunkt
K4 direkt abgreifbar.
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In
der in 2 dargestellten Ausführungsvariante erfolgt der
Abgriff am dritten Knotenpunkt K3 über einen zweiten Inverter I2,
sodass das Ausgangssignal Vout ausgangsseitig
an dem zweiten Inverter I2 abgreifbar ist.
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Die
Funktionsweise der dargestellten Schaltung wird nachfolgend anhand
eines angelegten high-Signals erläutert. Beispielhafte Betriebsspannungsbereiche
A, B können
z. B. mit VDDA – VSSA =
3,3 V und VDDB – VSSB =
1 V betrieben werden. Ein aus dem Stand der Technik bekannter Pegelschieber,
wie er in 1 dargestellt ist, kann bei
einer derartigen Konfiguration schon bei einer Schwankung der ersten
Grundspannung VSSA um ±1 V nicht mehr funktionieren,
da bei VSSA = 1 V und VDDB =
1 V eine Aussteuerung der Knoten K3, K4 nicht mehr möglich ist.
Bei einer erfindungsgemäßen Pegelschieberschaltung, wie
diese in 2 dargestellt ist, sind die
Schwankungen der ersten Grundspannung VSSA gegen
die zweite Versorgungsspannung VDDB durch
die Verschaltung der Pegelschieber 1, 2 nicht
mehr kritisch. Schwankungen, die zwischen der ersten Versorgungsspannung
VDDA und der zweiten Grundspannung VSSB auftreten können, werden auf den ersten n-Kanal-Transistor
N1 und den zweiten n-Kanal-Transistor N2 verlagert. An dieser Stelle
können Schwankungen
von z. B. ±1
V aufgrund des hohen Eingangssignalhubs ΔVin im
ersten Versorgungsspannungsbereich A leichter toleriert werden.
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Ein
eingangsseitiges high-Signal mit einem Eingangssignalhub ΔVin von z. B. ΔVin =
VDDA = 3,3 V liegt an dem ersten p-Kanal-Transistor P1 durch
den ersten Inverter I1 als low-Signal an, sodass der erste p-Kanal-Transistor
P1 in einem leitenden Zustand ist. Gleichzeitig liegt das eingangsseitige
high-Signal direkt an dem zweiten p-Kanal-Transistor P2 an, sodass
dieser sperrt. Über
den leitenden ersten p-Kanal-Transistor P1 wird der erste Knoten
K1 auf das Potenzial der ersten Versorgungsspannung VDDA gezogen,
wodurch an dem zweiten n-Kanal-Transistor N2 die erste Versorgungsspannung
VDDA anliegt und diesen leitend schaltet.
Durch den leitenden zweiten n-Kanal-Transistor N2 wird der zweite
Knotenpunkt K2 auf das Potenzial der zweiten Grundspannung VSSB des zweiten Betriebsspannungsbereiches
B gezogen. Durch die Kreuzkopplung der beiden n-Kanal-Transistoren
N1, N2 liegt am Steueranschluss des ersten n-Kanal-Transistors N1
somit die zweite Grundspannung VSSB an,
sodass dieser sperrt. Zusammenfassend liegen an dem ersten Knotenpunkt K1
die erste Versorgungsspannung VDDA und an
dem zweiten Knotenpunkt K2 die zweite Grundspannung VDDB an
und werden dem zweiten Pegelschieber 2 als Zwischensignal
VZ zugeführt.
Am dritten n-Kanal-Transistor N3 liegt damit die erste Versorgungsspannung
VDDA an, sodass sich dieser in einem leitenden
Zustand befindet. Der dritte Knotenpunkt K3 wird dadurch auf den
Pegel der zweiten Grundspannung VSSB gezogen.
Am vierten n-Kanal-Transistor N4 liegt die zweite Grundspannung
VSSB an, sodass dieser sperrt. Durch das
am dritten Knotenpunkt K3 anliegende Potenzial der zweiten Grundspannung VSSB wird der vierte p-Kanal-Transistor P4 über die Kreuzkopplung
leitend geschaltet. Durch den leitenden vierten p-Kanal-Transistor
P4 wird der vierte Knotenpunkt K4 auf das Potenzial der zweiten
Versorgungsspannung VDDB gezogen. Der dritte
p-Kanal-Transistor P3 wird über
die Kreuzkopplung gesperrt. Zusammenfassend liegen nun am dritten
Knotenpunkt K3 die zweite Grundspannung VSSB und
am vierten Knotenpunkt K4 die zweite Versorgungsspannung VDDB an und können ausgangsseitig abgegriffen werden.
Im vorliegenden Beispiel wird das am dritten Knotenpunkt K3 anliegende
low-Signal über
den zweiten Inverter I2 invertiert abgegriffen und ausgangsseitig
als high-Signal mit einem Ausgangssignalhub ΔVout =
VDDB = 1 V zur Verfügung gestellt.
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3 zeigt
die Pegelschieberschaltung aus 2, wobei
bei dem ersten Pegelschieber 1 zusätzliche Maßnahmen zum Schutz vor Überspannungen und
hohen Strömen
vorgesehen sind. Sog. ESD-Schutzschaltungen können, wie in 3 dargestellt,
bspw. durch Klemm dioden D1, D2 realisiert werden, die den Ausgang
des ersten p-Kanal-Transistors
P1 und des zweiten p-Kanal-Transistors P2 auf die erste Grundspannung
VSSA klemmen. Liegt bspw. am Signalausgang
des ersten p-Kanal-Transistors P1 eine höhere Spannung als die Sperrspannung
der ersten Diode D1 an, so wird die Diode leitend und die anliegende
Spannung kann gegen die erste Grundspannung VSSA,
z. B. Massepotential, abfließen.
Des Weiteren sind in der Pegelschieberschaltung gemäß 3 Widerstände R1,
R2 vorgesehen, die zur Strombegrenzung an den Signalausgängen des
ersten p-Kanal-Transistors
P1 und des zweiten p-Kanal-Transistors P2 angeordnet sind. Als weiterer
ESD-Schutz ist parallel zum ersten n-Kanal-Transistor N1 eine dritte Diode
D3 in Sperrrichtung angeordnet und parallel zum zweiten n-Kanal-Transistor
N2 eine vierte Diode D4 ebenfalls in Sperrrichtung vorgesehen. Durch
die Dioden D3, D4 werden der erste Knoten K1 und der zweite Knoten K2
gegen Überspannung
gesichert bzw. auf die zweite Grundspannung VSSB geklemmt.
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3a zeigt die Pegelschieberschaltung aus 3,
wobei die in 3 dargestellten Klemmdioden
D1 bis D4 nicht vorgesehen sind und Klemmdioden D1 und D2 durch
die p-Kanal-Transistoren P1' und
P2' ersetzt sind.
Der p-Kanal-Transistor P1' ist dem
ersten p-Kanal-Transistor P1 nachgeschaltet mit der ersten Grundspannung
VSSA verbunden. Dem zweiten p-Kanal-Transistor
P2 ist der p-Kanal-Transistor
P2' nachgeschaltet,
welcher ebenfalls mit der ersten Grundspannung VSSA verbunden
ist. Einem Steuereingang des p-Kanal-Transistors P1' ist das Eingangssignal Vin direkt
zuführbar,
wobei einem Steuereingang des p-Kanal-Transistors P2' das Eingangssignal
Vin invertiert zuführbar ist. Die beiden p-Kanal-Transistoren
P1', P2' haben den Vorteil, dass
am ersten Knotenpunkt K1 und am zweiten Knotenpunkt K2 ein Signalwechsel
auf die zweite Grundspannung VSSB noch schneller
als in dem unter 3 beschriebe nen Ausführungsbeispiel
erfolgen kann und dass durch eine derartige Verschaltung keine parasitären Bipolareffekte
auftreten.
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3b zeigt den Pegelschieber aus 3, wobei
die Klemmdioden D1 bis D4 nicht vorgesehen sind. Dem ersten n-Kanal-Transistor N1 und
dem zweiten n-Kanal-Transistor N2 ist jeweils ein n-Kanal-Transistor
N1', N2' parallel geschaltet.
Ein Steuereingang des n-Kanal-Transistors N1' ist über eine erste MOS-Klemmdiode M1 mit
der zweiten Grundspannung VSSB verbunden.
Die erste MOS-Klemmdiode M1 ist als ein n-Kanal-Transistor realisiert,
dessen Steuereingang dauerhaft mit der zweiten Grundspannung VSSB verbunden ist. Dem Steuereingang des
n-Kanal-Transistors N1' ist
des Weiteren das invertierte Eingangssignal Vin über einen
Widerstand R zuführbar.
Ein Steuereingang des n-Kanal-Transistors N2' ist über eine zweite MOS-Klemmdiode
M2 mit der zweiten Grundspannung VSSB verbunden.
Die zweite MOS-Klemmdiode M2 ist ebenfalls als n-Kanal-Transistor
realisiert, dessen Steuereingang dauerhaft mit der zweiten Grundspannung
VSSB verbunden ist. Dem Steuereingang des
n-Kanal-Transistors N2' ist
des Weiteren über
einen Widerstand R das Eingangssignal Vin zuführbar.
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3c zeigt den Pegelschieber aus 3, wobei
wiederum die Klemmdioden D1 bis D4 nicht vorgesehen sind. Dem ersten
Widerstand R1 und dem ersten n-Kanal-Transistor N1 ist in diesem
Fall eine Reihenschaltung aus einem p-Kanal-Transistor P1' und einem Widerstand
R parallel geschaltet. Einem Steuereingang des p-Kanal-Transistors P1' ist das invertierte Eingangssignal
Vin zuführbar.
Dem zweiten Widerstand R2 und dem zweiten n-Kanal-Transistor N2 ist
eine Reihenschaltung aus einem p-Kanal-Transistor P2' und einem Widerstand R parallel geschaltet.
Einem Steuereingang des p-Kanal-Transistors P2' ist das Eingangssignal Vin zuführbar. Diese
Ausführungsform
hat den Vorteil, dass sich dynamische Auslenkungen der ersten Grundspannung
VSSA nicht auf den Pegelschieber auswirken.
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Es
ist abschließend
anzumerken, dass die genaue Anordnung der Inverter für die Funktion
des Schaltungsprinzips nicht zwingend notwendig ist. Ausschlaggebend
ist die Verschaltung der Pegelschieber 1, 2, durch
die eine Verschiebung der Störungen
in den ersten Pegelschieber 1 erfolgt, in dem die Störungen durch
den größeren Eingangssignalhub ΔVin und den größeren Betriebsspannungsbereich
leichter toleriert werden können.
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Eine
erfindungsgemäße Pegelschieberschaltung
kann bspw. in jeder CMOS-Schaltung zum Einsatz kommen, insbesondere
ist dies vorteilhaft, wenn dabei beim Übergang zwischen dem ersten
Betriebsspannungsbereich A und dem zweiten Betriebsspannungsbereich
B ein geringer Signal-Rausch-Abstand vorliegt. Überdies ist der Einsatz jedoch
auch in allen integrierten Schaltungen möglich. Das erfindungsgemäße Prinzip
kann auch in diskreten Schaltungen, die bspw. aus Einzeltransistoren
aufgebaut sein können,
zum Einsatz kommen. Insbesondere ist es auch möglich, Bipolar-Transistoren
zum Aufbau einer erfindungsgemäßen Pegelschieberschaltung
zu verwenden.
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- 1
- erster
Pegelschieber
- 2
- zweiter
Pegelschieber
- D1
- erste
Diode
- D2
- zweite
Diode
- D3
- dritte
Diode
- D4
- vierte
Diode
- K1
- erster
Knotenpunkt
- K2
- zweiter
Knotenpunkt
- K3
- dritter
Knotenpunkt
- K4
- vierter
Knotenpunkt
- P1
- erster
p-Kanal-Transistor
- P2
- zweiter
p-Kanal-Transistor
- P3
- dritter
p-Kanal-Transistor
- P4
- vierter
p-Kanal-Transistor
- P1'
- p-Kanal-Transistor
- P2'
- p-Kanal-Transistor
- N1
- erster
n-Kanal-Transistor
- N2
- zweiter
n-Kanal-Transistor
- N3
- dritter
n-Kanal-Transistor
- N4
- vierter
n-Kanal-Transistor
- N1'
- n-Kanal-Transistor
- N2'
- n-Kanal-Transistor
- I1
- erster
Inverter
- I2
- zweiter
Inverter
- R
- Widerstand
- R1
- Widerstand
- R2
- Widerstand
- M1
- erste
MOS-Klemmdiode
- M2
- zweite
MOS-Klemmdiode
- VSSA
- erste
Grundspannung
- VDDA
- erste
Versorgungsspannung
- VSSB
- zweite
Grundspannung
- VDDB
- zweite
Versorgungsspannung
- Vin
- Eingangssignal
- Vout
- Ausgangssignal
- VZ
- Zwischensignal
- ΔVin
- Eingangssignalhub
- ΔVout
- Ausgangssignalhub
- I1
- erster
Inverter
- I2
- zweiter
Inverter
- A
- erster
Betriebsspannungsbereich
- B
- zweiter
Betriebsspannungsbereich