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Die
Erfindung betrifft ein Hochfrequenzfilter, welches für ein Bandpassfilter
und dergleichen mit starkem Dämpfungsverlauf
auf der Tiefpass-Seite eingesetzt werden kann.
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In
jüngerer
Zeit fand die Datenkommunikation über ein Funk-LAN (WLAN), beispielsweise
nach der Norm IEEE 802.11, große
Verbreitung, es wird in zunehmendem Maß eingesetzt als tragbare Funk-Terminaleinheit,
beispielsweise in Form eines Mobiltelefons. 8 ist ein
funktionelles Blockdiagramm, welches einen beispielhaften Aufbau
eines Mobiltelefons mit zugehörigen
Funk-Modulen für
das WLAN und das in dem einzelnen Gehäuse enthaltene Mobiltelefon
veranschaulicht. Ein Gehäuse 100 enthält ein Funk-Modul 101 für das Mobiltelefon,
außerdem
ein Funkmodul 102 für
das WLAN. Diese Modulen sind über
ein Anwendungs-IC 103 angeschlossen an Bauteile wie einem
Monitor 104, einen Lautsprecher 105, ein Mikrofon 106 und
eine Tastatur 107.
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In
dem Funk-Modul 101 für
das Mobiltelefon wird das über
die Antenne 110 empfangene Hochfrequenzsignal von einem
Duplexer 111 über
eine Empfangs-Hochfrequenzverstärkerschaltung 112 an
einer Empfangsschaltung 113 gegeben. Die Sendedaten werden
von dem Anwendungs-IC 103 an eine Basisband-Verarbeitungsschaltung 114 gelegt.
Die in der Basisband-Verarbeitungsschaltung 114 modulierten
Sendedaten werden in der Sendeschaltung 115 in eine höhere Frequenz
umgesetzt und in der Sende-Hochfrequenzverstärkerschaltung 116 auf eine
vorbestimmte Leistung verstärkt,
um dann von der Antenne 110 abgestrahlt zu werden.
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In
dem Funkmodul 102 für
das WLAN wird das von der Antenne 120 empfangene Hochfrequenzsignal über ein
obere Frequenzen filterndes Filter 121 aufgenommen, um
von einem Schalter 122 in einen rauscharmen Verstärker eingegeben
zu werden, der sich in einem Empfangsteil des WLAN-Sendeempfängers 123 befindet.
Die Sendedaten werden dem Sendeteil des WLAN-Sendeempfän gers 123 von
dem Anwendungs-IC 103 zugeleitet, so dass die Sendedaten,
die in dem Sendeteil moduliert und auf höhere Frequenz umgesetzt wurden,
in der Sende-Hochfrequenzverstärkerschaltung 123 auf
die vorbestimmte Leistung verstärkt
werden.
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9 ist
eine Darstellung eines Frequenzbands, welches für die Funk-Modulen 101 und 102 verwendet
werden kann, wobei außerdem
ein Durchlassband des Filters 121 dargestellt ist, welches
sich mit jenem Frequenzband überlappt.
Nach der Zeichnung werden die Bänder
bei 800 MHz, bei 1,8 GHz und 2,0 GHz im Allgemeinen für das Funk-Modul 101 des
Mobiltelefons verwendet. Somit kann das von 2,4 GHz bis 2,5 GHz
reichende Band für
das Funk-Modul 102 des WLAN verwendet werden. Beispielsweise unterstützt die
IEEE-Norm 802.11b die Hochgeschwindigkeitskommunikation bei 5,5
Mbps und 11 Mbps mit dem DSSS-System (DSSS = Direct Sequence Spread
Spectrum; Direktfolgen-Frequenzspreizverfahren) unter Verwendung
des‚ SM-Bands (ISM
= Industrial, Scientific and Medical) bei 2,4 GHz. Die Norm IEEE
802.11g unterstützt
die Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikation bei maximal 54 Mbps
mit OFDM-Modulationssystem
unter Verwendung des Bands bei 2,4 GHz.
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In
jüngerer
Zeit wurde das Band von 2,1 GHz bis 2,17 GHz für Mobiltelefone der dritten
Generation (3G) verwendet. Das Filter
120 zum Dämpfen des
für das
Funk-Modul
101 des Mobiltelefons verwendeten Frequenzbands
ist erforderlich, um das Band bei 2,4 GHz durchzulassen und das
Band bei 2,17 GHz zu sperren, wie in
9 dargestellt
ist. Allgemein wurde für
das Bandpassfilter ein Filter mit geringem Verlust und starkem Dämpfungsmaß in einem
geforderten Frequenzband vorgeschlagen. Beispielsweise zeigt die
japanische ungeprüfte Patentanmeldungsveröffentlichung
2006-13849 ein Bandpassfilter, bei dem zur Realisierung
einer starken Dämpfung
außerhalb des
Durchlassbands ein Induktivitätselement
mit der Gegeninduktivität
M und Kondensatoren kombiniert sind. Der Aufbau des erwähnten Bandpassfilters
ist in
10 gezeigt. Nach
10 sind
ein erstes Induktivitätselement
Lpg1 und ein zweites Induktivitätselement
Lpg2 mit einer Gegeninduktivität
M gekoppelt. Ein Anschluss von Lpg1 ist mit einem Eingangseinschluss
131 über eine
Kapazität
Cpg1 verbunden. Ein Anschluss von Lpg2 ist mit einem Ausgangsanschluss
132 über eine
Kapazität
Cpg5 verbunden. Eine Kapazität
Cpg2 liegt zwischen einem Verbin dungspunkt von Lpg1 und Cpg1 und
Masse. Ein Cpg4 liegt zwischen einem Verbindungspunkt von Lpg2 und
Cpg5 und Masse. Ein Cpg3 liegt zwischen dem Eingangsanschluss
131 und
dem Ausgangsanschluss
132. Ein Cpg6 liegt zwischen einem
Verbindungspunkt des Anschlusses von Lpg1 und Cpg2 einerseits und
dem Ausgangsanschluss
132 andererseits. Ein Cpg7 liegt
zwischen einem Verbindungspunkt des Anschlusses von Lpg2 und Cpg4
einerseits und dem Eingangsanschluss
131 andererseits.
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Die
japanische ungeprüfte Patentanmeldungsveröffentlichung
06-350374 zeigt das Bandpassfilter mit einem starken Maß einer
bandexternen Dämpfung
durch Vorsehen mehrfach abgestufter Schaltungen in mehreren Stufen.
In dem erwähnten Bandpassfilter
mit mehrfach abgestimmten Schaltungen in vier Stufen, die sequentiell
durch M-Kopplung gebildet sind, ist die Verbindung zwischen der
ersten Stufe und der vierten Stufe der mehrfach abgestimmten Schaltungen
so ausgebildet, dass an der oberen und der unteren Seite des Durchlassbands
ein Paar Fangstellen vorhanden ist.
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Die
Simulation des Frequenzbands der Schaltungsstruktur des oben angesprochenen,
allgemein verwendeten Bandpassfilters zeigt die Schwierigkeit bei
der Realisierung eines Frequenzgangs, bei dem eine starke Dämpfung in
dem Band von 2,17 GHz und 2,4 GHz stattfindet.
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Aufgabe
der Erfindung ist die Schaffung eines Hochfrequenzfilters, welches
die Sperrung zum starken Dämpfen
im Band etwas unterhalb des Durchlassbands gestattet, so dass die
starke Dämpfung
im Band von 2,16 GHz bis 2,4 GHz möglich ist.
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Gelöst wird
diese Aufgabe durch ein Hochfrequenzfilter mit den Merkmalen des
Anspruchs 1. Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Durch den erfindungsgemäßen Aufbau
kann die Fangstelle oder Sperrstelle zur Erzielung eines starken
Dämpfungsmaßes bei
einer Frequenz etwas unterhalb der Frequenz des Durchlassbands gebildet
werden, um eine starke Dämpfungscharakteristik
auf der unteren Seite des Durchlassbands zu erreichen.
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Durch
die Ausgestaltung nach Anspruch 2 wird erreicht, dass an dem Verdrahtungs-Kreuzungsbereich
ein Kapazitätselement
gebildet wird, welches zu dem zweiten Kondensator parallel geschaltet
ist, so dass eine Beeinträchtigung
der Kennlinie unterdrückt
werden kann, indem man die Kapazität des zweiten Kondensators
einstellt.
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Durch
die Ausgestaltung des Anspruchs 3 wird erreicht, dass an der Verdrahtungs-Kreuzungsstelle
ein Kapazitätselement
parallel zu dem zweiten Kondensator gebildet wird, so dass eine
Beeinträchtigung
der Kennlinie unterdrückt
werden kann, indem man die Kapazität des zweiten Kondensators
justiert.
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Erfindungsgemäß wird die
Sperre zum starken Dämpfen
im Band etwas unterhalb des Durchlassbands ausgebildet, um den Frequenzgang
zum starken Dämpfen
im Band von 2,16 GHz bis 2,4 GHz zu erreichen. Dies ermöglicht,
zu verhindern, dass die Senderimpulse der Funkmodulen für das WLAN und
das Mobiltelefon, die in einem einzigen Gehäuse aufgenommen sind, einander
in Form von Rauschen beeinträchtigen.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Es
zeigen:
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1 eine
Ansicht einer Struktur eines Bandpassfilters gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung;
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2 eine
Ansicht einer Musterstruktur eines Flachtyp-Filters als Bandpassfilter
dieser Ausführungsform;
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3 eine
Ansicht einer beispielhaften Bemessungswahl für die Simulation des Bandpassfilters
dieser Ausführungsform;
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4 den
Frequenzgang, welcher die Simulationsergebnisse basierend auf den 3 und 5 veranschaulicht;
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5 eine
Ansicht des Schaltungsaufbaus und einer beispielhaften Bemessungsauswahl
für die Simulation
eines ersten Vergleichsbeispiels;
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6 eine
Ansicht des Schaltungsaufbaus und einer Bemessungswahl für die Simulation
eines zweiten Vergleichsbeispiels;
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7 eine
Ansicht eines Frequenzgangs eines auf 6 basierenden
Simulationsergebnisses;
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8 eine
Ansicht eines Aufbaus eines Mobiltelefons mit Funk-Modulen für das WLAN
und das Mobiltelefon;
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9 eine
Ansicht des Frequenzbands, welches von den Funk-Modulen des Mobiltelefons
verwendet wird, und des Durchlassbands des Top-Filters; und
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10 eine
Ansicht eines allgemein verwendeten Bandpassfilters.
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Im
Folgenden wird anhand der Zeichnungen eine bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung erläutert.
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1 zeigt
den Aufbau eines Bandpassfilters nach einer Ausführungsform der Erfindung. Dieses
Bandpassfilter enthält
eine erste mehrfach abgestimmte Schaltung 3 und eine zweite
mehrfach abgestimmte Schaltung 4, die zwischen einem Eingangsanschluss 1 und
einem Ausgangsanschluss 2 in Reihe geschaltet sind. Die
erste und die zweite mehrfach abgestimmte Schaltung 3 und 4 sind über eine
Koppelkondensator-Teilerschaltung 5 miteinander verbunden.
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Der
Eingangsanschluss 1 des Bandpassfilters ist an einem Anschluss
der ersten mehrfach abgestimmten Schaltung 3 über einen
einen vierten Kondensator bildenden Koppelkondensator 6 gekoppelt.
Die erste Schaltung 3 ist mit einem Paar Induktivitätselemente 7 und 8 ausgestattet,
die einander gegenüberliegend
angeordnet sind, um eine gegen Induktivität M zu bilden. Ein Anschluss
des Induktivitätselements 7 ist über einen
Kondensator 9 mit Masse verbunden, und ein Anschluss des
Induktivitätselements 8 ist über einen
Kondensator 10 mit Masse verbunden. Die übrigen Anschlüsse der
Induktivitätselement 7 und 8 sind
auf Masse gelegt. In der ersten mehrfach abgestimmten Schaltung 3 ist
ein LC-Resonanzkreis aus einer Induktivität 7 und einem Kondensator 9 gebildet,
ein weiterer LC-Resonanzkreis wird durch das weitere Induktivitätselement 8 und den
Kondensator 10 gebildet. Der Eingangsanschluss 1 ist über den
Koppelkondensator 6 mit einem Anschluss des Induktivitätselements 7 verbunden.
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Die
zweite mehrfach abgestimmte Schaltung 4 enthält ein Paar
Induktivitätselemente
(Induktivitäten) 11 und 12 in
Gegenüberstellung,
um eine M-Kopplung zu bilden. Ein Anschluss der Induktivität 11 ist über einen
Kondensator 13 mit Masse verbunden, und ein Anschluss der
anderen Induktivität 12 ist über einen
Kondensator 12 mit Masse verbunden. Die anderen Anschlüsse der
Induktivitäten 11 und 12 sind
mit Masse verbunden. In der zweiten mehrfach abgestimmten Schaltung 4 wird
ein LC-Resonanzkreis durch eine Induktivität 11 und den Kondensator 13 gebildet.
Ein weiterer LC-Resonanzkreis wird durch die andere Induktivität 12 und
den Kondensator 14 gebildet. Der Ausgangsanschluss 2 ist
mit einem Anschluss der anderen Induktivität 12 über einen
als siebten Kondensator fungierenden Koppelkondensator 15 gekoppelt.
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Die
Koppelkondensator-Teilerschaltung 5 ist mit dem Eingangsanschluss 1 über den
Koppelkondensator 16 als ersten Kondensator verbunden und ist über einen
Koppelkondensator 17 als dritten Kondensator mit dem Ausgangsanschluss 2 verbunden. Ein
erster Koppelkondensator 18 ist als zweiter Kondensator
zwischen dem Koppelkondensator 16 und dem Eingangsanschluss 1 und
dem Koppelkondensator 17 am Ausgangsanschluss 2 verbunden.
Ein als fünfter
Kondensator fungierender zweiter Kondensator 19 befindet
sich zwischen einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Koppelkondensator 18 und
dem Koppelkondensator 17 einerseits und dem Anschluss des
Induktivitätselement 8 als
anderem Anschluss der ersten mehrfach abgestimmten Schaltung 3.
Ein dritter Koppelkondensator 20 ist als sechster Kondensator
zwischen einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Koppelkondensator 18 und
dem Koppelkondensator 16 einerseits und dem Anschluss der
Induktivität 11 als
Anschluss der zweiten mehrfach abgestimmten Schaltung 4,
andererseits, verbunden. In anderen Worten: Ein Anschluss der Induktivität 8 in
der ersten mehrfach abgestimmten Schaltung 3 ist mit dem
anderen Anschluss (am Ausgangsanschluss 2) des ersten Koppelkondensators 18 über den
zwei ten Koppelkondensator 19 verbunden. Der Anschluss des
Induktivitätselements 11 in
der zweiten mehrfach abgestimmten Schaltung 4 ist mit einem
Anschluss (an dem Eingangsanschluss 1) des ersten Koppelkondensators 18 über den
dritten Koppelkondensator 20 verbunden.
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2 ist
eine Ansicht einer Musterstruktur des Bandpassfilters dieser Ausführungsform,
ausgebildet als Flachtyp-Filter. Nach der Zeichnung lässt sich
das Flachtyp-Filter mit einer Dicke 0,25 mm, einer Breite von 3
mm und einer Länge
von 2,5 mm ausbilden. An dem Flachtyp-Filter gemäß Darstellung überkreuzt
eine Verdrahtung PL1 zum Verbinden eines Anschlusses des ersten
Koppelkondensators 18 mit dem anderen Belag des Koppelkondensators 16 am
Eingangsanschluss 1 eine Verdrahtung PL2, welche den anderen
Anschluss des ersten Koppelkondensators 18 mit dem Anschluss
des Koppelkondensators 17 am Ausgangsanschluss 2 verbindet.
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Das
Kapazitätselement
wird an dem Punkt gebildet, an welchem die Verdrahtung PL1 sich
mit der Verdrahtung PL2 parallel zu dem ersten Koppelkondensator 18 kreuzt.
Eine Beeinträchtigung
der Kennlinie lässt
sich dadurch unterdrücken,
dass man den Kapazitätswert
des ersten Koppelkondensators 18 justiert.
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Die
Verdrahtung PL1' zum
Verbinden des einen Anschlusses des ersten Koppelkondensators 18 mit
dem dritten Koppelkondensator 20, und die Verdrahtung PL2' zum Verbinden des
anderen Anschlusses des ersten Koppelkondensators 18 mit
dem Anschluss des zweiten Koppelkondensators 19 können dadurch
gekreuzt werden, dass man das Layout des ersten bis dritten Koppelkondensators 18 bis 20 und der
Koppelkondensatoren 16 und 20 anstelle der Kreuzung
der Verdrahtung PL1 mit der Verdrahtung PL2 ausbildet. In der oben
angesprochenen Struktur wird das Kapazitätselement an dem Punkt gebildet, wo
die Verdrahtung PL1 sich mit der Verdrahtung PL2' parallel zu dem ersten Koppelkondensator 18 kreuzt.
Folglich wird die Kapazität
des ersten Koppelkondensators 18 so eingestellt, dass eine
Beeinträchtigung
der Kennlinie unterdrückt
wird.
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Das
Ergebnis der Verifizierung bezüglich
des Frequenzgangs des oben beschriebenen Bandpassfilters gemäß der Ausführungsform
wird im Folgenden erläutert.
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Die
Simulation des Frequenzgangs des Bandpassfilters erfolgt mit Hilfe
der Bauelementwerteinstellungen, die in 3 für die einzelnen
Bauelemente des Bandpassfilters dieser Ausführungsform angegeben sind.
Die Abkürzungen
W, S, WC und P an den Induktivitäten 7, 8, 11 und 12 stehen
für die Breite,
die Lücke
zwischen Elementen, die Überlappung
der Elemente in Flächenrichtung
bzw. für
die Länge.
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Der
in 4 dargestellte Frequenzgang F11 wurde hergeleitet
aus der Simulation auf der Grundlage der in 3 gezeigten
Werte. In 4 lässt sich ein beträchtliches
Dämpfungsmaß, d.h.
etwa -70 dB in dem Band von 2,4 GHz bis 2,0 GHz erkennen. Im Fall
der Verwendung des Bandpassfilters dieser Ausführungsform als das Top-Filter 21 nach 8 kann das
Sende-/Empfangs-Signal des WLAN im Band bei 2,4 GHz ohne Dämpfung passieren.
Gleichzeitig kann das Signal in dem Band bei 3,17 GHz in der Nähe des Bands
von 2,4 GHz einer starken Dämpfung
unterzogen werden, so dass das Rauschen (2,17 GHz) aus dem Mobiltelefon
ausreichend entfernt werden kann.
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5 und 6 zeigen
Schaltungen und Beispielwerte für
Bauelemente der Vergleichsbeispiele.
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In
dem ersten Vergleichsbeispiel, welches in 5 gezeigt
ist, ist die erste mehrfach abgestimmte Schaltung 2 mit
der zweifach abgestimmten Schaltung 4 über einen einzelnen ungeteilten
Koppelkondensator 40 verbunden. Ein Anschluss des Koppelkondensators 40,
der mit der ersten Schaltung 3 gekoppelt ist, ist mit dem
Koppelkondensator 17 am Ausgangsanschluss 2 verbunden,
der andere Anschluss des Koppelkondensators 40, der mit
der zweiten Schaltung 4 gekoppelt ist, ist mit dem Koppelkondensator 16 am
Eingangsanschluss 1 verbunden.
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Das
Ergebnis der für
das erste Vergleichsbeispiel nach 5 ausgeführten Simulation
ist in 4 durch den Frequenzgang F2 dargestellt. Nach der
Zeich nung lässt
sich die Spitze bei 2,4 GHz beobachten, die Fang-Sperrstelle ist
bei 2,0 GHz gebildet. Obschon das Maß der Dämpfung an der Spitze relativ
gering ist beträgt
das Dämpfungsmaß der Sperrstelle
etwa -50 dB, was im Vergleich zu der vorliegenden Ausführungsform
unzureichend ist. Die Teilung des Koppelkondensators zur kapazitiven Kopplung
der ersten und der zweiten mehrfach abgestimmten Schaltung 3 und 4 trägt bei zur
Bildung der Sperrstelle mit großer
Ausprägung
der spitzen Dämpfung.
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Bei
einem zweiten Vergleichsbeispiel, das in 6 dargestellt
ist, ist die Schaltung so ausgebildet, dass die erste und die zweite
mehrfach abgestimmte Schaltung 3 und 4 unter Verwendung
der Koppelkondensator-Teilerschaltung 50 aufgebaut ist,
welche die Koppelkapazität
in drei Abschnitte aufteilt. Die Koppelkondensator-Teilerschaltung 50 wird
gebildet durch einen ersten, einen zweiten und einen dritten Koppelkondensator 51, 52 und 53,
die ineinander nicht kreuzender Weise verbunden sind. Ein Anschluss
der Induktivität 8 in
der ersten Schaltung 3 ist mit einem Zwischenverbindungspunkt
zwischen dem Koppelkondensator 16 und dem Eingangsanschluss 1 und
dem ersten Koppelkondensator 51 über den zweiten Koppelkondensator 52 verbunden.
Ein Anschluss der Induktivität 11 der
zweiten Schaltung 4 ist mit einem Zwischenverbindungspunkt
zwischen dem Koppelkondensator 17 am Ausgangsanschluss 2 und
dem ersten Koppelkondensator 51 über den dritten Koppelkondensator 53 verbunden.
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7 zeigt
das Ergebnis der Simulation, die in Bezug auf das zweite Vergleichsbeispiel
nach 6 ausgeführt
wurde. Aus der Zeichnung ist entnehmbar, dass der Frequenzgang F3
eine Spitze bei 2,4 GHz besitzt, während die Sperrstelle bei 1,7
GHz liegt. Das Ausmaß der
Dämpfung
an der Spitze ist relativ gering. Allerdings ist die Sperrstelle
in Richtung der Tiefpassseite hin verschoben, und das Dämpfungsmaß im Band
von 2,1 GHz bis 2,17 GHz, welches gesperrt werden soll, ist gering.
Die Verwendung der Koppelkondensator-Teilerschaltung 5 zur kapazitiven
Kopplung bei Überkreuzen
der ersten und der zweiten mehrfach abgestimmten Schaltung 3 und 4 wird
als Beitrag angesehen für
die spitze Dämpfungskennlinie
bei gleichzeitiger Verlängerung der
Breite zwischen dem Spitzenwert und der Sperrstelle.
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In
der Ausführungsform
sind die erste und die zweite mehrfach abgestimmte Schaltung 3 und 4 in
Reihe zwischen dem Eingangsanschluss 1 und dem Ausgangsanschluss 2 geschaltet.
Die erste und die zweite Schaltung 3 und 4 sind
mittels Kondensator über
die Koppelkondensator-Teilerschaltung 5 gekoppelt. Die
erste mehrfach abgestimmte Schaltung 3 ist mit dem Ausgangsanschluss 2 verbunden,
und die zweite mehrfach abgestimmte Schaltung 4 ist mit dem
Eingangsanschluss 1 verbunden, um die ausgeprägte spitze
Dämpfungskennlinie
in dem Band von 2,4 GHz bis 2,0 GHz zu realisieren.
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Es
versteht sich, dass die vorliegende Erfindung nicht auf das Bandpassfilter
beschränkt
ist, sondern auch anwendbar ist bei einem Hochpassfilter, beispielsweise
dem Hochpassfilter und der Saugschaltung, solange das Hochpassfilter
die scharfe Dämpfungskennlinie
auf der Tiefpassseite bildet. Die Erfindung ist außerdem anwendbar
bei einem Funkmodul für
andere Zwecke als das Mobiltelefon.
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Die
vorliegende Erfindung ist anwendbar auf das Top-Filter für die tragbare
Funk-Terminaleinheit mit jeweiligen Funk-Modulen für das WLAN
und das Mobiltelefon, die in einem einzigen Gehäuse untergebracht sind.