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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem
Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Schaltungsanordnungen
mit einem rückgekoppelten
Operationsverstärker
zur Verstärkung
eines der Schaltungsanordnung eingegebenen Eingangssignals und Ausgabe
des verstärkten
Eingangssignals als ein Ausgangssignal sind in vielfältiger Weise
bekannt. Lediglich beispielhaft sei hierzu verwiesen auf die Lehrbücher "U. Tietze, Ch. Schenk, Halbleiter-Schaltungstechnik,
5. Auflage, Springer-Verlag, 1980", insbesondere Seiten 93 bis 108, und "Paul Horowitz, Winfield
Hill, The Art of Electronics, Second Edition, Cambridge University
Press, 1989", insbesondere
Seiten 175 bis 195.
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Der
Begriff "Operationsverstärker" ist im Sinne der
Erfindung sehr breit zu verstehen als eine zur Verstärkung einer
elektrischen Größe wie einer Spannung
geeignete Anordnung. Insbesondere sind damit z. B. Verstärker gemeint,
bei denen ein am Verstärkereingang
anliegendes Signal mit relativ hoher Spannungsverstärkung am
Verstärkerausgang
bereitgestellt wird. Diese sogenannte offene Verstärkung ("Open Loop Gain") kann z. B. in der
Größenordnung
von etwa 104 bis 105 liegen.
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Ein
wesentliches Charakteristikum der Schaltungsanordnung mit rückgekoppeltem
Operationsverstärker
ist es, dass die Schaltungsverstärkung,
also das Verhältnis
zwischen Ausgangssignal und Eingangssignal, praktisch (von transienten
Vorgängen
abgesehen) vollkommen unabhängig
von dieser offenen Verstärkung
ist und lediglich durch eine zusätzliche
(externe) Beschaltung des Operationsverstärkers vorgegeben wird.
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Der
Begriff "Rückkoppelnetzwerk" bezeichnet im Rahmen
der Erfindung jede solche Beschaltung des Operationsverstärkers, die
Einfluss auf die sich ergebende Schaltungsverstärkung ausübt. Im einfachsten Fall besteht
das Rückkoppelnetzwerk aus
einer Anordnung von einem oder mehreren (ohmschen) Widerständen. Alternativ
oder zusätzlich können andere
Komponenten wie Kapazitäten und/oder
Induktivitäten
zur Bildung des Rückkoppelnetzwerks
vorgesehen sein. Ganz allgemein werden diese zur Bildung des Rückkoppelnetzwerks
vorgesehenen Komponenten daher nachfolgend als Impedanzen bezeichnet.
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Es
gibt Anwendungen, in denen nach einer Schaltungsanordnung verlangt
wird, bei welcher die Schaltungsverstärkung kontinuierlich veränderbar ist.
Um dies zu erreichen, wurden im Stand der Technik im Wesentlichen
drei Ansätze
verfolgt.
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Eine
Möglichkeit
besteht darin, einem Verstärker
mit fest vorgegebener Verstärkung
ein Dämpfungsglied
vorzuschalten, dessen Dämpfung
veränderbar
ist.
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Eine
andere Möglichkeit
besteht darin, verstärkungsbestimmende
Widerstände
des Rückkoppelnetzwerks
an einem Operationsverstärker
durch MOS-Transistoren zu implementieren, die im Triodenbereich
betrieben werden. Der effektive Widerstand dieser Transistoren kann
dann durch eine entsprechende Veränderung von Ansteuersignalen (Gate-Source-Spannungen)
kontinuierlich verändert werden.
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Beide
Lösungen
sind nicht in allen Anwendungsfällen
zufriedenstellend. Bei der erstgenannten Lösung treten beispielsweise
zumeist Nichtlinearitäten
im Dämpfungsglied
auf, die sich auf die Schaltungsverstärkung auswirken. Bei der zweiten
Lösung ist
ein Nachteil vor allem die eingeschränkte Linearität der durch
MOS-Transistoren
im Triodenbereich realisierten Widerstände und damit einhergehend eine
reduzierte Linearität
der Schaltungsanordnung.
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Einfügung A:
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Eine
dritte Möglichkeit
besteht schließlich darin,
verstärkungsbestimmende
Widerstände
des Rückkoppelnetzwerks
an einem Operationsverstärker
durch steuerbare Schaltmittel (Transistoren) wahlweise zuzuschalten,
um die Schaltungsverstärkung
zu verändern.
Eine derartige Lösung
ist beispielsweise in der
US
4,079,334 sowie der
US 4,399,416 beschrieben
und bildet den technischen Ausgangspunkt der vorliegenden Erfindung.
Eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist
aus den beiden vorstehend genannten Druckschriften bekannt.
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Nachteilig
ist bei den bekannten Schaltungsanordnungen der gattungsgemäßen Art,
dass die Schaltungsverstärkung
nur in Stufen veränderbar
ist.
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Es
ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung
der gattungsgemäßen Art
bereitzustellen, bei welcher in einfacher und zuverlässiger Weise
die Schaltungsverstärkung kontinuierlich
verändert
werden kann.
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Erfindungsgemäß wird diese
Aufgabe dadurch gelöst,
dass Steuereingängen
der Transistoren des Rückkoppelnetzwerks
jeweils ein Integrationsglied vorgeschaltet ist.
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Bei
der Erfindung kann die Schaltungsverstärkung durch wahlweises Zuschalten
bzw. Abschalten von Impedanzen verändert werden. Den Steuereingängen der
hierfür
genutzten Transistoren, z. B. den Gates von Feldeffekttransistoren
jeweils vorgeschaltete Integrationsglieder gewährleisten hierbei eine gewisse
zeitliche Glättung
des Verlaufs der Schaltungsverstärkung
beim Zuschalten oder Abschalten einer Impedanz. Das Integrationsglied sorgt
damit insbesondere dafür,
dass selbst bei einer sprunghaften Änderung des betreffenden Ansteuersignals
die betreffende Impedanz nicht ebenso sprunghaft abgeschaltet bzw.
zugeschaltet wird. Dies besitzt eine entsprechende "vergleichmäßigende" Wirkung auf die
resultierende Schaltungsverstärkung.
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Für die Ausbildung
des Integrationsglieds zur Erzielung der vorstehend erläuterten
Wirkung gibt es vielfältige
Möglichkeiten.
In einer besonders einfachen und bevorzugten Ausführungsform
ist das Integrationsglied als Integrator ausgebildet. Dies soll bedeuten,
dass dieses Glied an seinem Ausgang ein Signal bereitstellt, welches
das zeitliche Integral des eingangsseitig zugeführten Signals darstellt; wobei dieses
Integratorausgangssignal selbstverständlich durch den für den Integrator
vorgesehenen Ausgangssignalbereich begrenzt ist.
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Ein
gängiges
und hier einsetzbares Konzept zur Realisierung eines Integrators
besteht beispielsweise darin, eine spannungsgesteuerte Stromquelle zum
Laden und Entladen einer fest vorgegebenen Kapazität zu verwenden
und als Integratorausgangssignal die an dieser Kapazität anliegende
Spannung zu verwenden.
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In
einer besonders einfachen Ausführungsform
ist vorgesehen, dass die Integrationsgliederjeweils eine fest vorgegebene
Integrations- bzw. Glättungscharakteristik
besitzen. Bei Ausbildung als Integrator kann beispielsweise eine
fest vorgegebene Integrationszeitkonstante vorgesehen sein. Die
Integrationscharakteristik kann insbesondere an die in der Praxis
zu erwartenden Änderungsgeschwindigkeiten
der Schaltungsverstärkung
(z. B. Umstellfrequenz bei digitalen Schaltsignalen) angepasst werden.
Damit kann eine im praktischen Anwendungsfall besonders effiziente
Vergleichmäßigung der
kontinuierlichen Verstärkungsänderung
erzielt werden. Es soll jedoch keineswegs ausgeschlossen sein, dass die
einzelnen Integrationsglieder von einander verschieden oder mit veränderbarer
Integrationscharakteristik vorgesehen werden.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist vorgesehen, dass die Integrationsglieder mit digitalen Schaltsignalen
beaufschlagt werden (Schaltsignale, die stets auf einen von mehreren
(z. B. zwei) diskreten Signalwerten geschaltet werden). Dies macht
die Schaltungsanordnung insbesondere in "digitalen Umgebungen", insbesondere z. B. in einem sogenannten "mixed-signal-chip" besonders interessant.
Solche mehr oder weniger plötzlich
umstellbaren Ansteuersignale können
z. B. von einer digitalen Datenverarbeitungseinrichtung wie z. B.
einem Mikrocontroller generiert werden. Im Rahmen der Erfindung
werden diese Schaltsignale dann vorteilhaft "in geglätteter Form" den Steuereingängen der Schalttransistoren
zugeführt,
so dass trotz diskreter (digitaler) Verstärkungseinstellungen keine abrupten Änderungen
der Schaltungsverstärkung
resultieren, die sich z. B. als so genannte Abtasteffekte im ausgangsseitigen
Signalspektrum der Schaltungsanordnung auswirken würden.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist vorgesehen, dass die gewünschte
Schaltungsverstärkung
durch den Zustand einer Mehrzahl von digitalen Schaltsignalen codiert
wird, wobei ein einschrittiger Code verwendet wird, so dass beim Übergang von
einem Codewort auf das nächstfolgende
Codewort sich stets nur ein Ansteuersignalzustand ändert. Hierzu
kann beispielsweise vorgesehen sein, dass für eine monotone Veränderung
der Schaltungsverstärkung
den Integrationsgliedern zugeführte
Schaltsignale aufeinanderfolgend (eines nach dem anderen) umgestellt
werden.
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In
einer Ausführungsform
ist vorgesehen, dass der Operationsverstärker als invertierender Verstärker in
die Schaltungsanordnung einbezogen ist. Bei einem Operationsverstärker mit
einem invertierenden Verstärkereingangsanschluss
und einem nicht-invertierenden Verstärkereingangsanschluss kann
beispielsweise vorgesehen sein, dass ein Schaltungseingangsanschluss
mit dem invertierenden Verstärkereingangsanschluss
verbunden ist. Diese Verbindung des Schaltungseingangsanschlusses
mit dem Verstärkereingangsanschluss
kann direkt oder indirekt ausgebildet sein. In letzterem Fall kann
beispielsweise vorgesehen sein, dass der Schaltungseingangsan schluss über einen
Einkoppelpfad mit dem invertierenden Verstärkereingangsanschluss verbunden
ist, wobei der Einkoppelpfad einen Teil des Rückkoppelnetzwerks bildet.
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Ein
solcher Einkoppelpfad kann beispielsweise mehrere parallel zueinander
geschaltete Einkoppelzweige umfassen, die jeweils eine Reihenschaltung
eines der Transistoren und einer der Impedanzen umfassen. In diesem
Fall kann mittels der Schalttransistoren die Anzahl von Einkoppelzweigen wahlweise
verändert
werden, die im Rückkoppelnetzwerk
effektiv sind. In einer einfachen Ausführungsform ist vorgesehen,
dass die einzelnen Einkoppelzweige identisch zueinander ausgebildet
sind, also z. B. jeweils aus einer Reihenschaltung eines Transistors
und eines ohmschen Widerstands von vorgegebenem einheitlichen Widerstandswert
gebildet sind. Dies ist jedoch keineswegs zwingend. In einer bevorzugten
Ausführungsform
ist jedoch vorgesehen, dass die von den einzelnen Impedanzzweigen
bereitgestellten Impedanzen "gleichartig" sind, also z. B.
gleichermaßen
nur resistiv oder nur kapazitiv oder komplexe Impedanzwerte darstellend,
die identisch zueinander sind oder sich lediglich durch einen Skalierungsfaktor
voneinander unterscheiden.
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In
einer Ausführungsform
ist vorgesehen, dass ein Verstärkerausgangsanschluss über einen Rückkoppelpfad
mit einem invertierenden Verstärkereingangsanschluss
verbunden ist, wobei der Rückkoppelpfad
einen Teil des Rückkoppelnetzwerks
bildet.
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Ein
solcher Rückkoppelpfad
kann eine oder mehrere der vorstehend mit Bezug auf den Einkoppelpfad
beschriebenen Besonderheiten aufweisen.
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So
ist in einer Ausführungsform
vorgesehen, dass der Rückkoppelpfad
mehrere parallel zueinander geschaltete Rückkoppelzweige umfasst, die
jeweils eine Reihenschaltung eines der Transistoren und einer der
Impedanzen umfassen.
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In
einer Ausführungsform
ist vorgesehen, dass die zuschaltbaren und abschaltbaren Impedanzen
sowohl in einem Einkoppelpfad zwischen dem Schaltungseingang und
dem Verstärkereingang
als auch in einem Rückkoppelpfad
zwischen dem Verstärkerausgang
und dem Verstärkereingang
vorgesehen sind.
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In
einer Weiterbildung dieser Ausführungsform
ist vorgesehen, dass wenigstens ein für den Einkoppelpfad vorgesehenes
Integrationsglied mit wenigstens einem für den Rückkoppelpfad vorgesehenen Integrationsglied
derart gekoppelt ist, dass eine Zuschaltung der betreffenden Impedanz
im Einkoppelpfad mit einer Abschaltung der betreffenden Impedanz
im Rückkoppelpfad
verbunden ist und umgekehrt. Damit können in vielen Fällen die
Leistungseigenschaften der Schaltungsanordnung, insbesondere z.
B. deren Linearitätseigenschaften
weiter verbessert werden.
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Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
kann beispielsweise vorteilhaft einen Funktionsblock in einer mikroelektronisch
integrierten Schaltung ausbilden, insbesondere in einem sogenannten "mixed-signal-chip". Die zur externen
Beschaltung des Operationsverstärkers
vorgesehenen Transistoren (wie auch im Operationsverstärker vorgesehene
Transistoren) können
vorteilhaft z. B. als Feldeffekttransistoren implementiert sein
(z. B. in CMOS-Technologie).
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Eine
im Rahmen der Erfindung bevorzugte Verwendung der beschriebenen
Schaltungsanordnung besteht in der Signalaufbereitung bei einem Messverfahren.
Eine besonders interessante Verwendung besteht beispielsweise für Messverfahren, bei
welchen die zu messenden Signale auf Empfangssignalen basieren,
deren Amplitude sich systembedingt zeitlich ändert. Darunter fallen z. B.
Ultraschall- und Radaranwendungen, bei denen das Empfangssignal
entsprechend der Signallaufstrecke gedämpft wird.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen mit Bezug
auf die beigefügten
Zeichnungen weiter beschrieben. Es stellen dar:
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1 zeigt
eine Schaltungsanordnung zur kontinuierlichen Verstärkungsänderung
in einem invertierenden Verstärker,
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2 veranschaulicht
eine Realisierung eines Integrators, der in der Schaltungsanordnung nach 1 verwendbar
ist,
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3 zeigt
eine Schaltungsanordnung gemäß einer
weiteren Ausführungsform,
bei welcher eine ansteuerseitige Kopplung zwischen einem Einkoppelpfad
und einem Rückkoppelpfad
vorgesehen ist, und
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4 veranschaulicht
eine Realisierung eines Integrators, der für die Schaltungsanordnung nach 3 verwendbar
ist.
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1 zeigt
im linken Teil eine insgesamt mit 10 bezeichnete Schaltungsanordnung
mit einem Schaltungseingang für
ein zu verstärkendes
Eingangssignal Vin und einem Schaltungsausgang zur Ausgabe des verstärkten Eingangssignals
als ein Ausgangssignal Vout.
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Die
Schaltungsanordnung 10 umfasst einen Operationsverstärker AMP,
dessen Verstärkereingang
in der dargestellten Weise mit dem Eingangssignal Vin beaufschlagt
wird und an dessen Verstärkerausgang
das verstärkte
Eingangssignal bereitgestellt wird, wobei der Operationsverstärker mittels
eines Rückkoppelnetzwerks
zur Definition der Schaltungsverstärkung (= Vout/Vin) rückgekoppelt
ist.
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Das
Rückkoppelnetzwerk
besteht in an sich bekannter Weise aus einem von einem Schaltungseingangsanschluss
zu einem invertierenden Verstärkereingangsanschluss
verlaufenden resistiven Einkoppelpfad (Widerstand R0) sowie einem
von einem Verstärkerausgangsanschluss
zum invertierenden Verstärkereingangsanschluss
verlaufenden Rückkoppelpfad,
der aus einer Parallelschaltung von mehreren Widerständen Rfb,
R1, ... RN gebildet ist.
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Die
Besonderheit der Schaltungsanordnung 10 besteht darin,
dass zur Veränderung
der durch das Rückkoppelnetzwerk
definierten Schaltungsverstärkung
die Widerstände
R1, ... RN wahlweise über jeweils
einen zugeordneten Transistor S1, ... SN dem Rückkoppelnetzwerk zuschaltbar
und abschaltbar sind, wobei den Gates der hier jeweils als Feldeffekttransistor
ausgebildeten Transistoren entsprechende digitale Schaltsignale
VD1, ... VDN nicht direkt sondern über zwischengeschaltete Integrationsglieder INT1,
... INTN zugeführt
werden. Die einzelnen Reihenschaltungen aus jeweils einem Widerstand
Ri (i = 1 ... N) und einem Transistor Si (i = 1 ... N) bilden somit
Rückkoppelzweige,
die durch eine entsprechende Umstellung der Ansteuersignale VD1,
... VDN selektiv dem Rückkoppelnetzwerk
zugeschaltet und abgeschaltet werden können.
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Bei
dem dargestellten Rückkoppelnetzwerk ergibt
sich ein Gesamtleitwert des Rückkoppelpfads als
Summe des Leitwerts des stets vorhandenen Rückkoppelzweigs Rfb und der
Leitwerte der aktuell zugeschalteten der Rückkoppelzweige R1, ... RN.
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Für eine monotone
Veränderung
der Schaltungsverstärkung
ist im dargestellten Ausführungsbeispiel
eine aufeinanderfolgende Umstellung der digitalen Schaltsignale
VD1, ... VDN vorgesehen. Wenngleich die einzelnen Ansteuersignale
zu bestimmten Zeitpunkten plötzlich
ihren Zustand ändern, so
führt dies
keineswegs zu einer entsprechenden abrupten Änderung der Gesamtimpedanz
im Rückkoppelpfad
und somit zu einer entsprechenden abrupten Änderung der Schaltungsverstärkung, da
die einzelnen Schalttransistoren S1, .... SN nicht direkt sondern über die
Integrationsglieder INT1, .... INTN angesteuert werden.
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Diese
vorteilhafte Vergleichmäßigung der Verstärkungsänderung
ist im rechten Teil der 1 veranschaulicht. Dort sind
die Verläufe
verschiedener Größen in Abhängigkeit
von der Zeit t dargestellt.
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Hierbei
sei angenommen, dass ein bestimmtes Schaltsignal VDi (i = 1 ...
N) zu einem bestimmten Zeitpunkt seinen Zustand ändert. Dem folgend ändert auch
ein weiteres Schaltsignal VDi + 1 seinen Zustand. An den zugeordneten
Integratoren ergeben sich ausgangsseitig dann die mit VGi und VGi
+ 1 bezeichneten Signalverläufe.
Die Schaltungsverstärkung
A ändert
sich durch die "sanfte" Zuschaltung (oder
Abschaltung) der betreffenden Rückkoppelzweige
dementsprechend nicht abrupt in Stufen sondern nur allmählich.
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Abweichend
vom dargestellten Ausführungsbeispiel
könnte
die Übertragungsfunktion
der Integrationsglieder INT1, ... INTN auch so gewählt (bzw.
an die Charakteristik der Schalt transistoren angepasst) sein, dass
bei der aufeinanderfolgenden Umstellung der Ansteuersignale VG1,
... VGN eine im Wesentlichen lineare Veränderung der Schaltungsverstärkung A
erfolgt.
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Im
dargestellten Beispiel ist eine "single ended"-Konfiguration der
Schaltungsanordnung 10 gewählt,
bei der die als Spannungen vorgesehenen Signale Vin und Vout jeweils
auf ein gemeinsames Potential (Massepotential GND) bezogen sind.
Abweichend vom dargestellten Beispiel könnte die Schaltungsanordnung
auch differenziell konfiguriert sein.
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2 zeigt
das Schaltbild eines Integrators INTi, wie er beispielsweise zur
Realisierung der in 1 dargestellten Integratoren
INT1, ... INTN verwendet werden kann.
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Wie
dargestellt umfasst der Integrator INTi eine Reihenschaltung aus
Transistoren Pbias, P, N, Nbias, die zwischen einem positiven Versorgungspotential
VDD und dem Massepotential GND angeordnet ist. Das digitale Schaltsignal
VDi wird bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel einem Inverter INV
eingegeben. Das Ausgangssignal dieses Inverters INV wird als Ansteuersignal
den Transistoren P, N unterschiedlichen Leitungstyps an deren Steuereingängen zugeführt (Alternativ
könnte
das Schaltsignal VDi auch direkt – ohne Inverter – zu diesen
Steuereingängen
geführt
werden). Je nach (binärem)
Zustand des Schaltsignals VDi leitet demnach stets lediglich einer
der beiden Schalttransistoren P, N, so dass eine zwischen einem
Mittelabgriff dieser Transistoren und dem Massenpotential GND angeordnete
Kapazität
Cint entweder über
den Transistor P geladen oder über
den Transistor N entladen wird. Der Ladevorgang und der Entladevorgang
endet, sobald die an der Kapazität
anliegende Spannung dem positiven Versorgungspotential VDD bzw.
dem Massepotential GND entspricht. Die Geschwindigkeit, mit welcher
die Kapazität
Cint geladen und entladen wird, wird hierbei durch die als Stromeinstelltransistoren dienenden
Transistoren Pbias, Nbias vorgegeben. Diese Stromvorgabe erfolgt
durch Beaufschlagung der Steuereingänge dieser Transistoren Pbias,
Nbias mit entsprechenden Einstellpotentialen vbp und vbn. Diese
Einstellpotentiale vbp, vbn können
beispielsweise einen konstanten Wert besitzen, wobei die Transistoren
im Sättigungsbereich
im Wesentlichen als Konstantstromquellen betrieben werden.
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Für die Funktion
der Schaltungsanordnung 10 (1) wesentlich
ist die glättende
Wirkung der vorgeschalteten Integratoren INT1, ... INTN, die mit der
in 2 dargestellten Integratoranordnung INTi besonders
einfach erzielt werden kann. Abweichend von diesem Beispiel könnten vorgeschaltete
Integrationsglieder auch anders ausgebildet sein. Ebenfalls abweichend
vom dargestellten Ausführungsbeispiel ist
es möglich,
eine nicht-invertierende Verstärkerkonfiguration
vorzusehen.
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Bei
der nachfolgenden Beschreibung eines weiteren Ausführungsbeispiels
einer Schaltungsanordnung werden für gleichwirkende Komponenten die
gleichen Bezugszeichen verwendet. Dabei wird im Wesentlichen nur
auf die Unterschiede zu dem oben bereits beschriebenen Ausführungsbeispiel eingegangen
und im Übrigen
hiermit ausdrücklich
auf die vorangegangene Beschreibung verwiesen.
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3 zeigt
eine insgesamt mit 100 bezeichnete Schaltungsanordnung,
die gegenüber
der mit Bezug auf 1 bereits beschriebenen Schaltungsanordnung
in zweierlei Hinsicht modifiziert ist.
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Ein
erster Unterschied besteht darin, dass das Rückkoppelnetzwerk der Schaltungsanordnung 100 ähnlich der
Parallelanordnung von Rückkoppelzweigen
auch eine Parallelanordnung von Einkoppelzweigen aufweist, die jeweils
als Reihenschaltung eines Schalttransistors S1b, ... SNb und einer
Impedanz in Form eines Widerstands R1b, ... RNb gebildet sind. Dies
hat zur Folge, dass durch entsprechende Ansteuersignale sowohl die
im Rückkoppelpfad als
auch die im Einkoppelpfad wirksame Impedanz verändert werden kann, was in der
Praxis oftmals zu einer Verbesserung der Leistungseigenschaften
der Gesamtanordnung nutzbar ist.
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Eine
weitere Modifikation besteht darin, dass einzelne Rückkoppelzweige
jeweils mit einem der Einkoppelzweige derart gekoppelt sind, dass
paarweise zusammengefasste Zweige stets gleichzeitig gegensinnig
aktiviert bzw. deaktiviert werden. Im dargestellten Beispiel ist
diese funktionale Kopplung durch Integratoren INT1, ... INTN realisiert,
die jeweils zwei Ausgänge
besitzen und damit die Schalttransistoren der zugeordneten Zweige
gleichzeitig ansteuern. Diese Kopplung ist so vorgesehen, dass eine
Zuschaltung des betreffenden Widerstands R1, ... RN im Rückkoppelpfad
mit einer Abschaltung des betreffenden Widerstands R1b, ... RNb
im Einkoppelpfad einhergeht und umgekehrt.
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4 zeigt
den Aufbau eines hierfür
geeigneten Integrators INTi, bei welchem ein binäres Schaltsignal VDi sowohl
invertiert den Steuereingängen
von Schalttransistoren P2, N2 als auch nicht-invertiert den Steuereingängen von
zusätzlich
vorgesehenen Transistoren P1, N1 zugeführt wird. Die Reihenschaltungen
P2, N2 und P1, N1 sind hierbei parallel zueinander angeordnet und über einen
Stromeinstelltransistor Pbias mit VDD verbunden und über einen
Stromeinstelltransistor Nbias mit dem Massepotential GND verbunden.
Mittelabgriffe der Reihenschaltungen P2, N2 und P1, N1 führen zu
ersten Anschlüssen
jeweiliger Kapazitäten
Cint2 bzw. Cint1, deren zweite Anschlüsse mit dem Massepotential GND
verbunden sind. Der Gesamtaufbau entspricht somit im Wesentlichen
einer doppelten Ausführung des
in 2 dargestellten Integrators, wobei auf Basis des
eingegebenen Schaltsignals VDi komplementäre Ausgangssignale VGi und
VGbi erzeugt werden. Letztere Signale sorgen für die simultane, jedoch komplementäre Ansteuerung
der beiden mit dem Integrator verbundenen Transistoren Si, Sib (i
= 1 ... N).
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In
beiden oben beschriebenen Ausführungsformen
der Schaltungsanordnung ist vorgesehen, dass bei einem konstanten
Schaltsignal der zugeordnete Schalttransistor (spätestens
nach einer gewissen, durch das Integrationsglied vorgegebenen Verzögerung)
entweder im Wesentlichen leitet oder im Wesentlichen sperrt, so
dass an den Transistoren in diesem stationären Zustand keine nennenswerten Verluste
auftreten. Die Umstellung der Transistorzustände erfolgt durch entsprechende
Variation von Gate-Source-Spannungen,
welche am Ausgang der Integrationsglieder bereitgestellt werden.
Damit ist eine sprunghafte Änderung
dieser Ansteuerspannungen vermieden. Da jeder Schalttransistor nach Durchlaufen
der Zustandsänderung
letztlich vollständig
angeschaltet oder ausgeschaltet verbleibt, hat die gesamte Verstärkerkonfiguration
von den Eigenschaften der Transistoren im Wesentlichen unabhängige und
somit besonders gute Linearitätseigenschaften.
Die Impedanzen der Transistoren selbst können demnach in der Praxis
gegenüber
den damit aktivierten und deaktivierten Impedanzen vernachlässigbar
sein. Anstatt der in den Beispielen gezeigten NMOS-Schalter können z.
B. auch PMOS-Schalter oder eine Kombination davon verwendet werden.