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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Einstellen der
Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe sowie eine entsprechend ausgestaltete Vorrichtung,
insbesondere zum Einsatz bei der Datenübertragung zwischen Halbleiterbausteinen.
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Bei
der Datenübertragung
zwischen Halbleiterbausteinen sind speziell bei hohen Datenraten
die Eigenschaften der verwendeten Verbindungsleitung von erheblicher
Bedeutung. Sind der Ausgangswiderstand eines Senders oder der Eingangswiderstand
eines Empfängers
nicht an die Leitungsimpedanz angepasst, kommt es zu Reflexionen
an den Leitungsenden und es treten Über- und Unterschwinger auf,
die das Signal verfälschen.
Aus diesem Grund werden in Sendermodule und Empfängermodule eines Halbleiterbausteins üblicherweise
Abschlusswiderstände
integriert, welche möglichst
genau an die verwendete Leitungsimpedanz angepasst sein müssen. Dabei
besteht jedoch insbesondere das Problem, dass in Halbleiterbausteine
integrierte Widerstände
auf Polysilizium-Basis eine gewisse Schwankung des Widerstandswerts
abhängig
von Prozesseigenschaften, Temperatur und der Versorgungsspannung
aufweisen.
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7 zeigt schematisch ein
Modell für
die Datenübertragung
zwischen zwei Halbleiterbausteinen, von welchen einer die Funktion
eines Senders 100 und der andere die Funktion eines Empfängers 140 aufweist.
Die Verbindung zwischen den Halbleiterbausteinen ist mit 120 bezeichnet
und über
zwei Leitungen bewerkstelligt, welche jeweils eine Leitungsimpedanz
Z aufweisen. Entsprechend den zwei Leitungen weist der Sender 100 einen
differenziellen Ausgang mit einem positiven Datenausgang DP und einem
negativen Datenausgang DM auf. Die jeweiligen Ausgangswiderstände des
Senders sind schematisch durch R1 dargestellt,
während
die jeweiligen Eingangswiderstände
des Empfängers 140 schematisch
durch Widerstände
R2 dargestellt sind.
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8 zeigt eine typische Ausgestaltung
der Treiberstufe eines Senders, wie zum Beispiel des Senders 100 von 7. Der Sender 100 verfügt über eine
Vortreiberstufe 11, deren Funktion in erster Linie darin
besteht, dass über
eine Einzelleitung zugeführte
Eingangssignal in ein differenzielles Signal zur Übertragung über die
beiden Leitungen umzuwandeln. Den beiden Signalkomponenten des differenziellen
Signals ist dann jeweils eine von zwei Ausgangstreiberstufen 12, 14 zugeordnet.
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Die
Ausgangstreiberstufen 12, 14 weisen jeweils eine
Inverterstruktur auf, wobei eine Reihenschaltung aus einem Pull-Up-Transistor 15,
zwei Widerständen 18 und
einem Pull-Down-Transistor 16 in dieser
Reihenfolge zwischen eine positive Spannungsquelle und eine negative
Spannungsquelle, in diesem Fall eine positive Versorgungsspannung
und Masse, geschaltet sind. Der Pull-Up-Transistor ist dabei als
PMOS-Transistor ausgestaltet, während
der Pull-Down-Transistor als NMOS-Transistor ausgestaltet ist. Ein Abgriff
für das
Ausgangssignal DP bzw. DM ist zwischen den beiden Widerständen 18 vorgesehen.
Der Ausgangswiderstand bzw. die Ausgangsimpedanz der Ausgangstreiberstufen 12, 14 ist
somit im Wesentlichen durch den Wert der Widerstände 18 bestimmt.
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Um
die Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe möglichst genau an die verwendete
Leistungsimpedanz anpassen zu können
und die Einflüsse
von Schwankungen aufgrund des Herstellungsprozesses, der Temperatur
oder Schwankungen der Versorgungsspannung ausgleichen zu können, ist
es bekannt, die Treiberstufe derart auszugestalten, dass ihre Ausgangsimpedanz
einstellbar ist. Dies kann beispielsweise dadurch bewerkstelligt
werden, dass die Treiberstufe aus mehreren Inverterzweigen aufgebaut
wird, wie es in 9 dargestellt
ist.
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9 zeigt eine Treiberstufe,
deren Ausgangsimpedanz abhängig
von Steuersignalen BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn einstellbar ist.
Jeder der Inverterzweige umfasst wie in 8 eine Reihenschaltung aus einem Pull-Up-Transistor 25 zwei
Widerständen 28 und
einem Pull-Down-Transistor 26. Der Abgriff zwischen den
beiden Widerständen 28 jedes Inverterzweigs
ist mit dem Signalausgang der Treiberstufe verbunden. Darüber hinaus
umfassen die Inverterzweige jeweils einen Steuertransistor 21, welcher
die Reihenschaltung mit der positiven Spannungsquelle verbindet
und einen Steuertransistor 22, welcher die Reihenschaltung
mit der negativen Spannungsquelle oder Masse verbindet. Es ist somit jedem
Pull-Up-Transistor 25 ein Steuertransistor 21 zugeordnet,
und jedem Pull-Down-Transistor
ist ein Steuertransistor 22 zugeordnet. Die Steuertransistoren 21, 22 sind
dabei vom gleichen Ladungsträgertyp wie
die ihnen zugeordneten Pull-Up-Transistoren 25 bzw. Pull-Down-Transistoren 26.
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Über die
Steuertransistoren 21, 22 können nun die einzelnen Inverterzweige
aktiviert bzw. deaktiviert werden. Auf diese Weise kann die Ausgangsimpedanz
der Treiberstufe abhängig
von den Steuersignalen BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn eingestellt werden.
Insbesondere wird die Ausgangsimpedanz um so niedriger, je mehr
Inverterzweige aktiviert sind. Dabei versteht es sich, dass der
Pull-Up-Teil und der Pull-Down-Teil eines Inverterzweigs separat
voneinander aktiviert bzw. deaktiviert werden können, so dass die Ausgangsimpedanz
des Pull-Up-Bereichs und
des Pull-Down-Bereichs der Treiberstufe separat voneinander und
aneinander angepasst werden können.
Der Pull-Up-Bereich der Treiberstufe ist dabei durch die Pull-Up-Teile der Inverterzweige
gebildet, während
der Pull-Down-Bereich
der Treiberstufe durch die Pull-Down-Teile der Inverterzweige gebildet
ist. Die Widerstände 28 dienen
der Linearisierung der Strom-Spannungs-Kennlinie des Pull-Up-Bereichs
bzw. des Pull-Down-Bereichs.
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Zum
Einstellen bzw. Regeln der Ausgangsimpedanz wird somit ein Steuersignal
bzw. eine Vielzahl von Steuersignalen, BP0, ..., BPn und BN0, ...,
BNn benötigt,
welches abhängig
von der Ausgangsimpedanz der einzustellenden Treiberstufe erzeugt
wird.
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In
diesem Zusammenhang ist es bekannt, die Anzahl parallel geschalteter
Treiberelemente, d.h. die Anzahl von Inverterzweigen derart einzustellen,
dass die Ausgangsimpedanz von Pull-Up-Bereich und Pull-Down-Bereich
einem Referenzwiderstand oder einem Vielfachen eines Referenzwiderstands
entspricht. Es wird eine Spannung, welche über dem Pull-Up-Bereich bzw. dem
Pull-Down-Bereich abfällt,
ermittelt und mit einem Spannungsabfall über dem Referenzwiderstand
mittels eines Komparators verglichen. Anhand des Ausgangssignals
des Komparators wird die Zählrichtung
eines Zählers
gesteuert, wobei abhängig
von dem Zählerstand
Inverterzweige aktiviert bzw. deaktiviert werden. Wenn der Zählerstand
nur noch zwischen zwei benachbarten Werten wechselt, ist die Ausgangsimpedanz
des Pull-Up-Bereichs bzw. des Pull-Down-Bereichs mit dem Referenzwiderstand
abgeglichen. Es besteht hierbei jedoch das Problem, dass nur Störungen, welche
im Frequenzbereich oberhalb der Taktfrequenz der Regelschaltung
auftreten, herausgefiltert werden können. Es verbleibt somit ein
störendes
niederfrequentes Rauschen.
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In
der
US 6,703,908 B1 wird
vorgeschlagen, den Spannungsabfall an der Treiberstufe durch Oversampling
zu mitteln. Auf diese Weise kann Rauschen-, welches bei der Ermittlung
der Ausgangsimpedanz auftritt, unterdrückt werden.
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Bei
den bekannten Lösungen
zum Einstellen der Ausgangsimpedanz besteht jedoch ein Problem dahingehend,
dass durch eine Versatzspannung des Komparators und durch das Rauschen
an den Komparatoreingängen
Fehler hervorgerufen werden. Als Rausch quelle kommt insbesondere
die Versorgungsspannung der Schaltung in Betracht. Dieses Rauschen
betrifft beide Eingänge
des Komparators, d.h. sowohl die an der Treiberstufe abfallende
Spannung, welche ein Maß für die Ausgangsimpedanz
darstellt, als auch die Referenzspannung. Insgesamt kann es daher
zu Abweichungen der Ausgangsimpedanz von der Soll-Impedanz, d.h.
der Leitungsimpedanz, kommen, welche größer sind als die minimale Schrittweite
der Impedanzeinstellung.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren
bzw. eine Vorrichtung bereitzustellen, welche eine verbesserte Genauigkeit bei
der Einstellung der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe ermöglicht.
Speziell soll ermöglicht
werden, die Ausgangsimpedanz der Treiberstufe mit einer Genauigkeit
einzustellen, die gewährleistet,
dass die tatsächliche
Ausgangsimpedanz der Treiberstufe um weniger als die minimale Schrittweite
der Einstellung von einem Referenzwiderstand abweicht.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch ein Verfahren gemäß dem unabhängigen Anspruch
1 und durch eine Vorrichtung gemäß dem unabhängigen Anspruch
22. Die abhängigen
Ansprüche
definieren bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung.
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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Einstellen der Ausgangsimpedanz
von Treiberstufen, welche zum Beispiel in der eingangs dargestellten Weise
mit einstellbarer Ausgangsimpedanz ausgestaltet sind. Zu diesem
Zweck wird zunächst
ein Impedanzsignal erzeugt, welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz der
Treiberstufe darstellt. Dieses Impedanzsignal kann beispielsweise
direkt am Signalausgang der Treiberstufe abgegriffen werden, wofür bevorzugt
ein Strom über
den Signalausgang der Treiberstufe in einen Pull-Up-Bereich oder
einen Pull-Down-Bereich der Treiberstufe eingeprägt wird.
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Erfindungsgemäß ist vorgesehen,
dass die Differenz zwischen dem Impedanzsignal und einem Referenzsignal
gebildet wird, um ein Differenzsignal zu erzeugen. Das Differenzsignal
wird dann einem Sigma-Delta-Modulator zugeführt, um ein Bitstromsignal
zu erzeugen. Abhängig
von dem Bitstromsignal des Sigma-Delta-Modulators wird dann ein
Steuersignal zum Einstellen der Ausgangsimpedanz erzeugt.
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Die
Verwendung des Sigma-Delta-Modulators zum Verarbeiten des analogen
Differenzsignals, bei welchem es sich um ein analoges Signal handelt, liefert
ein digitales Bitstromsignal, welches in einer Taktperiode einen
von zwei möglichen
Signalzuständen
annehmen kann, wobei die Häufigkeit,
mit welcher der eine oder der andere der beiden Signalzustände auftritt,
von dem Wert des in den Sigma-Delta-Modulator eingespeisten Differenzsignals
abhängt.
Das Bitstromsignal ist dabei unempfindlich gegenüber Rauschen und bedingt durch
das Prinzip des Sigma-Delta-Modulators werden Probleme durch die
Versatzspannung eines Komparators vermieden.
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Vorzugsweise
wird zum Erzeugen des Steuersignals die jeweilige Häufigkeit
erfasst, mit welcher die beiden Signalzustände auftreten, und eine Häufigkeitsdifferenz
ermittelt, wobei diese Häufigkeitsdifferenz
in digitaler Form die Differenz des Impedanzsignals und des Referenzsignals
widerspiegelt. Die Häufigkeitsdifferenz
wird dann mit einem Schwellenwert verglichen und abhängig von
dem Vergleichsergebnis wird ein Zähler erhöht bzw. erniedrigt. Das Steuersignal
zum Einstellen der Ausgangsimpedanz wird dann abhängig von
dem Zählerstand
des Zählers
erzeugt. Diese Maßnahmen
zur Implementierung der Erfindung bieten den Vorteil, in zuverlässiger Weise
im Wesentlichen durch den Einsatz digitaler Zähler realisierbar zu sein.
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Das
Erfassen der Häufigkeit,
mit welcher einer der beiden Signalzustände auftritt, umfasst vorzugsweise
ein Erhöhen
ei nes Häufigkeitszählers für diesen
Signalzustand, wenn der Signalzustand erfasst wird, und ein Auswerten
des Zählerstands
des Häufigkeitszählers nach
einer vorbestimmten Anzahl von Taktperioden. Nach Auswertung des
Zählerstands
wird der Häufigkeitszähler zurückgesetzt.
Diese Implementierung zur Ermittlung der Häufigkeit gewährleistet
gleichzeitig eine Mittelung über
mehrere Taktperioden des Sigma-Delta-Modulators, wodurch niederfrequentes
Rauschen, d.h. Rauschen im Frequenzbereich unterhalb der Taktfrequenz
des Sigma-Delta-Modulators,
herausgefiltert wird.
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Die
Häufigkeit
der beiden Signalzustände
in dem Bitstromsignal kann mittels eines separaten Häufigkeitszählers für jeden
der beiden Signalzustände
erfolgen. Alternativ kann nur für
einen der beiden Signalzustände
die Häufigkeit
mittels des Häufigkeitszählers erfasst
werden, während
die Häufigkeit
des anderen Signalzustands als die Differenz zwischen der vorbestimmten
Anzahl von Taktperioden und der mittels des Häufigkeitszählers erfassten Häufigkeit
berechnet wird.
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Besonders
vorteilhaft ist es, wenn der Betrag der ermittelten Häufigkeitsdifferenz
mit dem Betrag der beim vorherigen Auswertevorgang ermittelten Häufigkeitsdifferenz
verglichen wird, und, wenn die neu ermittelte Häufigkeitsdifferenz größer als
die beim vorherigen Auswertevorgang ermittelte Häufigkeitsdifferenz ist, die
Steuersignale auf Basis desjenigen Zählerstands erzeugt werden,
welcher der niedrigeren Häufigkeitsdifferenz
entspricht. Hierdurch wird erreicht, dass im abgeglichenen Zustand
nicht ein abwechselndes Umschalten zwischen zwei Einstellungen der
Ausgangsimpedanz erfolgt, welche oberhalb bzw. unterhalb des Sollwerts
für die
Ausgangsimpedanz liegen, sondern vielmehr der dem Sollwert am nächsten liegende
Wert der Ausgangsimpedanz beibehalten wird. Zur schaltungstechnischen
Implementierung des Vergleichs der beim vorherigen Auswertevorgang
ermittelten Häufigkeitsdifferenz
mit der neu ermittelten Häufigkeitsdifferenz
ist ein zusätz liches
Register erforderlich, in welchem der jeweils zuletzt ermittelte
Wert für
die Häufigkeitsdifferenz
abgespeichert wird.
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Weiterhin
ist es bevorzugt, eine Tiefpassfilterung des Impedanzsignals vor
der Differenzbildung mit dem Referenzsignal vorzunehmen. Durch die Tiefpassfilterung
des Impedanzsignals wird hochfrequentes Rauschen, d.h. Rauschen
in einem Frequenzbereich oberhalb der Taktfrequenz des Sigma-Delta-Modulators, unterdrückt, und
es wird ein so genanntes Aliasing, d.h. eine Faltung von hochfrequenten
Störungen
in den Bereich niedriger Frequenzen, vermieden.
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Die
erfindungsgemäße Vorrichtung
ist vorzugsweise zur Implementierung der zuvor beschriebenen Maßnahmen
ausgestaltet. Zu diesem Zweck umfasst die erfindungsgemäße Vorrichtung
zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe zunächst Impedanzerfassungsmittel,
welche derart ausgestaltet sind, dass sie ein Impedanzsignal erzeugen,
welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz der
Treiberstufe darstellt. Weiterhin sind Differenzbildungsmittel vorgesehen,
welche dazu ausgestaltet sind, die Differenz zwischen dem Impedanzsignal und
einem Referenzsignal zu bilden, um ein Differenzsignal zu erzeugen.
Weiterhin ist ein Sigma-Delta-Modulator vorgesehen, welchem das
Differenzsignal zugeführt
ist, um abhängig
von dem Differenzsignal ein Bitstromsignal zu erzeugen. Das Bitstromsignal
ist Steuermitteln zugeführt,
welche dazu ausgestaltet sind, abhängig von dem Bitstromsignal
das Steuersignal zum Einstellen der Ausgangsimpedanz zu erzeugen.
In Übereinstimmung
mit den obigen Ausführungen
umfassen die Steuermittel zu diesem Zweck vorzugsweise digitale
Zähler,
durch welche die Häufigkeit
erfasst wird, mit welcher einer der beiden Signalzustände in dem
Bitstromsignal auftritt.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen näher
erläutert.
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1 veranschaulicht schematisch verschiedene
Varianten einer Schaltung zum Einstellen der Ausgangsimpedanz gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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2 veranschaulicht
als Blockschaltbild eine schaltungstechnische Implementierung einer Vorrichtung
zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe gemäß einem
Ausführungsbeispiel der
Erfindung.
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3 veranschaulicht
zeitliche Signalverläufe
beim Einstellen der Ausgangsimpedanz gemäß der vorliegenden Erfindung.
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4 veranschaulicht
eine schaltungstechnische Implementierung einer Vorrichtung zum
Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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5 veranschaulicht
ein weiteres Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Vorrichtung, wobei
der Abgleich sowohl für
einen Pull-Up-Bereich der Treiberstufe als auch für einen
Pull-Down-Bereich der Treiberstufe erfolgt.
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6 zeigt
eine Variante der Vorrichtung von 5, wobei
alternative Mittel zum Erzeugen eines Referenzsignals und eines
Impedanzsignals vorgesehen sind.
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Im
Folgenden wird das Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe
der Form, wie sie in 9 dargestellt ist näher erläutert. Wie
bereits zuvor anhand von 9 erläutert, können einzelne Inverterzweige
der Treiberstufe durch Steuersignale BP0, ..., BPn und BN0, ...,
BNn aktiviert bzw. deaktiviert werden. Dabei ergibt sich die Ausgangsimpedanz
für den
Pull-Up-Bereich bzw. den Pull-Down-Bereich der Treiberstufe aus
der jeweils parallel geschalteten Anzahl von Pull-Up-Teilen bzw. Pull-Down-Teilen
der Inverterzweige. Die Inverterzweige können dabei identisch ausgestaltet
sein, so dass die Steuersignal BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn einer
digitalen Thermometerkodierung eines Werts entsprechen. Alternativ
kann auch eine andere Kodierung gewählt werden, beispielsweise
eine binärgewichtete
Kodierung, bei welcher die Widerstände 28 und/oder die
Pull-Up-Transistoren oder Pull-Down-Transistoren
für jeden
Inverterzweig unterschiedlich ausgestaltet sind. Das Steuersignal zum
Einstellen der Ausgangsimpedanz lässt sich somit in einfacher
Weise aus einem digital kodierten Wert ableiten.
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1 veranschaulicht schematisch eine Schaltungsanordnung
zum Einstellen der Ausgangsimpedanz einer Treiberstufe des in 9 dargestellten
Typs. Die dargestellten Schaltungsanordnungen sind prinzipiell jedoch
auch zum Einsatz im Zusammenhang mit abweichend ausgestalteten Treiberstufen
geeignet, sofern sie derart ausgestaltet sind, dass ihre Ausgangsimpedanz
durch ein Steuersignal einstellbar ist.
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Die
in 1a) dargestellte Schaltungsanordnung umfasst Mittel 55, 60 zum
Erzeugen eines Impedanzsignals, welches ein Maß für die Ausgangsimpedanz einer
Treiberstufe darstellt. Im Fall von 1a) ist
eine Treiberstufe 60 selbst Teil der Mittel 55, 60 zum
Erzeugen des Impedanzsignals. Weiterhin ist ein Stromquellenmittel 55 vorgesehen,
welches dazu ausgestaltete ist, einen Strom in den Pull-Up-Bereich
oder den Pull-Down-Bereich
der Treiberstufe 60 einzuspeisen. Das Impedanzsignal entspricht
dann der Spannung, welche über
dem Pull-Up-Bereich
bzw. dem Pull-Down-Bereich der Treiberstufe abfällt. Das Impedanzsignal ist
einem Tiefpassfilter 51 zugeführt, welches dazu dient, hochfrequente
Störungen
zu unterdrücken
und ein Aliasing zu vermeiden. Das gefilterte Impedanzsignal wird
dann einem Subtraktionsknotenpunkt 54 zugeführt, wo
es von einem Referenzsignal VRef subtrahiert
wird.
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Das
Referenzsignal VRef wird durch ein Referenzsignalerzeugungsmittel 52 erzeugt,
welches zu diesem Zweck vorzugsweise einen externen Widerstand umfasst.
In dem Subtraktionsknotenpunkt 54 wird das gefilterte Impedanzsignal
VImp von dem Referenzsignal VRef subtrahiert,
um ein Differenzsignal zu erzeugen. Das Differenzsignal wird einem
Sigma-Delta-Modulator 58 zugeführt, um als Ausgangssignal
des Sigma-Delta-Modulators 58 ein digitales Bitstromsignal
zu erzeugen. Der Sigma-Delta-Modulator 58 arbeitet
mit einer Taktfrequenz, welche durch ein entsprechend zugeführtes Taktsignal
(nicht dargestellt) vorgegeben ist. Das Bitstromsignal kann in einer
Taktperiode des Taktsignals jeweils einen von zwei möglichen
Signalzuständen
einnehmen, welche im Folgenden als „0" und „1" bezeichnet werden. Die Häufigkeit,
mit welcher die beiden Signalzustände „0" und „1" in dem Bitstromsignal auftreten, ist
durch den Wert des dem Sigma-Delta-Modulator 58 zugeführten Differenzsignals
bestimmt.
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Ein
Steuermittel 50 wertet das Bitstromsignal aus und erzeugt
abhängig
von dem Auswertungsergebnis das digitale Steuersignal BP0, ...,
BPn und BN0, ..., BNn zum Einstellen der Ausgangsimpedanz, welches
der Treiberstufe 60 zugeführt wird.
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Bei
dem in 1a) dargestellten Fall wird das
Impedanzsignal VImp direkt an der einzustellenden
Treiberstufe 60 erzeugt. Zu diesem Zweck wird ein Strom
in den Pull-Up-Bereich oder den Pull-Down-Bereich der Treiberstufe 60 eingespeist. Weiterhin
ist es erforderlich, dass sich die Treiberstufe in einem definierten
Zustand ihres Signalausgangs befindet. Die Erzeugung des Impedanzsignals
VImp während
des normalen Betriebs zur Datenübertragung
ist daher nicht möglich.
Das Einstellen der Ausgangsimpedanz erfolgt folglich während einer
Initialisierungsphase der Treiberstufe 60 bzw. eines Halblei terbausteins
mit der Treiberstufe 60. Eine derartige Initialisierungsphase
kann bei Inbetriebnahme des Halbleiterbausteins erfolgen. Weiterhin
ist es auch möglich,
den normalen Datenübertragungsbetrieb
zu unterbrechen, um eine Initialisierungsphase einzuleiten.
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1b) zeigt eine Schaltungsanordnung, welche im
Wesentlichen derjenigen von 1a) entspricht.
Im Unterschied zu 1a) ist jedoch vorgesehen, dass
das Steuersignal in einem Register 70, 80 zwischengespeichert
wird. Auf diese Weise ist das Steuersignal zum Einstellen weiterer
Treiberstufen verfügbar,
wobei diese Treiberstufen nicht über
einen eigenen Regelkreis zum Einstellen der Ausgangsimpedanz verfügen müssen. Auf
diese Weise wird bei Halbleiterbausteinen mit einer Vielzahl von
Ausgangstreiberstufen das Einstellen der Ausgangsimpedanz erheblich
vereinfacht.
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1c) zeigt eine Schaltungsanordnung, welche ähnlich derjenigen
von 1b) ist, wobei jedoch das Impedanzsignal
VImp nicht an der einzustellenden Treiberstufe
selbst erzeugt wird. Vielmehr ist zu diesem Zweck eine Replica-Schaltung 75, 85 vorgesehen,
in welcher der Pull-Up-Bereich bzw. der Pull-Down-Bereich der einzustellenden Treiberstufe dupliziert
ist. Das Impedanzsignal Vimp wird somit
erzeugt, indem ein Strom in den duplizierten Pull-Up-Bereich bzw.
den duplizierten Pull-Down-Bereich
eingespeist wird, wobei das Impedanzsignal Vimp dem
Spannungsabfall über
dem Pull-Up-Bereich bzw. dem Pull-Down-Bereich entspricht. Die Replica-Schaltung 75, 85 ist
dabei genau wie die einzustellende Treiberstufe durch die Steuersignale
BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn angesteuert, um die einzelnen Inverterzweige
des Pull-Up-Bereichs und des Pull-Down-Bereichs zu aktivieren bzw. zu
deaktivieren. Da die Replica-Schaltung 75, 85 mit
der einzustellenden Treiberstufe auf demselben Halbleiterbaustein
integriert ist und somit denselben Schwankungen im Herstellungsprozess,
denselben Temperaturschwankungen und denselben Schwankungen der Versor gungsspannung
unterliegt, stellt das an der Replica-Schaltung 75, 85 erzeugte
Impedanzsignal Vimp ein genaues Maß für die Ausgangsimpedanz
der einzustellenden Treiberstufe dar.
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Die
gemäß 1c) vorgesehene Schaltungsanordnung bietet insbesondere
den Vorteil, dass das Impedanzsignal Vimp auch
während
des normalen Datenübertragungsbetriebs
der einzustellenden Treiberstufe erzeugt werden kann, so dass eine Regelung
der Ausgangsimpedanz der Treiberstufe auch im laufenden Betrieb
möglich
ist. Ferner werden die für
das Einstellen der Replica-Schaltung 75, 85 verwendeten
Steuersignale in dem Register 70 bzw. 80 zwischengespeichert,
so dass neue Werte für
die Steuersignale nur dann übernommen
werden müssen,
wenn die Replica-Schaltung 75, 85 bereits auf eine
besser angepasste Ausgangsimpedanz eingestellt ist. Schwankungen
beim Einregeln der Ausgangsimpedanz der Replica-Schaltung 75, 85 wirken sich
somit nicht nachteilig auf die einzustellende Treiberstufe aus.
Selbstverständlich
ist es bei der in 1c) dargestellten Schaltungsanordnung
auch möglich,
mehrere Treiberstufen mit den in den Registern 70 und 80 gespeicherten
Werten für
die Steuersignale einzustellen.
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2 zeigt
einen detaillierteren Schaltungsaufbau zum Erzeugen der Steuersignale
BP0, ..., BPn und BN0, ..., BNn zum Einstellen der Ausgangsimpedanz
einer Treiberstufe, welche dem in 1c) dargestellten
Aufbau entspricht, d.h. eine Replica-Schaltung verwendet. Komponenten,
wobei der Schaltungsaufbau grundsätzlich denjenigen von 1 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen
gekennzeichnet.
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Gemäß dem in 2 dargestellten
Schaltungsaufbau wird das Referenzsignal VRef mittels
einer Bandlückenschaltung 78 erzeugt,
welche eine präzise
definierte Referenzspannung liefert, die nur geringen Temperaturschwankungen
unterliegt. Die Referenzspannung VRef ist
dem nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 77 zugeführt, dessen
Ausgang mit dem Steueranschluss eines Transistors 72 verbunden
ist. Ein weiterer Transistor 73, der Transistor 72 und
ein externer Widerstand 71 sind in dieser Reihenfolge in
Reihe zwischen eine positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet.
Der Transistor 72 ist in diesem Fall als NMOS-Transistor
ausgestaltet, während
der Transistor 73 als PMOS-Transistor ausgestaltet ist.
Der Drain-Anschluss des PMOS-Transistors ist mit seinem Steueranschluss
verbunden. Ein Spannungsabgriff zwischen dem Transistor 72 und
dem externen Widerstand 71 ist mit dem invertierenden Eingang des
Differenzverstärkers 77 verbunden
und weiterhin als Eingangssignal dem Subtraktionsknotenpunkt 54 zugeführt. Die
Schaltung ist somit derart ausgestaltet, dass durch die Transistoren 72, 73 und
den externen Widerstand 71 ein Strom I0 fließt, welcher
einen solchen Wert annimmt, dass die Spannung an dem Abgriff zwischen
dem Transistor 72 und dem externen Widerstand 71 der
Referenzspannung VRef entspricht.
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Eine
Replica-Schaltung 85 des Pull-Down-Bereichs der einzustellenden
Treiberstufe ist in Reihe mit einem Transistor 74 zwischen
die positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet. Der Steueranschluss
des Transistors 74, welcher wie der Transistor 73 als
PMOS-Transistor ausgestaltet ist, ist mit dem Steueranschluss des Transistors 73 verbunden.
Die Transistoren 73 und 74 bilden einen Stromspiegel,
wobei die Transistoren 73, 74 derart bemessen
sind, dass der Strom durch den Transistor 74 und die Replica-Schaltung 85 um einen
Faktor N größer ist
als der Strom I0.
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In
der Replica-Schaltung 85 des Pull-Down-Bereichs der einzustellenden
Treiberstufe fließt
der Strom N·I0 durch die entsprechend der einzustellenden
Treiberstufe parallel geschalteten Pull-Down-Transistoren und verursacht
somit einen Spannungsabfall an einem Abgriff zwischen dem Transistor 74 und
der Replica-Schaltung 85, welcher die Ausgangsimpedanz
des Pull-Down-Bereichs der einzustellenden Treiberstufe widerspiegelt.
Dieser Spannungsabfall bildet das Impedanzsignal VImp. Wenn
die Replica-Schaltung 85 derart eingestellt ist, dass das
Impedanzsignal VImp dem Referenzsignal VRef entspricht, gewährleistet der vorhergehend
beschriebene Schaltungsaufbau, dass der Durchgangswiderstand der
Replica-Schaltung 85 und
somit die Ausgangsimpedanz der einzustellenden Treiberstufe dem
Widerstandswert des externen Widerstands 71 geteilt durch
N entspricht.
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Da
die Ausgangsimpedanz typischerweise auf einen Wert im Bereich von
50 Ω einzustellen
ist, jedoch für
Halbleiterbausteine üblicherweise
Leitungs- und Zuleitungswiderstände,
zum Beispiel von Bonddrähten,
im Bereich von einigen Ω liegen,
ist es von Vorteil, wie oben erläutert
die Ausgangsimpedanz anhand eines externen Widerstands abzugleichen,
welcher um ein Vielfaches größer ist
als die einzustellende Ausgangsimpedanz. Ein externer Widerstand
bietet dabei den Vorteil, dass er nicht denselben Herstellungsschwankungen
und Temperaturschwankungen unterliegt, wie die in Polysilizium-Technik
hergestellten Widerstände
des Halbleiterbausteins. Der Schaltungsaufbau gemäß 2 gewährleistet
somit einen genauen Abgleich der Ausgangsimpedanz mit einer Soll-Impedanz,
ohne störenden
Einflüsse
aufgrund des Herstellungsprozesses des Halbleiterbausteins, der
Temperatur oder der Versorgungsspannung zu unterliegen.
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Wie
bereits anhand von 1 erläutert, wird das
Impedanzsignal VImp mittels des Tiefpassfilters 51 gefiltert
und dann dem Subtraktionsknotenpunkt 54 zugeführt, um
zur Erzeugung des Differenzsignals dort von dem Referenzsignal VRef subtrahiert zu werden. Das Differenzsignal
ist dem Sigma-Delta-Modulator 58 zugeführt, dessen
innerer Aufbau in 2 schematisch veranschaulicht
ist. Der Sigma-Delta-Modulator 58 umfasst eine innere negative
Rückkopplungsschleife,
welche das Ausgangssignal eines Quantisierers des Sigma-Delta-Modulators 58 an den
Signaleingang des Sigma-Delta-Modulators 58 zurück koppelt.
Durch die negative Rückkopplungsschleife
im Sigma-Delta-Modulator 58 wird
eine Versatzspannung, welche beispielsweise auf den Quantisierer
des Sigma-Delta-Modulators 58 zurückgehen könnte, unterdrückt. Das
Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators 58 stellt ein
digitales Bitstromsignal dar, welches in jeder Taktperiode des Sigma-Delta-Modulators 58 einen
der zwei Signalzustände „0" oder „1" annehmen kann.
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Nachfolgend
sollen die Komponenten der Steuermittel 50 anhand von 2 genauer
erläutert werden.
Die Steuermittel 50 umfassen einen ersten digitalen Häufigkeitszähler 63 für den Signalzustand „1", einen zweiten digitalen
Häufigkeitszähler 64 für den Signalzustand „0" und einen Modulozähler 65, welcher
veranlasst, dass nach einer vorbestimmten Anzahl von Taktperioden
des Sigma-Delta-Modulators 58 die Zählerstände der Häufigkeitszähler 63 und 64 zurückgesetzt
werden. Diese vorbestimmte Anzahl von Taktperioden beträgt beispielsweise 31, so
dass die Summe der Zählerstände der
Häufigkeitszähler 63 und 64 höchstens 31 betragen
kann. Selbstverständlich
kann abhängig
von den jeweiligen Erfordernissen der Anwendung auch eine abweichende
vorgegebene Anzahl von Taktperioden verwendet werden. Eine ungerade
Anzahl bietet den Vorteil, dass stets ein eindeutiges Ergebnis beim
Vergleich der Zählerstände erhalten
wird.
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Zur
Auswertung werden die Zählerstände S0 und
S1 der Häufigkeitszähler 63 bzw. 64 voneinander subtrahiert,
wofür ein
Subtraktionsknotenpunkt 66 vorgesehen ist. Die Häufigkeitsdifferenz,
welche sich als Differenz der Zählerstände S0 und
S1 der Häufigkeitszähler 63 und 64 ergibt,
ist in 2 mit S2 bezeichnet.
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Die
Häufigkeitsdifferenz
S2 ist einem Vergleichsmittel 67 zugeführt, welches die Häufigkeitsdifferenz
S2 mit einem vorgegebenen Schwellenwert vergleicht. Vorzugsweise
beträgt
dieser Schwellenwert 0, so dass das Vergleichsmittel 67 feststellt, ob die
Häufigkeitsdifferenz
S2 positiv oder negativ ist. In dem Fall, dass die Häufigkeitsdifferenz
positiv ist, wird ein digitaler Zähler 68 um 1 erhöht. Im umgekehrten
Fall wird der Zähler 68 um
1 erniedrigt. Das Steuersignal BN0, ..., BNn wird abhängig von
dem Zählerstand
des Zählers
erzeugt. Insbesondere kann es sich bei den Steuersignalen BN0, ...,
BNn um eine digitale Kodierung des Zählerstands handeln.
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Beginnt
man beispielsweise bei einem Zählerstand
des Zählers 68 von
0, entsprechend einer minimalen Anzahl von aktivierten Inverterzweigen
in der Replica-Schaltung 85, würde der Zählerstand so lange erhöht werden,
bis das Impedanzsignal VImp im Wesentlichen
dem Referenzsignal VRef entspricht. Dann
würde der
Zählerstand
zwischen zwei benachbarten Werten wechseln, welche einer Ausgangsimpedanz
oberhalb des Sollwerts und einer Ausgangsimpedanz unterhalb des
Sollwerts entsprechen. Dieser Zustand wird mittels einer Überwachungsschaltung 62 erfasst
und einer Steuereinheit 61 übermittelt, welche mittels
eines Registersteuersignals RC veranlasst, dass die Steuersignale
BN0, ..., BNn in einem Register 80 gespeichert werden,
so dass die von der einzustellenden Treiberstufe oder mehreren Treiberstufen
verwendet werden können.
Weiterhin veranlasst die Steuereinheit 61 mittels eines
Zählersteuersignals
CC, dass der Zählerstand
des Zählers 68 nach
der vorbestimmten Anzahl von Taktperioden aktualisiert wird, d.h.
die Häufigkeitsdifferenz
ausgewertet wird. Die Steuereinheit 61 ist durch das gleiche
Taktsignal CLK angesteuert wie der Sigma-Delta-Modulator 58,
wobei das Zählersteuersignal
CC einem Taktsignal entspricht, welches eine Frequenz aufweist,
die um einen von der vorbestimmten Anzahl von Taktperioden abhängigen Faktor,
im vorliegenden Fall 32, geringer ist als das Taktsignal
CLK.
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Bei
dieser Anordnung gewährleisten
die Häufigkeitszähler 63, 64 eine
Mittelung über
die vorbestimmte Anzahl von Taktperio den des Sigma-Delta-Modulators 58.
Auf diese Weise wird ein niederfrequentes Rauschen unterdrückt.
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3 veranschaulicht
beispielhaft die zeitlichen Verläufe
von Signalen bei der Einstellung der Ausgangsimpedanz mittels des
in 2 dargestellten Schaltungsaufbaus. Dargestellt
ist das Taktsignal CLK, das Zählersteuersignal
CC, der Zählerstand
S1 des ersten Häufigkeitszählers 63 für den Signalzustand „1", der Zählerstand
S0 des Häufigkeitszählers für den Signalzustand „0" und der Zählerstand
CNT des Zählers 68.
Bei einer ersten Auswertung zum Zeitpunkt T = 0 hat S1 einen Wert
von 18 und S0 einen Wert von 13, so dass S1 – S0 = 5. Die Häufigkeitsdifferenz
ist somit positiv und der Zählerstand des
Zählers 68 wird
um 1 erhöht.
Bei einer zweiten Auswertung zum Zeitpunkt T = 32 hat S1 einen Wert von
16 und S0 einen Wert von 15, d.h. S1 – S0 = 1. Die Häufigkeitsdifferenz
ist somit positiv, so dass der Zähler 68 nochmals
um 1 erhöht
wird. Bei einer dritten Auswertung zum Zeitpunkt T = 64 hat S1 einen Wert
von 14 und S0 einen Wert von 17, d.h. S1 – S0 = –3. Die Häufigkeitsdifferenz ist somit
negativ, woraus folgt, dass der Zähler 68 um 1 erniedrigt
wird. Vorausgesetzt, dass keine Änderungen
aufgrund externer Einflüsse
auftreten, zum Beispiel aufgrund von Temperaturschwankungen, würde bei
einer nächsten Auswertung
wiederum ein der Auswertung zum Zeitpunkt T = 32 entsprechendes
Ergebnis erhalten werden, so dass der Zählerstand CNT des Zählers 68 zwischen
den Werten 4 und 5 wechseln würde.
Dieser Zustand wird von der Überwachungsschaltung 62 erkannt,
so dass veranlasst werden kann, die entsprechenden Werte der Steuersignale
BN0, ..., BNn in das Register 80 zu übernehmen.
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4 zeigt
einen Schaltungsaufbau, welcher im Wesentlichen demjenigen von 2 entspricht,
wobei die Steuermittel 50 darüber hinausgehend dazu ausgestaltet
sind, den Betrag der neu ermittelten Häufigkeitsdifferenz mit dem
Betrag der beim vorherigen Auswertevorgang ermittelten Häufigkeitsdifferenz zu
vergleichen. Dies erfolgt insbesondere dann, wenn mittels der Überwachungsschaltung 62 erkannt
wurde, dass der Zählerstand
CNT des Zählers 68 zwischen
zwei benachbarten Werten wechselt. Auf diese Weise wird bestimmt,
welcher der beiden benachbarten Zählerstände CNT des Zählers 68 einer
Ausgangsimpedanz entspricht, die näher an dem Sollwert ist. Insbesondere
wird mittels der Steuereinheit 61 veranlasst, dass für denjenigen Zählerstand
CNT die Werte der Steuersignale BN0, ..., BNn in das Register 80 übernommen
werden, bei welchem die Häufigkeitsdifferenz
einen geringeren Betrag aufweist, die Steuersignale BN0, ..., BNn
in das Register 80 übernommen
werden. Diese Maßnahmen
sind bei dem in 4 dargestellten Schaltungsaufbau
dadurch realisiert, dass ein Register 86 zum Speichern
der zuletzt ausgewerteten Häufigkeitsdifferenz
und ein Vergleichsmittel 88 zum Vergleichen der Beträge der zuletzt
ermittelten Häufigkeitsdifferenz
und der neu ermittelten Häufigkeitsdifferenz
vorgesehen ist. Ein Ausgangssignal der Vergleichsmittel 88 ist
der Steuereinheit 61 zugeführt.
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Bezogen
auf die Darstellung von 3 würde die gemäß dem Schaltungsaufbau von 4 vorgenommene
Einstellung der Ausgangsimpedanz bedeuten, dass die Steuersignale
BN0, ..., BNn, welche dem Zählerstand
CNT von 4 entsprechen, in das Register 80 übernommen
werden, da für
CNT = 4 eine Häufigkeitsdifferenz
mit einem Betrag von 1 ermittelt wurde, während für einen Zählerstand CNT = 5 eine Häufigkeitsdifferenz
mit einem Betrag von 3 ermittelt wurde. Es wird somit erreicht,
dass die eingestellte Ausgangsimpedanz in der Regel um weniger als
eine halbe Schrittweite der Einstellung von dem Sollwert abweicht.
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5 zeigt
einen Schaltungsaufbau, welcher dazu ausgestaltet ist, eine Regelung
der Ausgangsimpedanz sowohl für
den Pull-Down-Bereich als auch für
den Pull-Up-Bereich der einzustellenden Treiberstufe vorzunehmen.
Der dargestellte Schaltungsaufbau entspricht grundsätzlich demjenigen von 4,
wobei zusätzlich
eine Replica-Schaltung 75 für den Pull-Up- Bereich der einzustellenden
Treiberstufe vorgesehen ist. Ein Muliplexer 91 gewährleistet,
dass entweder das Impedanzsignal VImp von der
Pull-Up-Replica-Schaltung 75 oder von der Pull-Down-Replica-Schaltung 85 dem
Tiefpassfilter 51 und dem Subtraktionsknotenpunkt 54 zugeführt wird.
Gleichermaßen
gewährleistet
ein Demultiplexer 92, dass der Zählerstand des Zählers 68 entweder zum
Einstellen der Pull-Up-Replica-Schaltung 75 oder zum Einstellen
der Pull-Down-Replica-Schaltung 85 verwendet wird. Zum
Speichern der Steuersignale BP0, ..., BPn ist für die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 ein
Register 70 vorgesehen, während zum Speichern der Steuersignale
BN0, ..., BNn der Pull-Down-Replica-Schaltung 85 das Register 80 vorgesehen
ist.
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Die
Stromspiegelanordnung von 4 wurde
derart angepasst, dass der Strom von N·I0 sowohl in
die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 als
auch in die Pull-Down-Replica-Schaltung 85 eingespeist
wird. Zu diesem Zweck ist ein weiterer Spiegeltransistor 74 vorgesehen,
welcher in Reihe mit einem NMOS-Transistor 81 zwischen
die positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet ist, wobei
der Drain-Anschluss des NMOS-Transistors 81 mit
seinem Steueranschluss verbunden ist. Die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 ist
in Reihe mit einem weiteren NMOS-Transistor 82 zwischen
die positive Versorgungsspannung und Masse geschaltet, wobei der
Steueranschluss des NMOS-Transistors 82 mit dem
Steueranschluss des NMOS-Transistors 81 verbunden ist.
Der NMOS-Transistor 82 spiegelt somit den Strom in dem
NMOS-Transistor 81 und dient als Stromsenke für den Strom
durch die Pull-Up-Replica-Schaltung 75. Weiterhin wurde
bei dem Schaltungsaufbau gemäß 5 auf
den Transistor 72 verzichtet und anstelle dessen der Steuerausgang
des Differenzverstärkers 77 mit
dem Steuereingang des Transistors 73 verbunden. Aus diesem
Grund sind auch die Polaritäten
der Signaleingänge
des Differenzverstärkers 77 gegenüber dem
Schaltungsaufbau von 4 vertauscht.
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Mittels
des Schaltungsaufbaus von 5 können sowohl
Steuersignale BP0, ..., BPn zum Einstellen sowohl des Pull-Up-Bereichs als auch
Steuersignale BN0, ..., BNn zum Einstellen des Pull-Down-Bereichs
erzeugt werden, wobei nur eine einzige Regelschleife vorgesehen
ist.
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6 zeigt
einen Schaltungsaufbau, welcher im Wesentlichen demjenigen von 5 entspricht,
wobei jedoch abweichende Mittel zum Erzeugen des Referenzsignals
VRef und des Impedanzsignals Vamp vorgesehen
sind.
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Zum
Erzeugen des Referenzsignals ist ein Spannungsteiler zwischen die
positive Versorgungsspannung VDD und Masse geschaltet. Der Spannungsteiler
umfasst zwei Widerstände 53 mit
gleichem Wert, wobei ein Abgriff für die Referenzspannung VRef zwischen den beiden Widerständen angeordnet
ist. Die Referenzspannung VRef beträgt in diesem
Fall die Hälfte
der Spannungsdifferenz zwischen der positiven Versorgungsspannung
und Masse, d.h. VDD/2.
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Für die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 wird das
Impedanzsignal VImp erzeugt, indem die Pull-Up-Replica-Schaltung
und ein externer Widerstand 71' in dieser Reihenfolge zwischen
die positive Versorgungsspannung und Masse geschaltet sind. Ein
weiterer externer Widerstand 71' und die Pull-Down-Replica-Schaltung 85 sind
in dieser Reihenfolge zwischen die positive Versorgungsspannung
VDD und Masse geschaltet. Ein Abgriff für das Impedanzsignal VImp ist jeweils zwischen dem externen Widerstand 71' und der entsprechenden
Replica-Schaltung 75, 85 angeordnet. Die Pull-Up-Replica-Schaltung 75 und
die Pull-Down-Replica-Schaltung 85 bilden
somit mit dem ihnen zugeordneten externen Widerstand 71' jeweils einen
Spannungsteiler. Wenn die Ausgangsimpedanz der Replica-Schaltung 75, 85 dem
Widerstandswert des externen Widerstands 71' entspricht, ist der Spannungsteiler
symmetrisch und die abgegriffene Spannung, welche das Impedanzsignal
VImp bildet, entspricht der halben positiven
Versorgungsspannung, d. h. VImp = VDD/2
= VRef. Es wird somit auch bei dieser Schaltung
die Ausgangsimpedanz anhand des externen Widerstands 71' abgeglichen.
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Selbstverständlich ist
es möglich,
die anhand von 1, 2, 4, 5 und 6 erläuterten
Maßnahmen
zum Einstellen der Ausgangsimpedanz zu kombinieren. Insbesondere
können
die in 2, 4, 5 und 6 dargestellten
Schaltungsanordnungen auch derart ausgestaltet sein, dass das Impedanzsignal
direkt an der einzustellenden Treiberstufe erzeugt wird. Weiterhin
können
die in 1 dargestellten Alternativen
sowie die Anordnungen von 2 und 4 ebenfalls
mit der alternativen Ausgestaltung zur Erzeugung des Referenzsignals
und des Impedanzsignals gemäß 6 kombiniert
werden.
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Weiterhin
ist es möglich,
auf einen der Häufigkeitszähler 63, 64 zu
verzichten, da zum Auswertungszeitpunkt die Summe der Zählerstände S0 und S1
stets der vorbestimmten Anzahl von Taktperioden entspricht. Somit
kann anhand des Zählerstands
eines Häufigkeitszählers die
Häufigkeit
des anderen Signalzustands durch Differenzbildung mit der vorgegebenen
Anzahl von Taktperioden ermittelt werden.