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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Quarzoszillator-Schaltkreis,
konkreter einen auf der Pierce-Oszillator-Architektur basierenden
Quarzoszillator-Schaltkreis.
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Quarzoszillatoren,
insbesondere Pierce-Oszillatoren, werden im Fachgebiet häufig
zur Bereitstellung stabiler Taktsignale verwendet. Es gibt einen allgemeinen
Bedarf für die Entwicklung einer Schaltungsanordnung, die
sowohl für alle Arten von Anwendungen geeignet und in Bezug
auf die bestimmten Anforderungen jeder Anwendung höchst
effizient ist. Konkret sollten elektronische Geräte oder
elektronische Schaltungsanordnungen, die einen Quarzoszillator bilden,
so erdacht sein, dass sie so viele Quarze wie möglich unterstützen
und trotzdem eine konstante Frequenz, eine hohe (als Absolutwert)
negative Impedanz, niedriges Phasenrauschen, einen geringen Stromverbrauch
und eine geringe Verlustleistung auf dem Quarz bereitstellen. Für
integrierte Lösungen sollten die integrierten Bauelemente
und Schaltungsanordnungen gegenüber sämtlichen
Arten von Störquellen immun sein. Ein weiter Frequenzziehbereich
ist ebenfalls wünschenswert. Eine ausführliche
Erörterung und eine Lösung eines Pierce-Oszillators
nach dem Stand der Technik findet man in "High-Performance
Crystal Oscillator Circuits: Theory and Application" by Eric A.
Vittoz u. a., IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume 23, Nr.
3, Juni 1988, Seite 774. Der von Vittoz vorgestellte Quarzoszillator-Schaltkreis
enthält eine Verstärkerstufe, eine Amplitudenregelstufe,
einen Ausgangsspannungsregler und einen Ausgangsverstärker.
Die Amplitudenregelung ist notwendig, um eine passende negative
Impedanz bereitzustellen, wenn man von dem Quarz in die entsprechenden
Eingangsanschlüsse des Quarzoszillator-Schaltkreises blickt.
Die negative Impedanz sollte gleich dem äquivalenten Reihenwiderstand
(ESR, engl. "equivalent serial resistance") des Quarzes sein. Eine
zu große negative Impedanz zieht eine hohe Verlustleistung
und eine schnelle Abnutzung des Quarzes nach sich. Wenn die negative Impedanz
kleiner als der ESR ist, kann eventuell keine Oszillation auftreten
oder die Oszillation hört auf.
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Der
von Vittoz zur Regelung des Verhältnisses zwischen der
negativen Impedanz und dem ESR offenbarte Mechanismus basiert auf
der Regelung des durch einen Transistor fließenden Arbeitsstroms, der
als Verstärkungstransistor für den Quarz verwendet
wird. Der Arbeitsstrom wird durch einen Amplitudenregel-Schaltkreis
(ACC, engl. "amplitude control circuit") geregelt. Der ACC überwacht
die Amplitude der Oszillation und erzeugt eine Regelspannung zur Verkleinerung
oder Vergrößerung der Amplitude. Die Regelspannung
wird zur Änderung des durch den Verstärkungstransistor
fließenden Stroms verwendet. Auf Grund des bestimmten,
von Vittoz angewendeten Regelungsmechanismus ist die Umwandlungsverstärkung
jedoch äußerst hoch. Dementsprechend wird das
von dem ACC erzeugte Rauschen verstärkt und der Quarzoszillationsschleife
zugeführt und degradiert die Phasenrauscharmut erheblich. Des
Weiteren weist der von Vittoz vorgeschlagene Quarzoszillator-Schaltkreis
eine nur geringe Immunität gegen Substratrauschen oder
Nebensignaleffekte (Crosstalk) auf, wenn er auf einer integrierten
Schaltung, insbesondere in einer Systemintegration (SoC, engl. "system
an chip"), implementiert ist. Letztendlich weist der von Vittoz
vorgeschlagene Quarzoszillator lediglich einen kleinen Ziehbereich
und eine schlechte Anpassungsfähigkeit für viele
verschiedene Quarze auf.
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen äußerst
flexiblen Quarzoszillator-Schaltkreis mit einem breiten Frequenzziehbereich,
einer hohen Immunität gegen Rauschen, einer verringerten
Verlustleistung und einer geringen Quarzabnutzung bereitzustellen.
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Dementsprechend
wird ein Quarzoszillator-Schaltkreis bereitgestellt, der eine mit
einem Quarz zu koppelnde kapazitive Laststufe, eine Verstärkerstufe,
einschließlich einer Vorspannungserzeugerstufe und eines
Verstärkungstransistors, die mit dem Quarz und der kapazitiven
Laststufe zu koppeln sind, um eine Oszillation herzustellen, eine Pick-Up-Stufe,
die mit der Verstärkerstufe und dem Quarz zu koppeln ist,
um ein Oszillatorausgangssignal zu erzeugen, und eine Amplitudenregelstufe
zur Regelung der Amplitude des Oszillationssignals an dem Quarz
enthält, wobei die Vorspannungserzeugerstufe als entarteter
Source-Verstärker konfiguriert ist. Vorzugsweise basiert
der Quarzoszillator-Schaltkreis gemäß der vorliegenden
Erfindung auf einer Pierce-Oszillator-Architektur. Durch die Verwendung einer
als entarteter Source-Verstärker konfigurierten Vorspannungserzeugerstufe
werden die Überlagerungsverstärkung und eine entsprechende
Rauschinjektion verringert. Durch die Verwendung einer entarteten
Source-Verstärker-Konfiguration wird die Umwandlung der
Amplitudenregelspannung in Arbeitsstrom eher von dem Entartungselement
(z. B. einem Widerstand oder einer Mehrzahl von Widerständen) als
durch die Steilheit des Transistors durchgeführt, wodurch
die Überlagerungsverstärkung verringert wird.
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Vorzugsweise
enthält die Vorspannungserzeugerstufe einen Regeltransistor
und zumindest ein mit der Source des Regeltransistors verbundenes Widerstandselement,
die gemeinsam den entarteten Source-Verstärker bilden.
Der das Widerstandselement als Entartungselement aufweisende Regeltransistor
empfängt eine Amplitudenregelspannung von der Amplitudenregelstufe
als Regelsignal, um einen durch den Verstärkungstransistor
fließenden Arbeitsstrom selektiv einzustellen. Dementsprechend
wird die eher feine Einstellung des Arbeitsstroms als Reaktion auf
das Amplitudenregelsignal durch Regelung der Gate-Spannung des Regeltransistors
durchgeführt. Da der Verstärkungsfaktor des Regeltransistors
eher niedrig ist, wird die Injektion von Rauschen über
den Amplitudenregelmechanismus verringert.
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung wird der entartete Source-Verstärker
in dem Vorspannungserzeuger durch eine Mehrzahl von Widerständen
entartet. Der Quarzoszillator-Schaltkreis enthält ebenfalls
entsprechende Mittel (z. B. Schalter), um diese Widerstände
als Reaktion auf ein digitales Konfigurationssignal in den Strompfad
durch den entarteten Source-Verstärker zu schalten, wodurch
der durch den Verstärkungstransistor fließende Strom
bestimmt wird. Indem Widerstände in den Strompfad geschaltet
werden, ist es möglich, für verschiedene Quarze
oder verschiedene Anwendungen verschiedene Bereiche als Reaktion
auf ein digitales Konfigurationssignal vorzudefinieren.
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Die
mit dem Quarz gekoppelte kapazitive Laststufe kann selektiv so geschaltet
werden, dass die für den Quarzoszillator wirksame kapazitive
Last als Reaktion auf ein digitales Konfigurationssignal geändert
werden kann. Eine variable kapazitive Last gestattet es, den Quarzoszillator-Schaltkreis
für viele verschiedene Quarze einzustellen. Die Lastkapazität sollte
gemäß den Leistungsdaten des verwendeten Quarzes
gewählt werden. Folglich entspricht eine große
Vielzahl von Quarzen einer großen Vielzahl von Lastkapazitäten.
Durch Verwendung der Schaltungsanordnung gemäß der
vorliegenden Erfindung kann die Kapazitätsauswahl durch
bloßes Schalten von Kondensatoren bewerkstelligt werden.
Die Schalter können durch Transistoren implementiert werden,
die so zu dimensionieren sind, dass der Qualitätsfaktor
der Kondensatoren für die Arbeitsfrequenz nicht wesentlich
degradiert wird.
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Da
die mit dem Regeltransistor sowie der kapazitiven Last gekoppelten
Widerstandselemente (d. h. zum Beispiel die Widerstände)
durch dasselbe digitale Konfigurationssignal geregelt werden, wird eine
Verbindung zwischen dem Arbeitsstrom (d. h. der Steilheit des Verstärkungstransistors)
und der Lastkapazität hergestellt. Die Regelung sowohl
der kapazitiven Last als auch der Steilheit des Verstärkungstransistors
ist besonders nützlich, da die negative Impedanz hauptsächlich
von den Lastkondensatoren und von der Steilheit des Verstärkungstransistors
abhängt. Eine große kapazitive Last benötigt eine
große Steilheit, aber wenn die Steilheit zu hoch ist, nimmt
die negative Impedanz wieder ab. Allgemein ist die Steilheit für
einen bestimmten Lastkondensatorbereich innerhalb eines bestimmten
Bereichs zu wählen. Dementsprechend ist es nützlich, dieselben
oder zumindest verwandte digitale Konfigurationssignale zur Schaltung
der Widerstände zu verwenden, um einen bestimmten Arbeitsstrom
für den Verstärkungstransistor und für
das Schalten der kapazitiven Last festzulegen. Die vorliegende Erfindung
schlägt vor, eine Verbindung zwischen dem kapazitiven Lastauswahlsignal
und dem gewählten Strombereich herzustellen. Dies schafft
eine optimale Anpassungsfähigkeit des Oszillator-Schaltkreises. Innerhalb
des bestimmten Bereichs regelt die Amplitudenregelstufe den durch
den Verstärkungstransistor fließenden Strom, um
innerhalb des vorgewählten Bereichs eine optimale Steilheit
zu erreichen.
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Gemäß noch
einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Pick-Up-Stufe
so eingerichtet, dass sie differenzielle Signale empfangen und bearbeiten
kann. Hierdurch wird es gestattet, die Pick-Up-Stufe differenziell
(symmetrisch) mit gegenüberliegenden Seiten des Quarzes
zu koppeln. Dieser Ansatz ist besonders nützlich für
integrierte Lösungen, in denen der Quarzoszillator-Schaltkreis
allen möglichen Störungen und Rauschen ausgesetzt ist.
Das Rauschen kann eine Fehlfunktion des Oszillators, einschließlich
Störimpulsen und doppelten Impulsen, verursachen. Dieser
Aspekt der Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass Störungen
hauptsächlich ein Gleichtaktverhalten aufweist, und die Eingangs-
und Ausgangssignale der Verstärkerstufe eine Phasenverschiebung
von fast 180 Grad aufweisen. Dementsprechend unterdrückt
eine differenzielle Pick-Up-Stufe sämtliche Gleichtaktstörungen
erheblich. Des Weiteren verbessert die differenzielle Stufe allgemein
das Phasenrauschen bei hohen Frequenzen und verringert den Stromverbrauch
in Bezug auf den herkömmlichen Ansatz mit wechselstromgekoppelter
Inverterstufe.
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Gemäß einem
anderen Aspekt der Erfindung ist ein Widerstand zwischen den Ausgang
der Verstärkerstufe auf einer Seite des Quarzs gekoppelt, um
eine verbesserte Anpassungsfähigkeit der Oszillationsfrequenz
zu erreichen (d. h. den Ziehbereich zu vergrößern).
Der Widerstand erzeugt gemeinsam mit der Lastkapazität
einen Pol, der die Phase verschiebt und es dem Quarz gestattet,
in einem Bereich zu arbeiten, in dem es leichter ist, die Frequenz
einzustellen (zu ziehen).
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Gemäß noch
einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält
die kapazitive Laststufe zumindest einen NMOS-Transistor, der als
kapazitive Last dient. Herkömmliche Lösungen schlagen
vor, MOS-Varaktoren als variable Kapazität zu verwenden.
Als geregelte Kapazität verwendete NMOS-Transistoren haben
jedoch eine höhere Maximal-Minimal-Kapazitätsabweichung.
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Weitere
Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen unter Bezugnahme
auf die beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
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1 einen
vereinfachten Schaltplan eines Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreises
gemäß dem Stand der Technik,
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2 einen
vereinfachten Schaltplan eines Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreises
mit Amplitudenregelung gemäß einem Aspekt der
vorliegenden Erfindung,
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3 einen
vereinfachten Schaltplan eines Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreises
mit Amplitudenregelung gemäß einem anderen Aspekt
der vorliegenden Erfindung,
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4 einen
Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreis mit einer differenziellen Pick-Up-Stufe
gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung,
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5 einen
vereinfachten Schaltplan einer kapazitiven Laststufe, bestehend
aus NMOS-Transistoren, gemäß einem Aspekt der
vorliegenden Erfindung,
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6 einen
vereinfachten Schaltplan einer Pick-Up-Stufe gemäß der
vorliegenden Erfindung in ausführlicherer Form,
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7 einen
vereinfachten Schaltplan einer Amplitudenregelstufe gemäß der
vorliegenden Erfindung, und
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8 eine
Draufsicht eines Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreises gemäß der
vorliegenden Erfindung.
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1 zeigt
einn vereinfachten Schaltplan eines Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreises
gemäß dem Stand der Technik. Dementsprechend ist
ein Quarz XTAL mit einer Verstärkerstufe gekoppelt, die einen
Verstärkungstransistor M1 enthält. Der Ausgang
der Verstärkerstufe AMPOUT ist über den Widerstand
R0 mit einem Anschluss XIN des Quarzes XTAL gekoppelt. Die Anschlüsse
XIN und XOUT des Quarzes XTAL sind mit entsprechenden kapazitiven Lasten
C0 und C1 gekoppelt. Die Amplitudenregelstufe ACC ist mit dem Ausgang
AMPOUT der Verstärkerstufe gekoppelt und erzeugt einen
Regelstrom ICNTRL, der über den Stromspiegel M2, M0 mit
der Verstärkerstufe gekoppelt ist, um die Steilheit des Transistors
M1 als Reaktion auf die Oszillationsamplitude einzustellen. Da der
Verstärkungsfaktor der aus dem Stromspiegel und der Amplitudenregelstufe bestehenden
Regelschleife typischerweise sehr hoch ist, bringt der in 1 gezeigte
Amplitudenregelmechanismus zusätzliches und verstärktes
Rauschen in den Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreis ein.
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2 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan eines Pierce-Quarzoszillators gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung. Dementsprechend ist die Amplitudenregelstufe
ACC mit der Arbeitspunkterzeugerstufe gekoppelt, die nun durch Verwendung des
Regeltransistors M0 und des Widerstands R1 als entarteter Source-Verstärker
implementiert ist. Dementsprechend wird der Verstärkungsfaktor
des Transistors M0 verringert, und die zur Einstellung der Steilheit
des Verstärkungstransistors M1 verwendete Regelspannung
VCTRL wird über den Transistor R1 im Grunde zu einem Arbeitsstrom
BIAS umgewandelt. Als Folge dessen wird das durch die Amplitudenregelstufe
ACC eingebrachte Rauschen wesentlich verringert.
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3 zeigt
eine vereinfachtes Schaltbild eines Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreises
gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung. Dementsprechend
sind eine Mehrzahl von Widerständen R1, R2 und R3 mit der
Source des NMOS-Transistors M0 gekoppelt, der, wie in Bezug auf 2 erläutert,
als widerstandsmäßig entarteter Regeltransistor
dient. Die Widerstände R1, R2 und R3 können durch
die Transistoren M3 und M4 als Reaktion auf ein digitales Konfigurationssignal,
das durch CL1 und CL2 dargestellt ist, selektiv umgangen werden.
Wenn nötig, können mehr Widerstände und mehr
Regelsignale bereitgestellt werden, um zusätzliche Konfigurationsbereiche
zur Verfügung zu haben. Dieser Ansatz gestattet es, die
Verstärkerstufe grob einzustellen, indem die Schalttransistoren
R1 bis R3 durch M1 und M0 in den Strompfad geschaltet werden. Eine
genauere Einstellung der Amplitude wird durch die Amplitudenregelstufe
ACC bereitgestellt, die die Gate-Spannung des NMOS-Regeltransistors
M0 regelt, der durch die Widerstände R1 bis R3 selektiv
entartet wird.
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4 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild einer weiteren Ausführungsform
gemäß der vorliegenden Erfindung. Die in 4 gezeigte
Schaltungsanordnung basiert auf der in 2 gezeigten
Schaltungsanordnung, außer, dass die Pick-Up-Stufe PICKUP als
differenzielle Stufe implementiert ist, die über die Eingangsanschlüsse
VIN+ und VIN– mit beiden Seiten des Quarzs XTAL gekoppelt
ist, d. h. mit XIN und XOUT. Die Pick-Up-Stufe PICKUP verstärkt
das differenzielle Eingangssignal und wandelt das Signal in ein
Eintaktausgangssignal VCXOUT um, das als Oszillatorausgangssignal
OUT dient. Die differenzielle Pick-Up-Stufe gestattet es, das Gleichtaktrauschen (Substratrauschen,
Nebensignale/Crosstalk) zu unterdrücken.
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5 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild einer kapazitiven Laststufe gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung. Entweder können einer
oder beide der Kondensatoren C0 und C0 gemäß der
in 5 gezeigten Schaltungsanordnung implementiert
sein. Dementsprechend kann eine Mehrzahl von NMOS Transistoren M11,
M12, M13, M14, M15 und M16 durch entsprechende Transistoren M5,
M6, M7, M8, M9 und M10 auf den Knoten TOP geschaltet werden. Das
Schalten wird durch ein digitales Konfigurationssignal erledigt,
das durch CCL1, CCL2, CCL3, CCL4, CCL5 und CCL6 dargestellt ist.
Hierdurch ist es möglich, die kapazitive Last als Reaktion auf
das digitale Regelsignal selektiv zu schalten. Insbesondere gestattet
es die vorliegende Konfiguration, die in 3 gezeigten
Widerstände R1, R2, R3 ... durch dasselbe digitale Konfigurationssignal
wie die in 5 gezeigten kapazitiven Lasttransistoren
zu schalten. Durch Herstellung einer Verbindung zwischen dem Schalten
der Widerstände und der kapazitiven Lasten ist es möglich,
einen optimalen Betriebsbereich für den Quarzoszillator
zu ermitteln, indem eine optimale negative Impedanz festgelegt wird.
TOP kann mit den Oszillatorknoten XIN und XOUT und BOTTOM entweder
mit dem Regelspannungssignal VC oder mit einem Massepotential verbunden
sein.
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6 zeigt
einen vereinfachten Schaltplan einer differenziellen Pick-Up-Stufe
gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung.
Die Transistoren M17 und M18 empfangen differenzielle Eingangssignale
VIN– und VIN+ (vgl. 4) und dienen
als differenzielles Paar. Die Transistoren M21 und M22 stellen die
Last für das differenzielle Paar M17 und M18 dar, während
M23, M24, M25 und M26 die Ausgangsstufe bilden. Die Transistoren
M19 und M20 stellen eine Rückkopplungsverbindung bereit,
so dass die gesamte Schaltungsanordnung als bistabiler Schaltkreis
arbeitet, der an dem asymmetrischen Taktausgang OUTS ein periodisch
wechselndes Taktsignal erzeugt. Der Ausgang OUTS ist mit einer digitalen
Schaltungsanordnung gekoppelt, die durch einen Wechselrichter INV1
dargestellt ist. Weitere Logikzellen können bei Bedarf
bereitgestellt werden.
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7 zeigt
eine vereinfachte Schaltplan einer Amplitudenregelstufe gemäß der
vorliegenden Erfindung. Der Originalgleichstromwert des von XOUT
abgetasteten Signals wird in dem ACC losgelöst und dem
durch R9 und R10 festgelegten Gleichstromwert angehängt.
Danach wird das abgetastete Signal einem Peak-Detektor zugeführt,
der dessen höchsten Spannungswert (die Spitzenspannung)
in VPK speichert. Diese Spitzenspannung wird dann mit der durch
den von R6 und R7 gebildeten Widerstandsteiler verglichen, woraus
sich VCNTRL ergibt. Die Differenz zwischen den durch die Widerstandsteiler
R9, R10 und R6, R7 festgelegten Spannungen legen die Amplitude fest,
auf die die Oszillation geregelt wird. Der Widerstand R8 dient als
Pull-down-Widerstand für den Kondensator C3.
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8 ist
eine Draufsicht eines Pierce-Quarzoszillator-Schaltkreises gemäß der
vorliegenden Erfindung. Ein Quarz kann, wie in 2 vorgeschlagen,
mit den Anschlüssen XIN und XOUT gekoppelt sein. Der Verstärkungstransistor
M1 und der Widerstand R0 stellen die notwendige Verstärkung
bereit, um eine Oszillation herzustellen. Die Kondensatoren C0 und
C1 gemäß 2 sind als
Kondensatorbänke C0BANK bzw. C1 BANK implementiert, Die
Bänke sind wie in 5 gezeigt
implementiert. Der Block ISET ist die Arbeitspunkterzeugerstufe,
einschließlich der schaltbaren Widerstände (einschließlich
der Schalter und zusätzlicher Logikgatter zur Bereitstellung
entsprechender Schaltsignale für die Schalter), die die
mehreren auswählbaren Arbeitspunkte festlegen, sowie des
Transistors M0, was diese Art zu dem entarteten Source-Verstärker
macht. Die Pick-Up-Stufe PICKUP ist, wie in 4 gezeigt,
mit XIN und dem Verstärkerausgang AMPOUT gekoppelt. Anders
als in 4 ist jedoch ein Widerstand R4 zwischen XOUT und
den Eingang VIN- der Pick-Up-Stufe PICKUP gekoppelt. Der Widerstand R4
dient dazu, den Ziehbereich zu vergrößern, indem ein
Pol der Übertragungsfunktion, wie oben erläutert, verschoben
wird. Das digitale Konfigurationssignal CL ist mit der kapazitiven
Lastbank C0BANK und C1BANK gekoppelt, aber auch mit der Arbeitsstromeinstellstufe
ISET. CL ist als die in 3 gezeigten digitalen Regelsignale
CL1, CL2 bzw. CCL1 bis CCL6 gemäß 5 zu
verwenden. Die Regelsignale in 3 und in 5 können
vorzugsweise dieselbe Anzahl von Zeilen (oder Bit) aufweisen. Dementsprechend
sind die Regelmechanismen zur Einstellung der Steilheit des Transistors
M1 und zur Einstellung der kapazitiven Lasten miteinander verbunden,
um eine optimale Leistungsfähigkeit zu erzielen. Wenn einige
der Widerstände in dem Block ISET geschaltet werden, werden
ebenfalls einige der Kondensatoren in C0BANK und C1BANK geschaltet.
Der Block VCSWITCH wird dazu verwendet, bei Betrieb in VCXO-Betriebsart
das Potential an den Knoten BOTTOM von C0BANK und C1BANK zwischen
Masse und VC umzuschalten.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- - "High-Performance
Crystal Oscillator Circuits: Theory and Application" by Eric A.
Vittoz u. a., IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume 23, Nr.
3, Juni 1988, Seite 774 [0002]