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Die
Erfindung betrifft eine Halbleiterbauelementanordnung mit einem
Leistungstransistor, insbesondere einem Trench-Transistor, und einer
Temperaturmessanordnung.
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Trench-Transistoren
sind Leistungstransistoren, die eine in einem Graben eines Halbleiterkörpers angeordnete
Gateelektrode aufweisen und bei denen eine Stromflussrichtung in
einer vertikalen Richtung eines Halbleiterkörpers, in dem der Transistor
integriert ist, verläuft.
Derartige Trench-Transistoren
sind beispielsweise in B. J. Baliga: Kap. 7.10.2 UMOS Structure,
In: Power Semiconductor Devices, PWS Publishing Company, Boston,
1995, S. 412ff beschrieben.
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Derartige
Leistungstransistoren werden zum Schalten von Spannungen im Bereich
von einigen 10 Volt bis zu einigen hundert Volt und entsprechend großen Strömen eingesetzt.
Die während
solcher Schaltvorgänge
in dem Transistor in Wärme
unvermeidlich umgesetzte Verlustleistung führt zu einer Erhitzung des
Halbleiterkörpers
bzw. Halbleitersubstrats in dem der Transistor integriert ist. Im
Extremfall kann eine Überhitzung
auftreten, durch welche das Bauelements selbst und gegebenenfalls
auch weitere mit dem überhitzten
Bauelement in einer Baugruppe angeordnete Bauelemente beschädigt werden.
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Um
einen Leistungstransistor vor unzulässig hohen Temperaturen und
damit vor einer thermischen Zerstörung zu schützen, ist es bekannt, die Temperatur
in dem Halbleiterkörper
des Transistors zu erfassen und bei Erreichen oder Überschreiten
einer kritischen Temperatur geeignete Maßnahmen zu ergreifen, beispielsweise
das Bauelement abzuschalten.
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Zur
Temperaturmessung in einem Halbleiterkörper können sowohl in Sperr- als auch
in Durchlassrichtung gepolte Dioden verwendet werden. Man macht
sich hierbei zu Nutze, dass sowohl der Sperrstrom einer in Sperrrichtung
gepolten Diode, als auch der Spannungsabfall über einer in Durchlassrichtung gepolten
und mit einem konstanten Strom beaufschlagten Diode eine ausgeprägte Temperaturabhängigkeit
besitzen, so dass diese Größen zur
Temperaturmessung genutzt werden können. Ein Halbleiterbauelement
mit einer in Sperrrichtung verschalteten, als Temperatursensor dienenden
Diode ist beispielsweise in der
DE 203 15 053 U beschrieben.
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Darüber hinaus
ist es bekannt, ein polykristallines Halbleitermaterial zur Realisierung
eines Temperaturmesswiderstandes zu verwenden. Eine solche, aus
einem polykristallinen Material bestehende Struktur kann elektrisch
isoliert gegenüber
weiteren Bauelementstrukturen, beispielsweise in einer Verdrahtungsebene,
angeordnet sein, wodurch parasitäre
Halbleiterstrukturen, die aus der Realisierung des Temperaturmesswiderstandes
und den weiteren Bauelementstrukturen resultieren können, weitgehend
ausgeschlossen sind. Nachteilig sind herstellungsbedingte starke
Schwankungen des Widerstandswertes und die vergleichsweise geringe
Temperaturabhängigkeit
dieses Widerstandswertes. Durch eine bei Leistungshalbleiterbauelementen
auftretende hohe Temperaturbelastung kann darüber hinaus eine temperaturbedingte
Drift des Widerstandswertes auftreten, was eine regelmäßige Kalibrierung erforderlich
macht.
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Die
DE 38 31 012 A1 sowie
die
US 6,948,847 B2 beschreiben
jeweils Bauelementanordnungen mit einem MOS-Transistor, bei denen
der ohmsche Widerstand einer aus Polysilizium bestehenden Gate-Elektrode
des Transistors als Messwiderstand verwendet wird.
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Aufgabe
der Erfindung ist es, eine Halbleiterbauelementanordnung mit einem
Leistungstransistor und einer Temperaturmessanordnung mit einem Temperaturmesswiderstand
zur Verfügung
zu stellen, bei der der Temperaturmesswiderstand einfach durch zur
Herstellung von Leistungstransistoren verwendete Technologien realisierbar
ist und eine hohe Temperaturempfindlichkeit aufweist.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Halbleiterbauelementanordnung nach Anspruch
1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Diese
Halbleiterbauelementanordnung umfasst einen Leistungstransistor
mit einer Gate-Elektrode, einer Source-Zone, einer Drain-Zone und
einer Body-Zone, wobei die Body-Zone in einer ersten Halbleiterzone
eines ersten Leitungstyps angeordnet ist. Die Bauelementanordnung
umfasst außerdem eine
Temperaturmessanordnung mit einem Temperaturmesswiderstand und mit
einer an den Messwiderstand gekoppelten Auswerteschaltung. Erfindungsgemäß ist hierbei
vorgesehen, den Temperaturmesswiderstand durch einen Teil der ersten
Bauelementzone, in der auch die Body-Zone angeordnet ist, zu realisieren.
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Ein
solcher Temperaturmesswiderstand ist mittels herkömmlicher
Verfahren zur Herstellung einer dotierten Halbleiterzone in einem
Halbleiterkörper
realisierbar. Die Verwendung derselben Halbleiterzone zur Realisierung
des Messwiderstandes wie zur Realisierung der Body-Zone bietet den
Vorteil, dass bei üblichen
Dotierstoffdosen, wie sie für
Body-Zonen in Leistungsbauelementen verwendet werden, ein Temperaturmesswiderstand
erreicht werden kann, der einen größeren Temperaturkoeffizienten aufweist
als zum Beispiel polykristallines Halbleitermaterial. Übliche Dotierstoffdosen
für die
Herstellung der Body-Zone eines Leistungs-MOSFET liegen im Bereich
von 5·1013 cm-2, Änderungen
des Widerstandswertes liegen dann etwa im Bereich von 50% pro 100K.
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Eine
Temperaturmessung kann unter Verwendung der Auswerteschaltung dadurch
erfolgen, dass dem Temperaturmesswiderstand ein konstanter Stromes
einer Stromquelle eingeprägt
wird, wo durch über
dem Messwiderstand eine von dessen Widerstandswert und damit von
der Temperatur abhängige Spannung
anliegt. Diese Spannung kann nun entweder direkt gemessen, oder
mit einer Referenzspannung, welche einem kritischen Temperaturwert
entspricht, verglichen werden. Ist die Spannung am Messwiderstand
größer als
die Referenzspannung, so liegt eine Übertemperatur vor, was auf
einer Signalleitung mit einem entsprechenden Logikpegel angezeigt
werden kann. Abhängig
von diesem Logikpegel können
Gegenmaßnahmen
ergriffen, beispielsweise der Leistungstransistor abgeschaltet werden.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
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1 zeigt im Querschnitt (1A)
und in Draufsicht (1B) einen Halbleiterkörper mit
einem in dem Halbleiterkörper
integrierten, als Trench-Transistor realisierten Leistungstransistor
und mit einem Strommesswiderstand.
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2 zeigt
das elektrische Ersatzschaltbild der erfindungsgemäßen Halbleiterbauelementanordnung
bei Realisierung des Leistungstransistors als ein Kanal-MOSFET.
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3 zeigt
das elektrische Ersatzschaltbild der erfindungsgemäßen Halbleiterbauelementanordnung
bei Realisierung des Leistungstransistor als p-Kanal-MOSFET.
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4 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel einer
an den Temperaturmesswiderstand angeschlossenen Auswerteschaltung.
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5 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel der
Auswerteschaltung.
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6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Halbleiterbauelementanordnung
in Draufsicht (5A) und im Querschnitt
in Schnittebenen A-A (5B) und B-B
(5C).
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7 zeigt
eine Abwandlung der in 6 dargestellten
Anordnung.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Bauelementbereiche und Bauelemente mit gleicher Bedeutung.
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1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Bauelementanordnung anhand
von Querschnitten durch einen Halbleiterkörper 100, in dem aktive
Bauelementbereiche eines Trench-MOSFET und ein Temperaturmesswiderstand
integriert sind.
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Bezugnehmend
auf 1A, die den Halbleiterkörper in einer vertikalen Schnittebene
zeigt, weist der Trench-MOSFET eine Drain-Zone 2, eine
Driftzone 3 eine komplementär zu der Driftzone 3 dotierte Body-Zone 5 und
eine komplementär
zu der Body-Zone 5 dotierte Source-Zone 6 auf,
die in einer vertikalen Richtung des Halbleiterkörpers 100 übereinander
angeordnet sind. Eine Gate-Elektrode 11 ist in einem Graben
(Trench) angeordnet, der sich ausgehend von einer Vorderseite 101 des
Halbleiterkörpers
durch die Source-Zone 6 und die Body-Zone 5 bis
in die Driftzone 3 erstreckt. Die Gate-Elektrode 11 ist
mittels eines Gate-Dielektrikums 12, beispielsweise einem
Oxid, gegenüber
den dotierten Bauelementzonen isoliert und dient in bekannter Weise
zur Steuerung eines Inversionskanals in der Body-Zone 5 zwischen
der Source-Zone 6 und der Driftzone 3.
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Die
Drain-Zone 2 ist an einer Rückseite 102 des Halbleiterkörpers 100 durch
eine Drain-Elektrode 1 kontaktiert, die einen Drain-Anschluss
D des MOSFET bildet. Die Source-Zone 6 ist im Bereich der
Vorderseite 101 durch eine Source-Elektrode 7 kontaktiert, die
einen Source-Anschluss S des MOSFET bildet. Diese Source-Elektrode 7,
die beispielsweise aus einem Metall besteht, schließt außerdem die Source-Zone 6 und
die ausgehend von der Vorderseite 101 unter der Source-Zone 6 angeordnete
Body-Zone 5 kurz. Die Source-Elektrode 7 kontaktiert hierfür eine Body-Anschlusszone 8,
die vom selben Leitungstyp wie die Body-Zone 5 ist und
die sich von der Vorderseite 101 – in dem Beispiel benachbart
zu der Source-Zone 6 – bis
an die Body-Zone 5 erstreckt. Die Body-Anschlusszone 8 ist
hierbei höher dotiert
als die Body-Zone 5.
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Die
Gate-Elektrode 11 verläuft
in einer zu der in 1A dargestellten Zeichenebene
senkrecht verlaufenden Richtung als langgestreckte streifenförmige Elektrode,
wie dies in 1B dargestellt ist, die eine
Draufsicht auf die Vorderseite 101 des Halbleiterkörpers 100 zeigt.
Diese Längsrichtung
der Gate-Elektrode 11 wird nachfolgend als erste laterale Richtung
bezeichnet. In nicht näher
dargestellter Weise kann die Gate-Elektrode 11 an einer
oder mehreren Positionen durch einen Anschlusskontakt kontaktiert
sein, der den Gate-Anschluss
G (in 1A nur schematisch dargestellt)
bildet.
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Die
Drain-Zone des dargestellten MOSFET kann durch ein hochdotiertes
Halbleitersubstrat gebildet sein, auf das eine Epitaxieschicht aufgebracht ist,
in der die Driftzone 3, die Body-Zone 5 und die Source-Zone 6 realisiert
sind.
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Die
Body-Zone 5 ist bei dem dargestellten Bauelement durch
eine in vertikaler Richtung oberhalb der Driftzone 3 angeordnete
Halbleiterzone 4 gebildet. Diese Halbleiterzone 4 bildet
bei der erfindungsgemäßen Bauelementanordnung
außerdem einen
Temperaturmesswiderstand 13 einer Temperaturmessanordnung.
Die Halbleiterzone 4 wird hierbei an zwei Kontaktstellen
durch zwei elektrisch gegeneinander isolierte und beabstandet zueinander
angeordnete erste und zweite Anschlusselektroden 10, 14 kontaktiert.
Zur Verringerung des Kontaktwiderstandes sind hochdotierte erste
und zweite Anschlusszonen 15, 8 desselben Leitungstyps
wie die Halbleiterzone 4 vorgesehen, über welche die Anschlusselektroden 10, 14 die
Halbleiterzone 4 kontaktieren und von denen die zweite
Anschlusszone der Anschlusszone 8 zum Kurzschließen der
Source-Zone 6 und der Body-Zone 5 entspricht.
In nicht näher
dargestellter Weise können
allerdings auch separate Anschlusszonen zum Kurzschließen von
Source 6 und Body 5 und zum Kontaktieren des Temperaturmesswiderstandes
vorgesehen werden.
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Zwischen
den beiden Anschlusszonen ist in dem Beispiel eine komplementär zu diesen
Anschlusszonen dotierte Halbleiterzone vorgesehen, die die beiden
Anschlusszonen 8, 15 durch pn-Übergänge gegeneinander
isoliert. Das Bezugszeichen 9 bezeichnet eine oberhalb
dieser Halbleiterzone 16 angeordnete Isolationsschicht.
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Die
Anschlusskontakte 10, 14 und die Anschlusszonen
sind in dem Beispiel in einer zweiten lateralen Richtung, die senkrecht
zu der ersten lateralen Richtung verläuft, beabstandet zueinander
angeordnet. Der Temperaturmesswiderstand 13 ist durch den
Bereich der Halbleiterzone 4 gebildet, der bei Anlegen
einer Spannung zwischen den Anschlusselektroden 10, 14 von
einem Messstrom durchflossen wird. Dieser Bereich entspricht in
etwa dem Bereich, der sich unter den Anschlusszonen 8, 15 zwischen
diesen beiden Anschlusszonen 8, 15 erstreckt.
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Die
zweite Anschlusselektrode 14 kann als separate Anschlusselektrode
oder kann als Teil der Source-Elektrode 7 realisiert sein,
was gestrichelt in 1A dargestellt ist. Die erste
Anschlusselektrode 10 bildet einen Messanschluss M der
Bauelementanordnung.
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Der
dargestellte MOSFET kann zellenartig aufgebaut sein, d.h. es können eine
Vielzahl gleichartig aufgebauter Transistorzellen mit jeweils einer
in einem Graben angeordneten Gate- Elektrode 11, einer Source-Zone 6,
einer Body-Zone 5, einer Driftzone 3 und einer
Drain-Zone 2 vorhanden sein, wie dies in 1A dargestellt
ist. Die Drain-Zone 2 und die Driftzone 3 kann
dabei allen Transistorzellen gemeinsam sein.
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Entsprechend
können
mehrere Temperaturmesswiderstände
in dem Halbleiterkörper 100 vorhanden
sein, wobei diese Messwiderstände 13 jeweils
separat angeschlossen sein können,
um die Temperatur innerhalb des Zellenfeldes an mehreren Positionen
separat erfassen zu können,
oder wobei die einzelnen Messwiderstände parallel geschaltet werden
können,
indem deren erste Anschlüsse
und deren zweite Anschlüsse
jeweils gemeinsam kontaktiert werden.
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Der
in 1 dargestellte MOSFET ist als n-Kanal-MOSFET
realisiert und weist n-dotierte Drain-Drift- und Source-Zonen 2, 3, 6 und
eine p-dotierte Body-Zone 5 auf. Das erfindungsgemäße. Konzept,
nämlich
in einer die Body-Zone 5 eines MOSFET bildenden Halbleiterzone 4 gleichzeitig
einen Temperaturmesswiderstand 13 zu integrieren ist selbstverständlich auch
auf p-leitende MOSFET oder IGBT anwendbar. Bei einem p-MOSFET sind
die bei der Anordnung gemäß 1 vorhandenen dotierten Zonen jeweils
komplementär
zu den Zonen gemäß 1 zu dotieren. Ein IGBT unterscheidet
sich von einem MOSFET dadurch, dass dessen Drainzone, die bei einem
IGBT auch als Emitterzone bezeichnet wird, komplementär zu der
Driftzone dotiert ist.
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2 zeigt
das elektrische Ersatzschaltbild der in den 1 dargestellten
Anordnung unter der Annahme, dass die Source-Elektrode (6 in 1A) einen
der Anschlüsse
des Messwiderstandes 13 bildet. Das Bezugszeichen T bezeichnet
hierbei das Schaltsymbol des Trench-MOSFET. Der Temperaturmesswiderstand 13 ist
zwischen den Messanschluss M und den Source-Anschluss S des MOSFET
geschaltet. Das Bezugszeichen D1 bezeichnet
eine Diode, die zwischen den Messanschluss M und den Drain-Anschluss
D des MOSFET geschaltet ist und die durch den pn-Übergang
zwischen dem durch die erste Anschlusselektrode (10 in 1A)
kontaktierten Abschnitt der Halbleiterzone 4 und der Driftzone (3 in 1A)
gebildet ist.
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3 zeigt
das elektrische Ersatzschaltbild für eine einen p-Kanal-MOSFET
aufweisende entsprechende Anordnung. Die Polung der Diode D1 ist hierbei gegenüber dem Schaltbild in 2 vertauscht.
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4 zeigt
das elektrische Ersatzschaltbild der zuvor erläuterten Halbleiteranordnung
und eine Ansteuerschaltung, die an den Messwiderstand 13 angeschlossen
ist und die dazu dient, die Temperatur als temperaturabhängige Spannungswert
zu messen und mit einer Referenzspannung zu vergleichen.
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Der
Aufbau und die Funktionsweise dieser Auswerteschaltung 20 wird
nachfolgend für
den Betriebsfall erläutert,
bei dem der Leistungstransistor T zum Schalten einer Last 17 dient,
die in Reihe zu der Drain-Source-Strecke D-S des Transistors T zwischen
Klemmen für
ein erstes und ein zweites positives Versorgungspotential VDD, VSS geschaltet
ist. Der Transistor T ist in dem Beispiel als Low-Side-Schalter verschaltet
und als n-Kanal-MOSFET ausgebildet. Das erste Versorgungspotential
VDD ist in diesem Fall positiver als das
zweite Versorgungspotential VSS.
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In
dem dargestellten Beispiel ist einer erster Anschluss des Messwiderstandes 13 an
den Source-Anschluss S des Transistors T angeschlossen. Ein zweiter
Anschluss des Messwiderstandes 13 ist über die Diode D1 an
den Drain-Anschluss D des Transistors T und direkt an den Messanschluss
M angeschlossen.
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Die
Auswerteschaltung 20 weist in dem Beispiel eine Stromquelle 21,
einen Komparator 22 und eine Referenzspannungsquelle 23 auf.
Die Stromquelle 21 ist an den Messanschluss M angeschlossen
und dazu ausgebildet, einen konstanten Messstrom IM in
den Messwiderstand 13 einzuprägen. Dieser Strom IM bewirkt an dem Messwiderstand 13 einen
temperaturabhängigen
Spannungsabfall UTH zwischen dem Mess-Anschluss
M und dem Source-Anschluss S.
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Diese
temperaturabhängige
Messspannung UTH wird durch den Komparator 22 mit
einer durch die Referenzspannungsquelle 23 gelieferten
Referenzspannung UREF verglichen. Ein erster
Anschluss der Referenzspannungsquelle 23 ist hierbei mit
dem invertierenden Eingang (-) des Komparators K1 verbunden,
und ein zweiter Anschluss ist mit dem zweiten Versorgungspotential
VSS verbunden ist. Der nicht-invertierende
Eingang (+) des Komparators 22 ist an den Messanschluss
M angeschlossen.
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Der
Widerstandswert RTH des Messwiderstandes
variiert für
einen vorgegebenen Temperaturbereich innerhalb eines Wertebereiches,
der unter anderem von der Dimensionierung des Messwiderstandes 13 in
dem Halbleiterkörper
abhängig
ist. Der aus einem dotierten Halbleitermaterial gebildete Messwiderstand
besitzt einen positiven Temperaturkoeffizienten, so dass die Messspannung
mit steigender Temperatur ansteigt. Der Messstrom IM ist vorzugsweise
so auf den Wertebereich des Widerstandswertes RTH abgestimmt,
dass der Spannungsabfall UTH über dem
Messwiderstand 13 geringer ist als die Summe der Drain-Source-Spannung UDS des Transistors T und der Durchlassspannung
der Diode D1. Hierdurch ist sichergestellt,
dass die Diode D1 immer in Sperrrichtung
gepolt ist, so dass der Messstrom IM ausschließlich den
Messwiderstand 13 durchfließt. Andernfalls würde ein
Teil des konstanten Stromes IM über die
parasitäre
Diode D1 abfließen und so das Messergebnis
dahingehend verfälschen, dass
die temperaturabhängige
Spannung UTH erst bei höheren Temperaturen den durch
die Referenzspannung UREF definierten Grenzwert übersteigt.
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Allerdings
ist bei kleinen Drain-Source-Spannungen UDS die
Verlustleistung im Transistor T und damit auch die Wärmeentwicklung
ohnehin gering.
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Übersteigt
die Temperatur im Halbleiterkörper
eine kritische Temperatur, bei der die Messspannung UTH den
Wert der Referenzspannung UREF erreicht,
so wird das Erreichen dieser kritischen Temperatur durch einen entsprechenden
Logikpegel am Ausgang des Komparators 23, in dem Beispiel
durch einen High-Pegel,
signalisiert.
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Ist
eine komplexere Auswertung der Temperatur, d.h. beispielsweise eines
Temperaturverlaufs oder eines Temperaturanstiegs über der
Zeit, erwünscht,
kann das analoge temperaturabhängige
Signal UTH direkt am Mess-Anschluss M abgegriffen und
einer geeigneten, beispielsweise digitalen, Verarbeitungseinheit
(nicht dargestellt) zugeführt
werden. Auf den Komparator und die Referenzspannungsquelle kann
in diesem Fall verzichtet werden.
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Die
Auswerteschaltung 20 kann in nicht näher dargestellter Weise in
demselben Halbleiterkörper
wie der Transistor T und der Messwiderstand 13 integriert
sein. Darüber
hinaus besteht auch die Möglichkeit,
die Auswerteschaltung 20 in einem separaten Halbleiterkörper zu
integrieren, der beispielsweise in Chip-On-Chip-Technologie auf
dem Halbleiterkörper
oder in Chip-By-Chip-Technologie neben dem Halbleiterkörper mit
dem Transistor und dem Messwiderstand angeordnet sein kann.
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In
der 5 ist eine erweiterte Variante der anhand von 4 erläuterten
Auswerteschaltung dargestellt. Um sicher zu gehen, dass keine Temperatur-Auswertung
bei leitender parasitärer
Diode D1 erfolgt, ist in der Auswerteschaltung 20 ein
zweiter Komparator 24 vorgesehen, der eine Spannung über der
Diode D1 auswertet und der in dem Beispiel
nur dann einen High-Pegel an seinem Ausgang erzeugt, wenn die Diode
in Sperrrichtung gepolt ist, wenn also das elektrische Potential
an dem Messausgang M kleiner ist als an dem Drain-Anschluss D des
Transistors T. Der invertierende Eingang (-) des zweiten Komparators 24 ist
hierzu an den Messanschluss M angeschlos sen, und dessen nicht-invertierender
Eingang (+) ist an den Drain-Anschluss D des Transistors angeschlossen.
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Ausgangssignale
der ersten und zweiten Komparatoren 22, 24 durch
ein UND-Gatter 24 verknüpft,
das sicherstellt, dass das Vergleichsergebnis am Ausgang des ersten
Komparators 22 nur bei in Sperrrichtung gepolter Diode
D1 zum Ausgang OUT durchgeschaltet wird.
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Die
Sachverhalte wurden bisher anhand von n-Kanal-MOSFETs erläutert, es
ist jedoch ohne weitere Einschränkung
möglich,
durch Vertauschen der Dotierungstypen und der Polung der Versorgungspotentiale
die erfindungsgemäße Anordnung
auch für p-Kanal-Transistoren
zu erreichen.
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Anhand
der 6A bis 6C wird
nachfolgend ein weiteres Ausführungsbeispiel
einer Halbleiterbauelementanordnung mit einem Trench-Transistor
und mit einem in der Body-Zone des Transistors integrierten Messwiderstand 13 erläutert. 6A zeigt
einen lateralen, parallel zu der Vorderseite 101 verlaufenden
Querschnitt. 6B zeigt einen vertikalen Querschnitt
in einer in 6A dargestellten Schnittebene
A-A und 6C zeigt einen vertikalen Querschnitt
in einer in 6A dargestellten Schnittebene
B-B.
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Der
dargestellte Trench-Transistor weist bezugnehmend auf 6A eine
Anzahl parallel zueinander verlaufender Gräben mit darin angeordneten Gate-Elektroden 11 auf
(auf die Darstellung des Gate-Dielektrikums ist aus Gründen der Übersichtlichkeit
verzichtet). In einer Längsrichtung
der Gräben,
die der ersten lateralen Richtung des Halbleiterkörpers 100 entspricht,
sind aufeinanderfolgend eine Anzahl Source-Zonen 6 und
Body-Anschlusszonen 8 angeordnet, die in der zweiten lateralen
Richtung jeweils von Graben zu Graben reichen. Diese Source-Zonen 6 und
Body-Anschlusszonen 8 sind bezugnehmend auf 6B gemeinsam
durch eine Source-Elektrode 7 kontaktiert.
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Die
in vertikaler Richtung unterhalb der Source-Zonen 6 und
der Body-Anschlusszonen 8 liegende Body-Zone 5 ist
bezugnehmend auf 6B durch eine Halbleiterzone 4 gebildet.
Diese Halbleiterzone 4 endet in der ersten lateralen Richtung
vor den Gräben
mit den Gate-Elektroden 11. Zum besseren Verständnis ist
in 6B die Position einer solchen Gate-Elektrode 11 gestrichelt
eingezeichnet.
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Der
Temperaturmesswiderstand 13 wird in dem Beispiel durch
einen Abschnitt Halbleiterzone 4 gebildet, der im Bereich
eines Endes dieser Halbleiterzone 4 liegt. Der als Temperaturmesswiderstand 13 genutzte
Bereich der Halbleiterzone 4 ist durch zwei hochdotierte
Anschlusszonen 8, 15 kontaktiert, von denen eine
erste an die Source-Elektrode 7 angeschlossen ist und gleichzeitig
dazu dient, die Source-Elektrode 7 an die Body-Zone 5 anzuschließen. Eine
zweite Anschlusszone 15 ist an eine separate Elektrode 10 angeschlossen,
die den Messanschluss bildet. Die erste und zweite Anschlusszone 8, 15 des Temperaturmesswiderstandes
sind in der ersten lateralen Richtung beabstandet zueinander angeordnet, wobei
in der ersten lateralen Richtung zwischen diesen beiden Anschlusszonen 8, 15 eine
komplementär
dotierte Zwischenzone 16 angeordnet ist.
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Diese
Zwischenzone 16 ist ebenfalls an die Source-Elektrode angeschlossen
und bewirkt bei einem Stromfluss durch den Widerstandsbereich ein teilweises
Abschnüren
des in lateraler Richtung in der Halbleiterzonen 4 verlaufenden
Kanals. In entsprechender Weise sorgt die unterhalb der Halbleiterzone 4 angeordnete
Driftzone 3 im Widerstandsbereich für ein solches Einengen des
Kanals. Dieses Einengen des Kanals wird auch Body-Pinch-Effekt bezeichnet
und bewirkt, dass der Temperaturmesswiderstand hochohmiger wird
und dadurch einen größeren Temperaturkoeffizienten
aufweist.
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Bei
einer in 7 dargestellten Variante ist die
Zwischenzone floatend angeordnet, und damit nicht an die Source-Elektrode 7 angeschlossen.
Ein Pinch-Effekt resultiert hier bei nur aus den unterschiedlichen
Dotierungen der Zwischenzone und des den Temperaturmesswiderstand
bildenden Abschnitts der Halbleiterzone 4 bzw. Body-Zone 5.
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Der
Widerstandswert des durch die dotierte Halbleiterzone 4 bzw.
die Body-Zone 5 gebildete Messwiderstand 13 unterliegt
ist temperaturabhängig und
unterliegt darüber
hinaus auch einem "Bulk-Steuereffekt", der dazu führt, dass
sich der Widerstandswert mit steigendem Drain-Source-Spannung UDS bei konstanter Temperatur erhöht.
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Dies
hat zur Folge, dass die Spannung am Messwiderstand 13 die
Referenzspannung bereits bei niedrigeren Temperaturen erreicht.
Dieser Zusammenhang kann benutzt werden, um bei großen Spannungen
UDS zwischen Drain- und Source-Anschluss
des Transistors und damit bei großer Verlustleistung die Übertemperaturschwelle
herabzusetzen. Falls dies nicht erwünscht ist, kann dieser Effekt durch
Variation des Messstromes IM der Stromquelle abhängig von
der Drain-Source-Spannung kompensiert werden. Die anhand der 4 und 5 erläuterte Stromquelle
ist in diesem Fall als spannungsgesteuerte Stromquelle zu realisieren,
die einen von der Drain-Source-Spannung
UDS abhängigen
Messstrom liefert, der zumindest abschnittsweise mit steigender Drain-Source-Spannung
UDS abnimmt.
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- 1
- Drain-Elektrode
- 2
- Wafer
- 3
- Epitaxieschicht
- 4
- p-
oder n-dotierte Wanne
- 5
- Body-Zone
- 6
- Source-Zone
- 7
- Source-Elektrode
- 8
- Body-Anschlusszone
- 9
- Oxidschicht
- 10
- Mess-Elektrode
- 11
- Gate-Elektrode
- 12
- Gate-Isolation
- 13
- Temperaturmesswiderstand
- 14
- weitere
Elektrode
- 15
- Messwiderstands-Anschlusszone
- 16
- n+-dotierte Zone
- 17
- Last
- 20
- Auswerteschaltung
- 21
- Komparator
- 22
- Stromquelle
- 23
- Referenzspannungsquelle
- 24
- Komparator
- 25
- UND-Glied
- D
- Drain-Anschluss
- D1
- parasitäre Diode
- G
- Gate-Anschluss
- IM
- Strom
der Konstantstromquelle
- M
- Messanschluss
- OUT
- Signalleitung
- Q
- Logik-Gatter
- RTH
- Widerstandswert
des Messwiderstand
- S
- Source-Anschluss
- T
- Transistor
- UREF
- Referenzspannung
- UTH
- Spannung
am Messwiderstands
- UDS
- Drain-Source-Spannung
- VDD
- erstes
Versorgungspotential
- VSS
- zweites
Versorgungspotential