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Die
Erfindung betrifft eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1.
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Bekannte
Vorrichtungen zum Erfassen von auf sie auftreffender Strahlung sind
beispielsweise in der
DE
39 40 164 A1 und der US 2003/0183750 A1 gezeigt. Ferner
sind in Tänzer,
M. et al.: Design and Evaluation of Current-Mode Image Sensors in CMOS-Technology.
IEEE Transactions on Circuits and Systems – II: Express Briefs, Vol 51,
No. 10, Oktober 2004, Seiten 566–570, verschiedene Strukturen
bekannter Vorrichtungen beschrieben. Einen Schaltkreis für den Betrieb
einer bekannten Vorrichtung zeigt die
US
5,168,154 .
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Die
bekannten Vorrichtungen zum Erfassen von auf sie auftreffender Strahlung
enthalten mindestens eine sog. Pixelschaltung mit einem Strahlungssensorelement
in Form einer strahlungsempfindlichen Diode, einer Rücksetzschaltung
und einer Ausleseschaltung. Die Rücksetzschaltung besteht üblicherweise
aus einem Feldeffekttransistor, der in Reihe mit der strahlungsempfindlichen
Diode geschaltet ist und zum Zurücksetzen
von dieser, d.h. zum Abführen
der durch die Bestrahlung akkumulierten Ladung, in den leitenden
Zustand versetzt wird, so dass der Anfangszustand wieder hergestellt
wird. Die Verwendung von Feldeffekttransistoren als Schaltelemente
für die
Rücksetzschaltung
hat jedoch verschiedene Nachteile.
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Ein
wesentlicher Nachteil besteht darin, dass Feldeffekttransistoren
generell einen Leckstrom aufweisen, der mit fortschreitender Technologieentwicklung
bisher im Mittel immer größer wurde.
Dieser Leckstrom, auch Dunkelstrom genannt, fließt entgegengesetzt zu dem durch
die Strahlung hervorgerufenen Signalstrom und ist diesem überlagert,
so dass es zu einer erheblichen, insbesondere bei kleinen Signalströmen unannehmbaren
Herabsetzung der Empfindlichkeit der gesamten Strahlungssensorvorrichtung
kommt.
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Ein
weiterer Nachteil ist darin zu sehen, dass, wenn wie üblich nMOS-Feldeffekttransistor zum
Rücksetzen
der strahlungsempfindlichen Diode verwendet wird, zur Verhinderung
eines Image-Lags für
die angelegte Spannung ein Wert gewählt werden muss, der etwa eine
Schwellenspannung unterhalb seiner Gatespannung liegt. Diese Forderung
gilt auch für
ein möglichst
rauscharmes Rücksetzen
der strahlungsempfindlichen Diode. Dadurch wird der für die Integration
mögliche
Pegelhub, d.h. der Messbereich für
die Strahlungsmenge um diese Schwellenspannung vermindert. Verwendet
man stattdessen einen pMOS-Feldeffekttransistor als Rücksetzschalter,
tritt der Image-Lag nicht auf, jedoch benötigt man dann eine zusätzliche
Wanne in der Halbleiterschaltung mit entsprechend vergrößertem Flächenbedarf.
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Der
Image-Lag, Fehler durch Ladungseinkopplungen beim Schalten sowie
die Einflüsse
des Rauschens können
auch durch zusätzliche
schaltungstechnische Maßnahmen
wie eine korrelierte Doppelabtastung verringert werden. Dies bedeutet jedoch
eine Erhöhung
des Schaltungsaufwandes, verbunden mit zusätzlichem Flächenbedarf. Die Herabsetzung
der Empfindlichkeit durch die Leckströme der Schalttransistoren wird
hierdurch allerdings nicht gemildert.
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Es
ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung
zur Messung der während
einer bestimmten Bestrahlungsdauer auf eine strahlungsempfindliche
Diode fallenden Strahlungsmenge, durch die an der Kathode der strahlungsempfindlichen
Diode im Sperrzustand eine entsprechende negative Ladungsmenge erzeugt
wird, mit einer Rücksetzschaltung
zum Zuführen
einer erzeugten negativen Ladungsmenge entsprechenden positiven Ladungsmenge
zu der Kathode nach Ablauf der bestimmten Bestrahlungsdauer, dahingehend
zu verbessern, dass einerseits die Messempfindlichkeit erhöht wird
und andererseits der Schaltungsaufwand und damit auch der Flächenbedarf
gering gehalten werden.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch
eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Vorteilhafte
Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Vorrichtung ergeben sich
aus den Unteransprüchen.
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Dadurch,
dass die Rücksetzschaltung
aus einer mit der Kathode der strahlungsempfindlichen Diode kathodenseitig
gekoppelten Diode und einer mit der Kathode der strahlungsempfindlichen
Diode gekoppelten Rücksetzkapazität derart
besteht, dass zum Einleiten des Rücksetzens das Potential der
Kathode der strahlungsempfindlichen Diode über die Rücksetzkapazität absenkbar
ist, bis die Rücksetzdiode
in den leitenden, eine Zuführung
positiver Ladungen bewirkenden Zustand gelangt, und dass nach einer
vorgegebenen Zeitspanne nach Erreichen des leitenden Zustands zum
Beenden des Rücksetzens das
Potential der Kathode der strahlungsempfindlichen Diode über die
Rücksetzkapazität auf den
Wert vor der Absenkung anhebbar ist, wird ein Schaltelement verwendet,
dass keinen den Signalstrom überlagernden
Leckstrom aufweist. Auch die anderen, bei der Verwendung von Feldeffekttransistoren
auftretenden Nachteile bestehen nicht.
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Die
Erfindung wird im Folgenden anhand von in den Figuren dargestellten
Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es
zeigen:
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1 die
Grundschaltung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung,
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2 eine
Schaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung
mit zusätzlichem
Auslesetransistor,
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3 eine
Schaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung
mit einer MOS-Kapazität
als Rücksetzkapazität,
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4 eine
weitere Schaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung in Form einer
Stromspeicherzelle,
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5 eine
Matrixanordnung aus mehreren Pixelzellen,
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6 bis 7 jeweils
eine in einer Matrixanordnung verwendbare Pixelzelle und
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9 die
Schaltung eines helligkeitsgesteuerten Oszillators.
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Die
Schaltung (Pixelzelle) nach 1 besteht
aus einer strahlungsempfindlichen Diode 1, einer mit dieser
zwischen einem Potential Vref und Erdpotential
entgegengesetzt in Reihe geschalteten Rücksetzdiode 2 und
einer mit der Verbindung zwischen der Diode 1 und der Rücksetzdiode 2 an
einen Knoten 3 verbundenen Rücksetzkapazität 4.
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Wenn
die strahlungsempfindliche Diode 1 während eines Messvorgangs bestrahlt
(elektromagnetische Strahlung, Teilchenstrahlung) wird, liegt die Spannung
VDres an der Rücksetzdiode 2 im normalen integrierenden
Betrieb deutlich unterhalb ihrer Schwellenspannung, zum Beispiel
0 V nach dem Rücksetzen.
Durch die auf die Diode 1 einwirkende Strahlung wird jedoch
der Strom IPh Hervorgerufen, der ein Absinken
des Potentials am Knoten 3 verursacht. Der Knoten 3 ist
auch mit dem Ausgang der Schaltung verbunden. Dessen Potential VOut wird möglichst hochohmig abgegriffen
und durch Vergleichen des Potentials nach einem Rücksetzvorgang
einerseits und vor dem darauffolgenden Rücksetzvorgang, d.h. Ermittlung
der am Knoten 3 durch die Bestrahlung der Diode 1 während dieser
Zeitspanne akkumulierten Ladung wird die Strahlungsmenge gemessen.
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Zum
Rücksetzen
der Schaltung, d.h. Wiederherstellen des Ladungszustands am Knoten 3 vor
der Bestrahlung, wird das Potential VSetC am
Eingang 5 nach einer bestimmten Bestrahlungszeit von einem Wert
VSetC,0 auf einen niedrigeren Wert VSetC,1 abgesenkt. Die bestimmte Bestrahlungszeit
wird so gewählt,
dass die Spannung VDres an der Rücksetzdiode 2 während der
Bestrahlung nicht deren Schwellenwert erreichen kann. Das Absinken
des Potentials VSetC wirkt sieh auf das
Potential am Knoten 3 derart aus, dass dieses über den
kapazitiven Spannungsteiler aus den pn-Kapazitäten der Dioden 1 und 2 und der
tatsächlichen
Kapazität 4 zu nächst unter
Beibehaltung der Ladung auf dem Knoten 3 bzw. der Kathode
der Diode 1 entsprechend absinkt. Nachdem dieses so weit
gesunken ist, dass die Differenz aus dem festen Potential Vref am Eingang 6 und dem Potential
am Knoten 3 die Schwellenspannung der Rücksetzdiode 2 überschreitet,
kommt zu einem signifikanten Stromfluss IDres durch
die Rücksetzdiode 2. Nach
einer bestimmten Zeit T01 wird das Potential VSetC wieder auf den Wert VSecC,0 angehoben.
Die positive Ladung, die sich während
der Zeit T01 durch den Strom IDres auf
dem Knoten 3 angesammelt hat, bewirkt wiederum durch kapazitiven
Spannungsteiler aus den pn-Kapazitäten der
Dioden 1 und 2 sowie der Rücksetzkapazität 4 einen
Rücksetzwert
des Potentials VOut am Knoten 3,
durch den die Rücksetzdiode 2 wieder
gesperrt wird. Die Größe der durch
den Strom IDres zugeführten positiven Ladung ergibt
sich für
konstante Werte von VSetC,0 und Vref aus der Zeit T01,
der Strom/Spannungs-Kennlinie der Rücksetzdiode 2 und
dem Potential VSetC,0.
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Nach
dem Ende der Rücksetzphase
wird die Ladung auf dem Knoten 3 durch den bei Bestrahlung der
Diode 1 auftretenden Strom IPh bis
zur erneuten Rücksetzung
wieder verringert, und die während
dieses Intervalls aufgetroffene Strahlungsmenge kann anhand des
Absinkens des Potentials VOut ermittelt werden.
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2 zeigt
eine Schaltung (Pixelzelle) aus der strahlungsempfindlichen Diode 1,
der Rücksetzdiode 2 und
der Rücksetzkapazität 4,
die, wie in 1 dargestellt, miteinander verbunden
sind. Zusätzlich
ist ein Auslese-Feldeffekttransistor 7 vorgesehen, dessen
Wannengebiet gleichzeitig die Diode 1 bildet. Durch die
sog. Backgate-Ansteuerung über die
Wannenspannung, d.h. das Potential des Knotens 3, ist es
mög lich,
den Strom IDPh durch den Feldeffekttransistor 7 zu
beeinflussen. Der Arbeitspunkt des Feldeffekttransistors 7 wird über dessen
Gatepotential VGPh eingestellt. Der Ausgangsstrom
IDPh ist abhängig von dem Potential am Punkt 3 und
somit ein Maß für die zu
messende Strahlungsmenge. Weiterhin bildet die parasitäre Source-Wannen-Diode
des Feldeffekttransistors 7 die Rücksetzdiode 2.
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Wird
für das
Potential VSPh am Eingang 6 (Source-Anschluss)
ein entsprechender Wert wie für Vref in 1 gewählt und
weiterhin über
den Gateanschluss 8 des Auslese-Feldeffekttransistors 7 ein
geeignetes Gatepotential VGPh eingestellt,
so kann aus dem Drainanschluss 9, der auf einem niedrigeren
Potential als VSPh liegt, der Strom IDPh entnommen werden. Dieser Strom ist im
Arbeitspunkt mit dem Potential am Wannenknoten 3 über die
Backgate-Verstärkung
verbunden. Im integrierenden Betrieb, d.h. Messbetrieb bei Bestrahlung,
erfolgt ein hochohmiges und verstärkendes Auslesen der Spannung über der
strahlungsempfindlichen Diode 1.
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Für das Zurücksetzen
der Pixelzelle erfolgt eine Ansteuerung für VSetC über den
Eingang 5 wie anhand von 1 beschrieben.
Wird hierbei während
des Zurücksetzens
am Anschluss 9 ein höheres Potential
VDPh als das Potential VSPh am
Eingang 6 gewählt,
dann entspricht dies aufgrund der Symmetrie des Feldeffekttransistors 7 einem
Vertauschen von Source und Drain und die parasitäre Diode 2.1 dient als
Rücksetzdiode.
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Ebenfalls
ist eine Begrenzung des durch die Rücksetzdiode 2 bzw. 2.1 fließenden Stroms
möglich durch
Vorsehen einer Stromquelle. Hierdurch kann ein gezieltes Rücksetzen
mit einer exakten Rücksetzzeit
T01 er reicht werden.
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Für eine Schaltung
mit einem Feldeffekttransistor umgekehrter Polarität (n-Kanal)
ergeben sich die zu den in 2 dargestellten
umgekehrten Potentialverhältnisse.
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In
dem Ausführungsbeispiel
nach 3 ist die Rücksetzkapazität 4 in 2 durch
eine MOS-Kapazität
dargestellt. Dabei ist es möglich,
jedoch nicht erforderlich, den hierzu verwendeten Feldeffekttransistor
gemeinsam mit der strahlungsempfindlichen Diode 1 und dem
Auslese-Feldeffekttransistor 7 in einer Wanne anzuordnen.
Die MOS-Kapazität 4 kann
auch aus mehreren parallelen Einzelkapazitäten bestehen, die über verschiedene
Potentiale VSetC ansteuerbar sind. In 3 ist
jedoch nur eine Kapazität 4 mit
einem Steuereingang 5 dargestellt.
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Das
Ausführungsbeispiel
nach 4 zeigt eine Pixelzelle 10 nach 3,
die durch eine Außenbeschaltung
aus einer linearen oder nichtlinearen Kapazität 11, einem Schalter 12,
einem wahlweise vorsehbaren Cascode-Transistor 13 und einer
Cascode-Stromquelle 14 zu einer Stromspeicherzelle ergänzt ist.
Diese Zelle ermöglicht
es, anstelle eines Potentials VGPh einen
entsprechenden Strom IBias vorzugeben und
somit den Arbeitspunkt des Auslese-Feldeffekttransistors 7 einzustellen.
Dadurch ist es möglich,
die Pixelzelle zu kalibrieren. Der Schalter 12 ist entweder
als einfacher oder beispielsweise als Dummy-kompensierter Transistorschalter
ausgebildet.
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Das
Einspeichern des Stroms IBias erfolgt, während der
Schalter 12 geschlossen ist. Hierbei stellt sich bei entsprechender
Ladung des internen Knotens 3 ein zu gehöriges Potential VGPh der
Pixelzelle 10 ein, das erhalten bleibt, wenn der Schalter 12 wieder
geöffnet
wird. Mit zunehmender akkumulierter Ladung auf dem Knoten 3 steigt über die
Backgate-Verstärkung
der Strom IDPh aus der Pixelzelle 10. Die
Differenz aus diesem Strom und dem Strom aus der Stromquelle 14 kann
am Ausgang 15 ausgelesen werden. Die Schaltung nach 4 wird
als Pixelzelle 16 bezeichnet.
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5 zeigt
eine beispielhafte Matrix aus strahlungserfassenden Pixelzellen 10 nach 3 mit den
jeweiligen Anschlussleitungen. Weitere in einer Matrix versenkbare
Pixelzellen sind in 6 und 7 dargestellt.
Diese weisen für
den Betrieb in einer Matrix zusätzliche
Schalter 17, 18 und 19 auf, die es ermöglichen,
die Anschlüsse
des Auslese-Feldeffektransistors 7 oder die Rücksetzkapazitäten 4 einzelzeilen-
oder spaltenweise auszuwählen.
Außerdem
ist es möglich,
auf den hochohmigen Knoten der Kapazitäten 20 (7)
und 4 einen Spannungswert abzuspeichern.
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In 8 ist
ein zusätzlicher
Kondensator 21 mit einem parallelen Schalter 22 zum Überbrücken bzw.
Rücksetzen
des Kondensators 21 eingefügt. Dieses bildet während des
Rücksetzvorgangs
gemeinsam mit den in der Pixelzelle vorhandenen Kapazitäten der
Dioden 1 und 2 sowie der Kapazität 4 einen
kapazitiven Spannungsteiler. Dadurch ist es wie bei dem Einsatz
mehrerer unterschiedlich großer Rücksetzkapazitäten 4 möglich, die
beim Rücksetzen
zugeführte
Ladung fein zu dosieren. Auch hier sind mehrere Kondensatoren mit
jeweils zugehörigem
Schalter in Reihen- bzw. Parallelschaltung möglich. Auch kann dieser zusätzliche
Kondensator statt mit der Source mit dem Drain des Feldeffekttransistors 7 verbunden
sein.
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Der
Transistor 13 in 4 ist als
Cascode-Transistor ausgeführt,
jedoch in den 6, 7 und 8 als
Schalter 17. Diese Darstellung ist beabsichtigt, da die
Ansteuerung des Schalters einen Betrieb als Cascode einschließt. Darüber hinaus muss
ein Schalter (aus/aus oder Cascode/aus) unter Umständen aufgrund
von möglichen
Ladungseinkopplungen z.B. mittels Dummy-Transistor kompensiert werden.
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Die
in 4 wiedergegebene Pixelzelle 16 bildet
den Grundbaustein eines in 9 dargestellten
helligkeitsgesteuerten Oszillators. Ergänzend zu dieser Pixelzelle 16 sind
drei Schalter 23.1, 23.2 und 23.3 jeweils
für die
Zuführung
von Bezugspotentialen VRes, VCal und
einem Potential VInt für die Integrationszeit zu dem
Eingang 5 der Pixelzelle 16, ein Komparator 24,
ein Speicher-Flipflop 25 und eine Logik 26 hinzugefügt. Dabei
steuert die Logik 26 der Reihe nach die Schalter 23.1 bis 23.3 an,
so dass sich folgender Zyklus ergibt.
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Beim
Start des Rücksetzens
der Pixelzelle 16 wird der Schalter 23.1 geschlossen,
so dass das im Vergleich zu VCal und VInt niedrigste Potential VRes am
Eingang VSetC anliegt. Hierdurch wir die
interne strahlungsempfindliche Diode 1 der Pixelzelle 16 zurückgesetzt.
Nach einer bestimmten Zeit werden, angesteuert durch die Logik 26,
der Schalter 23.1 geöffnet
und der Schalter 23.2 geschlossen. Die Rücksetz-Ladungsakkumulation
wird abgebrochen, da das Potential am Eingang 5 auf den
Wert VCal gestiegen ist. Außerdem wird
für das
entsprechende Potential des Knotens 3 unter Vorgabe des
Stroms IBias durch Schließen des
Schalters 12 ein Arbeitspunkt eingestellt. Das Steuersignal
zum Schließen
und Öffnen
der Schalter 12 und 23.2 nach einer bestimmten Zeit
liefert ebenfalls die Logik 26. Im Anschuss daran schaltet
die Steuerung in den Integrationsmodus, wodurch sie den Schalter 23.3 schließt und das
Speicher-Flipflop 25 zurücksetzt. Das Potential VInt, dass das höchste der drei Potentiale VRes, VCal und VInt ist, bewirkt einen Strom IDPh,
der erheblich kleiner ist als IBias. Dies
führt aufgrund
des hochohmigen Auslesens von VOut mittels
des Komparators 24 zu einem niedrigen Wert von VOut. Je nach Bestrahlungsstärke erreicht
VOut nach einer gewissen Integrationszeit
TOsc den Wert VRef und
der Komparator 24 schaltet das Flipflop 25 und
dieses wiederum die Logik 26 in den Rücksetz-Modus um. Das Flipflop 25 und
die Logik 26 werden über
das Taktsignal Clock synchronisiert, so dass der gesamte Oszillator
taktsynchrone Impulse am Ausgang 27 liefert. Neben dieser
synchronen Realisierung ist auch eine freilaufende mit einer in
die Logik 26 eingebauten Zeitbasis denkbar.