DE102005025677B9

DE102005025677B9 - Empfangsverstärker, insbesondere für Fernsehempfänger und Verwendung des Empfangsverstärkers

Info

Publication number: DE102005025677B9
Application number: DE102005025677A
Authority: DE
Inventors: Roland Heymann
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-06-03
Filing date: 2005-06-03
Publication date: 2010-11-11
Anticipated expiration: 2025-06-04
Also published as: US20060290430A1; US7365606B2; DE102005025677B4; DE102005025677A1; JP2007013948A

Abstract

Empfangsverstärker, insbesondere für Fernsehempfänger, umfassend:
– einen ersten Eingangsanschluss (8);
– einen Halbleiterkörper (2) mit einem ersten Knoten (4) und zumindest einem zweiten Knoten (5);
– eine in dem Halbleiterkörper (2) integrierte Verstärkerschaltung (1) aufweisend einen Differenzverstärker mit einem ersten und mit einem zweiten Feldeffekttransistor (T1, T2), deren Steueranschlüsse einen ersten Eingang (12) und einen zweiten Eingang (13) der Verstärkerschaltung (1) bilden und ein zwischen ersten und zweiten Eingang (12, 13) angeordnetes kapazitives Element (Cin);
– einen in seiner Resonanzfrequenz abstimmbaren Schwingkreis, aufweisend:
– ein in dem Halbleiterkörper (2) integriertes in seiner Kapazität einstellbares Element (C_T) mit einem Regeleingang (90), das mit seinen Anschlüssen mit dem ersten und dem zweiten Eingang (12, 13) und parallel zu dem kapazitiven Element (Cin) der integrierten Verstärkerschaltung (1) verbunden ist;
– wenigstens ein erstes induktives Element (L₁'), das mit einem ersten Anschluss mit dem ersten Eingang (12) und...

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfangsverstärker, insbesondere für die Verarbeitung von Fernsehsignalen. Die Erfindung betrifft weiterhin die Verwendung eines solchen Empfangsverstärkers.
Für moderne drahtlose Datenübertragungssysteme werden immer höhere Anforderungen an die Empfindlichkeit von Empfangsverstärkern gestellt. Dies liegt zum einen daran, dass die Sendesignalfeldstärke immer geringer wird, um Störungen in den Nachbarkanälen und somit Störungen anderer mobiler Datenübertragungssysteme zu verhindern. Zum anderen wird die Menge der übertragenen Informationen immer größer. Dies führt zum einen zu einer spektralen Verbreiterung des Sendesignals, d. h. es wird für das Sendesignal eine höhere Bandbreite benötigt. Ein typisches Beispiel für einen breitbandigen Mobilfunkstandard ist der Standard 802.11a bzw. 802.11b (W-LAN), dessen Signale bei einer Trägerfrequenz von 2,4 bzw. 5,2 GHz eine Bandbreite von ca. 20 MHz aufweisen. Datenübertragungsverfahren für das digitale Fernsehen (Digital Video Broadcast Terrestrisch, DVB-T, Digital Video Broadcast Satellite, DVB-S) benutzen noch höhere Bandbreiten von mehreren hundert Megahertz.
Zum anderen werden die Modulationsverfahren deutlich komplexer und höherwertiger. Während beispielsweise bei dem Mobilfunkstandard GSM das Modulationsverfahren FSK (Frequency-Shift-Keying) eingesetzt wird, welches relativ unempfindlich gegenüber Amplituden- bzw. Phasenschwankungen ist, verwenden die Mobilfunkstandards 802.11a, 11b und der Fernsehstandard DVB-T ein sogenanntes OFDM-Modulationsverfahren (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Diese Standards reagieren sehr empfindlich auf Rauschanteile im empfangenen Signal.
Das Rauschen im empfangenen Signal hat seinen Ursprung zum einem durch Rauschanteile im Frequenzband des empfangenen Signals. Dieser Anteil wird z. B. durch atmosphärische Störungen oder durch Störungen anderer Sendesignale hervorgerufen. Zum anderen enthält das Rauschen auch einen Anteil, der durch die verwendeten Empfangskomponenten hervorgerufen wird. So besitzt grundsätzlich jedes aktive bzw. passive Bauelement in der Empfangskette eines Empfängers ein gewisses Eigenrauschen. Die Bauelemente in der Empfangskette, und hier insbesondere die Empfangsverstärker, addieren zu dem empfangenen Signal einen Rauschanteil ihres Eigenrauschens dazu und verändern so das Verhältnis des Nutzsignals zu dem unerwünschten Rauschsignal. Eine charakterisierende Größe für Bauelemente, die den Anteil des von den Bauelementen erzeugten Rauschens angibt, ist die Rauschzahl. Dieses ist definiert als der Quotient aus dem Signal/Rauschverhältnis eines Signals am Eingang des Bauelementes und dem Signal/Rauschverhältnis am Ausgang des Elementes.
Für Empfänger ist es notwendig, dass gerade der erste in der Empfangskette enthaltene Verstärker eine besonders geringe Rauschzahl aufweist und somit nur wenig Rauschen dem empfangenen Signal hinzufügt. Außerdem sollte der Empfangsverstärker über eine große Bandbreite hinweg eine ausreichend gute Empfindlichkeit aufweisen.
Um diese Problematik zu lösen, wird bei einigen Empfangsverstärkern ein externes ”Tracking Filter” vorgeschaltet, welches im wesentlichen ein mitlaufendes Bandpassfilter dar stellt. Dieses unterdrückt die unerwünschten Spektralanteile außerhalb der Nutzsignalbandbreite. Zum Teil wird hier auch ein Rauschen unterdrückt. Ein solches Tracking Filter hat jedoch den Nachteil, dass das frequenzbestimmende Element, beispielsweise eine Varaktordiode, mit einer Einstellspannung versorgt werden muss, die von einem in der Empfangseinheit verwendeten spannungsgesteuerten Oszillator abgeleitet ist. Dies führt zu einem hohen Aufwand hinsichtlich der Kosten und des Platzverbrauchs sowie einer späteren aufwändigen Kalibrationsroutine.
US 6,342,813 B1 beschreibt einen Verstärker, dessen Verstärkung durch Verändern der Reaktanz im Emitter eines Transistors verändert wird.
Ferner offenbart DE 31 25 725 A1 eine Multiplexanordnung, welche die Erzeugung einer Mehrzahl von Steuerspannungen zur Steuerung abstimmbarer Filter mit Hilfe eines einzigen Digital/Analog-Konverters ermöglicht.
Weiterhin beschreibt EP 0 779 707 A1 eine RF-Filteranordnung zur Verwendung in einer Abstimmvorrichtung, in welcher der Frequenzbereich des lokalen Oszillatorsignals unterhalb des Frequenzbereichs der empfangenen RF-Signale liegt.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Empfangsverstärker vorzusehen, der die Vorteile eines schmalbandigen Systems über einen breiten Frequenzbereich aufweist. Dabei soll vor allem eine gute Rauschzahl, gute Verstärkung und ausreichende Unterdrückung der Intermodulationsprodukte bzw. Nebenfrequenzbänder erreicht werden. Aufgabe der Erfindung ist es weiterhin, eine Verwendung für einen derartigen Empfangsverstärker anzugeben.
Diese Aufgaben werden mit den Gegenständen nach Patentanspruch 1 und Patentanspruch 14 gelöst. Weiterführende Ausgestaltungsformen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Gemäß der Erfindung wird vorgeschlagen, in einem Empfangsverstärker eine besonders rauscharme Verstärkerschaltung und ein abstimmbares, frequenzbestimmendes Bauelement in einem Halbleiterkörper als integrierte Schaltung auszubilden.
Der Empfangsverstärker umfasst einen ersten Eingangsanschluss sowie einen Halbleiterkörper mit einem ersten Knoten und zumindest einem zweiten Knoten. In dem Halbleiterkörper ist eine Verstärkerschaltung integriert. Sie weist wenigstens einen Transistor, einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang sowie ein zwischen erstem und zweitem Eingang angeordnetes kapazitives Element auf. Um die Rauschzahl der integrierten Verstärkerschaltung zu verbessern, ist ein in seiner Resonanzfrequenz abstimmbarer Schwingkreis vorgesehen. Dieser umfasst ein in dem Halbleiterkörper integriertes, in seiner Kapazität einstellbares Element mit einem Regeleingang. Mit seinen Anschlüssen ist es zwischen den ersten und zweiten Knoten und parallel zu dem kapazitiven Element der integrierten Verstärkerschaltung geschaltet. Weiterhin ist wenigstens ein erstes induktives Element vorgesehen. Mit einem ersten Anschluss ist das erste induktive Element mit dem ersten Knoten und mit einem zweiten Anschluss mit dem ersten Eingangsanschluss verbunden.
In dieser Ausgestaltungsform wird der in seiner Resonanzfrequenz abstimmbare Schwingkreis zum Teil innerhalb des Halbleiterkörpers ausgeführt. Insbesondere wird das Frequenz bestimmende, in seiner Kapazität einstellbare Element innerhalb des Halbleiterkörpers ausgebildet, wodurch eine deutlich einfachere Kalibrationsroutine möglich ist.
Ebenso können weitere Anpassungen bezüglich einer optimalen Verstärkung durch die integrierte Verstärkerschaltung deutlich einfacher vorgenommen werden. Der in seiner Resonanzfrequenz abstimmbare Schwingkreis führt im Bereich der Resonanzfrequenz zu einer deutlichen Spannungsüberhöhung und damit einem verbesserten Signal/Rauschverhältnis. Gleichzeitig wirkt der abstimmbare Schwingkreis als ein mitlaufendes Filter und unterdrückt Signalanteile außerhalb des Nutzsignalbandes, welches durch die Resonanzfrequenz eingestellt wird.
Mit Vorteil wird zusätzlich das innerhalb der integrierten Verstärkerschaltung angeordnete kapazitive Element Teil der Resonanzstruktur. Im Besonderen ist es parallel zu dem in seiner Kapazität einstellbaren Element geschaltet. Durch die aktive Verwendung des in der Verstärkerschaltung angeordneten kapazitiven Elements als Teil des abstimmbaren Schwingkreises lassen sich parasitäre kapazitive Elemente innerhalb der Verstärkerschaltung korrigieren oder vorteilhaft für die Ausbildung des Schwingkreises mitbenutzen.
In einer Ausführung umfasst der Empfangsverstärker einen zweiten Eingangsanschluss. Der in seiner Resonanz abstimmbare Schwingkreis enthält darüber hinaus ein zweites induktives Element. Dieses ist mit seinem ersten Anschluss an den zweiten Knoten und mit einem zweiten Anschluss an den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt. Dadurch wird eine symmetrische Ausbildung des Schwingkreises erreicht, die das Resonanzverhalten verbessert.
In einer weiteren Ausführungsform ist der Transistor der integrierten Verstärkerschaltung als ein Feldeffekttransistor ausgeführt. In einer anderen Ausführung ist an den ersten und den zweiten Eingang der integrierten Verstärkerschaltung kein in Bipolartechnik ausgeführter Transistor angeschlossen. Vielmehr ist die Verstärkerschaltung unter Verwendung von Feldeffekttransistortechnologie, bevorzugt MOS- oder MES-Technologie realisiert.
Der erfindungsgemäße Empfangsverstärker kann insbesondere für den Empfang von über einen weiten Frequenzbereich hinweg verteilten Signalen verwendet werden. Erfindungsgemäß wird dabei die Resonanzfrequenz des abstimmbaren Schwingkreises auf die gewünschte Frequenz und damit den Frequenzbereich des zu emp fangenden Signals abgestimmt. Gleichzeitig ist durch den Schwingkreis eine ausreichende Unterdrückung von Signalen außerhalb des gewünschten Frequenzbandes erreichbar.
In einer Weiterbildung der Erfindung bildet der erste Knoten eine erste Kontaktstelle und der zweite Knoten eine zweite Kontaktstelle auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers. In dieser Ausführungsform sind das erste und das zweite induktive Element außerhalb des Halbleiterkörpers angeordnet. In einer Weiterbildung der Erfindung ist zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem zweiten Eingangsanschluss ein drittes induktives Element geschaltet. Dieses ist somit parallel zu dem in seiner Kapazität einstellbaren Element angeordnet. Das dritte induktive Element sowie das in seiner Kapazität einstellbare Element bilden in dieser Ausgestaltungsform einen Parallelschwingkreis.
Das in seiner Kapazität einstellbare Element weist in einer Ausführungsform der Erfindung wenigstens eine Varaktordiode auf, die durch ein Steuersignal an dem Regeleingang des einstellbaren Elements stufenlos in ihrer Kapazität einstellbar ist. In dieser Ausgestaltungsform wird demnach eine Änderung der Resonanzfrequenz über eine stufenlose Einstellung der Kapazität der Varaktordiode erreicht.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung umfasst das in seiner Kapazität einstellbare Element mehrere parallel angeordnete Ladungsspeicher. Diese sind mit jeweils einem ersten Anschluss mit der ersten Kontaktstelle und mit einem zweiten Anschluss über jeweils eine durch ein Signal am Regeleingang ansteuerbare Schaltvorrichtung an die zweite Kontaktstelle angeschlossen. In dieser Ausgestaltungsform ist das Element über ein Signal am Regeleingang in seiner Kapazität wertdis kret einstellbar. Die Resonanzfrequenz des abstimmbaren Schwingkreises ist daher in wertdiskreten Schritten veränderbar.
Natürlich lässt sich eine Ausbildung des in seiner Kapazität einstellbaren Elementes auch durch eine Kombination aus stufenlos einstellbaren Elementen und wertdiskret einstellbaren Elementen implementieren.
In einer Weiterbildung dieser Ausgestaltung weisen die Kapazitäten in mehreren parallel angeordneten Ladungsspeichern jeweils den gleichen Wert auf. In einer alternativen Ausführung unterscheiden sich die Kapazitäten von wenigstens zwei der parallel angeordneten Ladungsspeicher in ihrem Wert um den Faktor 2. In einer entsprechenden Ausführungsform sind die mehreren parallel angeordneten Ladungsspeicher binär gewichtet.
In einer anderen Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Verstärkerschaltung einen Differenzverstärker mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor. Die Steueranschlüsse der beiden Feldeffekttransistoren bilden den ersten bzw. den zweiten Eingang der integrierten Verstärkerschaltung. In einer Ausgestaltung umfasst das kapazitive Element der Verstärkerschaltung die Gate-Drain-Kapazität des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors bzw. die Gate-Source-Kapazität des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors. In dieser Ausführung werden mit Vorteil parasitäre Effekte, insbesondere die Gate-Drain- bzw. Gate-Source-Kapazitäten, der in der Verstärkerschaltung verwendeten Feldeffekttransistoren für den in seiner Resonanzfrequenz abstimmbaren Schwingkreis mit verwendet. Dadurch lässt sich mit Vorteil eine verbesserte Anpassung an die Eingangsimpedanz der Verstärkerschaltung er reichen. Das Signal-Rausch-Verhältnis wird verbessert und die Rauschzahl reduziert.
Wieder in einer weiteren Ausgestaltungsform der Erfindung umfasst der Empfangsverstärker ein den Halbleiterkörper umgebendes Gehäuse mit Anschlusspads auf der Oberfläche des Gehäuses. Es sind Anschlussmittel vorgesehen, welche die Anschlusspads des Gehäuses mit den Anschlusskontakten auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers koppeln und eine Bandsperrencharakteristik aufweisen. Mit Vorteil wird so über die Anschlussmittel eine zusätzliche Verbesserung hinsichtlich einer Unterdrückung ungewünschter Frequenzanteile erreicht. Insbesondere lassen sich durch geeignete Anordnung der Anschlussmittel Bandsperren in Frequenzbereichen realisieren, die üblicherweise von unerwünschten Signalanteilen genutzt werden. Zweckmäßigerweise umfassen die Anschlussmittel Bonddrähte, Lötkügelchen (Solder Balls) oder Bumps.
Im Folgenden wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im Detail erläutert. Es zeigen:
1 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung,
2 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung,
3 ein drittes Ausführungsbeispiel der Erfindung,
4 ein viertes Ausführungsbeispiel der Erfindung,
5 ein fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung,
6 eine Seitenansicht des vierten Ausführungsbeispiels in einem Gehäuse,
7 eine Draufsicht des Ausführungsbeispiels gemäß 6,
8 Diagramme zur Darstellung der Rauschzahl und Frequenzantwort über die Frequenz gemäß dem Ausführungsbeispiel zur 3.
1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung zur Verdeutlichung des Prinzips. Der Empfangsverstärker umfasst einen Halbleiterkörper 2. Der Halbleiterkörper 2 enthält auf seiner Oberfläche mehrere Kontaktstellen, von denen hier zwei, die Kontaktstellen 6 und 7, dargestellt sind. Diese bilden Anschlusskontakte für die in dem Halbleiterkörper 2 integrierten Bauelemente.
In dem Halbleiterkörper 2 ist ein rauscharmer Verstärker 1 als integrierte Schaltung ausgeführt. Die integrierte Verstärkerschaltung 1 umfasst einen ersten Eingang 12, einen zweiten Eingang 13 sowie Ausgangsabgriffe 10 und 11. Die integrierte Verstärkerschaltung 1 enthält zudem ein kapazitives Element Cin, welches mit den Eingangsanschlüssen 12 und 13 verbunden ist. Das kapazitive Element Cin ist als Kondensator bzw. Ladungsspeicher ausgeführt. Es umfasst dabei sowohl parasitäre Kapazitäten, die parallel zwischen die Eingangsanschlüsse 12 und 13 geschaltet sind, als eventuell auch eine gewünschte Eingangskapazität, beispielsweise zur Anpassung der Eingangsanschlussimpedanzen auch für weitere Signalverarbeitungskette des rauscharmen Verstärkers 1.
Der Eingangsanschluss 12 ist an einen ersten Anschluss eines kapazitiven einstellbaren Elements C_T angeschlossen. Der zweite Eingangsanschluss 13 des rauscharmen Verstärkers 1 ist mit dem zweiten Anschluss des in seiner Kapazität einstellbaren Elements C_T verbunden. Das in seiner Kapazität einstellbare Element C_T ist in diesem Ausführungsbeispiel als Varaktordiode ausgeführt. Die Varaktordiode umfasst einen Regeleingang 90 zur Zuführung eines Regelsignals für eine Kapazitätseinstellung.
Weiterhin sind die beiden Eingangsanschlüsse 12 und 13 des rauscharmen Verstärkers 1 mit den Kontaktstellen 6 bzw. 7 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers verbunden. Die Kontaktstellen sind ihrerseits an zwei induktive Elemente, hier in Form von Spulen L₁ und L₁', angeschlossen. Zwischen den Spulen L₁ und L₁' ist eine weitere Spule Lp geschaltet. Diese ist, wie der 1 zu entnehmen, parallel zu dem in seiner Kapazität einstellbaren Element CT angeordnet. Die Anschlüsse der Spule Lp bilden gleichzeitig den ersten Eingang 8 bzw. den zweiten Eingang 9 des erfindungsgemäßen Empfangsverstärkers.
Die einstellbare Kapazität C_T in Form der Varaktordiode sowie die beiden Spulen L₁ und L₁' bilden einen Serienschwingkreis mit einer über die Kapazität der Diode einstellbaren Resonanzfrequenz. Zusätzlich sind die Spule Lp sowie das parallel zu der Varaktordiode C_T angeordnete kapazitive Element Cin des rauscharmen Verstärkers 1 für den Schwingkreis frequenzbestimmend. Der Schwingkreis aus Induktivitäten der Spulen L₁, L₁' und Lp und Kapazität des Elements Cin weist über die Varaktordiode C_T eine abstimmbare Resonanzfrequenz auf. Über die Varaktordiode C_T lässt sich eine Spannung Vin abgreifen. Bei der Resonanzfrequenz ist die Spannung Vin stark überhöht und führt somit zu einem sehr guten Signal-Rausch-Verhältnis über die Varaktordiode C_T. Die Spannung Vin liegt dann an den Eingangsanschlüssen des rauscharmen Verstärkers 1 in überhöhter Form an.
Die Überhöhung durch das Resonanzverhalten des Serienschwingkreises führt zu einem höheren Signalpegel an den Eingängen des rauscharmen Verstärkers 1. Dadurch verbessert sich die Rauschzahl, die den Quotienten der Signal-Rausch-Verhältnisse am Eingang und am Ausgang des rauscharmen Verstärkers 1 abbildet.
Ebenso erfolgt durch den Schwingkreis auch eine Anpassung der Eingangsimpedanz des rauscharmen Verstärkers. Die Abstimmbarkeit hat insbesondere den Vorteil, eine Anpassung über den gesamten Frequenzbereich zu ermöglichen, der von Interesse ist. Durch die Implementierung des die Resonanzfrequenz verändernden Elements innerhalb des Halbleiterkörpers vereinfacht sich eine Kalibrierung, und es beschleunigen sich Vorgänge wie beispielsweise ein Wechsel eines Empfangskanals auf eine neue Frequenz.
Dieser Umstand ist insbesondere bei Empfangsverstärkern von Nutzen, die einen sehr breiten Frequenzbereich umfassen müssen. Beispiele hierfür sind Empfangsverstärker für das digitale Fernsehen, beispielsweise für den Fernsehstandard DVB-T (Digital Video Broadcast Terrestrisch) oder DVB-S (Digital Video Broadcast Satellite). Die Datenübertragung bei diesen Standards erfolgt zum einen über OFDM-Modulationsverfahren, die sehr sensitiv auf ein schlechten Signal-Rausch-Verhältnis reagieren, zum anderen über QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) oder QAM-Modulationsverfahren (Quadrature Amplitude Modulation). Durch die Spannungsüberhöhung aufgrund der Resonanzfrequenz wird hier das Signal-Rausch-Verhältnis verbessert.
Darüber hinaus kann das Verhalten des rauscharmen Verstärkers optimal auf die Übertragungsbandbreite für einen Fernsehkanal eingestellt werden. Bei einem Wechsel eines ersten Fernsehkanals auf einen zweiten Fernsehkanal wird eine entsprechende Anpassung der Resonanzfrequenz des Schwingkreises durch eine Veränderung des kapazitiven Elements C_T vorgenommen. Damit lässt sich ein rauscharmer Verstärker, der lediglich in einem relativ schmalen Frequenzbereich eines Fernsehkanals sehr gute charakteristische Eigenschaften aufweist, durch Variation der Resonanzfrequenz des vorgeschalteten Anpassnetzwerks breitbandig verwenden.
2 zeigt eine alternative Ausgestaltungsform der Erfindung. Wirkungs- bzw. funktionsgleiche Bauelemente tragen die gleichen Bezugszeichen.
In dieser Ausgestaltungsform ist das in seiner Kapazität einstellbare Element C_T durch eine Vielzahl parallel angeordneter Kondensatoren C1 bis C_m ausgeführt. Ein erster Anschluss der Kondensatoren C1 bis C_m ist mit dem zweiten Eingangsanschluss 13 des rauscharmen Verstärkers 1 bzw. mit einem zweiten Knoten 5 verbunden. Der jeweils zweite Anschluss der Kondensatoren C1 bis C_m sind über jeweils einen Schalter S1 bis Sm an den ersten Eingangsanschluss 12 des rauscharmen Verstärkers 1 bzw. an einen ersten Knoten 4 angeschlossen. Die Schalter S1 bis Sm werden über ein digitales Regelsignal m-bit am Regeleingang 90 angesteuert. Abhängig von diesem Regelsignal öffnen bzw. schließen die Schalter S1 bis Sm und schalten somit den jeweiligen Kondensator C1 bis C_m parallel zu den Eingangsanschlüssen 12 und 13 bzw. zu den Knoten 4 und 5. In dieser Ausgestaltungsform besitzen die Kondensatoren alle die gleiche Kapazität.
Zwischen dem Knoten 4 und dem Anschlusskontakt 6 auf der Oberfläche ist die Spule L₁ angeordnet. Die Spule L₁' ist zwischen den Knoten 5 und den Anschlusskontakt 7 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers 2 geschaltet. Die beiden Spulen sind als integrierte Bauelemente innerhalb des Halbleiterkörpers 2 ausgeführt. Die Anschlusskontakte 6 und 7 sind über die extern angeordnete Spule Lp miteinander gekoppelt. Weiterhin führen sie zu den Eingangsanschlüssen 8 und 9 des erfindungsgemäßen Empfangsverstärkers.
3 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Die beiden Spulen L₁ bzw. L₁' sind in diesem Beispiel wieder als externe Spulen außerhalb des Halbleiterkörpers 2 ausgeführt. Der rauscharme Verstärker 1 ist in dieser Ausgestaltungsform als Differenzverstärker in MOS-Technologie (Metall-Oxide-Semiconductor) ausgebildet. Er umfasst zwei Feldeffekttransistoren T1, T2, die mit ihren Senkenanschlüssen gemeinsam an eine Stromquelle 16 angeschlossen sind. Die Quellenanschlüsse sind über jeweils einen Widerstand 18, 18' mit einem Versorgungspotenzial V_DD verbunden. Zwischen den Quellenanschlüssen der beiden Feldeffekttransistoren T1, T2 und den beiden Widerständen 18, 18' sind Abgriffe vorgesehen, welche die Ausgänge 10 und 11 des rauscharmen Verstärkers 1 bilden.
Das in seiner Kapazität veränderbare Element C_T ist aus drei parallel angeordneten Kondensatoren C₁, C₂ und C₃ gebildet. Jeweils ein Anschluss der Kondensatoren C₁, C₂ und C₃ ist an den zweiten Eingangsanschluss 13 und an den zweiten Anschlusskontakt 7 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers 2 angeschlossen. Der zweite Anschluss des Kondensators C₁ ist über einen ersten Schalter S1 mit dem ersten Eingangsanschluss 12 des rauscharmen Verstärkers 1 und dem ersten An schlusskontakt 6 verbunden. Entsprechend koppeln die Schalter S2 und S3 die jeweils zweiten Anschlüsse der Kondensatoren C₂ und C₃ mit dem Anschlusskontakt 6 und dem ersten Eingangsanschluss 12.
Die Kapazitäten der beiden Transistoren C₁ und C₂ bzw. C₂ und C₃ unterscheiden sich jeweils um den Faktor 2. Beispielsweise ist der Kondensator C₁ doppelt so groß wie der Kondensator C₂. Die Kondensatoren C₁ bis C₃ sind demnach binär gewichtet und lassen sich durch ein entsprechendes binäres Steuersignal am Regeleingang 90 über die Schalter S1 bis S3 entsprechend ansteuern.
Zusätzlich bildet sich im Betrieb des rauscharmen Verstärkers zwischen dem Gate des Transistors T1 und seinem Senkenanschluss eine kleine parasitäre Kapazität aus. Auch bei dem zweiten Feldeffekttransistor T2 des Differenzverstärkers existiert eine solche Gate-Drain Kapazität. Diese parasitären Kapazitäten sind über die gestrichelten Kondensatoren dargestellt. Die parasitäre Gate-Drain-Kapazität bildet das in der Verstärkerschaltung angeordnete kapazitive Element Cin und stellt einen Teil des Schwingkreises dar. Dadurch wird die parasitäre Kapazität für die Anpassung und die Erzeugung der Resonanzfrequenz mit verwendet. Die Resonanzfrequenz selbst ist durch das Regelsignal am Regeleingang 90 in wertdiskreten Schritten einstellbar. Die maximale Resonanzfrequenz ist durch die parasitären Kapazitäten im Differenzverstärker vorgegeben.
Neben der Gate-Drain-Kapazität lässt sich bei geeigneter Ausbildung des Differenzverstärkers, beispielsweise einer Vertauschung des Ladungsträgertyps der Feldeffekttransistoren T1 und T2 und einer entsprechenden Vertauschung der Polarität der Stromquelle 16 und des Versorgungspotenzials V_DD, die Gate-Source-Kapazität der Feldeffekttransistoren als Teil des Schwingkreises mit verwenden.
4 zeigt eine weitere Ausgestaltungsform der Erfindung. Hier ist der Halbleiterkörper 2 innerhalb eines Kunststoffgehäuses 2a integriert. Das Kunststoffgehäuse 2a besitzt seinerseits Anschlusspads 20 und 21, die mit den Spulen L₁' bzw. L₁ verbunden sind. Zur Kontaktierung der Anschlusskontakte 6 und 7 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers 2 und den entsprechenden Anschlusspads 20 und 21 im Gehäuse 2a sind Anschlussmittel in Form von Bonddrähten vorgesehen. Die schaltungs- und signaltechnischen Eigenschaften der Bonddrähte lassen sich in einem Ersatzschaltbild B darstellen. So weist der Bonddraht zwischen dem Anschlusskontakt 6 und dem Anschlusspad 20 einen ohmschen Widerstand R₁', eine Induktivität L_B' sowie einen zweiten ohmschen Widerstand R₂' auf. Mit anderen Worten lässt sich der Bonddraht auch durch eine entsprechende Serienschaltung aus den beiden Widerständen R₁', R₂' und einer Spule mit der Induktivität L_B' darstellen. Entsprechend wird das Anschlussmittel zwischen dem Anschlusskontakt 7 und dem Anschlusspad 21 durch eine Serienschaltung aus den beiden Widerständen R₁ und R₂ und einer Induktivität LB gebildet.
Aufgrund der räumlichen Anordnung existiert zwischen den beiden Bonddrähten ein zusätzlicher kapazitiver Zusammenhang, der sich, wie hier gezeigt, durch zwei Kapazitäten darstellen lässt. Die Kapazitäten C_B2 sind parasitäre Kapazitäten, die beispielsweise durch die räumliche Ausdehnung der Kontaktstellen 6 und 7 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers entsehen. Die dargestellte Anordnung aus den Spulen L_P, L_P' so wie den Kapazitäten C_B und C_B' bilden eine Bandsperre für Signale bestimmter Frequenzen.
Durch geeignete Ausführung der Anschlussmittel zwischen den Anschlusskontakten 6 und 7 und den Anschlusspads 20 und 21 lässt sich eine Bandsperre in einem wohl definierten Frequenzband erreichen. Dadurch lassen sich gezielt Signalanteile unterdrücken, die zu unterschiedlichen Mobilfunkstandards gehören. Im Fall eines Empfangsverstärkers für das digitale terrestrische Fernsehen (DVB-T) ist es zweckmäßig, den Frequenzbereich von 870 MHz bis 950 MHz durch zusätzliche Filter zu unterdrücken. Dies ist deswegen von Bedeutung, da in diesem Frequenzbereich der Mobilfunkstandard GSM900 seinen Sendebereich besitzt.
7 zeigt die Topsicht eines in einem Gehäuse 2a befindlichen Halbleiterkörpers 2 gemäß der Ausführungsform der 4. Die Anschlusspads 20 und 21 auf der Außenseite des Gehäuses 2a sind wiederum an die Spulen L1' bzw. L1 angeschlossen. Von den Anschlusspads 20 führt ein Bonddraht B' zu einem Anschlusskontakt 6 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers 2. Entsprechend ist das Anschlusspad 21 des Gehäuses 2a über einen zweiten Bonddraht B mit dem Anschlusskontakt 7 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers verbunden. Die hier dargestellte parallele räumlich nahe Anordnung der beiden Bonddrähte B' und B führen zu einer induktiven als auch einer kapazitiven Kopplung. Durch geeignete geometrische Anordnung, beispielsweise der Länge der Bonddrähte B und B', des Abstands zueinander, als auch eventuell der verwendeten Materialien lässt sich die in 4 dargestellte Bandpasssperre realisieren.
Es ist in diesem Zusammenhang ebenso möglich, zusätzliche Elemente vorzusehen, um den Effekt einer Unterdrückung nicht gewünschter Anteile zu verbessern. Darüber hinaus wirken ebenso die Anschlusspads des Gehäuses 2a als auch die Anschlusskontakte 6 und 7 als zusätzliche Elemente zur Erzeugung der Charakteristik der Bandpasssperre. Dazu gehören unter anderem kapazitive Effekte aufgrund der verwendeten Materialien und deren räumliche Ausdehnung auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers 2 bzw. des Gehäuses 2a.
Neben den beiden Anschlusskontakten 6 und 7 weist der Halbleiterkörper 2 weitere Anschlusskontakte 61, 62 bis 65 auf. Diese sind über zusätzliche Bonddrähte B1 bis B2 mit entsprechenden Anschlusspads 22 bis 26 verbunden. Den Anschlusspads 22 bis 26 werden im Betrieb der integrierten Schaltung im Halbleiterkörper 2 verschiedene Signale zugeführt. Dies sind eine Versorgungsspannung bzw. ein Versorgungsstrom an den Anschlusspads 22 und 26. Darüber hinaus werden am Anschlusspad 23 über den Bonddraht B4 Steuersignale der integrierten Schaltung im Halbleiterkörper 2 zugeführt. Demodulierte Signale des Empfangsverstärkers werden über die Anschlusspads 24 und 25 abgegriffen.
6 zeigt eine Seitenansicht des Gehäuses mit dem integrierten Halbleiterkörper. In dieser Ausgestaltungsform ist das Gehäuse 2a mit einem Deckel 2b zu verschließen. Innerhalb des Gehäuses mit einer Aussparung ist der Halbleiterkörper 2 angeordnet. Die Anschlussstellen 6 und 7 auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers sind über die Bonddrähte B mit den entsprechenden Anschlusspads 20 bzw. 21 verbunden. Die Anschlusspads 20 bzw. 21 sind ihrerseits an die hier nicht dargestellten Spulen L₁, L₁' angeschlossen.
Die Spulen L₁ und L₁' als auch die Spule Lp ist durch eine Induktivität gekennzeichnet. Dabei lassen sich mit Vorteil die Spulen beispielsweise als einfache metallische Leitungen realisieren. Dies ist insbesondere dann zweckmäßig, wenn die geforderte Induktivität zur Realisierung des Schwingkreises nur sehr klein ist, beispielsweise im Bereich von einigen Nanohenry (nH).
5 zeigt eine Weiterbildung des erfindungsgemäßen Empfangsverstärkers. In dieser Ausgestaltungsform sind in dem Halbleiterkörper 2 mehrere integrierte Empfangsverstärker 1, 100 implementiert. Diese weisen jeweils einen Regeleingang 101 zur Zuführung eines Steuersignals n-bit auf. Das Steuersignal n-bit dient zur wertdiskreten Einstellung eines Verstärkungsfaktors in den beiden rauscharmen Verstärkern 1 und 100. Abhängig von einer Feldstärke bzw. Leistung eines eingangsseitig anliegenden Signals lässt sich die Verstärkung geeignet auswählen, so dass der Verstärker keine Verzerrungen erzeugt und dennoch optimale Verstärkung bewirkt. Darüber hinaus sind die beiden Verstärker 1, 100 auf eine Verstärkung in unterschiedlichen Frequenzbereichen optimiert. Abhängig von der Frequenz des zu verstärkenden empfangenen Signals wird einer der beiden Signalpfade ausgewählt.
Dazu ist jedem der beiden Eingangsverstärker 1, 100 ein eigener abstimmbarer Schwingkreis zugeordnet. Dieser weist jeweils in seiner Kapazität abstimmbare Elemente C_T auf, die ihrerseits über Anschlusskontakte auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers mit Spulen verbunden sind. Die unterschiedlichen Induktivitäten der Spulen L₁, L₁' bzw. L₂, L₂' ergeben gemeinsam mit den einstellbaren Kapazitäten C_T in den beiden Schwingkreisen unterschiedliche Resonanzfrequenzen. In dieser Darstellung sind die Kapazitäten der Elemente C_T gleich groß gewählt. Die unterschiedlichen Resonanzfrequenzen der beiden Schwingkreise in den Signalpfaden werden durch die unterschiedlichen Induktivitäten der Spulen erzeugt. Ebenso ist es möglich, die Kapazitäten der Elemente C_T unterschiedlich auszubilden.
Durch die Parallelschaltung der beiden Schwingkreise band 1 und band 2 sowie der daran angeschlossenen rauscharmen Verstärker 1 und 100 wird ein deutlich breiterer Frequenzeinstellbereich für den Empfangsverstärker erreicht. Gleichzeitig kann jeder einzelne rauscharme Verstärker 1, 100 auf seinen jeweiligen schmalen Frequenzbereich weiter optimiert werden. Durch die Einstellung des kapazitiven Elements C_T wird dennoch eine ausreichend gute Anpassung und damit eine Spannungsüberhöhung für ein besseres Signal/Rauschverhältnis ermöglicht.
8 zeigt diesbezüglich zwei Diagramme. In Teilfigur 8A ist die Frequenzantwort des in 5 dargestellten Empfangsverstärkers über den Frequenzbereich von 300 MHz bis 1 GHz dargestellt. Zu erkennen sind im wesentlichen zwei verschiedenen Kurvenscharen. Jede der Kurvenscharen enthält eine Vielzahl einzelner Kurven. Die Kurven einer jeden Kurvenschar zeigen die Frequenzantwort des jeweiligen Schwingkreises mit dem nachgeschalteten Verstärker bei den verschiedenen Kapazitätseinstellungen des Elementes C_T. Das Optimum der Frequenzantwort liegt im Bereich von 26 dB. Je nach gewünschter zu empfangener Frequenz wird einer der beiden Signalpfade aktiviert und das in seiner Kapazität veränderbare Element C_T so eingestellt, dass ein Optimum der Frequenzantwort erreicht wird.
Weiterhin ist bei ca. 870 MHz eine starke Unterdrückung zu erkennen. Diese wird durch eine Bandsperre erzeugt, die durch Bonddrähte oder andere Anschlussmittel wie Lötkügelchen oder Bumps realisiert ist.
Teilfigur B zeigt die Rauschzahl des Empfangsverstärkers in Abhängigkeit der Frequenz für einen Frequenzbereich von 300 MHz bis 1 GHz für die beiden Signalpfade gemäß dem Ausführungsbeispiel der 5. Auch hier ist zu erkennen, dass bei der entsprechenden Resonanzfrequenz des Schwingkreises, eingestellt durch das kapazitive Element C_T, die Rauschzahl des Empfangsverstärkers minimiert ist.
Durch die entsprechende Auswahl der einstellbaren kapazitiven Elemente kann über einen weiten Frequenzbereich hinweg die Rauschzahl des Empfangsverstärkers minimiert werden. Gleichzeitig ist die Sensitivität bezüglich eines empfangenen Signals stark verbessert. Dies wird unter anderem dadurch erreicht, dass die Eingangsimpedanz der im Halbleiterkörper integrierten Verstärkerschaltung durch den vorgeschalteten Schwingkreis geeignet angepasst ist.
Dabei wird bevorzugt die Verstärkerschaltung im Halbleiterkörper vollständig in komplementärer MOS-Technologie oder zumindest in Feldeffekttransistor-Technik ausgeführt. Diese erlaubt eine stromlose Signalverarbeitung der Eingangssignale, wodurch eine Strombelastung der Kondensatoren bzw. der einstellbaren kapazitiven Elemente reduziert wird. Eine geringe bzw. vernachlässigbare Strombelastung im Schwingkreis verbessert das Resonanzverhalten und resultiert in einem sehr guten Signal/Rauschverhältnis und damit in einer ausreichend guten Rauschzahl des Empfangsverstärkers. Gleichzeitig ist durch das Bandpassverhalten des Schwingkreises eine ausreichende Unterdrückung ungewünschter Signalanteile außerhalb des Resonanzfrequenzbereichs und damit des Nutzsignalbereichs gewährleistet. Durch die Mitlauffähigkeit lässt sich so die Leistungsfähigkeit des rauscharmen Verstärkers über einen weiten Frequenzbereich hinweg optimieren.
Der Empfangsverstärker ist insbesondere für den Einsatz in Kommunikationsstandards geeignet, deren Signale über einen großen Frequenzbereich hinweg gesendet werden. Beispiele hierfür sind die digitalen Fernsehstandards DVB-T und DVB-S, als auch breitbandige Mobilfunkstandards wie WLAN im 2,4 bzw. 5,2 GHz Band. Eine weitere Anwendungsmöglichkeit ergibt sich im niederfrequenten Bereich drahtgebundener Kommunikationssysteme, insbesondere für ”DSL” (Digital Subscriber Line).

1: Verstärkerschaltung
2: Halbleiterkörper
2a: Gehäuse
6, 7: Anschlusskontakte
8, 9: Eingänge
4, 5: Knoten
10, 11: Ausgangsabgriffe
12, 13: Eingangsanschlüsse
66, 77: Kontaktstellen
90: Regeleingang
100: Verstärker
101: Regeleingang für Verstärker
L₁, L₁', Lp, L₂, L₂': induktives Element, Spule
C_T: abstimmbare Kapazität
Cin: kapazitives Element
C1, C2, C3, CM: Kondensatoren
S1, S2, S3: Schalter
Vin: Resonanzspannung
B, B': Bonddrähte
B1, B2, ..., B5: Bonddrähte
20, 21, ..., 25, 26: Anschlusspads

Claims

Empfangsverstärker, insbesondere für Fernsehempfänger, umfassend: – einen ersten Eingangsanschluss (8); – einen Halbleiterkörper (2) mit einem ersten Knoten (4) und zumindest einem zweiten Knoten (5); – eine in dem Halbleiterkörper (2) integrierte Verstärkerschaltung (1) aufweisend einen Differenzverstärker mit einem ersten und mit einem zweiten Feldeffekttransistor (T1, T2), deren Steueranschlüsse einen ersten Eingang (12) und einen zweiten Eingang (13) der Verstärkerschaltung (1) bilden und ein zwischen ersten und zweiten Eingang (12, 13) angeordnetes kapazitives Element (Cin); – einen in seiner Resonanzfrequenz abstimmbaren Schwingkreis, aufweisend: – ein in dem Halbleiterkörper (2) integriertes in seiner Kapazität einstellbares Element (C_T) mit einem Regeleingang (90), das mit seinen Anschlüssen mit dem ersten und dem zweiten Eingang (12, 13) und parallel zu dem kapazitiven Element (Cin) der integrierten Verstärkerschaltung (1) verbunden ist; – wenigstens ein erstes induktives Element (L₁'), das mit einem ersten Anschluss mit dem ersten Eingang (12) und mit einem zweiten Anschluss mit dem ersten Eingangsanschluss (8) gekoppelt ist.
Empfangsverstärker nach Anspruch 1, weiter umfassend einen zweiten Eingangsanschluss (9) und bei dem der in seiner Resonanzfrequenz abstimmbare Schwingkreis ein zweites induktives Element (L₁) aufweist, das mit einem ersten Anschluss mit dem zweiten Eingang (13) und mit einem zweiten Anschluss mit dem zweiten Einganganschluss (9) gekoppelt ist.
Empfangsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 2, bei dem der erste Knoten (4) eine erste Kontaktstelle (6) und der zweite Knoten (5) eine zweite Kontaktstelle (7) auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers (2) bilden.
Empfangsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das wenigstens eine erste induktive Element (L₁') außerhalb des Halbleiterkörpers (2) angeordnet ist.
Empfangsverstärker nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei dem zwischen dem ersten Eingangsanschluss (8) und dem zweiten Eingangsanschluss (9) ein drittes induktives Element (Lp) angeordnet ist.
Empfangsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem das in seiner Kapazität einstellbare Element (C_T) mehrere parallel angeordnete Ladungsspeicher (Cm, C₁, C₂, C₃) umfasst, die mit jeweils einem Anschluss mit dem zweiten Eingang (13) und mit dem jeweils anderen Anschluss über jeweils eine durch ein Signal am Regeleingang steuerbare Schaltvorrichtung (Sm, S1, S2, S3) an dem erste Eingang (12) angeschlossen sind.
Empfangsverstärker nach Anspruch 6, bei dem die Kapazität der mehreren parallel angeordneten Ladungsspeicher (Cm, C₁, C₂, C₃) jeweils gleich groß ist.
Empfangsverstärker nach Anspruch 6, bei dem sich die Kapazitäten von wenigsten zwei der mehreren parallel angeordneten Ladungsspeichern (Cm, C₁, C₂, C₃) um den Faktor 2 unterscheiden.
Empfangsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem das in seiner Kapazität einstellbare Element (C_T) wenigstens eine in seiner Kapazität stufenlos einstellbare Varaktordiode umfasst.
Empfangsverstärker nach Anspruch 3, bei dem der erste Eingang (12) mit der ersten Kontaktstelle (6) und der zweite Eingang (13) mit der zweiten Kontaktstelle (7) verbunden ist.
Empfangsverstärker nach Anspruch 10, bei dem das kapazitive Element (C_T) der Verstärkerschaltung (1) eine Gate-Drain-Kapazität des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (T1, T2) oder eine Gate-Source-Kapazität des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (T1, T2) umfasst.
Empfangsverstärker nach einem der Ansprüche 3 bis 12, weiter umfassend: – ein den Halbleiterkörper umgebendes Gehäuse (2a) mit Anschlusspads (20, 21); – Anschlussmittel (B, B1, B1'), welche die Anschlusspads (20, 21) des Gehäuses (2a) mit den Anschlusskontakten (6, 7) auf der Oberfläche des Halbleiterkörpers (2) koppeln und eine Bandsperrencharakteristik aufweisen.
Empfangsverstärker nach Anspruch 11, beim dem die Anschlussmittel (B, B1, B1') Bonddrähte aufweisen.
Verwendung des Empfangsverstärkers nach einem der Ansprüche 1 bis 13, bei der das kapazitive Element (C_T) so eingestellt wird, dass die Resonanzfrequenz des Schwingkreises einer Trägerfrequenz eines empfangenen und an die Eingangsanschlüsse (8, 9) angelegten Signals entspricht.
Verwendung des Empfangsverstärkers nach einem der Ansprüche 1 bis 13 für einen Empfang von Signalen nach einem Fernsehstandard, gemäß dem die Bildsignale in Form digitaler Signale vorliegen, bevorzugt nach dem Standard DVB-T oder DVB-S.