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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals.
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Zur analogen und digitalen Datenübertragung werden herkömmlicherweise (Nutz-)Informationen von einem Sender (auch Signalquelle genannt) durch einen Kanal zu einem Empfänger an einem anderen Ort übermittelt. Dazu wird von der Signalquelle eine physikalische Größe (beispielsweise elektrische Spannung oder die Frequenz elektromagnetischer Wellen) vom Sender zeitlich variiert und vom Empfänger gemessen. Das von der Signalquelle gelieferte Nutzsignal wird dabei stets von einem unerwünschten Rauschen überlagert, da in elektronischen Schaltungen thermisches Rauschen aufgrund der thermischen Bewegung der Ladungsträger in elektrischen Schaltkreisen notwendigerweise auftritt.
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Zur Unterdrückung des Rauschens und zum Erzielen eines möglichst guten Signal/Rausch-Verhältnisses werden üblicherweise Filter, insbesondere Bandpassfilter eingesetzt. Ein Bandpassfilter wird in den Signalweg gelegt, um ein bestimmtes Frequenzband mit einer Bandbreite B = f2 – f1 durchzulassen und die anderen Frequenzbereiche zu sperren oder deutlich abzuschwächen. Hierbei ist f1 die untere Grenzfrequenz und f2 die obere Grenzfrequenz. Als f0 wird die Band-Mittenfrequenz bzw. Kennfrequenz bezeichnet. Das zu übertragende analoge oder digitale Nutzsignal ohne Rauschen umfasst lediglich Frequenzanteile innerhalb der Bandbreite des Bandpassfilters. Vorteilhafterweise wird die Trägerfrequenz des zu übertragenden Signals mit der Kennfrequenz des Filters übereinstimmen.
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Es besteht sehr häufig das Problem, zu einem gegebenen Übertragungskanal ein periodisches Taktsignal zu erzeugen, dessen Frequenz mit der Trägerfrequenz des Nutzsignals korreliert ist. Dies ist insbesondere dann vonnöten, wenn eine zeitabhängige Verarbeitung des empfangenen Nutzsignals vorzunehmen ist, beispielsweise zur automatischen Verstärkungseinstellung. Die Taktrückgewinnung in der digitalen Übertragungstechnik hat zum Ziel, aus einem empfangenen Digitalsignal den Sendetakt des Senders zu bestimmen und damit das zeitgenaue Abtasten des Empfangsignals zu ermöglichen. Die Taktrückgewinnung ist auf Empfängerseite notwendig, um die periodischen Abtastzeitpunkte des empfangenen Datenstromes zu ermitteln. Ohne diese zeitlich genaue Ausrichtung kann das digitale Empfangsignal nicht richtig ausgewertet werden.
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Zur Taktrückgewinnung werden üblicherweise phasengekoppelte Regelkreise, so genannte Phase locked loops, verwendet. Sie besitzen einen Phasendetektor und einen spannungsgesteuerten Oszillator. Der Oszillator erzeugt das Taktsignal in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung des Phasendetektors. Nachteilig an diesen Schaltungen ist, dass sie empfindlich auf Temperatur- und Prozess-Änderungen reagieren, so dass der rückgewonnene Takt nicht mehr mit dem übertragenen Signal korreliert ist.
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In der
US 5 892 375 ist eine Einrichtung zum Unterdrücken von Rauschen bei Motor-Klopf-Ermittlungs-Einrichtungen offenbart. Dabei wird Rauschen unterdrückt, das sich aus – nicht vermeidbaren – Unterschieden zwischen zur Motor-Klopf-Ermittlung verwendeten, von Bandpassfiltern erzeugten, zueinander inversen Signalen ergibt.
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Aus der
DE 696 23 770 ist ein Phasenschieber bekannt, der einen Dreieckwellengenerator aufweist.
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In der
US 2003/0042984 ist ein Transceiver mit geringer Rausch-Verstärkung beschrieben.
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Aus der
US 4 737 721 ist ein Frequenz-Verdopplungs-Schaltkreis bekannt, der vier Komparatoren aufweist.
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In der
US 5754356 ist ein magnetisches Aufzeichnungs- und Wiedergabegerät beschrieben.
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Aus der
US 5426392 ist ein Taktgenerator bekannt, der ein Bandpaßfilter und einen Komparator aufweist.
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Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung zum Erzeugen eines periodischen Taktsignals bereitzustellen, die – insbesondere unabhängig von Temperatur- und Prozessschwankung – ein Taktsignal bereitstellt, dessen Frequenz mit der Trägerfrequenz eines Datenübertragungs-Nutzsignals korreliert ist.
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Die o. g. und/oder weitere Aufgaben werden gelöst durch die Vorrichtung gemäß Anspruch 1.
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Das Taktsignal ist periodisch, weil die Nulldurchgänge eines bandpassgefilterten weißen Rauschsignals in einem festen Abstand aufeinander folgen. Das Eingangssignal enthält notwendigerweise eine Rauschkomponente. Die Frequenz des ausgegebenen Taktsignals ist mit der Kennfrequenz f0 des Bandpassfilters korreliert. Die Vorrichtung ist auch unabhängig von Prozess- oder Temperaturschwankungen, da kein elektronischer Oszillator eingesetzt wird, der empfindlich auf derartige Schwankungen reagiert. Sofern das Bandpassfilter für die Datenübertragung getrimmt wird, ist eine weitere Anpassung der Vorrichtung nicht nötig. Das resultierende Taktsignal passt sich automatisch an das veränderte Bandpassfilter an. Die Vorrichtung ist zudem störsicher, da der Takt immer nur bei Nulldurchgängen des Eingangssignals herauf- oder herabgeschaltet wird. Die Realisierung der Vorrichtung kann auf einfache Weise, mit wenigen Bauteilen und somit kostengünstig erfolgen.
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Der Komparator kann insbesondere einen zweiten Komparator-Eingang zum Empfangen des Referenzpegels aufweisen. Diese Realisierung ist besonders einfach zu implementieren. Die Genauigkeit des Vergleichs hängt in diesem Fall von der exakten Eingabe des Referenzpegels ab.
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Es wird bevorzugt den Komparator mit einem zweiten Komparator-Eingang auszustatten. Am zweiten Komparatoreingang wird ein gegenüber dem bandpassgefilterten Signal invertiertes Signal empfangen. Die Invertierung des bandpassgefilterten Signals kann durch einen externen Inverter erfolgen oder das Bandpassfilter kann dazu ausgebildet sein, zwei zueinander komplementäre Analog-Signale auszugeben. Einen Nulldurchgang des bandpassgefilterten Signals kann durch Vergleich der zueinander invertierten Signale erkannt werden, denn die zueinander invertierten Signale sind nur dann gleich, wenn sie beide gleich Null sind. Der Komparator wird gemäß dieser Ausführungsform dazu ausgebildet, ein Über- oder Unterschreiten des Referenzpegels anhand des Vergleichs zwischen dem bandpassgefilterten Signal und dem invertierten bandpassgefilterten Signal zu erkennen.
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Vorzugsweise ist zudem ein Vorverstärker vorgesehen, der einen Vorverstärker-Eingang zum Empfangen des Eingangssignals und einen Vorverstärker-Ausgang zum Ausgeben eines verstärkten Eingangssignals aufweist. Der Vorverstärker-Ausgang ist gemäß dieser Ausführungsform mit dem Bandpassfilter-Eingang verbunden. Der Vorverstärker dient dazu das übertragene Nutzsignal geeignet zu verstärken. Aufgrund des Vorverstärkers gelangen allerdings zusätzliche Rauschsignale zum Eingang des Komparators. Diese Rauschsignale sind allerdings für die Taktgewinnung von Vorteil. Denn damit kann anhand der Rauschsignale die Vorrichtung ein Taktsignal erzeugen, selbst wenn keine Nutzsignale übertragen werden.
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Das Bandpassfilter besitzt vorzugsweise die folgende Übertragungsfunktion A(s):
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Dabei ist ω
0 eine Resonanzfrequenz, δ eine Dämpfung und k ein Verstärkungsfaktor des Bandpassfilters. Es gilt s = iω und i
2 = –1, wobei ω die Kreisfrequenz eines harmonischen Eingangssignals darstellt. Die oben genannte Übertragungsfunktion des Bandpassfilters erlaubt es, die resultierende Taktfrequenz des Ausgangssignals exakt zu berechnen. Sie Taktfrequenz ist in diesem Fall gleich
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend anhand der beigefügten Figuren detailliert beschrieben.
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KURZBESCHREIBDUNG DER ZEICHNUNGEN
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Es zeigen:
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1 zeigt eine schematische Darstellung der Vorrichtung zum Erzeugen eines periodischen Taktsignals gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
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2 jeweils in einem kartesischen Koordinatensystem einen Graphen des Eingangssignals und des Ausgangssignals des Bandpassfilters sowie einen Graphen des Ausgangssignals des Komparators.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DES BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELS
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In 1 ist das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Vorrichtung zum Erzeugen eines Taktsignals schematisch dargestellt. Die Vorrichtung umfasst eine Signalquelle 10, die ein Ausgangssignal bereitstellt. Das Ausgangssignal der Signalquelle stellt eine Überlagerung eines Nutzsignals mit systembedingtem Rauschen dar. Das Ausgangssignal der Signalquelle wird von einem Vorverstärker 20 verstärkt und ein vorverstärktes Signal A wird an ein Bandpassfilter 30 ausgegeben.
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Der oberste in 2 dargestellt Graph zeigt ein solches vorverstärktes Signal. Die Signalamplitude SA des vorverstärkten Signals 1 ist gegen eine Zeitachse t in einem kartesischen Koordinatensystem aufgetragen. Das vorverstärkte Signal hat Phasen 60A, in denen ein Nutzsignal ausgegeben wird. In Phasen 70A wird lediglich weißes Rauschen von dem Vorverstärker übertragen. Das Rauschen ist aufgrund des hohes Signal/Rausch-Abstandes in 2 nicht dargestellt.
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Das Bandpassfilter 30 in 1 filtert das vorverstärkte Signal A und gibt zwei Signale B+ und B– aus. B+ stellt das bandpassgefiltertes Signal dar, während B– das invertierte bandpassgefiltertes Signal darstellt. Die Amplitude des Signals B+ ist also genau dann positiv, wenn die Amplitude des Signals B– negativ ist und vice versa. Beide Signale B+ und B– sind nur dann gleich, wenn ihre Amplitude gleich Null ist.
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Der zweite, in 2 dargestellte Graph zeigt eine Amplitude SB des bandpassgefiltertes Signals B+ über einer Zeitachse t. Die Zeitachsen t der untereinander dargestellten Signale A und B+ ist identisch, so dass die untereinander dargestellten Signale miteinander verglichen werden können. Die Phase 60A des vorverstärkten Signals A entspricht einer Phase 60B des bandpassgefilterten Signals B+. Das Bandpassgefilterte Signal gelangt mit leichter Verzögerung an den Ausgang des Bandpassfilters 30, was die zeitliche Verschiebung der Phasen 60A und 60B zueinander erklärt. Die Phase 70A des vorverstärkten Signals A entspricht einer Phase 70B des bandpassgefilterten Signals. Aufgrund des inhärenten Rauschens im Ausgangssignal des Vorverstärkers – was in 2 nicht gezeigt ist – liegt ein Signal am Bandpassfilter-Ausgang B+ an.
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Ein Komparator 40 in 1 empfängt sowohl das bandpassgefilterte Signal B+ und das invertierte bandpassgefilterte Signal B–. Der Komparator vergleicht das Signal B+ mit dem invertierten Signal B–. Sofern das Signal B+ größer als das Signal B– ist, gibt der Komparator ein positives Spannungssignal am als Ausgangssignal C aus. Wenn das Signal B+ kleiner als das invertierte Signal B– ist, dann gibt der Komparator eine Spannung Null als Ausgangssignal aus. Sobald das Signal B+ und das invertierte Signal B– gleichgroß sind, kommt es zu einer Änderung am Ausgang des Komparators.
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Der unterste in 2 dargestellte Graph stellt schematisch das Ausgangssignal C des Komparators 40 dar. Eine Amplitude SC des Signals C ist gegen eine Zeitachse t aufgetragen, die mit den darüber dargestellten Graphen der Signale A und B+ ubereinstimmt. Das Ausgangssignal C ist ein periodisches Taktsignal. In 2 ist es allerdings nur abschnittsweise dargestellt. Wann immer das bandpassgefilterte Signal B+ einen Nulldurchgang erfährt, ändert sich die Spannung des ausgegebenen Taktsignals. Das Ausgangssignal ist periodisch, weil gezeigt werden kann, dass die Nulldurchgänge des bandpassgefilterten Signals B+ periodisch sein müssen. Dies wird nachfolgend noch detailliert erläutert.
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Die Phase 60A des vorverstärkten Signals A entspricht einer Phase 60C des Taktsignals C. Die Phase 70A des vorverstärkten Signals A entspricht der Phase 70C des Taktsignals. Obwohl in Phase 70C kein Nutzsignal übertragen wird, kann aufgrund des Rauschens das Taktsignal erzeugt werden.
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Schließlich umfasst die Vorrichtung noch eine Digitallogik-Schaltung 50, die beispielsweise einen Digital/Analog-Konverter umfasst. Die Digitallogik-Schaltung benutzt beispielsweise das Taktsignal, um die in dem Nutzsignal kodierte Informationen abzutasten und weiterzuverarbeiten. Schließlich ist in 1 eine Rückkopplung von der Digitallogik-Schaltung zu dem Vorverstärker vorgesehen. Im Digitalteil kann mit Hilfe des Taktsignals Datenverarbeitung vorgenommen werden, beispielsweise kann nach n Filterschwingungen einer Verstärkungsreduktion vorgenommen werden. Das Stellsignal hierfür kann beispielsweise mit einem Digital/Analog-Konverter generiert werden, welcher in der Digitallogik-Schaltung 50 enthalten sein kann. Die Digitallogikschaltung kann dazu benutzt werden, einen Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers 20 derart zu steuern, dass immer ein Taktsignal erzeugt werden kann, ohne den Signal/Rausch-Pegel unnötig zu erhöhen. Es handelt sich also um eine sinnvolle Regelung der Vorverstärkung.
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Nachfolgend wird nunmehr erläutert, wieso die Nulldurchgänge des bandpassgefilterten Ausgangssignals B+ periodisch aufeinander folgen. Ein resonanzfähiges Bandpassfilter kann in der Systemtheorie durch folgende Übertragungsfunktion dargestellt werden:
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Dabei ist ω0 die Resonanzfrequenz, δ die Dämpfung und k ein beliebiger Verstärkungsfaktor, um die gewünschte Verstärkung einzustellen. Für s gilt s = iω, wobei i2 = –1 und ω die Kreisfrequenz darstellt.
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Wird so ein Bandpassfilter mit einem Einheitspuls (mit der Einheitsenergie gleich eins, d. h. der Fläche unter der Kurve gleich eins, also ein Dirac-Impuls) am Eingang beaufschlagt, dann ergibt sich als Ausgangsfunktion
was einer gedämpften Schwingung mit der zeitlichen Dämpfung δ und der Schwingungsfrequenz
entspricht. Der Verstärkungsfaktor k des Filters geht linear in die Impulsantwort ein, genauso wie auch eine evtl. vorhandene Gewichtung der Energie des Einheitspulses am Eingang linear in die Impulsantwort eingehen.
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Wird ein solches Bandpassfilter mit weißem Rauschen am Eingang beaufschlagt, so ist dieses weiße Rauschen darstellbar als unendliche lange und dichte Folge von gewichteten Einheitspulsen, welche zeitlich verteilt aufscheinen. Auch im Rauschspektrum deckt sich diese Annahme, da weißes Rauschen bekanntlich ein konstantes unendlich ausgedehntes Rauschleistungsdichtespektrum hat ebenso wie die Summe unendlich vieler verschieden gewichteter Einheitspulse. Die Gewichtung der Energieverteilung der Rauscheinheitsimpulse ist im Allgemeinen eine gaußsche Verteilung, was aber auf das Rauschleistungsdichtespektrum qualitativ keinen Einfluss hat.
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Formelmäßig kann daher die Rauschantwort eines solchen Bandpassfilters im Zeitbereich folgendermaßen angegeben werden:
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Die konstanten Systemparameter ω
0 und δ können dabei vor das Summenzeichen geschrieben werden.
sind Einheits sprünge, welche zum Zeitpunkt t
i den Einheitssprung aufweisen und gw(i) sind die gaußsch verteilten Gewichtungsfaktoren der einzelnen Rauschpulse am Eingang.
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Nun geht es darum, welche Frequenz die Nulldurchgänge des Signals p(t) aufweisen. Die Gewichtungsfaktoren gw(i) beeinflussen nur die Amplitude des Signals und haben offensichtlich keinen Einfluss auf die Frequenz der Nulldurchgänge.
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Die Exonentialfunktionen
können durch keine mathemaptische Transformation als Summe von Sinusfunktionen, welcher Frequenz auch immer, dargestellt werden. Es bleiben daher die Sinusfunktionen von p(t) übrig, welche sich als unendliche Summe von
darstellen, wobei die Zeitpunkte t
i gleich verteilt sind. Durch die Anwendung des Summationssatzes für Winkelfunktionen
sin(α + β) = sin(α)cos(β) + cos(α)sin(β) kann bewiesen werden, dass die lineare Überlagerung von unendlich vielen wie oben dargestellten Sinusschwingungen wieder Schwingungen der Frequenz
sein werden, auch wenn sie in der Amplitude statistisch verteilt sind. Durch Einführung des Gütefaktors Q ergibt sich für die erzeugte Komparatorausgangsfrequenz:
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Wenn die Kennfrequenz f0 des Filters verstellt wird, dann folgt die Taktfrequenz fclk automatisch, ohne dass andere Systemparameter verändert werden müssen. Die Vorrichtung ist zudem störsicher, denn der generierte Signaltakt schaltet immer nur in den Nulldurchgängen der bandpassgefilterten Signale, was dazu führt, dass das unter Umständen hochempfindliche Analogsystem nicht gestört wird.
entspricht. Der Verstärkungsfaktor k des Filters geht linear in die Impulsantwort ein, genauso wie auch eine evtl. vorhandene Gewichtung der Energie des Einheitspulses am Eingang linear in die Impulsantwort eingehen.
darstellen, wobei die Zeitpunkte ti gleich verteilt sind. Durch die Anwendung des Summationssatzes für Winkelfunktionen
