DE69728328T2

DE69728328T2 - Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Benutzung einer Transkonduktanz

Info

Publication number: DE69728328T2
Application number: DE69728328T
Authority: DE
Inventors: Chun Sup Paldal-gu Kim
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1996-07-12
Filing date: 1997-07-10
Publication date: 2004-08-26
Anticipated expiration: 2017-07-11
Also published as: CA2209666C; CN1076143C; IN192576B; RU2146414C1; JPH1079643A; CA2209666A1; EP0818884A2; DE69728328D1; KR980012861A; KR100187200B1; CN1175127A; JP3095137B2; US5880641A; EP0818884B1; EP0818884A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz und insbesondere eine Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz, wobei die Einrichtung in der Lage ist, unabhängig von Veränderungen der Temperatur und der Energieversorgungsspannung sowie unabhängig von Herstellungsfehlern konstante Frequenzkennwerte beizubehalten, wenn ein Filterschaltkreis in einen IC (integrated circuit IC) eingebaut wird.
Was den in der Elektronikindustrie äußerst bedeutsamen Einbau eines Filters in einen integrierten Schaltkreis angeht, besteht seit Ende der Siebzigerjahre ein überaus großes Interesse an SCFs (switched-capacitor filter SCF). In jüngster Zeit sind SCFs durch den Einsatz der MOSIC-Technologie (Metal oxide semiconductor integrated circuit MOSIC) allgemein üblich geworden.
Aus herstellungstechnischen Gründen werden die genauen Kennwerte eines mit aktiven Elementen gebauten aktiven Filters üblicherweise durch Einstellen eines Widerstandes beim letzten Fertigungsschritt festgelegt. Dies stellt jedoch ein ernsthaftes Hindernis beim Einbau des aktiven Filters in einen fertigen IC dar.
Eine Möglichkeit zur Überwindung dieses Hindernisses stellt ein SCF dar, der ein Schaltelement, einen Kondensator und einen Operationsverstärker umfasst. Die Betriebskennwerte des SCFs können durch ein Kondensatorverhältnis festgelegt werden, das für einen leichten Einbau des Filters in den IC geeignet ist.
Der in den aktiven Filter eingebaute Widerstand kann durch ein Schaltelement, dessen Schaltung mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz erfolgt, und einen Kondensator ersetzt werden. Das Schaltelement kann leicht mittels eines MOSFETs (Metal oxide semiconductor field effect transistor MOSFET) verwirklicht werden. Entsprechend erfolgt der Einbau des Filters.
1A zeigt ein Schaltbild, das einen Widerstand unter Verwendung eines bekannten Schalters 1 und eines bekannten Kondensators C_R aufweist. 1B ist ein 1A äquivalentes Schaltbild. Der Schalter 1 wird entsprechend einer vorgegebenen Schaltfrequenz ein- beziehungsweise ausgeschaltet.
1C ist ein Schaltbild eines in der Praxis eingesetzten Ausführungsbeispieles gemäß 1A. Zueinander gegenphasige Taktsignale werden den Gate-Anschlüssen von Transistoren Q₁ beziehungsweise Q₂ zugeführt. Die Transistoren Q₁ und Q₂ werden sodann jeweils ein- beziehungsweise ausgeschaltet. Eine dem Schaltkreis aufgeprägte Spannung V₁ wirkt aufladend und entladend. Als Ergebnis wird eine frequenzgefilterte Spannung V₂ ausgegeben.
Wird der Transistor Q₁ eingeschaltet, so wird der Kondensator C_R auf C_R × V₁ aufgeladen. Wird der Transistor Q₂ genau in demjenigen Moment eingeschaltet, in dem der Transistor Q₁ ausgeschaltet wird, so wird der Kondensator C_R auf C_R × V₂ entladen.
Der Wert der vom Eingang zum Ausgang übertragenen Ladung q beträgt: q = CR(V1 – V2) (1)
Die Ladung q wird für die Länge einer Schaltdauer T_C übertragen. Der Strom i(t) beträgt im Durchschnitt: i(t) = Δq/Δt = CR(V1 – V2)/TC = (V1 – V2)/(TC/CR) (2)
Wird ein T_C/C_R entsprechender Widerstand zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsanschluss angeschlossen, so zeigt Gleichung 2 die Beziehung zwischen dem fließenden Strom und dem Spannungsabfall. Entsprechend wird davon ausgegangen, dass ein in Näherung durch die nachfolgende Gleichung 3 bestimmter äquivalenter Widerstand zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsanschluss angeschlossen ist. RC = TC/CR = 1/(fCCr) mit fC = 1/TC (3)
Hierbei stellt f_C die Inverse der Schaltdauer T_C, das heißt die Schaltfrequenz dar.
Aus der Theorie folgt, dass der der Integration entgegenstehende Widerstand durch das Schaltelement und den Kondensator ersetzt werden kann.
2A ist ein Schaltbild eines aktiven Filters, der mit einem Widerstand ausgeführt ist. Der aktive Filter umfasst einen Widerstand R_C zur Steuerung einer Eingangsspannung V₁; einen Operationsverstärker 2, der durch Verstärkung eines von dem Widerstand R_C erzeugten Signals eine Ausgangsspannung V_out ausgibt; und einen Kondensator C₁ zum Rückleiten des Ausgangs des Operationsverstärkers 2. Die Ausgangsspannung V_out beträgt: Vout = –[V1/(RCC1)]/jω mit ω = 2πf1 (4)
Hierbei sind ω die Winkelgeschwindigkeit des Eingangssignals und f₁ die Frequenz des Eingangssignals.
2B ist ein Schaltbild eines SCF gemäß dem Ausführungsbeispiel von 1A, umfassend einen Schalter 1 zum Abtasten einer Eingangsspannung V₁ als vorgegebene Frequenz; einen Kondensator C_R zum Aufladen und Entladen der dem Schalter 1 aufgeprägten Spannung; einen Operationsverstärker 3 zum Ausgeben einer Ausgangsspannung V_out durch Verstärken eines von dem Schalter 1 erzeugten Signals; und einen Kondensator C₂ zum Rückleiten der Spannung einer von den Ausgängen des Operationsverstärkers 3 auszufilternden Frequenz. Der Kondensator C_R zum Aufladen und Entladen der dem Schalter 1 aufgeprägten Spannung und der Widerstand R_C stehen zueinander in einer Beziehung gemäß Gleichung 3. Die Ausgangsspannung V_out beträgt: Vout = –[(fCCRV1)/C2]/jω mit ω = 2πfi (5)
Hierbei sind ω die Winkelgeschwindigkeit des Eingangssignals und f_i sowie f_c die Frequenzen des Eingangssignals beziehungsweise die Schaltfrequenz.
Werden die Filterschaltkreise gemäß 2A und 2B in einen IC eingebaut, so bewirken bedingt durch Herstellungsfehler der Widerstand und der Kondensator jeweils einen Fehler von ungefähr ±20%. Aus diesem Grund erhält man eine gewünschte Grenzfrequenz des Filterschaltkreises durch Veränderung der Schaltfrequenz f_c. Die Schaltfrequenz sollte entsprechend der Abtasttheorie im Vergleich zur Frequenz des Eingangssignals wenigstens mehr als doppelt so groß sein. Für eine ausreichende Näherung des Widerstandes ist üblicherweise eine im Vergleich zur Frequenz des Eingangssignals mehr als zehnmal so große Schaltfrequenz erforderlich.
Gleichwohl beschränkt sich der in einen üblichen IC eingebaute Filterschaltkreis auf Niedertrequenzfilter, da eine unbegrenzt zunehmende Schaltfrequenz f_C nicht verwirklicht werden kann. Darüber hinaus wird bei der Schaltfrequenz f_C unvermeidbar Rauschen erzeugt, was wiederum eine Instabilität des Schaltkreises nach sich zieht.
Die Druckschriften WO 94/17490 und EP 362 935 des Standes der Technik offenbaren verschiedene zeitkontinuierliche Filter.
Es ist Aufgabe der bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, eine Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz bereitzustellen, die insbesondere im Hochfrequenzbereich benutzt wird und in der Lage ist, unabhängig vom in Verbindung mit der Taktfrequenz stehenden Rauschen, unabhängig von Veränderungen der Temperatur und der Energieversorgungsspannung sowie unabhängig von Herstellungsfehlern konstante Frequenzkennwerte beizubehalten, wenn der Filterschaltkreis in einen IC (integrated circuit, integrierter Schaltkreis) eingebaut wird.
Entsprechend einem ersten Aspekt ist die vorliegende Erfindung eine Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz, umfassend eine Filtereinheit mit einer Transkonduktanzeinheit, die einen variablen Widerstand aufweist, der sich ändert, wenn die Transkonduktanz durch eine Steuerspannung geändert wird; einen Kondensator mit einer Kapazitanz, wobei die Filtereinheit nur Signale in einem Frequenzband durchlässt, das durch die Resistanz und die Kapazitanz festgelegt ist; eine Transkonduktanzeinstelleinheit zum Variabelmachen der Transkonduktanz der Transkonduktanzeinheit durch Bereitstellen eines variablen Ausgangs als Steuerspannung, umfassend einen Differentialverstärker, einen mit einem ersten Eingang des Differentialverstärkers verbundenen ersten Transistor sowie einen mit einem zweiten Eingang des Differentialverstärkers verbundenen zweiten Transistor; und Steuermittel, die entweder mit dem ersten Transistor oder dem zweiten Transistor verbunden sind, um die Transkonduktanz des Transistors zu variieren.
Weitere Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Zum besseren Verständnis der Erfindung und zur Darstellung, wie deren Ausführungsbeispiele in der Praxis ausgeführt werden, wird nachstehend beispielhalber auf die beiliegende diagrammartige Zeichnung Bezug genommen, die sich wie folgt zusammensetzt.
1A ist ein Schaltbild, das einen Widerstand beziehungsweise eine Resistanz unter Verwendung eines bekannten Schalters und eines bekannten Kondensators darstellt.
1B ist ein 1A äquivalentes Schaltbild.
1C ist ein Schaltbild eines in der Praxis auftretenden Ausführungsbeispieles gemäß 1A.
2A ist ein Schaltbild eines allgemeinen aktiven Filters.
2B ist ein Schaltbild eines gemäß 1A verkörperten Filters.
3 ist ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispieles einer Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz entsprechend der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles einer Transkonduktanzeinstelleinheit und einer externen Steuereinheit gemäß 3.
Eine erfindungsgemäße Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz wird nachstehend unter Bezugnahme auf die begleitende Zeichnung detailliert beschrieben.
3 ist ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispieles einer Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz entsprechend der vorliegenden Erfindung. Wie gezeigt ist, umfasst die Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz eine Filtereinheit 100 zum Durchlass lediglich der Signale in einem vorgegebenen Frequenzband; eine Transkonduktanzeinstelleinheit 200 zum Festlegen einer Transkonduktanz der Filtereinheit 100; und eine externe Steuereinheit 300 zur Steuerung der Transkonduktanz der Transkonduktanzeinstelleinheit 200.
Die Filtereinheit 100 umfasst eine Transkonduktanzeinheit 10, die den Wert des Widerstandes beziehungsweise der Resistanz entsprechend einem fließenden Strom ändert; einen Operationsverstärker 20, der ein von der Transkonduktanzeinheit 10 erzeugtes Signal empfängt und verstärkt; und einen Kondensator 30, der einen Ausgang des Operationsverstärkers 20 rückleitet. Vorzugsweise besteht die Transkonduktanzeinheit 10 aus MOSFETs 10a und 10b.
Die Transkonduktanzeinstelleinheit 200 gemäß 4 umfasst eine Vorspannungsversorgung 210 zur Bereitstellung einer Vorspannung; einen Stromspiegler 220 zum Empfangen einer Energieversorgungsspannung V_DD und Ausgeben einer entsprechenden Strommenge an zwei Ausgangsanschlüssen A und B; eine zweite Transkonduktanzsteuerung 230, die mit den Ausgangsanschlüssen A und B des Stromspieglers 220 verbunden ist, um die Transkonduktanz zweier Transistoren Q₇ und Q₈ zu steuern, und zum Bereitstellen einer Betriebsspannung für die Transkonduktanzeinheit 10 der Filtereinheit 100; eine erste Transkonduktanzsteuerung 240, die mit dem einen Ausgangsanschluss B des Stromspieglers 220 darstellenden Knoten B verbunden ist, um die Transkonduktanz der Transistoren Q₇ und Q₈ durch Abzweigen und Steuern des fließenden Stromes zu steuern; und eine Transkonduktanzvariiereinheit 250 zum Variieren der Transkonduktanz.
Die Vorspannungsversorgung 210 umfasst einen Operationsverstärker 211 und einen Transistor Q₉. Der Operationsverstärker 211 umfasst einen invertierenden Anschluss (–), durch den ein vorbestimmter Gleichstrom zugeführt wird; einen nicht-invertierenden Anschluss (+), der über in Reihe angeordnete Widerstände R₁, R₂ und R₃ geerdet ist; und einen Ausgangsanschluss, der mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q₉ verbunden ist. Der Source-Anschluss des Transistors Q₉ ist mit einer Energieversorgungs spannung V_DD verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors Q₉ ist mit einer Stelle in der Verbindung des nicht-invertierenden Anschlusses (+) des Operationsverstärkers 211 und des Widerstandes R₁ über einen Widerstand R₄ verbunden.
Der Stromspiegler 220 umfasst Transistoren Q₁, Q₂, Q₃ und Q₄ und bewirkt, dass der Kollektorstrom des Transistors Q₃ gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q₄ ist.
Der Source-Anschluss des Transistors Q₄ ist mit der Energieversorgungsspannung V_DD verbunden. Der Gate-Anschluss des Transistors Q₁ ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q₂ verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors Q₁ ist mit dem Source-Anschluss des Transistors Q₃ verbunden.
Der Gate-Anschluss des Transistors Q₂ ist sowohl mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q₁ wie auch mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₂ verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors Q₂ ist mit der Energieversorgungsspannung V_DD verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors Q₂ ist mit dem Source-Anschluss des Transistors Q₄ verbunden.
Der Source-Anschluss des Transistors Q₃ ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₁ verbunden. Der Gate-Anschluss des Transistors Q₃ ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q₄ verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors Q₃ ist mit dem Knoten A verbunden, der den nicht-invertierenden Anschluss (+) eines Operationsverstärkers 231 darstellt.
Der Gate-Anschluss des Transistors Q₄ ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q₃ und dem Drain-Anschluss des Transistors Q₄ verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors Q₄ ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₂ verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors Q₄ ist mit dem Knoten B verbunden, der den invertierenden Anschluss (–) des Operationsverstärkers 231 darstellt.
Die zweite Transkonduktanzsteuerung 230 umfasst den Operationsverstärker 231, einen Transistor Q₅ und einen Transistor Q₆.
Der nicht-invertierende Anschluss (+) des Operationsverstärkers 231 ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₃ verbunden. Der invertierende Anschluss des Operationsverstärkers 231 ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₄ verbunden. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 231 ist mit der Transkonduktanzeinheit 10 der Filtereinheit 100 verbunden.
Der Drain-Anschluss des Transistors Q₅ ist sowohl mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₃ wie auch mit dem nicht-invertierenden Anschluss (+) des Operationsverstärkers 231 verbunden. Der Gate-Anschluss des Transistors Q₅ ist sowohl mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 231 wie auch mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q₆ verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors Q₅ ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₇ verbunden.
Der Gate-Anschluss des Transistors Q₆ ist sowohl mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 231 wie auch mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q₅ verbunden. Der Drain-Anschluss der Transistors Q₆ ist sowohl mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₄ wie auch mit dem invertierenden Anschluss des Operationsverstärkers 231 verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors Q₆ ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₈ verbunden.
Die erste Transkonduktanzsteuerung 240 setzt sich aus einem Transistor Q₁₀ und einem Operationsverstärker 241 zusammen. Der Source-Anschluss des Transistors Q₁₀ ist mit dem Knoten B verbunden, der den Drain-Anschluss des Transistors Q₄ darstellt. Der Gate-Anschluss des Transistors Q₁₀ ist mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 241 verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors Q₁₀ ist mit einem Ende eines externen Widerstandes R verbunden. Der nicht-invertierende Anschluss (+) des Operationsverstärkers 241 ist mit einem externen Spannungsversorgungsanschluss 11 zur Steuerung der Transkonduktanz verbunden. Der invertierende Anschluss (–) des Operationsverstärkers 241 ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₁₀ verbunden. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 241 ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors Q₁₀ verbunden.
Die Transkonduktanzvariiereinheit 250 setzt sich aus den Transistoren Q₇ und Q₈ zusammen. Der Gate-Anschluss des Transistors Q₇ ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q₉ verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors Q₇ ist mit dem Source-Anschluss des Transistors Q₅ verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors Q₇ ist geerdet. Der Gate-Anschluss des Transistors Q₈ ist mit einem Knoten D verbunden, der in der Verbindung der beiden Widerstände R₁ und R₂ liegt. Der Drain-Anschluss des Transistors Q₈ ist mit dem Source-Anschluss des Transistors Q₆ verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors Q₈ ist geerdet.
Der Betrieb der Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz entsprechend der vorliegenden Erfindung wird nachstehend eingehend beschrieben.
Es folgt zunächst eine kurze Beschreibung der theoretischen Grundlagen, wie die Grenzfrequenz durch Einstellen der Transkonduktanz eines Transistors stabilisiert werden kann. Dem schließt sich die Beschreibung des Betriebes der Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz an. Die Konduktanz ist die Inverse der Resistanz. Aus Beschreibungsgründen wird ein FET (field effect transistor FET) als Beispiel zugrundegelegt.
Die Konduktanz g_m des FETs beträgt gm = ∂ID/∂Vgs (6)
Hierbei stellt I_D den Drain-Strom an einem Vorspannungspunkt und V_GS die Spannung zwischen Gate und Source dar.
Die Transkonduktanz gm des FETs entspricht der Steigung an einem Betriebspunkt Q der Transmissionskurve des FETs. Wird die Transkonduktanz durch eine Spannung an dem Schaltkreis variiert, so kann ein analoger Effekt der Variierung der Resistanz erzielt werden. Dieser Effekt wird WR-Effekt (voltage-variable resistance VVR) genannt.
Bei einer Betrachtung der I_D-V_DS-Ausgangskurve des FETs (wobei V_DS die Spannung zwischen Drain und Source darstellt) stellt man fest, dass bei kleinerem V_DS die Ausgangskurve beinahe gerade ist, und deren Steigung von V_GS abhängt.
Anders gesagt, es wird nahegelegt, dass es beim Betrieb des FETs in einem linearen Bereich möglich wird, die Resistanz durch Variierung von V_GS elektronisch zu variieren.
Der Gleichstromwiderstand beziehungsweise die Gleichstromresistanz R_DS zwischen Drain und Source beträgt: 1/RDS = ID/VDS = gm (7)
Wie Gleichung 7 zeigt, ist die Inverse des Gleichstromwiderstandes R_DS in dem linearen Bereich bezüglich eines gegebenen V_GS gleich der Transkonduktanz gm in dem linearen Bereich bezüglich V_GS. Daher ist es möglich, die Resistanz durch Variieren entweder der Spannung V_GS oder der Spannung V_DS zu variieren. Der WR-Effekt beruht hierauf.
Wie in 3 gezeigt ist, werden ein externer Widerstand R und ein externer Spannungsversorgungsanschluss F der externen Steuerungseinheit 300 außerhalb des ICs angeordnet, nachdem die Filtereinheit 100 und die Transkonduktanzeinstelleinheit 200 in den IC eingebaut sind. Eine gewünschte stabilisierte Grenzfrequenz wird dadurch erreicht, dass die Transkonduktanz, wie nachstehend beschrieben, unabhängig von Änderungen der Temperatur und der Versorgungsspannung sowie unabhängig von Herstellungsfehlern gesteuert wird, wenn der Filterschaltkreis in den IC eingebaut ist.
Zunächst wird dem invertierenden Anschluss (–) des Operationsverstärkers 211 in der Vorspannungsversorgung 210 eine Spannung von 2,5 V aufgeprägt. Nun ist der nicht-invertierende Anschluss (+) des Operationsverstärkers 211 gleich 2,5 V, was einen Kennwert des Operationsverstärkers 211 darstellt. Die Spannung an den jeweiligen Enden der in Reihe angeordneten Widerstände wird durch das jeweilige Resistanzverhältnis geteilt. Im Ergebnis ist die Spannung an dem Knoten C gleich 3 V und an dem Knoten D gleich 2 V.
Die an den Knoten C und D herrschenden Spannungen werden den Transistoren Q₇ beziehungsweise Q₈ zugeführt.
Die Transistoren Q₇ und Q₈ weisen dieselben Kennwerte auf, und zwischen den ihren jeweiligen Gate-Anschlüssen zugeführten Spannungen liegt eine Differenz von 1 V. Ent sprechend ist der durch den Transistor Q₇ fließende Strom I₂ größer als der durch den Transistor Q₈ fließende Strom I₃, und daher ist die Spannung an dem Knoten A größer als die Spannung an dem Knoten B.
Der durch die Transistoren Q₇ und Q₈ fließende Strom wird von dem Knoten A und dem Knoten B zugeführt, die zwei Ausgangsanschlüsse des doppelt ausgeführten Stromspieglers 220 darstellen.
Nunmehr wird die Spannungsdifferenz zwischen den Spannungen an dem Knoten A und dem Knoten B durch den Operationsverstärker 231 verstärkt und dem Ausgangsanschluss zugeführt, um die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten A und B auszugleichen. Im Ergebnis steigen die Spannungen an den Gate-Anschlüssen der Transistoren Q₅ und Q₆, die mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 231 verbunden sind.
Steigen die Spannungen an der Gate-Anschlüssen der Transistoren Q₅ und Q₆, so steigen die Spannungen an den Source-Anschlüssen der Transistoren Q₅ und Q₆ entsprechend, und zwar mit einer Spannungsdifferenz der Schwellenspannung.
Folglich steigt die Spannung V_DS, die die Spannung zwischen den Drain-Anschlüssen und den Source-Anschlüssen der Transistoren Q₇ und Q₈ darstellt, wodurch der Strom zunimmt.
Mit anderen Worten, da die Transkonduktanz die Inverse der Resistanz ist, geht mit der Möglichkeit der Variierung der Transkonduktanz die Möglichkeit der Steuerung der Resistanz auf einen gewünschten Wert einher. Deshalb wird die Transkonduktanz der Filtereinheit 100 auf einen gewünschten Wert variiert, indem der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 231, der den Ausgangsanschluss der Transkonduktanzeinstelleinheit 200 darstellt, mit dem Gate-Anschluss der Transkonduktanzeinheit 10 der Filtereinheit 100 verbunden wird. Dadurch wird es möglich, einen stabilisierten Filterschaltkreis zu bauen, auch wenn die Kapazität des Kondensators, der in der Filtereinheit 100 eingebaut ist, in einem Bereich von ±20% variiert.
Die Transkonduktanz kann derart variiert werden, dass sie einen gewünschten Wert aufweist, indem der Strom I₁, der entsprechend der Spannungsdifferenz zwischen den Spannungen an den Knoten A und B fließt, variiert wird.
Der Strom I₁ kann durch eine Variierung des externen Widerstandes R gesteuert werden, der außerhalb des ICs angeordnet ist. Durch eine Steuerung des Stromes I₁ kann die Transkonduktanz gesteuert werden.
Wird der Wert des externen Widerstandes R gesenkt, so steigt der Strom, der durch den Widerstand R fließt. Im Ergebnis fällt die Drain-Spannung des Transistors Q₆ ab. Die Drain-Spannung des Transistors Q₈ der Transkonduktanzvariiereinheit 250 fällt ebenfalls ab. Folglich fällt die Transkonduktanz des Transistors Q₈ ab.
Nunmehr verstärkt der Operationsverstärker 213 die Spannungsdifferenz zwischen den Knoten A und B und gibt die verstärkte Spannung an den Ausgangsanschluss AUS aus. Die verstärkte und ausgegebene Spannung wird dem (nicht gezeigten) Gate-Anschluss der Transkonduktanzeinheit 10 der Filtereinheit 100 zugeführt. Entsprechend kann die Transkonduktanz auf einen gewünschten Wert gesteuert werden. Bei Verwendung einer Resistanz mit einem Fehler von 1% als externer Widerstand kann der Filter auf einen Fehler von 1% ausgelegt werden.
Darüber hinaus variiert, wenn die dem externen Spannungsversorgungsanschluss E der zweiten Transkonduktanzsteuerung 240 aufgeprägte Spannung gesteuert wird, die Spannung an dem Knotens E. Im Ergebnis variiert auch der durch den externen Widerstand R fließende Strom, wodurch die Transkonduktanz des Transistors Q₈ auf die gleiche Weise wie der Wert der Resistanz variiert werden kann. Durch Steuerung des Ausgangs des Operationsverstärkers 231 kann die Transkonduktanzeinheit 10 der Filtereinheit 100 variiert werden, wodurch ein Filteraufbau mit gewünschtem Frequenzband und gewünschter Verstärkung erhalten werden kann.
Wird der Ausgang des Operationsverstärkers 231 durch den Gate-Anschluss des Transistors 10b zugeführt, so variiert der Ausgang des Operationsverstärkers 231. Die Gate-Spannung wird sodann variiert, wodurch die Transkonduktanz des Transistors 10b entsprechend variiert. Daher ist es möglich, einen Filter zu bauen, der in der Lage ist, nur gewünschte Signale von den durch den Transistor 10a eingegebenen Signalen durchzulassen.
Die Erfindung ist nicht durch die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele, sondern ausschließlich durch die nachfolgenden Ansprüche festgelegt.

Claims

Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz, umfassend: eine Filtereinheit (100) mit einer Transkonduktanzeinheit (10), die eine variable Resistanz aufweist, die sich ändert, wenn die Transkonduktanz von einer Steuerspannung geändert wird; einen Kondensator (30) mit einer Kapazitanz, wobei die Filtereinheit nur Signale in einem durch die Resistanz und die Kapazitanz festgelegten Frequenzband durchlässt; eine Transkonduktanzeinstelleinheit (200) zum Variabelmachen der Transkonduktanz der Transkonduktanzeinheit (10) durch Bereitstellung eines variablen Ausgangs als Steuerspannung, umfassend einen Differentialverstärker (231), einen ersten Transistor (Q₅), der mit einem ersten Eingang des Differentialverstärkers verbunden ist, und einen zweiten Transistor (Q₆), der mit einem zweiten Eingang des Differentialverstärkers verbunden ist; und Steuermittel (240, 300) die entweder mit dem ersten Transistor oder dem zweiten Transistor verbunden sind, um die Transkonduktanz des Transistors zu variieren.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 1, bei der die Filtereinheit (100) umfasst: eine Transkonduktanzeinheit (10), die einen Eingangstransistor (10b) mit einem Drain-Anschluss aufweist, der über einen Widerstand (R₁) mit einer Energieversorgung verbunden ist; einem Gate-Anschluss, durch den das Eingangssignal zugeführt wird; und einem Source-Anschluss; sowie einen Transkonduktanzvariiertransistor (10a) mit einem Drain-Anschluss, der mit dem Source-Anschluss des Eingangstransistors (10b) verbunden ist, einem Gate-Anschluss, durch den die Spannung (V_in) zur Steuerung bereitgestellt wird, und einem Source-Anschluss, der geerdet ist, wobei die Transkonduktanz des Transkonduktanzvariiertransistors (10a) entsprechend Veränderungen der Spannung zur Steuerung verändert wird; einen Operationsverstärker (20) zur Filterung mit einem invertierenden Anschluss, der mit dem Drain-Anschluss des Eingangstransistors (10b) verbunden ist; und einen Kondensator (30), von dem ein Ende sowohl mit dem Drain-Anschluss des Eingangstransistors (10b) wie auch mit dem invertierenden Anschluss des Operationsverstärkers verbunden ist, und von dem das andere Ende mit einem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers (20) verbunden ist.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Transkonduktanzeinstelleinheit (200) umfasst: einen Stromspiegler (220), der mit der Energieversorgung und dem ersten und zweiten Transistor (Q₅, Q₆) verbunden ist; eine Vorspannungsversorgung (210) zum Bereitstellen einer ersten Vorspannung (C) und einer zweiten Vorspannung (D); eine Transkonduktanzvariiereinheit (250) mit einem dritten Transistor (Q₇), der eine erste Transkonduktanz aufweist, und dem die erste Vorspannung aufgeprägt wird, und einem vierten Transistor (Q₈), der eine zweite Transkonduktanz aufweist, und dem die zweite Vorspannung aufgeprägt wird; wobei die Steuermittel eine erste Transkonduktanzsteuerung (240) umfassen.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der das Steuermittel (240, 300) einen externen Widerstand (R) zum Variieren der Transkonduktanz entweder des ersten Transistors oder des zweiten Transistors entsprechend einer vorgegebenen Resistanz umfasst.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 1, bei der das Steuermittel (240, 300) einen externen Spannungsversorgungsanschluss (F) zum Variieren der Transkonduktanz entweder des ersten Transistors oder des zweiten Transistors entsprechend einer aufgeprägten Einstellspannung umfasst.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 3, bei der die Vorspannungsversorgung (210) umfasst: einen Voroperationsverstärker (211) mit einem invertierenden Anschluss, durch den eine Spannung zugeführt wird, und einem nicht-invertierenden Anschluss, der über einen ersten Widerstand (R₁), einen zweiten Widerstand (R₂) und einen dritten Widerstand (R₃) geerdet ist; und einen Vortransistor (Q₉) mit einem Gate-Anschluss, der mit einem Ausgangsanschluss des Voroperationsverstärkers (211) verbunden ist, einem Source-Anschluss, der mit der Energieversorgung verbunden ist, und einem Drain-Anschluss, der mit dem nicht-invertierenden Anschluss des Voroperationsverstärkers (211) über einen vierten Widerstand (R₄) verbunden ist.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 5, bei der der erste Widerstand (R₁) gleich 5 kΩ ist, bei der der zweite Widerstand (R₂) und der dritte Widerstand (R₃) gleich 10 kΩ sind, und bei der der vierte Widerstand (R₄) gleich 5 kΩ ist.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz gemäß Anspruch 3, bei der der erste Stromspiegler (220) umfasst: eine erste Stromspieglereinheit mit einem ersten Stromspieglertransistor (Q₁) mit einem Source-Anschluss, der mit der Energieversorgung verbunden ist, einem zweiten Stromspieglertransistor (Q₂) mit einem Gate-Anschluss, der sowohl mit dem Gate-Anschluss des ersten Stromspieglertransistors (Q₁) wie auch mit dem Drain-Anschluss des zweiten Stromspieglertransistors (Q₂) verbunden ist, und einem Source-Anschluss, der mit der Energieversorgung verbunden ist; eine zweite Stromspieglereinheit mit einem dritten Stromspieglertransistor (Q₃) mit einem Source-Anschluss, der mit dem Drain-Anschluss des ersten Stromspieglertransistors (Q₁) verbunden ist; und einen vierten Stromspieglertransistor (Q₄) mit einem Gate-Anschluss, der mit dem Gate-Anschluss des dritten Stromspieglertransistors (Q₃) und dem Drain- Anschluss des vierten Stromspieglertransistors (Q₄) verbunden ist; und einem Source-Anschluss, der mit dem Drain-Anschluss des zweiten Stromspieglertransistors (Q₂) verbunden ist.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 8, bei der der zweite Transistor (Q₆) einen Drain-Anschluss aufweist, der mit dem Drain-Anschluss des vierten Stromspieglertransistors (Q₄) verbunden ist, und einen Source-Anschluss, der über die Steuereinheit (250) geerdet ist; und bei der der Differentialverstärker ein Steueroperationsverstärker (231) mit einem nicht-invertierenden Anschluss ist, der mit dem ersten Transistor (Q₅) verbunden ist, mit einem invertierenden Anschluss, der mit dem Drain-Anschluss des zweiten Transistors (Q₆) verbunden ist, sowie mit einem Ausgangsanschluss, der mit dem Gate-Anschluss des zweiten Transistors verbunden ist.
Einrichtung zur Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 9, bei der der dritte Transistor (Q₇) umfasst: einen Gate-Anschluss, der sowohl mit dem Drain-Anschluss des Vortransistors (Q₉) wie auch mit dem vierten Widerstand (R₄) verbunden ist, einen Drain-Anschluss, der mit dem Source-Anschluss des ersten Transistors (Q₅) verbunden ist, und einen Source-Anschluss, der geerdet ist; der vierte Transistor (Q₈) umfasst: einen Gate-Anschluss, der gemeinsam mit einem den ersten Widerstand (R₁) und den zweiten Widerstand (R₂) verbindenden Knoten verbunden ist, einen Drain-Anschluss, der mit dem Source-Anschluss des zweiten Transistors (Q₆) verbunden ist, und einen Source-Anschluss, der geerdet ist.
Einrichtung zu Stabilisierung der Grenzfrequenz unter Verwendung einer Transkonduktanz nach Anspruch 9, bei der der erste Transistor (Q₅) einen Drain-Anschluss aufweist, der mit dem Drain-Anschluss des dritten Stromspieglertransistors (Q₃) verbunden ist; bei der der zweite Transistor (Q₆) einen Drain-Anschluss aufweist, der mit dem Drain-Anschluss des vierten Stromspieglertransistors (Q₄) verbunden ist; und bei der der Ausgang des Operationsverstärkers (231) mit dem Gate-Anschluss des ersten Transistors (Q₅) verbunden ist.