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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren
zum Eliminieren eines DC-Offsets und einen Direct Conversion Receiver.
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Drahtlose
Kommunikationsgeräte
ermöglichen
langreichweitige Kommunikation durch Übertragen von Basisband-Signalen
mit hochfrequenten Trägern.
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Ein
Superheterodynempfänger
oder Überlagerungsempfänger führt eine
Abwärtswandlung
von Radiofrequenz (RF)-Signalen zu Zwischenfrequenz(IF)-Signalen
durch und wandelt dann die IF-Signale abwärts in Basisband-Signale. Der Überlagerungsempfänger kann
einen Bandpass-Filter mit niedriger Selektivität verwenden, da der Überlagerungsempfänger die
IF-Signale verwendet. Darüber hinaus
weist der Überlagerungsempfänger ein
geringeres Risiko hinsichtlich eines Auftretens von Oszillationen
auf als ein Direct Conversion Receiver (auch als Homodyn-Empfänger oder
Direktumwandlungsempfänger
bezeichnet), da der Überlagerungsempfänger Signale
nicht nur in der RF-Stufe, sondern auch in der IF-Stufe verstärkt. Des
Weiteren wird der Überlagerungsempfänger aufgrund
der Verwendung der IF-Stufe weniger empfindlich gegenüber Veränderungen
der RF-Signale. Aufgrund dieser Vorteile wird der Überlagerungsempfänger weitläufig für drahtlose
Kommunikation eingesetzt.
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Ein
Direct Conversion Receiver wandelt RF-Signale direkt in Basisband-Signale um. Der Direct
Conversion Receiver weist eine einfache Konfiguration auf, da der
Direct Conversion Receiver keine IF-Stufe enthält. Daher kann der Direct Conversion
Receiver in einfacher Weise kostengünstig in einen Chip integriert
werden. Allerdings weist der Direct Conversion Receiver im Gegensatz
zu dem Überlagerungsempfänger bestimmte
Nachteile auf, wie Schwingungen, Selektivität usw. Insbesondere besitzt
der Direct Conversion Receiver den Nachteil eines DC-Offsets.
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Der
Direct Conversion Receiver enthält
typischerweise einen DC-Offset-Eliminierungsschaltkreis
zum Eliminieren des DC-Offset.
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1 ist ein Schaltungsdiagramm
zur Darstellung eines herkömmlichen
DC-Offset-Eliminierungsschaltkreises.
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Der
Direct Conversion Receiver wandelt empfangene RF-Signale direkt
in Basisband-Signale um, anstatt die empfangenen RF-Signale zunächst in IF-Signale
umzuwandeln. Ein Mischer 10 in dem Direct Conversion Receiver
wandelt die empfangenen RF-Signale in die Basisband-Signale um. Eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 100 eliminiert den
DC-Offset in den Basisband-Signalen (Eingangssignal-Paar), die durch
eine Mischerlast 12 eingegeben werden. Somit empfängt die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 100 das
Eingangssignal-Paar durch bzw. über
einen Eingangsknoten 101 und gibt ein Ausgangssignal-Paar
durch bzw. über
einen Ausgangsknoten 102 aus. Ein Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor 110 ist
in einem Pfad von dem Eingangsknoten 101 zu dem Ausgangsknoten 102 angeordnet.
Der Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor 110 verstärkt das
Eingangssignal-Paar und gibt das Ausgangssignal-Paar aus. Die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 100 führt eine
Tiefpassfilterung an dem Ausgangssignal-Paar durch und koppelt das
gefilterte Signalpaar zu dem Eingangsknoten 101 zurück, wodurch
der DC-Offset in dem Ausgangssignal-Paar eliminiert wird. Der DC-Offset wird
an dem Eingangsknoten 101 in Abhängigkeit von dem gefilterten
Signalpaar aus dem Eingangssignal-Paar entfernt.
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Die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 100 umfasst ein Widerstandsnetz 120,
einen Verstärker 130,
ein Kondensatorpaar 140 und einen Transkonduktor 150.
Das Widerstandsnetz 120, der Verstärker 130 und das Kondensatorpaar 140 entsprechen
einem analogen Integrierschaltkreis, der eine Tiefpassfilterung
an dem Ausgangssignal-Paar durchführt. Der Transkonduktor 150 extrahiert
den DC-Offset aus dem Eingangssignal-Paar an dem Eingangsknoten 101 in
Abhängigkeit
von dem gefilterten Ausgangssignal-Paar. An dem Eingangsknoten 101 werden
das Eingangssignal-Paar und das tiefpassgefilterte Ausgangssignal-Paar getrennt, und
der DC-Offset in dem Eingangssignal-Paar wird eliminiert. Das bedeutet,
dass die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 100 eine Hochpassfilterung
an dem Eingangssignal-Paar unter Verwendung einer DC-Offset-Eliminierungsschleife
durchführt.
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In
dem Direct Conversion Receiver hängt
die Qualität
des Ausgangssignal-Paares von einer Abschneidefrequenz der Hochpassfilterung
ab, und die Qualität
des Ausgangssignal-Paares wird verbessert, wenn die Abschneidefrequenz
sinkt. In der in 1 gezeigten
Ausgestaltung kann die Abschneidefrequenz gesenkt werden, indem
der Widerstandswert des Widerstandsnetzes 120 und die Kapazität des Kondensatorpaares 140 erhöht wird.
Eine größere Kapazität kann erreicht
werden, indem die Fläche
eines Kondensators vergrößert wird.
Ein Kondensator mit einer großen
Fläche
ist jedoch als nachteilig anzusehen, wenn eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
in einen integrierten Schaltkreis imp lementiert ist. Außerdem kann
ein Widerstand mit einem großen Widerstandswert
eine parasitäre
Kapazität
bedingen. Somit besteht Bedarf an einer DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung,
die in einen integrierten Schaltkreis mit kleinen Abmessungen implementiert
werden kann.
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Der
Direct Conversion Receiver, der die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung mit einer niedrigen
Abschneidefrequenz aufweist, benötigt
eine lange Einstell- oder Einschwingzeit (settling time), wenn der
Direct Conversion Receiver eingeschaltet wird. In dem herkömmlichen
Direct Conversion Receiver wird die Abschneidefrequenz erhöht, um die
Einstellzeit zu reduzieren, wodurch sich die Qualität der Signale verschlechtert.
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Der
Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, eine Vorrichtung
zum Eliminieren eines DC-Offsets, einen Direct Conversion Receiver
und ein Verfahren zum Eliminieren eines DC-Offsets anzugeben, die
in einen integrierten Schaltkreis mit geringen Abmessungen implementiert
werden können, eine
verkürzte
Einstellzeit aufweisen und in der Lage sind, eine hohe Signalqualität beizubehalten.
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Die
Erfindung löst
das Problem mittels einer Vorrichtung zum Eliminieren eines DC-Offsets
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1, einen Direct Conversion
Receiver mit den Merkmalen des Patentanspruchs 12 und ein Verfahren
zum Eliminieren eines DC-Offsets mit den Merkmalen des Patentanspruchs
13.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben,
deren Wortlaut hiermit durch Bezugnahme in die Beschreibung aufgenommen
wird, um unnötige
Textwiederholungen zu vermeiden.
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Beispielhafte
Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung schaffen eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung,
die eine niedrige Abschneide frequenz aufweist und die in einen integrierten
Schaltkreis mit geringen Abmessungen implementiert werden kann,
und schaffen darüber
hinaus ein Verfahren zum Eliminieren eines DC-Offsets.
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Beispielhafte
Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung schaffen einen Direct
Conversion Receiver mit einer DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung, die
eine niedrige Abschneidefrequenz aufweist und die in einen integrierten
Schaltkreis mit geringen Abmessungen implementiert werden kann,
und schaffen außerdem
ein Direct-Conversion-Verfahren (auch Direktumwandlungsverfahren – Direct
Conversion Method).
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Beispielhafte
Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung schaffen eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung,
die eine verkürzte
Einstellzeit aufweist, und schaffen weiterhin ein Verfahren zum
Eliminieren eines DC-Offsets.
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Beispielhafte
Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung schaffen einen Direct
Conversion Receiver, der eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung mit einer verkürzten Einstellzeit
umfasst, und ein Direct-Conversion-Verfahren.
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In
beispielhaften Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung umfasst
eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung einen ersten Signalpfad
und einen zweiten Signalpfad. Der erste Signalpfad liefert ein differenzielles
Eingangssignal-Paar von einem Eingangsknoten zu einem Ausgangsknoten.
Der zweite Signalpfad koppelt ein differenzielles Ausgangssignal-Paar
von dem Ausgangsknoten zu dem Eingangsknoten zurück. Der zweite Signalpfad umfasst einen
ersten Transkonduktor, einen Verstärker, ein Kondensatorpaar und
einen zweiten Transkonduktor. Der erste Transkonduktor weist einen
Eingangsanschluss auf, der mit dem Ausgangsknoten verbunden ist,
und der Verstärker
weist einen Eingangsanschluss auf, der mit einem Ausgangsanschluss
des ersten Transkonduktors verbunden ist. Das Kondensatorpaar ist
parallel zu dem Verstärker geschaltet, und
der zweite Transkonduktor ist mit dem Ausgangsanschluss des Verstärkers und
mit dem Eingangsknoten verbunden.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
der erste Transkonduktor mit folgenden Einheiten implementiert sein:
einem Transkonduktanz-Operationsverstärker (Operational Transconductance
Amplifier – OTA),
der einen Vorspannschaltkreis (bias circuit) enthält, der
einen Vorspannstrom (bias current) liefert; einem Transkonduktor-Schaltkreis,
der in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ein Strompaar liefert,
das einem ersten Teil des Vorspannstroms entspricht; einem Stromteiler,
der als Bypass (zum Umleiten) für
einen zweiten Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit von dem differenziellen
Paar dient, in dem eine Summe des ersten Teils und des zweiten Teils
gleich dem Vorspannstrom ist; und einem Ausgangsschaltkreis, der
das Strompaar spiegelt, um das gespiegelte Strompaar auszugeben.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
der erste Transkonduktor implementiert sein mit einem OTA, der einen
Vorspannschaltkreis enthält,
der einen Vorspannstrom liefert; einem ersten Transkonduktor-Schaltkreis,
der in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ein erstes Strompaar
liefert, das einem ersten Teil des Vorspannstroms entspricht; einem zweiten
Transkonduktor-Schaltkreis,
der in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ein zweites Strompaar
liefert, das einem zweiten Teil des Vorspannstroms entspricht, in
dem eine Summe des ersten Teils und des zweiten Teils gleich dem Vorspannstrom
ist; einem Umschalt-Schaltkreis,
der als Bypass für
das zweite Strompaar oder zum Summieren der ersten und zweiten Strompaare
in Abhängigkeit
von dem Steuersignal ausgebildet ist; und einem Ausgangsschaltkreis,
der entweder das erste Strompaar oder die Summe der ersten und zweiten Strompaare
spiegelt, um das gespiegelte Strompaar bzw. die gespiegelten Strompaare
auszugeben.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
der erste Transkonduktor implementiert sein mit einem OTA, der einen
Vorspannschaltkreis aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Vorspannstrom
zu liefern, sodass ein Betrag des Vorspannstroms in Abhängigkeit
von dem Steuersignal verändert
ist; einem Transkonduktor-Schaltkreis, der dazu ausgebildet ist,
ein Strompaar in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar zu liefern, das einem
ersten Teil des Vorspannstroms entspricht; einem Stromteiler, der
dazu ausgebildet ist, als Bypass für einen zweiten Teil des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar zu fungieren, wobei
eine Summe des ersten Teils und des zweiten Teils gleich dem Vorspannstrom
ist; und einem Ausgangsschaltkreis, der dazu ausgebildet ist, das
Strompaar zu spiegeln, um das gespiegelte Strompaar auszugeben.
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In
beispielhaften Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung umfasst
ein Direct Conversion Receiver ein RF-Modul, das dazu ausgebildet
ist, ein RF-Signal zu empfangen; einen Mischer, der dazu ausgebildet
ist, das RF-Signal in ein Basisband-Signalpaar umzuwandeln; und
eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung,
die dazu ausgebildet ist, einen DC-Offset des Basisband-Signalpaares zu
eliminieren. Die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
umfasst einen ersten Signalpfad, der dazu ausgebildet ist, das Basisband-Signalpaar
von einem Eingangsknoten zu einem Ausgangsknoten zu liefern; und
einen zweiten Signalpfad zum Rückkoppeln
eines differenziellen Ausgangssignal-Paars von dem Ausgangsknoten
zu dem Eingangsknoten. Der zweite Signalpfad umfasst einen ersten
Transkonduktor, der einen Eingangsanschluss aufweist, der mit dem
Ausgangsknoten verbunden ist; einen Verstärker, der einen Eingangsanschluss
aufweist, der mit einem Ausgangsanschluss des ersten Transkonduktors
verbunden ist; ein Kondensatorpaar, das parallel zu dem Verstärker geschaltet
ist; und einen zweiten Transkonduktor, der mit dem Ausgangsanschluss
des Verstärkers
und mit dem Eingangsknoten verbunden ist.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
der erste Transkonduktor implementiert sein mit einem OTA, der einen
Vorspannschaltkreis aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Vorspannstrom
zu liefern; einem Transkonduktor-Schaltkreis, der dazu ausgebildet
ist, in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ein Strompaar zu liefern,
das einem ersten Teil des Vorspannstroms entspricht; einem Stromteiler,
der dazu ausgebildet ist, als Bypass für einen zweiten Teil des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Paar zu dienen, wobei eine Summe des ersten
Teils und des zweiten Teils gleich dem Vorspannstrom ist; und einem
Ausgangsschaltkreis, der dazu ausgebildet ist, das Strompaar zu
spiegeln, um das gespiegelte Strompaar auszugeben.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
der erste Transkonduktor implementiert sein mit einem OTA, der einen
Vorspannschaltkreis aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Vorspannstrom
zu liefern; einem ersten Transkonduktor-Schaltkreis, der dazu ausgebildet
ist, in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ein Strompaar zu liefern, das einem
ersten Teil des Vorspannstroms entspricht; einem zweiten Transkonduktor-Schaltkreis,
der dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ein Strompaar zu liefern, das einem
zweiten Teil des Vorspannstroms entspricht, wobei eine Summe des
ersten Teils und des zweiten Teils gleich dem Vorspannstrom ist;
einem Umschalt-Schaltkreis, der dazu ausgebildet ist, als Bypass
für das
zweite Strompaar zu dienen oder die ersten und zweiten Strompaare
in Abhängigkeit
von dem Steuersignal zu addieren; und mit einem Ausgangsschaltkreis,
der dazu ausgebildet ist, entweder das erste Strompaar oder die
Summe der ersten und zweiten Strompaare zu spiegeln, um das gespiegelte
Strompaar auszugeben.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
der erste Transkonduktor implementiert sein mit einem OTA, der einen
Vorspannschaltkreis aufweist, der dazu ausgebildet ist, einem Vorspannstrom
zu liefern, sodass ein Betrag des Vorspannstroms in Abhängigkeit
von dem Steuersignal verändert
ist; einem Transkonduktor-Schaltkreis,
der dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ein Strompaar zu liefern,
das einem ersten Teil des Vorspannstroms entspricht; einem Stromteiler,
der dazu ausgebildet ist, als Bypass für einen zweiten Teil des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar zu dienen, wobei eine
Summe des ersten Teils und des zweiten Teils gleich dem Vorspannstrom
ist; und einem Ausgangsschaltkreis, der dazu ausgebildet ist, das
Strompaar zu spiegeln, um das gespiegelte Strompaar auszugeben.
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In
beispielhaften Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung beinhaltet
ein Verfahren zum Eliminieren eines DC-Offsets ein Bereitstellen
eines differenziellen Ausgangssignal-Paares durch Liefern eines
differenziellen Eingangssignal-Paares von einem Eingangsknoten zu
einem Ausgangsknoten durch einen ersten Signalpfad; Umwandeln des
differenziellen Ausgangssignal-Paares in ein Strompaar; Integrieren
des Strompaares in ein Spannungspaar; Umwandeln des Spannungspaares
in ein Rückkopplungs-Strom-Paar;
und Liefern des Rückkopplungs-Strom-Paares zu dem Eingangsknoten.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
das Umwandeln des differenziellen Ausgangssignal-Paares in das Strompaar
beinhalten: Bereitstellen eines Vorspannstroms; Bereitstellen eines
ersten Strompaares entsprechend einem ersten Teil des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar; Umleiten eines zweiten Teils des
Vorspannstroms in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar, wobei eine Summe des
ersten Teils und des zweiten Teils gleich dem Vorspannstrom ist;
und Spiegeln des ersten Strompaares, um das gespiegelte Strompaar
als das Strompaar auszugeben.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
das Umwandeln des differenziellen Ausgangssignal-Paares in das Strompaar
beinhalten: Liefern eines Vorspannstroms; Bereitstellen eines ersten
Strompaares entsprechend einem ersten Teil des Vorspannstrompaares
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar; Bereitstellen eines zweiten Strompaares entsprechend
einem zweiten Teil des Vorspannstrompaares in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar, wobei eine Summe des
ersten Teils und des zweiten Teils gleich dem Vorspannstrom ist;
Auswählen
entweder eines Umleitens des zweiten Strompaares oder eines Summierens
der ersten und zweiten Strompaare; und Spiegeln entweder des ersten
Strompaares oder der Summe aus den ersten und zweiten Strompaaren,
um das Strompaar auszugeben.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
ein Umwandeln des differenziellen Ausgangssignal-Paares in das Strompaar
beinhalten: Bereitstellen eines Vorspannstroms, wobei ein Betrag
des Vorspannstroms in Abhängigkeit
von einem Steuersignal verändert
wird; Bereitstellen eines ersten Strompaares entsprechend einem
ersten Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit von dem differenziellen
Ausgangssignal-Paar; Umleiten eines zweiten Teils des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar; und Spiegeln des ersten Strompaares,
um das gespiegelte Strompaar als das Strompaar auszugeben.
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In
beispielhaften Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung beinhaltet
ein direktes Umwandlungsverfahren ein Abwärts-Wandeln eines empfangenen
RF-Signals, um ein Basisband-Signalpaar bereitzustellen; Bereitstellen
eines differenziellen Ausgangssignal-Paares, in dem das Basisband-Signalpaar
von einem Eingangsknoten zu einem Ausgangskno ten über einen
ersten Signalpfad geliefert wird; Umwandeln des differenziellen
Ausgangssignal-Paares in ein Strompaar; Integrieren des Strompaares
in ein Spannungspaar; Umwandeln des Spannungspaares in ein Rückkopplungs-Strompaar; und
Bereitstellen des Rückkopplungs-Strompaares an dem
Eingangsknoten, um einen DC-Offset in dem Basisband-Signal zu eliminieren.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
ein Umwandeln des differenziellen Ausgangs-Signalpaares in das Strompaar
beinhalten: Bereitstellen eines Vorspannstroms; Bereitstellen eines
ersten Strompaares entsprechend einem ersten Teil des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar; Umleiten eines zweiten Teils des
Vorspannstroms in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar, wobei eine Summe des
ersten Teils und des zweiten Teils gleich dem Vorspannstrom ist;
und Spiegeln des ersten Strompaares, um das gespiegelte Strompaar
als das Strompaar auszugeben.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
ein Umwandeln des differenziellen Ausgangssignal-Paares in das Strompaar
beinhalten: Bereitstellen eines Vorspannstroms; Bereitstellen eines
ersten Strompaares entsprechend einem ersten Teil des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar; Bereitstellen eines zweiten Strompaares entsprechend
einem zweiten Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit von dem differenziellen
Ausgangssignal-Paar, wobei eine Summe des ersten Teils und des zweiten
Teils gleich dem Vorspannstrom ist; Auswählen entweder eines Umleitens
des zweiten Strompaares oder eines Summierens der ersten und zweiten
Strompaare; und Spiegeln entweder des ersten Strompaares oder der
Summe aus den ersten und zweiten Strompaaren, um das Strompaar auszugeben.
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In
einer beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung kann
ein Umwandeln des differenziellen Ausgangssignal-Paares in das Strompaar
beinhalten: Bereitstellen eines Vorspannstroms, wobei ein Betrag
des Vorspannstroms in Abhängigkeit
von einem Steuersignal verändert
wird; Bereitstellen eines ersten Strompaares entsprechend einem
ersten Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit von dem differenziellen
Ausgangssignal-Paar; Umleiten eines zweiten Teils des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar; und Spiegeln des ersten Strompaares,
um das gespiegelte Strompaar als das Strompaar auszugeben.
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Somit
können
die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung und der Direct Conversion
Receiver gemäß beispielhaften
Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung eine niedrige Abschneidefrequenz aufweisen
und mit kleinen Abmessungen implementiert werden.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung, die nachfolgend detailliert beschrieben
sind, sowie zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung erläuterte Ausgestaltungen
des Standes der Technik sind in der Zeichnung dargestellt. Es zeigt:
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1 ein
Schaltungsdiagramm zur Darstellung einer Ausgestaltung einer herkömmlichen DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung;
-
2 ein
Schaltungsdiagramm zur Darstellung einer DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
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3 ein
Schaltungsdiagramm eines Transkonduktanz-Operationsverstärker (OTA) gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
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4 ein
Schaltungsdiagramm zur Darstellung einer Ausgestaltung einer DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
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5 ein
Zeitablaufdiagramm zur Darstellung von Signalen einer Steuereinheit
gemäß einer Ausgestaltung
der vorliegenden Erfindung;
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6 ein
Schaltungsdiagramm eines OTA gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
-
7 ein
Schaltungsdiagramm eines OTA gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
-
8 ein
Blockschaltbild zur Darstellung einer Ausgestaltung eines Direct
Conversion Receiver gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
-
9 ein
Flussdiagramm zur Darstellung eines Direct Conversion Empfangsprozesses
gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
-
10 ein
Flussdiagramm zur Darstellung eines DC-Offset-Eliminierungsprozesses gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
-
11 ein
Flussdiagramm zur Darstellung eines Strompaar-Erzeugungsprozesses
gemäß einer beispielhaften
Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
-
12 ein
Flussdiagramm zur Darstellung eines Strompaar-Erzeugungsprozesses gemäß einer beispielhaften
Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung;
-
13 ein
Flussdiagramm zur Darstellung eines Strompaar-Erzeugungsprozesses
gemäß einer beispielhaften
Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung; und
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14 ein
Flussdiagramm zur Darstellung eines Steuersignal-Erzeugungsprozesses gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
ein Schaltungsdiagramm zur Darstellung einer Ausgestaltung einer
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung
der vorliegenden Erfindung.
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Bezugnehmend
auf 2 umfasst eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 200 einen
Eingangsknoten 201, einen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor 210,
einen ersten Transkonduktor 220, ein Kondensatorpaar 240,
einen differenziellen Operationsverstärker (OP) 230 und
einen zweiten Transkonduktor 250. Die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 200 empfängt ein
Basisband-Signal von einem Mischer 20 über den Eingangsknoten 201.
Die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 200 eliminiert den
DC-Offset in dem Basisband-Signal und gibt das Signal über den
Ausgangsknoten aus.
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Die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 200 weist einen ersten
Signalpfad und einen zweiten Signalpfad auf. Der erste Signalpfad
verstärkt
Basisband-Signale und gibt die verstärkten Signale aus. Dies bedeutet,
dass der erste Signalpfad ein differenzielles Signalpaar von dem
Eingangsknoten 201 an den Ausgangsknoten 202 liefert.
Nachfolgend wird das differenzielle Signalpaar an dem Eingangsknoten 201 als
ein differenzielles Eingangssignal-Paar bezeichnet, und das differenzielle
Signalpaar an dem Ausgangsknoten 202 wird als ein differenzielles
Ausgangssignal-Paar bezeichnet. Der zweite Signalpfad filtert das
differenzielle Ausgangssignal-Paar durch einen Tiefpassfilter, und
die gefilterten Signale werden an den zweiten Transkonduktor 250 geliefert,
der mit dem Eingangsknoten 201 verbunden ist. In Abwandlung
der in 2 gezeigten Anordnung des Verstärkers mit
variablem Verstärkungsfaktor
kann die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung derart implementiert
sein, dass der Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor 210 vor
dem Eingangsknoten 201 oder hinter dem Ausgangsknoten 202 angeordnet
ist.
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Der
zweite Signalpfad umfasst den ersten Transkonduktor 220,
den differenziellen OP-Verstärker 230,
das Kondensatorpaar 240 und den zweiten Transkonduktor 250.
Der erste Transkonduktor 220 ist mit dem Ausgangsknoten 202 verbunden,
und der differenzielle OP-Verstärker 230 ist
mit einem Eingangsanschluss mit einem Ausgangsanschluss des ersten
Transkonduktors 220 verbunden. Das Kondensatorpaar 240 ist
mit den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen des differenziellen OP-Verstärkers 230 verbunden,
und das Kondensatorpaar 240 speichert Ladungen, die durch
ein differenzielles Strompaar erzeugt werden. Der zweite Transkonduktor 250 ist
mit dem Eingangsanschluss des differenziellen OP-Verstärkers 230 und
mit dem Eingangsknoten 201 verbunden und wandelt ein Ausgangsspannungs-Paar
des differenziellen OP-Verstärkers 230 in
ein Rückkopplungs-Strompaar
um. Beispielsweise können
der erste Transkonduktor 220 mit einem Transkonduktanz-Operationsverstärker (OTA) und
der zweite Transkonduktor 250 mit MOS-Transistoren implementiert
sein.
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Die
Abschneidefrequenz "fc" der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
200 wird
mittels Gleichung 1 ausgewertet. [Gleichung
1]
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Hierin
bezeichnet „A" eine Verstärkung des ersten
Signalpfads, und „C" bezeichnet eine
Kapazität
des Kondensatorpaares 240, und „R" bezeichnet einen Widerstandswert der
Mischerlast 22, und „g1" bezeichnet eine
Leitfähigkeit
(Konduktanz) des ersten Transkonduktors 220, und „g2" bezeichnet eine Konduktanz
des zweiten Transkonduktors 250.
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Bezugnehmend
auf die Gleichung 1 wird die Abschneidefrequenz „fc" abgesenkt, wenn „C" vergrößert wird oder wenn „A", „g1", „g2" und „R" verringert werden. „A", die Verstärkung des
ersten Signalpfads, wird in Abhängigkeit
davon bestimmt, wie stark die Basisband-Signale verstärkt werden,
und „R" bezeichnen einen
Widerstandswert der Mischerlast. Die Konduktanz „g2" des zweiten Transkonduktors
250 weist
einen Wert auf, der benötigt
wird, um die Rückkopplungs-Signale
an den Eingangsknoten
201 zu liefern. Daher können die
Kapazität „C" und die Konduktanz „g1" gesteuert werden,
um die Abschneidefrequenz „fc" abzusenken. Die
Kapazität „C" kann vergrößert werden,
indem eine Fläche
des Kondensators vergrößert wird.
Wenn die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
200 eine große Fläche aufweist,
ist es jedoch schwierig, sie in einen kleinen Chip zu integrieren.
Deshalb ist es erforderlich, dass die Konduktanz „g1" einen kleinen Wert
aufweist, um die Abschneidefrequenz zu reduzieren. Die Konduktanz „g1" des ersten Transkonduktors
220 kann
gemäß Gleichung
2 dargestellt werden. [Gleichung
2]
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Wie
in Gleichung 2 gezeigt, weist die Abschneidefrequenz der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 200 einen
hinreichend kleinen Wert auf, wenn die Konduktanz „g1" sehr klein ist.
Beispielsweise kann ein Transkonduktor mit einer sehr kleinen Konduktanz
mittels eines OTA implementiert werden.
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3 ist
ein Schaltungsdiagramm eines OTA gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung
der vorliegenden Erfindung.
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Bezugnehmend
auf 3 umfasst der OTA einen Vorspannstrom-Schaltkreis 310,
einen Transkonduktor-Schaltkreis 320, einen Spannungsteiler 330 und
einen Ausgangsschaltkreis 340. Der Vorspannstrom-Schaltkreis 310 liefert
einen Vorspannstrom. Der erste Transkonduktor-Schaltkreis 320 liefert
ein erstes Strompaar entsprechend einem Teil, d.h. einem ersten
Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit
von einem differenziellen Ausgangsstrom-Paar. Der Stromteiler 330 leitet
den anderen Teil um oder dient als Bypass für den anderen Teil, d.h. einen
zweiten Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit von dem differenziellen
Ausgangssignal-Paar. Der Ausgangsschaltkreis 340 spiegelt
das erste Strompaar, um das gespiegelte Strompaar bereitzustellen.
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Der
Vorspannschaltkreis 310 umfasst eine Stromquelle 311,
einen ersten Transistor M1, dessen Gate- und Source-Anschluss mit
der Stromquelle 311 verbunden sind, einen zweiten Transistor
M2 und einen dritten Transistor M3, deren Gate-Anschlüsse mit
dem Gate-Anschluss des ersten Transistors M1 verbunden sind, und
einen Widerstand „R", der mit den Drain-Anschlüssen des
zweiten Transistors M2 und des dritten Transistors M3 verbunden
ist. Der zweite Transistor M2 und der dritte Transistor M3 liefern
den Vorspannstrom, indem sie einen Referenzstrom I spiegeln, der
durch den ersten Transistor M1 fließt.
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Der
erste Transkonduktor-Schaltkreis 320 umfasst einen vierten
Transistor M4, dessen Source-Anschluss mit dem Drain-Anschluss des
zweiten Transistors M2 verbunden ist, und einen fünften Transistor
M5, dessen Source-Anschluss mit dem Drain-Anschluss des dritten
Transistors M3 verbunden ist. Das differenzielle Ausgangssignal-Paar
wird an die Gate-Anschlüsse der
vierten M4 und fünften M5
Transistoren angelegt, und das erste Strompaar entsprechend dem
zweiten Teil des Vorspannstroms wird an den Drain-Anschlüssen der
vierten und fünften
Transistoren M4 und M5 in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ausgegeben.
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Der
Stromteiler 330 beinhaltet einen sechsten Transistor M6,
dessen Source-Anschluss mit dem Drain-Anschluss des zweiten Transistors
M2 verbunden ist und dessen Gate-Anschluss mit dem Gate-Anschluss
des vierten Transistors M4 verbunden ist, sowie einen siebten Transistor
M7, dessen Source-Anschluss mit dem Drain-Anschluss des dritten
Transistors M7, dessen Gate-Anschluss mit dem Gate-Anschluss des
fünften
Transistors M5 verbunden ist. Das differenzielle Ausgangssignal-Paar
wird an die Gate-Anschlüsse
der sechsten und siebten Transistoren M6 und M7 angelegt, und das
zweite Strompaar entsprechend dem zweiten Teil des Vorspannstroms
wird an dem Drain-Anschluss der sechsten und siebten Transistoren
M6 und M7 in Abhängigkeit
von dem differenziellen Ausgangssignal-Paar ausgegeben.
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Beispielsweise
können
die sechsten und siebten Transistoren M6 und M7 größere Strom-Treibefähigkeiten
als die vierten und fünften
Transistoren M4 und M5 aufweisen, d.h. eine um einen Faktor M (M > 1) größere Treibefähigkeit.
In diesem Fall ergibt sich die Konduktanz „g1" gemäß Gleichung
3. [Gleichung
3]
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Hierin
bezeichnet „gM4,5" die
Konduktanz der vierten und fünften
Transistoren M4 und M5. Somit kann „g1" substanziell kleiner werden, wenn „M" zunimmt.
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Der
Ausgangsschaltkreis 340 empfängt das erste Strompaar von
dem ersten Transkonduktor-Schaltkreis 320, um das erste
Strompaar zu spiegeln, und gibt dann das gespiegelte Strompaar aus. Der
Ausgangsschaltkreis 340 umfasst einen achten Transistor
M8, dessen Gate- und Drain-Anschluss mit dem Drain-Anschluss des
vierten Transistors M4 verbunden sind, einen neunten Transistor
M9, dessen Gate- und Drain-Anschluss
mit dem Drain-Anschluss des fünften
Transistors M5 verbunden sind, einen zehnten Transistor M10, dessen
Gate-Anschluss mit dem Gate-Anschluss des achten Transistors M8
verbunden ist, einen elften Transistor M11, dessen Gate-Anschluss
mit dem Gate-Anschluss des neunten Transistors M9 verbunden ist,
einen Common-Mode-Rückkopplungs(Common
Mode Feedback – CMFB)-Schaltkreis,
einen zwölften
Transistor M12, dessen Gate-Anschluss mit dem CMFB-Schaltkreis und dessen
Drain-Anschluss mit dem Drain-Anschluss des zehnten Transistors
M10 verbunden ist, und einen dreizehnten Transistor M13, dessen
Gate-Anschluss mit dem CMFB-Schaltkreis und dessen Drain-Anschluss
mit dem Drain-Anschluss des elften Transistors M11 verbunden ist.
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Das
erste Strompaar, das durch die vierten und fünften Transistoren M4 und M5
in Abhängigkeit von
dem differenziellen Ausgangssignal-Paar bereitgestellt wird, fließt durch
die Drain-Anschlüsse
der achten und neunten Transistoren M8 und M9. Der zehnte Transistor
M10 spiegelt den Drain-Strom des achten Transistors M8, und der
elfte Transistor M11 spiegelt den Drain-Strom des neunten Transistors M9.
Der zwölfte
Transistor M12, der dreizehnte Transistor M13 und der CMFB koppeln
das gespiegelte Strompaar zurück.
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Aufgrund
dieser Stromteilung kann der OTA in 4 eine sehr
kleine Konduktanz aufweisen. Die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 300 gemäß 3 kann
eine sehr niedrige Abschneidefrequenz aufweisen, indem der OTA mit
einer sehr kleinen Konduktanz verwendet wird. Dies bedeutet, dass
die niedrige Abschneidefrequenz der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung zu Signalen
guter Qualität
führt.
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Nachfolgend
wird unter Bezugnahme auf 4 eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
mit einer verkürzten
Einstellzeit beschrieben, die in der Lage ist, eine hohe Signalqualität zu erhalten.
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4 ist
ein Schaltungsdiagramm zur Darstellung einer Ausgestaltung einer
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung
der vorliegenden Erfindung.
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Bezugnehmend
auf 4 umfasst die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 400,
einen Eingangsknoten 401, einen Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor 410,
einen ersten Transkonduktor 420, ein Kondensatorpaar 440,
einen differenziellen OP-Verstärker 430 und
einen zweiten Transkonduktor 450. Die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 400 empfängt die
Basisband-Signale von einem Mischer 40 durch einen Eingangsknoten 401 und
eliminiert anschließend
den DC-Offset in den Basisband-Signalen und gibt die Signale an
den Ausgangsknoten 402 aus. Die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 400 beinhaltet
weiterhin eine Steuereinheit 460, um die anfängliche
Einstellzeit zu verkürzen.
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Die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 400 beinhaltet einen
ersten Signalpfad und einen zweiten Signalpfad.
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Der
erste Signalpfad verstärkt
ein differenzielles Eingangssignal-Paar und gibt das differenzielle Ausgangssignal-Paar
aus. Das bedeutet, dass der erste Signalpfad ein differenzielles
Signalpaar von dem Eingangsknoten 401 zu dem Ausgangsknoten 402 liefert.
Wie unter Bezugnahme auf 2 definiert, wird das differenzielle
Signalpaar an dem Eingangsknoten 401 als ein differenzielles
Eingangssignal-Paar bezeichnet, und das differenzielle Signalpaar
an dem Ausgangsknoten 402 wird als ein differenzielles
Ausgangssignal-Paar bezeichnet. Der zweite Signalpfad filtert das
differenzielle Ausgangssignal-Paar durch einen Tiefpassfilter, und
die gefilterten Signale werden an den zweiten Transkonduktor 450 geliefert,
der mit dem Eingangsknoten 401 verbunden ist. Das bedeutet,
dass der zweite Signalpfad das differenzielle Ausgangssignal-Paar
von dem Ausgangsknoten 402 zu dem Eingangsknoten 401 liefert.
Anders als der in 4 gezeigte Verstärker mit
variablem Verstärkungsfaktor kann
die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung dergestalt implementiert
sein, dass der Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor 410 vor
dem Eingangsknoten 401 oder hinter dem Ausgangsknoten 402 angeordnet
ist.
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Der
zweite Signalpfad umfasst den ersten Transkonduktor 420,
den differenziellen OP-Verstärker 430,
das Kondensatorpaar 440 und den zweiten Transkonduktor 450.
Der erste Transkonduktor 420 ist mit dem Ausgangsknoten 402 verbunden,
und der differenzielle OP-Verstärker 430 ist
mit einem Eingangsanschluss zu einem Ausgangsanschluss des ersten
Transkonduktors 420 verbunden. Das Kondensatorpaar 440 ist
mit den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen des differenziellen OP-Verstärkers 430 verbunden,
und das Kondensatorpaar 440 speichert Ladungen, die durch
ein differenzielles Strompaar erzeugt werden. Der zweite Transkonduktor 450 ist
mit dem Eingangsknoten 401 verbunden und wandelt ein Ausgangsspannungs-Paar
des differenziellen OP-Verstärkers 430 in
ein Rückkopplungs-Strompaar
um.
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Der
Eingangsknoten 401, der Ausgangsknoten 402, der
Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor 410,
das Kondensatorpaar 440, der differenzielle OP-Verstärker 430 und
der zweite Transkonduktor 450 führen dieselben oder ähnliche
Operationen aus wie der Eingangsknoten 201, der Ausgangsknoten 202,
der Verstärker
mit variablem Verstärkungsfaktor 210,
das Kondensatorpaar 240, der differenzielle OP-Verstärker 230 bzw.
der zweite Transkonduktor 250 in 2. Daher
wird auf Beschreibungen des Eingangsknotens 401, des Ausgangsknotens 402, des
Verstärkers
mit variablem Verstärkungsfaktor 410,
des Kondensatorpaares 440, des differenziellen OP-Verstärkers 430 und
des zweiten Transkonduktors 450 verzichtet.
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Die
Abschneidefrequenz „fc" der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 400 wird
bestimmt, indem Gleichung 1 verwendet wird, wie oben beschrieben.
Die Abschneidefrequenz „fc" hängt von
einer Konduktanz des ersten Transkonduktors 420 ab, und die
Abschneidefrequenz „fc" steht mit der anfänglichen
Einstellzeit in Beziehung. Die Abschneidefrequenz „fc" des Direct Conversion
Receiver kann bei dem anfänglichen
Einstellen nicht niedrig sein, da während des anfänglichen
Einstellens Steuersignale mit wenigen Daten übertragen werden und da viel mehr
Daten über
drahtlose Kommunikation übertragen
werden, nachdem das anfängliche
Einstellen abgeschlossen ist.
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Wenn
der Direct Conversion Receiver eingeschaltet wird, vergrößert die
Steuereinheit 460 die Konduktanz des ersten Transkonduktors 420,
um die anfängliche
Einstellzeit zu verkürzen.
Wenn das anfängliche
Einstellen abgeschlossen ist, verringert die Steuereinheit 460 die
Konduktanz des ersten Transkonduktors 420, um die Abschneidefrequenz
abzusenken. Das bedeutet, dass während
der anfänglichen
Einstelloperation die Steuereinheit 460 ein erstes Steuersignal
FEN an den ersten Transkonduktor 420 liefert und dass die
Konduktanz des Transkonduktors 420 in Abhängigkeit
von dem ersten Steuersignal FEN vergrößert wird. Wenn die anfängliche Einstelloperation
abgeschlossen ist, liefert die Steuereinheit 460 ein zweites
Steuersignal NEN an den ersten Transkonduktor 420, und
die Konduktanz des ersten Transkonduktors 420 wird in Abhängigkeit
von dem zweiten Steuersignal NEN verringert.
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5 ist
ein Zeitablaufdiagramm zur Darstellung von Signalen der Steuereinheit
gemäß einer beispielhaften
Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
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Bezugnehmend
auf 5 aktiviert die Steuereinheit 460 in 4 das
erste Steuersignal FEN in Abhängigkeit
von einem Aktivierungssignal RXEN, welches den Direct Conversion
Receiver aktiviert, oder die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung.
Nach der anfänglichen
Einstellzeit deaktiviert die Steuereinheit 460 das erste
Steuersignal FEN und aktiviert das zweite Steuersignal NEN.
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6 ist
ein Schaltungsdiagramm eines OTA gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung
der vorliegenden Erfindung.
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Bezugnehmend
auf 6 umfasst der OTA-Schaltkreis einen Vorspannstrom-Schaltkreis 610,
der einen Vorspannstrom liefert, einen ersten Transkonduktor-Schaltkreis 620,
der ein erstes Strompaar entsprechend einem ersten Teil eines Vorspannstroms
gemäß einem
differenziellen Ausgangsstrom-Paar liefert, einen zweiten Transkonduktor-Schaltkreis 630,
der ein zweites Strompaar entsprechend einem zweiten Teil des Vorspannstroms gemäß dem differenziellen
Ausgangsstrom-Paar
liefert, einen Umschalt-Schaltkreis 650, der als Bypass für das zweite
Strompaar gemäß einem
Steuersignal dient oder der die ersten und zweiten Strompaar summiert,
und einen Ausgangsschaltkreis 640, der das erste Strompaar
oder die Summe der ersten und zweiten Strompaare spiegelt, um das
gespiegelte Strompaar bzw. die gespiegelten Strompaare bereitzustellen.
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Der
Vorspannschaltkreis 610, der erste Transkonduktor-Schaltkreis 620 und
der Ausgangsschaltkreis 640 führen im Wesentlichen dieselben oder ähnliche
Operationen durch wie der Vorspannschaltkreis 310, der
Transkonduktor-Schaltkreis 320 bzw. der Ausgangsschaltkreis 340 gemäß 3.
Daher wird auf Beschreibungen des Vorspannschaltkreises 610,
des ersten Transkonduktor-Schaltkreises 620 und des Ausgangsschaltkreises 640 verzichtet.
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Der
zweite Transkonduktor-Schaltkreis 630 umfasst wie der Stromteiler 330 in 3 zwei
Transistoren M6 und M7 und liefert das zweite Strompaar entsprechend
dem zweiten Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit von dem differenziellen
Ausgangssignal-Paar.
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Der
Umschalt-Schaltkreis 650 dient als Bypass für das zweite
Strompaar, das von dem zweiten Transkonduktor-Schaltkreis 630 bereitgestellt
wird, oder summiert die ersten und zweiten Strompaare in Abhän gigkeit
von dem Steuersignal-Typ. Während des
anfänglichen
Einstellens bewirkt der Umschalt-Schaltkreis 650 eine Vereinigung
der ersten und zweiten Strompaare in Abhängigkeit von einem ersten Steuersignal
FEN und einem zweiten Steuersignal NEN. Die vereinigten ersten und
zweiten Strompaare werden durch die Transistoren M8 bzw. M9 ausgegeben.
Nachdem das anfängliche
Einstellen abgeschlossen ist, dient der Umschalt-Schaltkreis 630 als
Bypass für
das zweite Strompaar in Abhängigkeit
von dem ersten Steuersignal FEN und dem zweiten Steuersignal NEN.
Beispielsweise kann der Umschalt-Schaltkreis 650 einen
ersten Schalter und einen zweiten Schalter aufweisen, die in Abhängigkeit
von dem ersten Steuersignal FEN bzw. dem zweiten Steuersignal NEN
arbeiten. Die Konduktanz des OTA wird größer, wenn das erste Steuersignal FEN
eingegeben wird, als wenn das zweite Steuersignal NEN eingegeben
würde.
Auf diese Weise weist eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung, welche den
in 6 gezeigten OTA enthält, eine kurze anfängliche
Einstellzeit und eine niedrige Abschneidefrequenz nach dem anfänglichen
Einstellen auf. Nachfolgend findet sich eine detaillierte Beschreibung
einer weiteren Ausgestaltung eines OTA, der eine veränderliche
Konduktanz basierend auf Steuersignalen aufweist.
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7 ist
ein Schaltungsdiagramm eines OTA gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung
der vorliegenden Erfindung.
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Bezugnehmend
auf 7 umfasst ein OTA-Schaltkreis einen Vorspannstrom-Schaltkreis 710,
der einen Vorspannstrom liefert, einen ersten Transkonduktor-Schaltkreis 720,
der ein erstes Strompaar mittels eines ersten Teils des Vorspannstroms
in Abhängigkeit
von einem differenziellen Ausgangsstrom-Paar liefert, einen Stromteiler 730, der
als Bypass für
einen zweiten Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit von einem differenziellen Ausgangssignal-Paar
dient, und einen Ausgangsschaltkreis 740, der das Strompaar
spiegelt, um das gespiegelte Strompaar bereitzustellen.
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Der
erste Transkonduktor-Schaltkreis 720, der Stromteiler 730 und
der Ausgangsschaltkreis 740 führen im Wesentlichen dieselben
oder ähnliche Operationen
wie der Transkonduktor-Schaltkreis 320, der Stromteiler 330 und
der Ausgangsschaltkreis 340 aus, die in 3 gezeigt
sind. Daher wird auf Beschreibungen des Transkonduktor-Schaltkreises 720,
des Stromteilers 730 und des Ausgangsschaltkreises 740 verzichtet.
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Der
Vorspannschaltkreis 710 umfasst eine erste Stromquelle 711,
die einen Strom I1 liefert, eine zweite Stromquelle 712,
die einen zweiten Strom I2 liefert, einen ersten Transistor M1 und
einen vierzehnten Transistor M14, deren Gate- und Source-Anschlüsse jeweils
miteinander verbunden sind, zweite und dritte Transistoren M2 und
M3, deren Gate-Anschlüsse mit
den Gate-Anschlüssen
der ersten und vierzehnten Transistoren M1 und M14 verbunden sind,
und einen Widerstand, der mit den Drain-Anschlüssen der zweiten und dritten
Transistoren M2 und M3 verbunden ist. Darüber hinaus umfasst der Vorspannschaltkreis 710 einen
ersten Schalter 713, der mit der ersten Stromquelle 710 und
mit dem ersten Transistor M1 verbunden ist, und einen zweiten Schalter 714,
der mit der zweiten Stromquelle M2 und mit dem vierzehnten Transistor
M14 verbunden ist. Wenn der erste Schalter 713 in Abhängigkeit
von dem ersten Steuersignal FEN eingeschaltet wird, liefern die
zweiten und dritten Transistoren M2 und M3 den Vorspannstrom, der
durch Spiegelung aus dem ersten Strom I1 der ersten Stromquelle 711 entsteht. Wenn
der zweite Schalter 714 in Abhängigkeit von dem zweiten Steuersignal
NEN eingeschaltet wird, liefern die zweiten und dritten Transistoren
M2 und M3 den Vorspannstrom, der durch Spiegelung des zweiten Stroms
I2. der zweiten Stromquelle 712 entsteht.
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Beispielsweise
kann während
des anfänglichen
Einstellens der DC-Offset-Eliminierurrgsvorrichtung
der erste Schalter 713 ein- und der zweite Schalter 714 ausgeschaltet
werden. Hierbei ist der erste Strom der ersten Stromquelle 711 größer als der
zweite Strom I2 der zweiten Stromquelle 712. Somit kann
die Konduktanz der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
nach dem anfänglichen
Einstellen kleiner sein als während
der anfänglichen
Einstellzeit.
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Die
oben beschriebenen OTA-Schaltkreise für eine DC-Oftset-Eliminierungsvorrichtung
illustrieren beispielhafte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung
und besitzen keine die Allgemeinheit beschränkende Wirkung. Beispielsweise
kann es einen OTA-Schaltkreis geben, der keinen Stromteiler aufweist
und der ein unterschiedliches Maß an Vorspannstrom in Abhängigkeit
von einer variablen Steuerspannung erzeugt. Weiterhin kann es einen OTA
geben, der sowohl den Vorteil des in 6 gezeigten
OTA, welcher das zweite Strompaar umleitet oder das zweite Strompaar
und das erste Strompaar in Abhängigkeit
von der Steuerspannung summiert, und den Vorteil des in 7 gezeigten
OTA aufweist, welcher ein unterschiedliches Maß an Vorspannstrom in Abhängigkeit
von der Steuerspannung bereitstellt. Obwohl beispielhafte Ausgestaltungen
der Erfindung beschrieben wurden, sieht der Fachmann unmittelbar
ein, dass vielfältige
Veränderungen
möglich
sind, ohne von den neuartigen Lehren und Vorteilen der vorliegenden
Erfindung abzuweichen.
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8 ist
ein Blockschaltbild zur Darstellung einer Ausgestaltung eines Direct
Conversion Receivers gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
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Der
Direct Conversion Receiver umfasst eine RF-Empfängereinheit 810, einen
Low-Noise-Verstärker
(Low Noise Amplifier – LNA) 820,
einen Mischer 830 und eine DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 840.
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Die
RF-Empfängereinheit 810 empfängt ein RF-Signal,
das über
ein beliebiges Medium übertragen
wird. Die RF-Empfängereinheit 810 kann
eine Antenne und einen Bandpassfilter zum Empfangen des RF-Signals
aufweisen. Der LNA 820 verstärkt das empfangene RF-Signal.
Das über ein
RF-Modul mit der RF-Empfängereinheit 810,
dem LNA 820 usw. empfangene und verstärkte RF-Signal wird an den Mischer 830 geliefert.
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Der
Mischer 830 empfängt
das RF-Signal von dem RF-Modul und abwärtskonvertiert das RF-Signal
direkt in ein Basisband-Signal.
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Die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 840 eliminiert den DC-Offset
in dem Basisband-Signal und gibt anschließend das Basisband-Signal aus, aus
dem der DC-Offset im Wesentlichen entfernt wurde. Die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung 840 kann
als eine der oben beschriebenen DC-Offset-Eliminierungsvorrichtungen gemäß beispielhaften
Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung ausgebildet sein.
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Ein
Direct-Conversion-Verfahren wird nachfolgend detailliert beschrieben.
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9 ist
ein Flussdiagramm zur Darstellung eines Direct-Conversion-Verfahrens gemäß einer beispielhaften
Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
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Das
Direct-Conversion-Verfahren beinhaltet das Empfangen eines RF-Signals (Schritt
S910), das Erzeugen eines Basisband-Signalpaares (Schritt S920)
und das Eliminieren des DC-Offsets in dem Basisband-Signalpaar durch
Verwendung eines OTA (Schritt S930).
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Während des
Empfangens des RF-Signals (Schritt S910) werden notwendige RF-Signale
unter den über
das Medium übertragenen
Signalen empfangen und für
eine Signalverarbeitung verstärkt. Beim
Erzeugen eines Signalpaares (Schritt S920) werden die RF-Signale
direkt in das Basisband-Signalpaar, beispielsweise ein differenzielles
Eingangssignal-Paar,
umgewandelt (abwärtskonvertiert).
Der DC-Offset kann in den abwärtskonvertierten
Basisband-Signalen existieren. Das Eliminieren des DC-Offsets (Schritt
S930) kann ein Eliminieren des DC-Offsets in den Basisband-Signalen
unter Verwendung einer DC-Offset-Eliminierungsschleife beinhalten.
Die DC-Offset-Eliminierungsschleife kann einen ersten Pfad, der
ein Ausgangssignal-Paar basierend auf dem Basisband-Signalpaar ausgibt,
und einen zweiten Pfad aufweisen, der den DC-Offset in dem Basisband-Signalpaar durch
Verwendung des Rückkopplungs-Signalpaares
eliminiert, das durch Rückkoppeln
des Ausgangssignal-Paares erhalten wird. Der OTA kann zum Erzeugen
des Rückkopplungs-Signalpaares
verwendet werden. Das Eliminieren des DC-Offsets wird detailliert
unter Bezugnahme auf die 10, 11, 12 und 13 beschrieben.
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10 ist
ein Flussdiagramm zur Darstellung eines Verfahrens zum Eliminieren
von DC-Offset gemäß einer
beispielhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung.
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Ein
differenzielles Eingangssignal-Paar wird durch einen Eingangsknoten
einer DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung (Schritt S1010) empfangen.
Das differenzielle Eingangssignal-Paar entspricht einem Basisband-Signal,
das von einem Mischer ausgegeben wird.
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Das
empfangene differenzielle Eingangssignal-Paar wird an den Ausgangsknoten
der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung geliefert (Schritt S1020).
Das differenzielle Eingangssignal-Paar kann durch den ersten Pfad
verstärkt
werden, der das empfangene differenzielle Eingangssignal-Paar an den
Ausgangsknoten liefert.
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Das
differenzielle Ausgangssignal-Paar wird durch den Ausgangsknoten
der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung bereitgestellt (Schritt S1030).
Das differenzielle Ausgangssignal-Paar entspricht den Signalen,
die durch Liefern des differenziellen Eingangssignal-Paares über den
ersten Pfad erhalten werden. Das differenzielle Ausgangssignal-Paar
wird in ein Rückkopplungs-Strompaar über Prozesse (Schritte
S1040 bis S1060) umgewandelt, die nachfolgend beschrieben werden.
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Die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung wandelt das differenzielle Ausgangssignal-Paar
in ein Strompaar um, indem der OTA verwendet wird (Schritt S1040)
und integriert das Strompaar in das Spannungspaar (Schritt S1050).
Das Erhalten des Strompaares durch Verwendung des OTA wird unter Bezugnahme
auf die 11, 12 und 13 beschrieben.
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Die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung wandelt das Spannungspaar in
das Rückkopplungs-Strompaar
um (Schritt S1060) und liefert dann das Rückkopplungs-Strompaar an den
Eingangsknoten (Schritt S1070). Der DC-Offset in dem differenziellen
Eingangssignal-Paar wird durch das Rückkopplungs-Strompaar eliminiert.
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11 ist
ein Flussdiagramm zur Darstellung eines Prozesses zum Umwandeln
des differenziellen Ausgangssignal-Paares in das Strompaar (Schritt
S1040) in 10.
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Der
OTA der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung liefert einen Vorspannstrom
zum Erzeugen des Strompaares (Schritt S1110). Der OTA dient als Bypass
für einen
Teil, d.h. einen ersten Teil des Vorspannstroms in Abhängigkeit
von dem differenziellen Eingangssignal-Paar und stellt den anderen
Teil, d.h. einen zweiten Teil des Vorspannstroms als das Strompaar
bereit (Schritt S1120). Der OTA spiegelt das Strompaar, um das gespiegelte
Strompaar auszugeben (Schritt S1130). Beispielsweise kann das Maß des Bypass-Stroms
größer sein
als das Strompaar, sodass die Konduktanz des OTA reduziert ist.
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Wie
oben beschrieben, ergibt sich ein Vorteil der Abnahme einer Abschneidefrequenz,
wenn der DC-Offset unter Verwendung des OTA mit einer kleinen Konduktanz
eliminiert wird. Im Gegenzug kann der Direct Conversion Receiver
(oder die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung) mit einer niedrigen
Abschneidefrequenz eine lange anfängliche Einstellzeit aufweisen.
Um eine Einstellzeit zu verkürzen,
wird ein Verfahren zum Erzeugen eines Strompaares unter Bezugnahme
auf die 12 und 13 beschrieben.
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12 ist
ein Flussdiagramm zur Darstellung eines weiteren Prozesses zum Umwandeln
des differenziellen Ausgangssignal-Paares in das Strompaar (Schritt
S1040) in 10.
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Steuersignale
werden von einer Steuereinheit der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung oder von einer
externen Vorrichtung bereitgestellt (Schritt S1210). Der OTA der
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung liefert einen Vorspannstrom zum
Erzeugen des Strompaares (Schritt S1220). Des Weiteren liefert der
OTA einen ersten Teil des Vorspannstroms als ein erstes Strompaar
in Abhängigkeit
von dem differenziellen Eingangssignal-Paar und liefert einen zweiten
Teil des Vorspannstroms als ein zweites Strompaar (Schritt S1230).
Anschließend
leitet der OTA das zweite Strompaar um, d.h. fungiert als Bypass
für das
zweite Strompaar oder summiert die ersten und zweiten Strompaare
in Abhängigkeit
von den Steuersignalen (Schritt S1240). Der OTA spiegelt das Strompaar
(das erste Strompaar oder die Summe der ersten und zweiten Strompaare),
um das gespiegelte Strompaar auszugeben (Schritt S1250).
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Im
Falle des Umleitens des zweiten Strompaares weist der OTA eine geringe
Konduktanz auf, wie unter Bezugnahme auf 11 beschrieben. Dementsprechend
kann der DC-Offset mit einer niedrigen Abschneidefrequenz eliminiert
werden. Andererseits wird im Falle des Summierens der ersten und zweiten
Strompaare eine Konduktanz des OTA größer. Das bedeutet, dass bei
zunehmender Konduktanz des OTA die anfängliche Einstellzeit der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
kürzer
wird. Das Maß des
Strompaares hängt
von der Konduktanz des OTA ab.
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13 ist
ein Flussdiagramm zur Darstellung noch eines weiteren Prozesses
zum Umwandeln des differenziellen Ausgangssignal-Paares in das Strompaar
(Schritt S1040) in 10.
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Steuersignale
werden von einer Steuereinheit der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung oder von einer
externen Vorrichtung bereitgestellt (Schritt S1310). Der OTA der
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung liefert ein unterschiedliches
Maß eines
Vorspannstroms in Abhängigkeit
von den Steuersignalen. Anschließend fungiert der OTA als Bypass
für einen
Teil des Vorspannstroms, d.h. leitet einen Teil des Vorspannstroms
um und liefert einen Teil des Vorspannstroms als ein Strompaar (Schritt
S1330). Der OTA spiegelt das Strompaar, um das gespiegelte Strompaar
bereitzustellen (Schritt S1340). Die Konduktanz des OTA variiert
proportional zu dem Maß des
Vorspannstroms. Während
der anfänglichen
Einstellzeit kann die Einstellzeit verringert werden, wenn ein großes Maß an Vorspannstrom
bereitgestellt wird. Andererseits kann nach der anfänglichen
Einstellzeit die Abschneidefrequenz reduziert werden, indem ein
reduziertes Maß des
Vorspannstroms bereitgestellt wird.
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14 ist
ein Flussdiagramm zur Darstellung eines Prozesses zum Bereitstellen
des Steuersignals (Schritt S1210 und Schritt S1310) in den 12 und 13.
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Die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung bestimmt, ob ein Aktivierungssignal
aktiviert ist oder nicht (Schritt S1410). Wenn das Aktivierungssignal aktiviert
ist, erzeugt die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung ein Schnelleinstell-Steuersignal
zum Verkürzen
einer anfänglichen
Einstellzeit (Schritt S1420). Wenn das Schnelleinstell-Steuersignal
erzeugt wird, wird die Abschneidefrequenz der DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
höher.
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Die
DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung bestimmt, ob das anfängliche
Einstellen abgeschlossen ist (Schritt S1430) und erzeugt ein normales
Steuersignal, wenn das anfängliche
Einstellen abgeschlossen ist (Schritt S1440). Das Schnelleinstell-Steuersignal
und das normale Steuersignal können
ein identisches Signal sein, sodass die Logikpegel der Signale angeben,
ob das anfängliche
Einstellen abgeschlossen ist oder nicht.
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Wie
oben beschrieben, kann die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung gemäß beispielhafter Ausgestaltungen
der vorliegenden Erfindung eine niedrige Abschneidefrequenz aufweisen
und mit kleinen Abmessungen implementiert werden. Der Direct Conversion
Receiver, welcher die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung
mit einer niedrigen Abschneidefrequenz enthält, kann ein Basisband-Signal
guter Qualität
aus einem RF-Signal bereitstellen.
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Des
Weiteren kann die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung gemäß beispielhafter
Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung eine kurze anfängliche
Einstellzeit und eine niedrige Abschneidefrequenz aufweisen, nachdem
das anfängliche
Einstellen abgeschlossen ist. Der Direct Conversion Receiver, der
die DC-Offset-Eliminierungsvorrichtung mit einer kurzen anfänglichen
Einstellzeit beinhaltet, kann aufgrund einer niedrigen Abschneidefrequenz ein
Basisband-Signal guter Qualität
aus dem RF-Signal bereitstellen.
