DE3406736A1

DE3406736A1 - Metalldetektionssystem

Info

Publication number: DE3406736A1
Application number: DE19843406736
Authority: DE
Inventors: Lutz 7514 Eggenstein-Leopoldshafen Berger
Original assignee: Kernforschungszentrum Karlsruhe GmbH
Current assignee: Forschungszentrum Karlsruhe GmbH
Priority date: 1984-02-24
Filing date: 1984-02-24
Publication date: 1985-08-29

Description

Metalldetektionssystem
Die Erfindung betrifft ein Metalldetektionssystem mit Sende- und Empfangsspulen, die derart zueinander angeordnet sind, daß magnetische Entkopplung herrscht, sowie mit einer elektronischen Aus kopplung.
Die zur Zeit käuflichen Detektoren arbeiten fast ausschließlich als dynamische Systeme mit sinusförmigem Erregerfeld. Ihre Einsatzbereiche sind vornehmlich Flughäfen, wo sie zur Detektion von Waffen eingesetzt werden. Die Empfindlichkeit dieser Systeme ist so ausgelegt, daß Waffen, wie Pistolen, feststehende Messer usw., ohne weiteres detektiert werden.
Der Aufbau gleicht äußerlich einem verbreiterten Türrahmen. Die Systeme besitzen meist eine Erregter~ spule und zwei Empfänger- bzw. Suchspulen. Die beiden Empfängerspulen liegen symmetrisch gegenüber der Sendespule und sind so gegeneinander verschaltet, daß eine magnetische Entkopplung zwischen Sendespule und Empfängerspule herrscht. D.h., im ungestörten Fall wird in beiden Empfängerspulen dieselbe Spannung induziert, die sich durch die Verschaltung gegenseitig aufhebt. Wird dagegen ein Metallkörper eingebracht, erfolgt eine Feldänderung, die zu Beginn auf der Eintrittsseite größer ist als auf der Austrittsseite und zu einer resultierenden induzierten Spannung in der Empfänger spule führt.
Wird ein metallischer Körper mit großer Geschwindigkeit durch den Meßraum geworfen oder wird der Meßraum nur genügend langsam durchschritten, so erfolgt keine Alarmauslösung. In beiden Fällen werden nämlich die Grenzfrequenzen der Auswerteelektronik über- bzw. unterschritten.
Jede Spulenanordnung hat fertigungsbedingte und stndortbedingte Abweichungen vom ideal-magnetisch-entkoppelten Zustand. Dies erfordert eine Kompensation des Nullsignals und wird durch einen Abgleich der Auswerteschaltung am Einsatzort erreicht. Sollte sich durch veränderte Bedingungen am Einsatzort oder durch den Betrieb das Nullsignal verstellen, so muß dieses nutzlose Signal von der Auswerteschaltung verkraftet werden.
D.h., die Auswerteschaltung muß trotz des angestiegenen Nullsignals in der Lage sein, das um einige Zehnerpotenzen kleinere überlagerte Nutzsignal zu erkennen und zu verstärken.
Bei Kenntnis der Spulenanordnung und somit bekannter Feldrichtung lassen sich jedoch metallische Abschirmungen in Form dünner Stangen trotzdem unerkannt durchschleusen, sofern die Stangen parallel zur Feldrichtung geführt werden. Es wird hiebei kein nennenswertes Meßsignal generiert, da die wirksame Fläche nur von dem relativ kleinen Querschnitt der Stange gebildet wird. Entscheidende Parameter sind hier die Richtung des Magnetfeldes und die Geometrie bzw. Lage des Körpers.
Die Erfüllung der Bedingungen8jedes Metallstücks unabhängig von seiner Form und Lage zum detektierenden Magnetfeld zu erkennen gelingt nicht mit dem o.g.
bekannten Metalldetektionssystem.
Die Entwicklung geht daher zu einem Zweifrequenzverfahren über r Hier werden zwei Sendefrequenzen und zwei rechtwinklig angeordnete Sende-Empfangseinheiten zu einem Gesamtsystem verkoppelt. Durch die so entstehenden Magnetfelder erreicht man zwar eine Reduzierung des oben beschriebenen Orientierungsproblems, erkauft dies aber mit einer doppelten Auswertung der beiden verschiedenen Frequenzen (exakte Filterung, getrennte Auswertung).
Das Zweifrequenzsystemläßt sich durch Umstellen oder Drehen der Spulen nicht in eine Anordnung bringen, die der Erzeugung und Detektion eines Rotationsfeldes genügt, ohne daß dabei die Begehbarkeit der Anordnung beeinträchtigt wird. Ebenso führt eine Einstellung der beiden Sender auf die gleiche Frequenz nicht zur Erzeugung eines Drehfeldes, da hierzu noch definierte Phasenbedingungen eingehalten werden müssen.
Es bestand daher die Aufgabe, ein Metalldetektionssystem zu entwickeln, welches den o.g. Anforderungen entspricht, ohne dabei die geschilderten Nachteile mit zu übernehmen.
Die Lösung dieser Aufgabe ist in den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 beschrieben.
Die übrigen Ansprüche geben vorteilhafte Weiterbildungen und Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Anordnung und Elektronik wieder.
Das erfindungsgemäße Metalldetektionssystem zeichnet sich durch eine weitgehende Digitalisierung seiner Baugruppen aus, was zu drastischen Reduzierungen der Driftprobleme führt und eine exakte Reproduzierbarkeit der Meßabläufe garantiert. Sämtliche Trigger-Impulse und Referenzsignale werden aus der Grundfrequenz (z.B. 10 MHz-Quarzoszillator) der Sendereinheit gewonnen. Es können somit keine Versti3nmungen aufgrund von Temperaturänderungen oder Alterung auftreten, wie sie bei RC-bestückten Zeitgliedern vorkommen. Den wesentlich neuartigen Aspekt des Systems stellt jedoch das rotierende Erregerfeld dar, welches die Orientierungsproblematik eliminiert.
Die Sensitivität des Systems führt zur Erfassung kleinster Metallteile wie Armbanduhren und Gürtelschnallen, so daß eine weitere Empfindlichkeitssteigerung keine Verbesserung mehr erbringt, da solche Gegenstände bereits von jedermann mitgeführt werden und deren Einfluß nur durch die Lage der Alarmschwelle korrigiert werden kann.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels mittels der Fig. 1 - 9 näher erläutert.
Das vorliegende System kann als "Quasistatisches Meßsystem bezeichnet werden. Es ist in der Lage, sowohl Phasen- als auch Amplitudenänderungen als Folge von Magnetisierungs- bzw. Wirbelstromeffekten auszuwerten.
In Figur 1 ist eine Schleuse 1 mit einem kubisch ausgebildeten Meßvolunen dargestellt. Ein- und Ausgang bilden jeweils eine der Seitenflächen. Die beiden Sendespulen 2 und 3 sind derart angeordnet, daß sie die beiden Diagonalflächen des Kubus umranden, während die Empfängerspule 4 so geschaltet ist, daß sie durch eine spiegelbildliche Wicklungsart alle Seitenkannten des Kubus umfaßt. Die erzeugten Magnetfeldrichtungen H1 und H2 sind eingezeichnet. Die Sendespulen 2 und 3 kreuzen sich in den beiden Stirnflächen des Kubus (eine alternative Wicklungsart ist denkbar).
Die Anordnung der beiden Sendespulen 2 und 3 wird so gewählt, daß im Zusammenhang mit den ihnen aufgeprägten, um 90 -phasenverschobenen Sinusschwingungen ein rotierendes Magnetfeld entsteht. Grundgedarkehierbei ist die Eliminierung des Orientierungsproblems einer Probe im Meßraum 1. D.h., es existiert keine insensitive Orientierung mehr für eine metallische Probe im Meßraum 1 (Beispiel insensitive Orientierung: Stabförmige Probe parallel zu den Feldlinien eines Magnetfeldes H1 oder H2 mit einer Vorzugsrichtung).
Figur 1 veranschaulicht beispielhaft die geometrische Lage der Sende- und Empfangs spulen im Raum.
Figur 2 veranschaulicht das Feldstärkeprofil des Spulensystems in der Draufsicht für einige ausgewählte Raumpunkte P (x,y,z = O). Die gezeichneten Strahlen repräsentieren hierbei die Größe und die Richtung der magnetischen Feldstärke (H1,H2) während einer Periode der Sendefrequenz.
In Figur 1 sind zusätzlich die Feldstärkerichtungen H1 und H2 in der Art eine Momentaufnahme festgehalten.
Im oberen Bereich der Empfängerspule 4 sind die dazugehörigen induzierten Ströme eingezeichnet.
Addiert man sämtliche Ströme, die aufgrund der Geometrie im ungestörten Zustand alle gleich groß sind, so erhält man einen resultierenden Strom I = 0, also eine magnetische Entkopplung der Empfängerspule 4 von den Sendespulen 2,3. Durch die an jedem Aufbauort des Spulensystems andersartige Verteilung statischer Metallteile wird sich jedoch am Meßausgang eine resultierende induzierte Spannung aufbauen. Es wird eine Kompensation vorgenommen, die diese Einflüsse korrigiert.
Bei der Konzipierung der Elektronik wurde besonderer Wert auf eine weitgehende Digitalisierung der Baugruppen gelegt. Die Forderung schlägt sich teilweise in einer Vergörßerung des Schaltungsaufwandes nieder, kommt aber der Genauigkeit und Reproduzierbarkeit der Systemdaten zugute.
Wie aus dem Blockschaltbild gemäß Figur 3 zu entnehmen ist, steht an erster Stelle der Sinusgenerator 5, dessen Ausgangsspannungen, von zwei Leistungsstufen 6, 7 verstärkt, den beiden Sendespulen 2, 3 zugeführt werden. Auf der Auswerteseite schließt sich nach der Empfängerspule 4 und der Bandfilter-Einheit 8 die automatische Phasen- und Amplituden-Kompensation 9 an.
Ihre Aufgabe ist es, die Anfangsbedingungen: Nullphasenwinkel = 10 Grad und Amplitudenabweichung = Null einzuhalten und gegebenenfalls nachzuregeln. Der nachfolgende Phasendetektor 1Q repräsentiert die eigentliche Meßeinheit. Das Ausgangssignal 11 dieser Bauguppe stellt ein digitalisiertes Maß für die aufgetretene Feldänderung dar. Die Alarm-Einheit 12 kontrolliert die eingehenden Daten und sendet entsprechend dem manuell vorgewählten Schwellwert z.B.
einen optischen Alarm aus.
Wie aus dem weiteren Blocksialtbild nach Figur 4 zu ententnehmen ist, steht an oberste Stelle der 10 1YHz-fluarz-Oszillator 5. Er ist das Herzstück dieser Schaltung, denn aus seiner Ausgangsfrequenz werden,durch entsprechende Teiler 13 bis 18, sämtliche Frequenzen und Trigger-Pulse erzeugt, die das gesamte System benötigt. Außer seiner Position als hochkonstantes Frequenznormal dient er auch als Phasennormal für die Meßwerterfassung.
Im oberen Drittel des Blockschaltplanes befindet sich die digitale Erzeugung der beiden, um 900 phasenverschobenen, Sinusschwingungen.
Ein Binärzähler 13 zählt hierzu mit einer Frequenz von 625 kHz (10 MHz.2.8) immer von 0-200. Diese Binärinformation steuert die Adresseingänge eines 8 Bit EPROM's 20. Im EPROM 20 selbst sind jeweils 100 Sinusfunktionswerte im Binärcode für die beiden Sinusschwingungen abgelegt. Die Codierung erfolgt hierbei so, daß immer ein Funktionswert der Schwingung B auf einen Funktionswert der Schwingung A folgt. Somit wurde es möglich, beide Schwingungen in einem EPROM 20 zu vereinen und mit der Trigger-Logik 21 durch Ansteuerung von LATCH 22 und LATCH 23 am Ausgang des EPROM 20 zu trennen. Die binärcodierten Funktionswerte werden anschließend zwei D/A-Wandlern 24, 25 zugeführt. An den Ausgängen der Wandler 24, 25 stehen nun zwei Sinus schwingungen mit einer exakten und konstanten Phasenverschiebung von 900 zur Verfügung. Der verbleibende Schaltungsteil im Blockdiagramm stellt die digitalen Phasenschieber 26, 27 mit Trigger-Logik 28, 29 dar. Es gibt eine Einheit mit einer Ausgangsfrequenz von 312,5 kHz und eine zweite mit einer Ausgangsfrequenz 3,125 kHz.
Der obere Phasenschieber 26 wird für die Regelung der automatischen Phasen- und Amplituden-Kompensation (APAK) benötigt, der andere 27 bei der Phasenmessung.
Abgesehen von den Unterschieden in den Ausgangsfrequenzen sind beide Gruppen 26, 27 identisch aufgebaut. Beide besitzen einen Steuereingang PHI, der die Richtung der Phasenverschiebung angibt und einen Eingang HOLD, mit dem der Vorgang gestartet bzw.
gestoppt werden kann.
Wie der Regelmechanismus funktioniert, wird anhand von Figur 5 erläutert. Der Regelung stehen zwei Eingangsfrequenzen zur Verfügung nämlich 5 und 10 MHz.
Ist die Regelung über den OLD Eingang gestoppt, so erzeugt die Trigger-Logik 28 bzw. 29 keine Impulse und am Ausgang (OUT) erscheint eine 5 MHz-Schwingung.
Wird dagegen die Regelung freigegeben, so erscheinen in bestimmten Abständen Trigger-Impulse.
Diese Trigger-Impulse sorgen in Verbindung mit der eingezeichneten Logik 28 bzw. 29 und je nach Vorgabe von PHI dafür, daß aus der 5 MHz-Schwingung eine Teilschwingung ausgeblendet wird oder anstelle einer Teilschwingung zwei Teilschwingungen entstehen. Es ergibt sich somit gegenüber der ungestörten 5 MHz-Schwingung eine positive oder negative Phasenverschiebung und, da die 5 MHz-Schwingung zur Erzeugung der Sinusschwingungen herangezogen wird, somit eine Phasenverschiebung bezüglich der Sendefrequenzen.
Die Phasenverschiebungsschritte betragen jeweils 200 ns, das entspricht bei einer Sendefrequenz von 3,125 kHz einer Phasenverschiebung von 0.225 Grad.
Zur Stromversorgung der Elektronik werden 3 stabilisierte Spannungen benötigt: einmal +5 Volt und einmal + 15 Volt. Diese Versorgungsspannungen werden zwei kommerziellen Netzteileinheiten entnommen. Zur Versorgung der beiden Leistungssendeverstärker 6, 7 (siene Figur 3) wurde ein gesondertes Netzteil (siehe Figur 6) aufgebaut. Dieses Netzteil muß besonderen Ansprüchen genügen, was die Spannungsstabilität betrifft, da jede Versorgungsspannungsänderung automatisch zu einer Amplitudenmodulation der Sendefrequenzen führen würde. Eine solche Modulation würde in der Empfängerspule 4 und der Auswerteschaltung als "echtes" Signal angesehen und somit zu permanenten Fehlalarmen führen.
Figur 6 zeigt das Schaltbild des Netzteils. Nach dem Brückengleichrichter steht eine Spannung von +26V-/2 = + 37V an. Durch eine konventionelle Serienstabilisierung mit Zenerdiode und Emitterfolger wird eine Vorglättung der Speisespannung erreicht. Die Zenerdioden haben eine Durchbruchspannung von 33V, die stabilisierte Spannung an Cl ergibt sich somit zu 32,4V. Zwei integrierte Spannungsregler 20, 31 übernehmen die Feinregelung. Die Ausgangsspannung des Netzteils beträgt t28V mit einem Rauschanteil von 5 mVss.
Das gesamte Detektionssystem steht und fällt mit der Stabilität der Sendeschwingungen bezüglich Frequenz, Phase und Scheitelwert. Durch den Einsatz des in Fig. 1 und 2 beschriebenen, digitalen Sinusgenerators 5 ist die Stabilität bezüglich Frequenz und Phase sichergestellt, da jedoch der Scheitelwert der Ausgangsspannung des DAC nur 0,6V beträgt, wird eine analoge Verstärkung des Signals nötig.
In Figur 7 sind die Sendeverstärker, die zugleich die Funktion der Spulentreiber erfüllen, dargestellt.
Die Schaltung ist ebenso einfach wie wirkungsvoll.
Die EV-Operationsverstärker 32 verstärken die Eingangsspannung auf einen Scheitelwert von + 20V. Die Aussteuerung der Endstufentransistoren T1 und T2 erfolgt über die Betriebsspannungsanschlüsse. Dadurch entstehen zusammen mit den Ausgangs transistoren des Operationsverstärkers 32 zwei Komplementär-Darlington-Schaltungen. Bei kleinen Ausgangsströmen sperren T1 und T2. In diesem Fall übernimmt der Operationsverstärker 32 den ganzen Ausgangsstrom. Bei größeren Ausgangsströmen werden die Endstufentransistoren leitend und liefern den größten Anteils des Ausgangsstromes. Der Ausgangsstrom des Operationsverstärkers 32 bleibt auf den Wert von 3mA begrenzt. Die Widerstände wurden hierzu so dimensioniert, daß die Basis-Emitter-Vorspannung an den Endstufentransistoren 400 mV beträgt.
Die Sendeverstärker müssen im Betrieb eine Leistung von ca. 5 W abgeben. Die Tiefpässe R1, C2 wirken als Endkoppelung der beiden Sendeverstärker bezüglich der Versorgungsspannung.
Am Eingang der automatischen Phasen- und Amplituden-Komensation steht das vorverstärkte und gefilterte Sinussignal der,Empfängerspule 4 an. Dieses Meßsignal kann sich sowohl in der Phasenlage als auch in der Amplitudenhöhe verändern, je nachdem, ob sich im Meßraum 1 Magnetisierungseffekte oder Wirbelstromeffekte als Folge von eingebrachten Metallen, ausbilden. Da beide Effekte meßtechnisch erfaßt werden sollen, müssen Phasen- und Amplitudenänderungen auf eine meßbare Größenänderung reduziert werden. Diese Anforderung wird nun dadurch befriedigt, daß nur Phasenänderungen erfaßt werden und Amplitudenänderungen in Phasenverschiebungen verwandelt werden. Diese Umwandlung stellt eine wesentliche Aufgabe der Kompensationsschaltung dar.
Die Realisierung sieht folgendermaßen aus: Die empfangene Sinusschwingung gelangt zusammen mit einer amplitudenmäßig gleich großen und um 10 phasenverschobenen, konstanten Sinusschwingung an die Eingänge eines Komparators 33 (Figur 8). Dies bewirkt, daß sowohl Phasenänderungen der Meßspannung als auch Amplitudenänderungen zu einer Verschiebung des Schaltzeitpunktes des Komparators 32 und somit zu einer Phasenverschiebung des nunmehr digitalisierten Ausgangssignals führen. Im Blockschaltbild nach Figur 8 ist der vollständige Funktionsablauf übersichtlich dargestellt. Die gefilterte Meßspannung gelangt zum Komparator 33, ebenso wie die Referenzspannung vom Ausgang des D/A-Wandlers 34. Bevor jedoch ein Meßvorgang ablaufen kann, müssen die oben genannten Anfangsbedingungen, nämlich Nullphasenwinkel zwischen Meß- und Referenzspannung = 100 und Gleichheit der Scheitelwerte, sichergestellt werden. Es muß also die Referenzspannung entsprechend kompensiert werden.
Die Phasenregelung geschieht so, daß die Meßspannung über den Komparator 33 ein Dual-Monoflop 35 ansteuert, dessen Verzögerungszeit einer Phasenverschiebung von 10 entspricht. Der Ausgang des Monoflops 35 entriegelt jeweils für eine Zeit von ca. 20ns ein LATCH 36. Der LATCH-Eingang wird von einem weiteren Komparator 37 gespeist, dessen Eingang mit der Referenzspannung verbunden ist. Es wird also folgende Abfrage erreicht: Nulldurchgang der Meßspannung -Verzögerung um l-10° - ist nun Referenzspannung schon positiv oder noch negativ? Mit dem LATCH-Ausgang wird nun dem Phasenschieber 26, 27 (siehe Figur 4) mitgeteilt, in welche Richtung er die Phasenlage zu korrigieren hat. Die Referenzspannung wird ähnlich den Sinusspannungen des Senders 2, 3 digital erzeugt. Auch hier steuert ein Binärzähler 38 die Adresseingänge eines EPROM 39.
Im EPROM 39 sind 50 Sinusfunktionswerte für eine halbe Periode der Schwingung abgelegt. Die Umschaltung des Vorzeichens wird durch eine gesonderte Trigger-Logik 40 bewirkt. Diese Maßnahme wird nötig, weil zwischen EPROM 39 und DAC 34 noch ein Multiplizierglied 41 geschaltet wird, welches das Vorzeichen bit verfälschen würde. Wie oben erläutert, kann also die Phasenlage über die Taktfrequenz 312,5 kHz des Binärzählers 38 beeinflußt werden. Die Einstellung der korrekten Amplitude geschieht durch Ansteuerung des digitalen Multiplizierers 41. Diese Ansteuerung bewirkt ein Aufwärts/Abwärts-Zähler 42, der das Ausgangssignal des Komparators 33 interpretiert.
Wird von einer Phasenverschiebung zwischen Meßsignal und Referenzsignal von 10 ausgegangen, so sind die Scheitelwerte beider Schwingungen dann exakt gleich, wenn die Funktionswerte beider Schwingungen zur Zeit t=A85 bezogen auf die Referenzspannung, gleich groß sind.
Der UP/DOWN-Counter 42 wird daher von der Trigger-Logik 43 genau zu diesem Zeitpunkt getaktet. Bevor die so aufbereitete Spannung UKOmp die Baugruppe verläßt, durchläuft sie eine Entstör-Schaltung 44.
Die Baugruppe der Phasenmessung stellt die eigentliche Auswerteschaltung dar. Ihre Aufgaben sind die Messung der Phasenverschiebung und die Aufbereitung der so gewonnenen Meßwerte.
Die eigentliche Phasenmessung geschieht auf sehr einfache Weise (siehe Figur 9). Die von APAK 9 (siehe Figur 3) gelieferte Rechteckspannung U steuert Komp ein Monoflop 45. Die Ausgangsimpulse des Monoflop 45 bewirken die kurzzeitige Freischaltung des LATCH 46. Dieser Schaltungsaufbau ist schon aus Figur 3 bekannt und regelt wie dort die Phasenlage. Im Gegensatz wird jedoch hier die Referenzspannung (3,125 kHz) auf 200ns =A 0,2250 genau eingeregelt und zwar so, daß beide Spannungen gegenphasig schwingen.
Wird nun der Meßzyklus gestartet, gelangen die beiden Rechteckspannungen an einen 50 MHz Start/Stop Oszillator 47. Der Oszillator 47 beginnt nur dann zu schwingen, wenn die Eingangssignale beide gleichzeitig einen H-Pegel aufweisen, also eine Phasenverschiebung stattgefunden hat. Der sich anschließende 13 Bit Binärzähler 48 ist in der Lage, Phasenverschiebungen bis maximal 40 zu registrieren. Es findet pro Periode eine Messung statt, also 3125 Messungen je Sekunde.
Das Grundrauschen der Meßspannung U führt zu Komp einer Streuung der Meßwerte des Phasenmessers. Um diese Streuungen und auftretende schnelle Störspitzen zu eliminieren, schließen sich an die Phasenmeßeinrichtung eine Reihe von Schaltungen an, die der Aufbereitung der Meßwerte dienen.
Die erste Maßnahme zur Verbesserung der Meßergebnisse stellt die Mittelwertbildung von je 16 Meßwerten dar.
Das Blockschaltbild aus Figur 9 vermittelt die prinzipielle Wirkungsweise. Nach Beginn eines neuen Meßzyklus wird der 1. Meßwert einem Addierer 50 zugeführt.
Da sowohl Register 51 und 52 gelöscht wurden, steht am Ausgang des Addieres 50 der 1. Meßwert ungeändert an. Die Trigger-Logik 53 sorgt nun dafür, daß zuerst Register 51 und dann Register 52 den Meßwert übernehmen.
Am Ausgang des Addieres 50 steht nun der verdoppelte Meßwert an. Dieser Wert wird jedoch nicht im Register 51 gespeichert, sondern die Trigger-Logik 53 wartet bis ein neuer Meßwert am Ausgang des Binärzählers 48 erscheint. Danach wird wiederum erst Register 51 getriggert und anschließend Register 52, in dem nun die Summe der ersten beiden Meßwerte gespeichert ist. Wie zu ersehen ist, dient Register 51 nur zur zeitlichen Entkopplung zwischen Addierer 50 und Register 52. Der oben beschriebene Vorgang wiederholt sich genau 16 mal.
Im Register 52 steht danach die Summe aller 16 Meßwerte. Erst jetzt steuert die Trigger-Logik 53 das Register 54 an. Der zwischengeichaltete Dividierer 55 bewirkt, daß im Register 54 der Mittelwert der 16 Meßwerte gespeichert wird. Nachdem Register 54 gesetzt ist,werden Register 51 und 52 gelöscht, um die nächsten 16 Meßwerte verarbeiten zu können.
Das Phasengrundrauschen der Spannung UKOmp kann während der Regelzeit der Phasenregelung dazu führen, daß sich die beiden Frequenzen, Ugomp und die Referenzspannung 3,125 kHz nicht auf den berechneten Wert von +0,225° einregeln. Messungen ergaben, daß dieser Wert teilweise bis zum 5-fachen überschritten wurde.
Dieser Effekt läßt sich dadurch korrigieren, daß jeweils zu Beginn eines Meßzyklus der erste gemittelte Meßwert in einem sog. Grundpegel-Register 56 gespeichert wird. Dieser Wert steht nun während des gesamten Meßzyklus dort zur Verfügung (Grundpegel-Aktueller-Wert 61).Bei allen nachfolgenden Meßwerten werden, durch eine entsprechende Schaltung, nur noch die Abweichungen vom Grundpegel erfaßt. Das Grundpegelregister 56 wird ebenfalls von der Trigger-Logik 43 (siehe Figur 8) angesteuert.
Beim -Betrieb des Systems hat sich gezeigt, daß die Mittelwertbildung noch keinen akzeptablen Verlauf des Grundrauschens garantierte. Deshalb wurde eine zweite Mittelwertschaltung vorgesehen. Jede Mittelwertschaltung geht natürlich andererseits auf Kosten der Reaktionsgeschwindigkeit des Gesamtsystems. Jedoch liegt der resultierende Datenwechsel der aufbereiteten Meßdaten nach dieser Schaltung immer noch bei 48 Hz und ist für die Reaktionsgeschwindigkeit vollkommen ausreichend.
Die Register 57 bis 60 bilden zusammen ein Schieberegister mit 4x12 Bit. Die Trigger-Logik sorgt dafür, daß die gemittelten Meßdaten nach je 16 Einzelmessungen um ein Register wietergeschoben werden. Die Mittelwertschaltung 62 erfaßt die Datenausgänge der Register 57 bis 60, addiert die Werte auf und führt anschließend eine Division +4 durch.
Um schnelle Störspitzen im Verlauf der Meßwerte zu kappen, wurde als letzte Maßnahme zur Aufbereitung der Meßdaten ein digitales Dämpfungsglied 63 eingebaut.
Das Dämpfungsglied 63 besteht aus einer Vergleicherschaltung und einem UP/DOWNx Counter. Die Vergleicherschaltung sorgt für die Freigabe des Taktimpulses am "Count UP"-Eingang eines Zählers, solange der Meßwert größer als der Zählerstand des Counters ist.
Wird der Zählerstand größer als der Meßwert, so sorgt die Vergleicherschaltung für ein Abwärtszählen des Counters. Durch entsprechende Variation der Taktfrequenz kann der erreichbare Dämpfungsgrad eingestellt werden.
Je höher der Dämpfungsgrad, desto feinfühliger kann anschließend gemessen werden. Der optimale Dämpfungsgrad hängt allerdings von der maximalen Durchtrittsgeschwindigkeit durch den Meßraum 1 ab.
Ergänzend seien noch einige Details aufgezeigt.
Die Trigger-Logik 43 (siehe Figur 8) besteht in Wirklichkeit aus drei Binärzählern und einem Binär/ Dezimal-Dekoder (Phasenmessung) Der 50 MHz-Oszillator 5 (siehe Figur 3) wird aus Gattern gebildet. Die Schwingfrequenz wird hier allein durch die Laufzeit der Gatter bestimmt.
Der mathematische Ausdruck /Grundpegel-aktueller Wert 61j (siehe Figur 9) wird von Gattern (Phasenmessung) gebildet. Die hierfür notwendige Subtraktion (Registerinhalt 51 minus 54) wird auf die Addition des Komplements zurückgeführt.
Es ist daraus zu ersehen, daß im Falle eines Übertrags am Addierer 50 das Ergebnis um eins erhöht werden muß. Ist kein Übertrag vorhanden, so muß das Ergebnis invertiert werden; dies besorgen als gesteuerte Inverter fungierenden Exklusiv-ODER-Gatter.
Auf die Erhöhung des Ergebnisses um + 1 bei übertrag = H wurde verzichtet, da der schaltungstechnische Mehraufwand hierbei in keinen Verhältnis zum erzielbaren Nutzen steht.
Der gesamte Meßablauf gliedert sich in drei große Gruppen: 1. Einregeln der Phasenlage und der Amplitude bei APAK 9 (siehe Figur 3 und Figur 8) 2. Einregeln der Phasenlage der Referenzspannung bei der Phasenmessung und Nullsetzen aller Register 54, 56 bis 60 (Figur 9).
3. Messen und Auswerten der P1lasenverschiebung (Figuren 4, 7, 9).
Die zeitlichen Abläufe der obigen Regel- und Meßzyklen werden ausschließlich von der Trigger-Puls-Logik bestimmt.
Mit zunehmender Betriebsdauer wird sich die APAK-Kompensation langsam dejustieren. Um die Anfangswerte von Zeit zu Zeit zu korrigieren, sorgt die Trigger-Schaltung dafür, daß alle 4,5 Minuten automatisch eine neue Kompensation durchgeführt wird.
Die Zeitbasis hierzu liefert die 1 MHz-Frequenz des Senders 5. Übersteigen die Meßwerte am Ausgang des Dämpfungsgliedes 63 über einen Zeitraum von mindestens 8 sec einen codierbaren Schwellwert (momentan 51 =AO,25 V analog), so wird eine erneute Kompensation durchgeführt. Durch die vorgegebene Mindestverweilzeit von 8 Sekunden wird sichergestellt, daß nicht auch echte Meßwerte wegkompensiert, sondern nur Systemdriften auf diese Weise eliminiert werden. Die Zeitspannen dieser Kompensationen liegen zwischen 50 und 100 msec. Am Ausgang des digitalen Dämpfungsgliedes 63 kann ein Digital/Analog-Wandler angeschlossen sein, um die Meßwerte mit einem Schreiber über längere Zeit verfolgen und dokumentieren zu können.
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Claims

Patentansprüche: e .\Metalldetektionssystem mit Sende- und Smpfangsspulen, die derart zueinander angeordnet sind, daß magnetische Entkopplung herrscht, sowie mit eimer elektronischen Auswertung, gekennzeichnet durch a) die messung einer Störung im zweidimensionalen Feld mit Magnetfeldern (H1 H2) in senkrechter Zuordnung zueinander, b) zwei Sendespulen (2, 3) und eine Empfängerspule (4) und c) eine Phasen- und Amplituaenkompensation (9, 16).
2. etalldetektionssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfängerspule (4) in kubisch-geor.letrischer Schaltung den Schleusenraum (1) umspannt und die beiden Sendespulen (2, 3) über Kreuz, insbesondere in den Diagonalflächen des Kubus, angeordnet sind.
3. Metalldetektionsystem nach Anspruch 1. und 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Signalgenerator (5) ein Sinusgenerator vorgesehen ist, dessen Ausgangsspannungen, von zwei Leistungsstufen (6, 7) verstärkt, den beiden Sendespulen (2, 3) zugeführt sind und daß sich der Empfängerspule (4) eine Bandfilter-Einkeit (8) und die automatische Phasen- und Amplituden-Kompensation (9) sowie ein Phasendetektor (16) und eine Alarm-Einheit (12) anschließt.
4. Metalldetektionssystem nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß vom gefilterten Sinussignal der Empfängerspule (4) nur Phasenänderungen erfaßt und Amplitudenänderungen in Phasenverschiebungen verwandelt werden, wozu a) die empfangene Sinusschwingung zusammen mit einer amplitudenmäßig gleich großen und phasenverschobenen, konstanten Sinus schwingung an die Eingänge eines Komparators (33) gelangt und hierdurch b) sowohl Phasenänderungen der Meßspannung als auch Amplitudenänderungen zu einer Verschiebung des Schaltzeitpunktes des Komparators (33) und somit zu einer Phasenverschiebung des Ausgangssignals führen.
5. Metalldetektionssystem nach Anspurch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendespulen (2, 3) gleichzeitig mit zwei gleichfrequenten, um 900 phasenverschobenen Meßfrequenzen beaufschlagt sind und somit zur Ausbildung eines rotierenden Magnetfeldes führen.