DE102004048261A1

DE102004048261A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung einer optimierten Abtastphase zum Abtasten von Daten

Info

Publication number: DE102004048261A1
Application number: DE200410048261
Authority: DE
Inventors: Edoardo Prete; Anthony Fraser Sanders; Norbert Neurohr; Matthias Dr. Schöbinger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 2004-10-04
Filing date: 2004-10-04
Publication date: 2006-04-13
Anticipated expiration: 2024-10-05
Also published as: DE102004048261B4

Abstract

Es wird ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung einer optimierten Abtastphase zum Abtasten von Daten bereitgestellt. Hierzu wird ein eine vertikale Augenöffnung der abzutastenden Daten bezeichnender Öffnungsparameter in Abhängigkeit von einer Abtastphase (Ð) zum Abtasten der Daten bestimmt und die optimierte Abtastphase in Abhängigkeit von dem Parameter als diejenige Abtastphase bestimmt, bei welcher die vertikale Augenöffnung maximal wird. Ein derartiges Verfahren und eine derartige Vorrichtung können insbesondere ohne Kenntnis einer Impulsantwort eines verwendeten Übertragungskanals eingesetzt werden.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung einer optimierten Abtastphase zum Abtasten von Daten insbesondere im Rahmen der Takt- und Datenrückgewinnung (Clock and Data Recovery, CDR) in Kommunikationssystemen.

Aufgrund des technologischen Fortschritts haben in elektronischen Schaltungen, insbesondere in integrierten Schaltungen, realisierbare Taktraten sowie die auf einem einzigen Chip verfügbare Komplexität, beispielsweise die Anzahl von Transistorfunktionen, drastisch zugenommen. Auf der anderen Seite stellen Eingabe/Ausgabebandbreiten (I/O-Bandbreiten) und Speicherbandbreiten, beispielsweise zur Kommunikation verschiedener integrierter Schaltungen miteinander oder zum Auslesen von Daten aus Speicherbausteinen, häufig einen limitierenden Faktor für Implementierungen von Systemen dar. Zudem ist zum einen aus Kostengründen, zum anderen aber auch aufgrund räumlicher Beschränkungen eine Anzahl von Verbindungen zwischen verschiedenen Chips oder integrierten Schaltungen beschränkt. Einen Ausweg stellen hier so genannte schnelle serielle Verbindungen (High Speed Serial Links, HSSL) dar, mit denen eine erforderliche Bandbreite zur Eingabe bzw. Ausgaben von Daten (I/O-Bandbreite) mit einer geringen Anzahl von physikalischen Verbindungen realisiert werden kann.

Dabei besteht die technische Herausforderung darin, immer höhere Übertragungsraten über bandbegrenzte Übertragungskanäle zu realisieren. In derartigen bandbegrenzten Übertragungskanälen treten dabei Verzerrungen, beispielsweise Intersymbolstörungen („Inter Symbol Interferences", ISI) auf. Zur Entzerrung sind dabei verschiedene Filterlösungen wie beispielsweise entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer (Decision Feedback Equalizer, DFE) oder Einrichtungen, welche nach dem Verfahren der „Maximum Likelihood Sequence Estimation" (MLSE) arbeiten, bekannt. Die Implementierung von leistungsfähigen Entzerrern bringt jedoch eine entsprechende Verlustleistung mit sich, wobei die gesamte Verlustleistung, welche in dem jeweiligen System maximal auftreten darf, im Allgemeinen beschränkt ist.

Daher wird bei der Implementierung derartiger Systeme im Allgemeinen ein Kompromiss zwischen einem Aufwand für die Entzerrung und einem Aufwand im Hinblick auf eine Robustheit des Systems bezüglich verbleibender Restverzerrungen geschlossen. Beispielsweise werden bei der Entzerrung nur die größten Störkomponenten entfernt und das System im Übrigen so ausgelegt, dass mit den verbleibenden Restverzerrungen eine akzeptable Bitfehlerrate erreicht wird.

Eine wesentliche Komponente bei einem Empfang über derartige schnelle serielle Verbindungen ist die Takt- und Datenrückgewinnung, bei welcher im günstigsten Fall eine optimale Phasenlage für eine Abtastung empfangener Daten gemäß einem Taktsignal bestimmt wird. Benötigt wird dabei eine insbesondere bezüglich nicht korrigierter Verzerrungen robuste Takt- und Datenrückgewinnung bei gleichzeitig möglichst geringem Schaltungsaufwand und damit verbunden auch vertretbarer Verlustleistung. Bei sehr schnellen HSSLs ist es dazu ggf. erforderlich, dass eine zur Takt- und Datenrückgewinnung erforderliche Signalverarbeitung höchstens mit Symbolrate durchgeführt werden kann.

Ein in einem synchronen Basisband-Übertragungssystem empfangenes Signal x(t) kann dabei durch

beschrieben werden, wobei k ein Index, k = 0, 1,2, ...,a_k eine auf Seiten eines Senders gesendete Symbolfolge, h(t) die Impulsantwort des Übertragungssystems, T eine Symbolperiode, t die Zeit und n(t) ein zeitabhängiges Rauschen, insbesondere ein additives Gaußsches Rauschen ist.

In einem Empfänger wird das Empfangssignal x(t) dann mit der Symbolrate 1/T abgetastet. Eine Abtastphase τ, welche bestimmt, zu welchem Zeitpunkt in jeder Symboldauer T das Empfangssignal x(t) abgetastet wird, sollte so gewählt werden, dass eine Fehlerwahrscheinlichkeit beispielsweise eines Entscheiders, welcher aus den abgetasteten Empfangswerten die Symbolfolge a_k rekonstruieren soll, möglichst minimiert wird.

Die Bestimmung einer optimalen Abtastphase τ kann beispielsweise mit Hilfe einer geeigneten Metrik erfolgen, welche ein Maß für die Qualität der gewählten Abtastphase τ ist. Geeignete Metriken sind hier beispielsweise die so genannten Peak-Distortion D(τ) gemäß

oder der mittlere quadratische Fehler ε(τ) gemäß

wobei i ein Index ist. Zur Bestimmung der optimalen Abtastphase wird im Falle der in Gleichungen (2) und (3) angegebenen Metriken dann das Minimum der jeweiligen Metrik in Abhängigkeit von der Abtastphase bestimmt. Hierzu kann aus den Metriken durch Bildung der partiellen Ableitung nach der Abtastphase τ eine Fehlerfunktion f(τ) bestimmt werden, welche bei der optimalen Abtastphase eine Nullstelle aufweist. Diese Nullstelle kann dann mit einem beliebigen herkömmlichen Verfahren ermittelt werden.

Es sind auch andere Fehlerfunktionen als die aus den obigen Metriken D(τ) und ε(τ) ableitbaren bekannt. Eine häufig verwendete Fehlerfunktion f(τ) ist dabei aus K.H. Mueller, M. Müller, „Timing Recovery in Digital Synchronous Data Receivers", IEEE Trans. Communications COM-24(5), 1976, Seiten 516-531 bekannt. Dabei wird als Fehlerfunktion eine monotone Funktion von τ gewählt, welche dieselbe Nullstelle wie die oben erwähnten Fehlerfunktionen f(τ) aufweist oder zumindest eine Nullstelle aufweist, welche nahe am Minimum der jeweiligen Metriken liegt. Diese Funktion f(τ) wird so gewählt, dass eine möglichst einfache Berechnung auf Basis der von dem bereis angesprochenen Entscheider ausgegebenen Schätzwerte für die gesendete Symbolfolge a_k möglich ist. Man spricht hier daher auch von einem entscheidungsgesteuerten Algorithmus (Decision Directed Clock and Data Recovery, DD-CDR).

Kurve 32 in 10 zeigt dabei die typische Abhängigkeit der Fehlerfunktion f(τ) von der Abtastphase τ in Form einer so genannten „S-Kurve" für den Fall einer vollständig entzerrten Kanalimpulsantwort h(t). Die Abtastphase τ ist dabei in Einheiten von 1/26 des Einheitsintervalls (Unit Interval, UI), welches einer Symbolperiode T entspricht, angegeben. In dem dargestellten Idealfall liegt die optimale Abtastphase τ im Wesentlichen bei τ = 0, was der Nullstelle der dargestellten Funktion entspricht, und die S-Kurve ist antisymmetrisch und in einem großen Bereich um die Nullstelle monoton. Es ergibt sich jedoch in jedem Fall eine Periodizität mit dem Einheitsintervall UI.

Wichtig ist hierbei, dass die Fehlerfunktion f(τ) in einem möglichst weiten Bereich auf einer Seite der Nullstelle nur negativ und auf der anderen Seite der Nullstelle nur positiv ist. Dieser Bereich charakterisiert den so genannten Fangbereich der Takt- und Datenrückgewinnung, das heißt bei einer Startabtastphase in diesem Fangbereich ergibt sich eine Konvergenz zu der optimalen Abtastphase hin. Aufgrund von Entscheidungsfehlern des Entscheiders im Übergangsbereich zwischen Fangbereichen benachbarter Symbole ist der Fangbereich bei der DD-CDR eingeschränkt, vorteilhaft ist jedoch in jedem Fall ein Fangbereich, welcher sich symmetrisch um die Nullstelle erstreckt, um beispielsweise bei einem auftretenden Jitter eine korrekte Einstellung der optimalen Abtastphase gewährleisten zu können.

Wenn die Impulsantwort h(t) des Übertragungssystems symmetrisch ist, kann die Fehlerfunktion f(τ) dabei ohne Kenntnis der Impulsantwort bestimmt werden. Ist dies nicht der Fall, ist die Form eines Nyquist-Pulses erforderlich, da nur dann kein so genanntes Eigengeräusch in die Bestimmung der Fehlerfunktion f(τ) eingeht. Ein Nyquist-Puls setzt jedoch die vollständige Entzerrung von durch die jeweilige Übertragungsstrecke verursachten Kanalverzerrungen voraus.

Für den Fall einer fehlenden oder nicht vollständigen Entzerrung ist aus P. Gysel, D. Gilg, „Timing Recovery in High Bit-Rate Transmission Systems over Copper Pairs", IEEE Trans. Communications 46(12), 1998, Seiten 1583-1526 bekannt, in die aus dem oben genannten Artikel von Mueller und Müller zwei zusätzliche Parameter einzuführen, welche Abweichungen der Impulsantwort von einem symmetrischen Verhalten kompensieren. Sofern eine empirische Bestimmung dieser Parameter, welche stets mit Ungenauigkeiten verbunden ist, vermieden werden soll, ist zur Bestimmung dieser Parameter wiederum die Kenntnis der Impulsantwort h(t) erforderlich. Zudem ist die so ermittelte Fehlerfunktion auch bei bekannter Impulsantwort h(t) für die Bestimmung der optimalen Phasenlage weniger geeignet als die in 10 gezeigte ideale Fehlerfunktion.

Eine derartige Fehlerfunktion bei nicht vollständiger Entzerrung ist als Kurve 33 in 11 dargestellt, wobei die Darstellung im Prinzip der Darstellung von 10 entspricht. Gegenüber der Kurve 32 aus 10 weist die Kurve 33 eine Asymmetrie um ihre Nullstelle auf, was daran liegt, dass die optimale Abtastphase vom Grad der Entzerrung abhängt, also nicht bei τ = 0 liegt. Dies führt zu einem Fangbereich, welcher bezüglich der Nullstelle nicht symmetrisch ist, was beim Auftreten von Jitter zu Problemen führen kann. Zudem ist die Fehlerfunktion auch bezüglich ihres Wertebereichs nicht optimal und weist teilweise eine mit zunehmender Entfernung von der Nullstelle abnehmende Steigung auf, was eine Einstellung der Abtastphase erschweren kann.

Ein weiteres grundlegendes Problem besteht darin, dass Regelschleifen zur Einstellung der optimalen Abtastphase und zur Adaption eines verwendeten Entzerrers prinzipiell miteinander gekoppelt sind, wobei insbesondere die oben beschriebene Fehlerfunktion nur im Fall vollständiger Entzerrung eine Nullstelle bei der optimalen Abtastphase aufweist. In der WO 01/91361 ist diesbezüglich ein Verfahren beschrieben, bei welchem die Fehlerfunktion um einen Term ergänzt wird, welcher die Abweichung eines oder mehrerer Koeffizienten eines verwendeten Entzerrers von ihrem Zielwert beschreibt. Die Bestimmung dieser Zielwerte setzt jedoch wiederum die Kenntnis der Impulsantwort h(t) voraus.

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung einer optimalen Abtastphase zum Abtasten von Daten bereitzustellen, wobei das Verfahren bzw. die Vorrichtung ohne genaue Kenntnis einer Impulsantwort eines entsprechenden Übertragungskanals eingesetzt werden kann und insbesondere bei nicht oder nur teilweise entzerrten Übertragungskanälen anwendbar ist.

Diese Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren nach Anspruch 1 bzw. eine Vorrichtung nach Anspruch 13. Die abhängigen Ansprüche definieren vorteilhafte oder bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung.

Erfindungsgemäß wird zur Bestimmung einer optimierten Abtastphase zum Abtasten von Daten vorgeschlagen, einen eine vertikale Augenöffnung der abzutastenden Daten charakterisierenden Öffnungsparameter in Abhängigkeit von verschiedenen Abtastphasen zu bestimmen und die optimale Abtastphase in Abhängigkeit von dem Öffnungsparameter derart zu bestimmen, dass die Augenöffnung der abzutastenden Daten maximal wird. Erfindungsgemäß wird also die vertikale Augenöffnung als Metrik zur Bestimmung der optimalen Abtastphase verwendet.

Das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsgemäße Vorrichtung hat dabei insbesondere den Vorteil, dass der Öffnungsparameter ohne Kenntnis einer Impulsantwort eines Übertragungskanals, über welchen die abzutastenden Daten übertragen werden, bestimmt werden kann. Zudem ist auf einfache Weise eine Entkopplung von einer Einstellung von Koeffizienten eines Entzerrers zum Entzerren der abzutastenden Daten möglich.

Der Öffnungsparameter kann dabei die Augenöffnung der abzutastenden Daten selbst sein. Es ist aber ausreichend, wenn der Öffnungsparameter eine Veränderung der Augenöffnung in Abhängigkeit einer Veränderung der jeweiligen Abtastphase beschreibt. Gegebenenfalls ist sogar das Vorzeichen dieser Änderung der Augenöffnung ausreichend.

Die Bestimmung des Öffnungsparameters in Abhängigkeit von der jeweiligen Abtastphase kann insbesondere in Abhängigkeit von einer Mehrzahl mit der jeweiligen Abtastphase abgetasteten Daten erfolgen.

Der Öffnungsparameter kann auch iterativ aus einem Vorzeichen eingehender Datenwerte und einem Vorzeichen eines Schätzfehlers eines Entscheiders, welcher zur Gewinnung von Datenwerten aus den abgetasteten Daten verwendet wird, ermittelt werden.

Zur Bestimmung der optimierten Abtastphase kann insbesondere eine Ableitung des Öffnungsparameters nach der Abtastphase bestimmt werden. Anstelle der Differenzierung ist aber auch eine Bildung eines Differenzquotienten, welche weniger aufwändig ist, möglich. In diesem Fall ist darauf zu achten, dass die Regelung der Abtastphase in der Tat in der Richtung auf das Maximum der vertikalen Augenöffnung hin erfolgt.

Die Bestimmung der optimalen Phasenlage kann dabei insbesondere iterativ erfolgen. Soll gleichzeitig ein Entzerrer zum Entzerren der abgetasteten Daten adaptiert werden, ist es vorteilhaft, wenn die iterative Bestimmung der optimalen Abtastphase mit einer Zeitkonstanten erfolgt, welche länger ist als eine Zeitkonstante, welche die Adaption des Entzerrers beschreibt, um eine Entkopplung der Adaption des Entzerrers von der Bestimmung der optimalen Abtastphase sicherzustellen.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:
1 einen Empfangspuls mit optimaler Abtastphase im Fall einer vorständigen Entzerrung von Intersymbolstörungen,
2 eine Augenöffnung von Daten in Abhängigkeit von einer Abtastphase,
3 eine Vorrichtung zum Empfangen von Daten mit einer erfindungsgemäßen Adaption der Abtastphase,
4 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Einrichtung zur Bestimmung einer Augenöffnung,
5 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Einrichtung zur Bestimmung einer Augenöffnung,
6 einen Graph einer auf einer Augenöffnung von Daten basierenden Metrik in Abhängigkeit von einer Abtastphase der Daten,
7 eine Fehlerfunktion entsprechend der Metrik aus 6,
8 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Einrichtung zur Adaption der Abtastphase,
9 ein Diagramm zur Verdeutlichung der Ermittlung einer optimalen Abtastphase,
10 eine herkömmliche Fehlerfunktion, und
11 eine weitere herkömmliche Fehlerfunktion.
Die vorliegende Erfindung wird nun anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Dabei wird angenommen, dass eine Sendesignalfolge von Sendesymbolen über einen Übertragungskanal mit einer bestimmten Impulsantwort übertragen wird, um ein Empfangssignal zu erzeugen. Dabei können Verzerrungen wie beispielsweise die bereits in der Beschreibungseinleitung angesprochenen Intersymbolstörungen auftreten. Allgemein ergibt sich das Empfangssignal gemäß der bereits beschriebenen Gleichung (1).
In 1 ist hierzu beispielhaft ein Empfangspuls 1 des Empfangssignals dargestellt, das heißt ein einem Sendesymbol entsprechender Puls. Dabei wird für die Darstellung von 1 angenommen, dass Intersymbolstörungen (ISI) durch einen entsprechenden Entzerrer vollständig kompensiert wurden. 1 zeigt dabei eine Amplitude A in mV des Empfangspulses 1 in Abhängigkeit von einer Phase s, wobei s in Einheitsintervallen (Unit Intervals, UI) angegeben sind, wobei ein Einheitsintervall einer Symbolperiode entspricht.
In 1 sind weiterhin durch senkrechte Linien verbunden mit Kreisen symbolisierte Abtastzeitpunkte 2 bei optimaler Abtastphase angegeben. Diese Abtastphase τ, im Folgenden als Abweichung der Abtastphase von den ganzzahligen Werten von s angegeben, liegt im dargestellten Beispiel bei τ = 0, so dass ein Abtastwert im Maximum des Empfangspulses bei s = 0 liegt.
Wie bereits in der Beschreibungseinleitung erläutert ist bei Hochgeschwindigkeits-Übertragungsstrecken wie beispielsweise HSSL-Verbindungen im Allgemeinen keine vollständige Kompensation der Intersymbolstörungen möglich. Bei der folgenden Erläuterung der vorliegenden Erfindung wird beispielhaft davon ausgegangen, dass eine Entzerrung – beispielsweise mittels eines entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers – derart vorgenommen wird, dass nur acht minimalphasige Komponenten der Intersymbolstörungen kompensiert werden und insbesondere eine große nicht minimalphasige Komponente vor dem in 1 gezeigten Hauptpuls bei s = 0 nicht kompensiert wird.
Für diesen Fall nicht vollständiger Entzerrung ist die optimale Abtastphase τ von 0 verschieden. Erfindungsgemäß wird zur Bestimmung einer optimalen Abtastphase τ die vertikale Augenöffnung des Empfangssignals in Abhängigkeit von den Abtastwerten als Metrik verwendet. Die vertikale Augenöffnung beschreibt dabei gemäß der üblichen Definition im Wesentlichen die Höhe eines Empfangspulses des empfangenen Signals bei maximaler destruktiver Interferenz durch Intersymbolstörungen bzw. den bei maximaler destruktiver Interferenz durch Intersymbolstörungen oder anderer Störeinflüsse minimalen Abstand zwischen verschiedenen möglichen Amplitudenwerten des Empfangspulses.
Zur Veranschaulichung des Prinzips der vorliegenden Erfindung ist in 2 die minimale Augenöffnung (d.h. die Augenöffnung bei maximaler Interferenz) in Abhängigkeit von der Abtastphase τ zum Abtasten des Empfangssignals und einer Abtastphase τe zur Adaption von Koeffizienten eines verwendeten Entzerrers dargestellt. τe ist also diejenige Abtastphase, auf Basis derer ein verwendeter Entzerrer adaptiert wird. In einem eingeregelten Zustand einer Empfangsvorrichtung gilt dann stets τ = τe. In 2 sind τ und τe wiederum in Einheitsintervallen UI angegeben. Kurven 3 in 2 kennzeichnen Linien konstanter minimaler Augenöffnung in Abhängigkeit von τ und τe. Ein horizontaler Schnitt durch diese Darstellung würde die minimale Augenöffnung bei festen Entzerrereinstellungen zeigen.
In 2 deuten Pfeile M die Richtung steigender Augenöffnung an. Wie deutlich zu sehen ist, weist die Augenöffnung ein eindeutiges Maximum bei τ = τe = 0,15 auf. Bei dem dargestellten Beispiel für die Abhängigkeit der Augenöffnung von τ, τe würde die optimale Abtastphase gemäß der vorliegenden Erfindung demnach zu τ = –0,15 bestimmt werden.
In 3 ist ein Blockdiagramm einer Empfangsvorrichtung dargestellt, bei welcher eine optimierte Abtastphase τ auf Basis des oben erläuterten erfindungsgemäßen Prinzips eingestellt wird. Dabei wird ein über einen Übertragungskanal übertragenes und hierdurch ggf. verzerrtes Empfangssignal x(t), welches sich nach Gleichung (1) bestimmt, einem Analog-Digital-Wandler 34 zugeführt, in welchem das analoge Empfangssignal x(t) mit einem Symboltakt, das heißt einer Taktfrequenz, welche einer reziproken Symbolperiode von gesendeten Datensymbolen entspricht, abgetastet wird. Der genaue Abtastzeitpunkt innerhalb jeder Symbolperiode wird dabei durch eine Abtastphase τ vorgegeben, deren Bestimmung bzw. Optimierung Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist.
Die so erzeugten digitalen Abtastwerte x(j) des analogen Empfangssignals x(t), wobei j einen Index des jeweiligen Abtastwertes darstellt, werden einem positiven Eingang eines Subtrahierers 35 zugeführt. Einem negativen Eingang des Subtrahierers 35 wird ein jeweiliger Korrekturwert k(j) zugeführt, um Intersymbolstörungen des Übertragungskanals zumindest teilweise zu kompensieren. Hierdurch ergibt sich eine Datenfolge d(j), wobei d(j) = x(j) – k(j) gilt. Die Datenfolge d(j) wird einem Entscheider 36 („Slicer") zugeführt, um Empfangsdatenwerte y(j) zu bestimmen. Dies erfolgt beispielsweise durch Vergleich der Datenwerte d(j) mit vorgegebenen Schwellenwerten. Wenn beispielsweise im Falle einer binären Datenübertragung bei ungestörter Übertragung die Datenwerte d(j) entweder den Wert +h₀ oder – h₀ annehmen können, würden die Werte d(j) z.B. mit 0 verglichen und für d(j) > 0 als y(j) der +h₀ entsprechende Symbolwert und für d(j) < 0 der –h₀ entsprechende Symbolwert y(j) ausgegeben. Derartige Entscheider sind wohl bekannt und werden daher nicht näher erläutert.
Üblicherweise wird von dem Entscheider 36 ein so genannter Schätzfehler e(j) ermittelt, welcher einer Differenz zwischen dem Eingangswert des Entscheiders d(j) und dem jeweiligen Ausgangssymbol y(j) entspricht.
Die Werte y(j) werden zum einen zur weiteren Verarbeitung ausgegeben und zum anderen in einen einen Transversalfilter umfassenden Entzerrer 37 zur Bildung des Korrekturwerts k(j) rückgekoppelt. Der Entzerrer 37 beinhaltet dabei Verzögerungsglieder, so dass das Korrektursignal k(j) im Wesentlichen als gewichtete Summe von dem dem j-ten Wert vorausgegangenen Ausgangssymbolwerten y(j) gebildet wird, also k(j) = c1·y(j – 1) + c2·y(j – 2)+ ... + cM·y(j – M) (5)wobei c1, c2, ..., cM jeweilige Gewichtungswerte und M eine Anzahl der berücksichtigten vorhergehenden Ausgangssymbolwerte y(j) ist.
Derartige Entzerrer sind als entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer bekannt. Die Gewichtungswerte c1, c2, ..., cM werden dabei herkömmlicherweise unter Berücksichtigung der Schätzfehler e(j) adaptiert.
Des Weiteren umfasst die Vorrichtung aus 3 eine erfindungsgemäße Einrichtung 38 zur Ermittlung der optimalen Abtastphase τ. Diese Einrichtung 38 ermittelt die optimale Abtastphase τ in Abhängigkeit von den Datenwerten d(j) und ggf. dem Schätzfehler e(j) derart ermittelt, dass die vertikale Augenöffnung maximal wird. Im Folgenden soll die erfindungsgemäße Einrichtung 38 nun näher erläutert werden.
Als Beispiel wird dabei im Folgenden eine binäre Übertragung betrachtet, bei welcher bei ungestörter Übertragung das Empfangssignal bzw. ein Empfangspuls des Empfangssignals entweder eine Amplitude +h₀ oder eine Amplitude –h₀ aufweist. Wird – wie oben erläutert – eine nicht minimalphasige ISI-Komponente vor dem Hauptpuls nicht kompensiert, weist die Impulsantwort demnach eine zusätzliche Komponenten h_–1 auf. Je nach Vorzeichen der verschiedenen gesendeten Symbole sind dann vier mögliche Empfangsamplituden möglich, nämlich ±h₀±h_–1 die Amplitude bei destruktiver Interferenz beträgt dann h₀ – h_–1 bzw. –h₀ + h_–1, was eine gesamte Augenöffnung von 2(h₀– h_–1) ergibt. Da im Folgenden zur Bestimmung der optimalen Abtastphase die Augenöffnung maximiert werden soll, kann der Faktor 2 weggelassen werden, da er die Lage des Maximums nicht beeinträchtigt.
In 4 ist ein Blockdiagramm einer Einrichtung zur Bestimmung der Augenöffnung für den oben beschriebenen Fall einer binären Signalunterdrückung mit einer nicht kompensierten ISI-Komponente h_–1 dargestellt, welche im Rahmen der Einrichtung 38 aus 3 realisiert werden kann. Die Datenwerte d(j) werden dabei ersten Betragsbildungsmitteln 4 zugeführt, welche den Absolutbetrag der Datenwerte d(j) bilden. Nach den ersten Betragsbildungsmitteln 4 weisen demnach für das oben erläuterte Beispiel die Datenwerte nur noch die möglichen Werte h₀+ h_–1 und h₀– h_–1 auf.
Diese Datenwerte nach den ersten Betragsbildungsmitteln 4 werden ersten Mittelungsmitteln 5 zugeführt, welche eine so genannte gleitende Mittelung durchführen, das heißt eine Mittelung, welche über den aktuellen Datenwert und eine vorgegebene Anzahl von vorhergehenden Datenwerten durchgeführt wird, zugeführt. Ist die Anzahl der Datenwerte, über welche die Mittelung durchgeführt wird, hinreichend groß, ergibt sich hier als erster Mittelwert h₀, wobei auch ein möglicherweise vorhandenes Rauschen herausgemittelt wird. Dieser erste Mittelwert wird zum einen einem negativen Eingang eines ersten Subtrahierers 8 und zum anderen einem positiven Eingang eines zweiten Subtrahierers 9 zugeführt. Einem positiven Eingang des ersten Subtrahierers 8 werden weiterhin die Ausgangsdatenwerte der ersten Betragsbildungsmittel 4, welche den Wert h₀ + h_₁ oder h₀ – h_₁ annehmen, zugeführt, so dass der erste Subtrahierer 8 entweder den Wert –h_₁ oder +h_₁ ausgibt. Von diesen Werten wird dann in zweiten Betragsbildungsmitteln 6 der Betrag ausgegeben, so dass die zweiten Betragsbildungsmittel 6 Idealerweise stets den Wert h_₁ ausgeben. Da bei einer realen Übertragungsstrecke (vgl. Gleichung (1)) stets auch ein Rauschen vorhanden ist, sind weiterhin zweite Mittelungsmittel 7 vorgesehen, welche eine gleitende Mittelung der von den zweiten Betragsbildungsmitteln 6 ausgegebenen Werte durchführen, um dieses Rauschen herauszumitteln. Der so ermittelte zweite Mittelwert, im Wesentlichen h_₁, wird in dem zweiten Subtrahierer 9 von dem ersten Mittelwert h₀ subtrahiert, um die Differenz h₀ – h_₁ als vertikale Augenöffnung auszugeben. Insbesondere entspricht h₀– h_₁ der halben vertikalen Augenöffnung. Soll die vorliegende Erfindung auf mehrstufige Modulationsverfahren oder auf Fälle, bei welchen mehrere ISI-Kompoenten nicht kompensiert sind, angewendet werden, muss die dargestellte Vorrichtung ggf. derart erweitert werden, dass in den ersten Mittelungswerten 5 bzw. den zweiten Mittelungswerten 7 die verschiedenen möglichen Werte – beispielsweise mittels entsprechender Entscheider – erkannt werden und dann diejenige Kombination ausgewählt wird, welche der vertikalen Augenöffnung, das heißt im Wesentlichen der kleinsten absoluten Amplitude, entspricht.
In 5 ist eine weitere Einrichtung zur Bestimmung der Augenöffnung bei einer bestimmten Abtastphase dargestellt, welche nach dem so genannten sign-sign-Algorithmus arbeitet und eine die Augenöffnung charakterisierende Metrik m adaptiv durch Iteration berechnet. Dabei erfolgt die Adaption der Metrik m, welche bei dem dargestellten Beispiel im Wesentlichen h₀– h_–1 entspricht, entsprechend einem Algorithmus, welcher einer Adaptionsvorschrift für Koeffizienten oder Gewichtungsparameter eines Entzerrers ähnelt. Insbesondere wird die Metrik m gemäß
adaptiert, wobei j einen Index darstellt, mit welchem die Datenwerte d(j) nummeriert werden, und welcher dabei gleichzeitig eine Nummer des Iterationsschrittes ist, e(j) der Schätzfehler bei der Bestimmung des j-ten Datensymbols y(j) durch den Entscheider 36 aus 3 und sign die Vorzeichenfunktion ist.
ν aus Gleichung (4) stellt einen vorgegebenen Wert dar, welcher die Schrittweite der Adaption bestimmt.
Insgesamt werden zur Iteration nach Gleichung (4) zwei Datenwerte, d(j+1) und d(j) und ein Schätzfehler e(j) bzw. die jeweiligen Vorzeichen benötigt.
Der Algorithmus von Gleichung (4) ist, wie in 5 dargestellt, leicht zu implementieren. Dabei werden die Vorzeichenwerte sign(d) sukzessive einem Verzögerungsglied 10 und die Vorzeichenwerte der Schätzfehler sign(e) sukzessive einem Verzögerungsglied 11 zugeführt. Dem Verzögerungsglied 11 ist ein Verzögerungsglied 13 nachgeschaltet. Ein Ausgang des Verzögerungsglieds 10 ist zum einen mit einem negativen Eingang eines Subtrahiererers 14 und zum anderen mit einem Verzögerungsglied 12 verschaltet. Die Verzögerungsglieder 10-13 verzögern einen ihnen zugeführten Wert jeweils um eine Symbolperiode. Werden den Verzögerungsgliedern 10 bzw. 11 nun nacheinander die Werte sign(d(j)) und sign(d(j+1)) bzw. sign(e(j)) und sign(e(j+1)) zugeführt, liegen nach dem Verzögerungsglied 10, dem Verzögerungsglied 12 und dem Verzögerungsglied 13 gerade die für Gleichung (4) benötigten Vorzeichenwerte vor.
Ein Ausgang des Verzögerungsglieds 12 ist dabei mit einem positiven Eingang eines Subtrahierers 14 sowie mit einem Eingang eines Multiplizierers 17 verschaltet. Ein Ausgang des Subtrahierers 14 ist mit Betragsbildungsmittel 15 verschaltet, welche derart ausgestaltet sind, dass sie den halben Betrag des ihnen zugeführten Wertes ausgeben und einem Multiplizierer 16 zuführen. Am Ausgang der Betragsbildungsmittel 15 liegt somit der Faktor
aus Gleichung (4) vor, welcher in dem Multiplizierer 16 mit dem von dem Verzögerungsglied 13 ausgegebenen Wert sign(e(j)), in dem Multiplizierer 17 mit sign(d(j)) und in einem Verstärker bzw. Multiplizierer 18 mit ν multipliziert wird, um insgesamt den zweiten. Summanden der rechten Seite von Gleichung (4) zu ergeben. Dieses Ergebnis wird einem Addierer 19 und nachfolgend einem Verzögerungsglied 20 zugeführt, wobei ein Ausgang des Verzögerurigsglieds 20 in den Addierer 19 rückgekoppelt ist, um somit die berechneten Werte zu akkumulieren und die Metrik m zu berechnen.
Eine so ermittelte Metrik m für den oben besprochenen Fall von Komponenten h_–1, h₀ der Impulsantwort des Übertragungskanals ist als Kurve 21 in 6 dargestellt. 6 zeigt dabei die Metrik m in Abhängigkeit von der Abtastphase τ, wobei τ in 1/26 Einheitsintervallen UI angegeben ist. Deutlich ist das Maximum bei τ ungefähr 0,15 UI zu erkennen, was den gesuchten optimalen Wert für die Abtastphase τ darstellt.
In 7 ist eine der Metrik m aus 6 entsprechende Fehlerfunktion 22 dargestellt, welche durch Ableiten der Metrik m nach der Abtastphase τ erhalten werden kann. Die in 7 gezeigte Kurve 22 ist um ihre Nullstelle bei der optimalen Abtastphase monoton und weist insbesondere für Werte der Abtastphase, welche kleiner als der Wert bei der Nullstelle (τ ungefähr 0,15 UI) sind, eine zunehmende Steigung auf, was eine entsprechende Regelung erleichtert.
Anhand der in 7 dargestellten Fehlerfunktion kann dann die Abtastphase auf den Wert f(τ) = 0 geregelt werden. Hierzu kann insbesondere für eine momentane Abtastphase der Wert von f(τ) bestimmt werden und τ erhöht werden, falls – für die Fehlerfunktion gemäß Kurve 22 aus 7 – f(τ) > 0 ist, während τ erniedrigt wird, wenn f(τ) < 0 ist. Die Schrittweite zur Erhöhung bzw. Erniedrigung von τ kann dabei konstant gehalten werden. Bevorzugt wird die Schrittweite jedoch so gewählt, dass sie von Schritt zu Schritt kleiner wird, um so eine bessere Konvergenz zu erreichen.
Allerdings ist die exakte Bestimmung von f(τ) durch Ableitung der gemäß 4 oder 5 bestimmten Metrik m teilweise aufwändig zu realisieren. Daher ist in 8 ein Ausführungsbeispiel einer Regelungseinrichtung für die Abtastphase τ dargestellt, bei welcher auf eine Differenzierung der Metrik m verzichtet wird und stattdessen Differenzen zur Regelung verwendet werden. Diese Regelungseinrichtung kann ebenfalls innerhalb der Einrichtung 38 aus 3 realisiert sein.
Der in 8 gezeigten Regelungseinrichtung werden beispielsweise mit der Vorrichtung aus 5 ermittelte Werte der Metrik m, das heißt im Wesentlichen der Augenöffnung, für die jeweils aktuelle Abtastphase τ zugeführt. Diese Werte m werden einem positiven Eingang eines Subtrahierers zugeführt. Weiterhin werden die Werte m einer Verzögerungseinrichtung 23 zugeführt, welche die ihr zugeführten Werte um N Symbolperioden vergrößert, wobei N eine vorgebbare ganze Zahl ist. Ein Ausgang der Verzögerungsmittel 23 ist mit einem negativen Eingang des Subtrahierers 24 verbunden. Am Ausgang des Subtrahierers 24 liegt demnach dann die Differenz m(j)–m(j – N) vor, wobei j wieder ein Index ist entsprechend dem Parameter j aus Gleichung (4). Diese Differenz beschreibt die Änderung der Metrik m zwischen dem j-ten und dem j-N-ten Wert. Ist dieser Wert positiv, wurde entsprechend 6 die Abtastphase τ in die „richtige" Richtung, das heißt zur größten Augenöffnung hin, adaptiert. Die Differenz wird einem Multiplizierer 25 und nachfolgend einem Multiplizierer 26 zugeführt, wobei die Differenz in dem Multiplizierer 26 mit einer vorgebbaren Konstante μ multipliziert wird, welche eine Schrittweite der Adaption der Abtastphase τ bestimmt. Ähnlich der Schrittweite ν aus 5 kann μ schrittweise verringert werden, um eine bessere Konvergenz zu gewährleisten.
Ein Ausgang des Multiplizierers 26 ist zum einen mit einem Eingang eines Addierers 29 verschaltet. Zum anderen ist dieser Ausgang des Multiplizierers 26 auch in einem Rückkopplungspfad mit einer Vorzeicheneinheit 27 zur Bildung eines Vorzeichens der mit μ multiplizierten Differenz gefolgt von Verzögerungsmitteln 28 zur Verzögerung um N Symbolperioden verschaltet, deren Ausgang mit einem Eingang des Multiplizierers 25 verschaltet ist. Durch diese auch als „Dithering" bezeichnete Rückkopplung wird gewährleistet, dass die Regelung der Abtastphase τ in Richtung auf das Optimum, das heißt in Richtung auf das Maximum der vertikalen Augenöffnung hin erfolgt. Ein negatives Vorzeichen am Ausgang der Verzögerungsmittel 28 deutet dabei auf die falsche Regelungsrichtung hin, welche nachfolgend durch Multiplikation in dem Multiplizierer 25 geändert wird. Zu Beginn der Regelung wird eine Regelungsrichtung der Abtastphase τ zufällig vorgegeben, um die Regelung damit anzuregen.
Durch den Addierer 29 zusammen mit nachfolgenden Verzögerungsmitteln 30 zur Verzögerung um eine Symbolperiode und einem Rückkopplungspfad von einem Ausgang der Verzögerungsmittel 30 in einen Eingang des Addierers 29 wird die Abtastphase τ durch Akkumulation geregelt. Beispielsweise durch eine Kombination der Vorrichtung aus 5 und der Vorrichtung aus 8 kann somit eine Adaption der Abtastphase τ auf Basis der eingehenden Daten d und des jeweiligen Schätzfehlers e ohne Kenntnis der Impulsantwort des Übertragungskanals realisiert werden, also die Einrichtung 38 aus 3 realisiert werden.
Zusammenfassend wird durch die Regelungseinrichtung aus 8 die Abtastphase τ gemäß τ(j + 1) = τ(j) + μ·[(m(j) – m(j – N))·sign(m(j – N) – m(j – 2N)] (5)adaptiert.
In 9 ist eine derartige Adaption der Abtastphase τ mit der Vorrichtung aus 8 als Kurve 31 beispielhaft dargestellt. Dabei ist auf der x-Achse die jeweilige Abtastphase τ und auf der y-Achse die Metrik m dargestellt. Dei Adaption wird bei einer Abtastphase τ = 0 gestartet. Dann wird – im dargestellten Beispiel mit konstanter Schrittweite – die Abtastphase τ schrittweise angepasst, wobei zu erkennen ist, dass während der Adaption der Abtastphase τ Richtungsänderungen vorgenommen werden, bis schließlich die optimale Abtastphase τ = –0,15 UI erreicht wird.
Für Vorrichtungen, bei welchen wie bei der Vorrichtung aus 3 sowohl eine Adaption eines Entzerrers als auch eine Adaption der Abtastphase τ durchgeführt wird, ist es nötig, diese Adaptionen zu entkoppeln, um ein stabiles Regelverhalten zu gewährleisten. Dies kann beispielsweise bewerkstelligt werden, indem eine Zeitkonstante für die Adaption der Abtastphase τ wesentlich länger gewählt wird als eine Zeitkonstante zur Adaption des Entzerrers. Dies führt dazu, dass sich der Entzerrer an eine neue Abtastphase adaptiert, bevor die Abtastphase erneut geändert wird. In 2 bedeutet dies insbesondere, dass die Adaption der Abtastphase entlang der Diagonalen τ = τe erfolgt.
Eine entsprechende Zeitkonstante für die Adaption der Abtastphase kann bei Verwendung der Adaptionsvorrichtung aus 8 durch einen hinreichend großen Wert für N und/oder eine entsprechend kleine Schrittweite μ erreicht werden.
Die vorstehend dargestellten Ausführungsbeispiele haben lediglich beispielhaften Charakter. Das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ermittlung einer optimalen Abtastphase können prinzipiell in allen Fällen der Takt- und Datenrückgewinnung eingesetzt werden, bei welchen es nötig ist, aufgrund von durch einen Übertragungskanal induzierten Verzerrungen, welche nicht vollständig kompensiert werden können, eine optimale Abtastphase einzustellen. Zudem kann die Ermittlung eines die vertikale Augenöffnung beschreibenden Öffnungsparameters und die darauf basierende Bestimmung einer optimierten Abtastphase auch anders als oben dargestellt erfolgen.

Claims

Verfahren zur Bestimmung einer optimierten Abtastphase zum Abtasten von Daten, dadurch gekennzeichnet, dass ein eine vertikale Augenöffnung der abzutastenden Daten bezeichnender Öffnungsparameter (m) für verschiedene Abtastphasen (τ) zum Abtasten der Daten bestimmt wird, und dass die optimierte Abtastphase (τ) in Abhängigkeit von dem Öffnungsparameter (m) als diejenige Abtastphase bestimmt wird, bei welcher die vertikale Augenöffnung maximal ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Öffnungsparameter jeweils in Abhängigkeit von einer Mehrzahl mit der jeweiligen Abtastphase (τ) abgetasteten Daten der abzutastenden Daten bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die abzutastenden Daten über eine Übertragungsstrecke empfangen werden, dass die abzutastenden Daten bei einer ungestörten Übertragung zwei mögliche Amplitudenwerte aufweisen, dass die zwei möglichen Amplitudenwerte der abzutastenden Daten bei einer tatsächlichen Übertragung um einen vorgegebenen Wert (h_–1) erhöht oder erniedrigt sind, und dass zur Bestimmung des Öffnungsparameters (m) folgende Schritte ausgeführt werden: (a) Abtasten der abzutastenden Daten mit der jeweiligen Abtastphase (τ), um eine Folge von Datenwerten (d(j)) zu bilden, (b) Bilden eines jeweiligen Absolutbetrags der abgetasteten Datenwerte (d(j)), (c) Mittelung einer Mehrzahl von aufeinanderfolgenden Absolutbeträgen aus Schritt (b), um einen ersten Mittelwert (h₀) zu erhalten, (d) Bilden einer Differenz zwischen den Absolutbeträgen aus Schritt (b) und dem ersten Mittelwert (h₀), um eine Folge von Differenzwerten zu erhalten, (e) Bilden eines jeweiligen Absolutbetrags der Werte der Folge von Differenzwerten, (f) Mittelung einer Mehrzahl von aufeinanderfolgenden Absolutbeträgen aus Schritt (e), um einen zweiten Mittelwert (h_–1) zu erhalten, und (g) Subtrahieren des zweiten Mittelwerts (h_–1) von dem ersten Mittelwert (h₀), um den Öffnungsparameter (m) zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die abzutastenden Datenwerte mit der jeweiligen Abtastphase (τ) abgetastet werden, dass abhängig von den abgetasteten Datenwerten mit einem Entscheider (36) in Abhängigkeit von den abgetasteten Datenwerten Empfangsdatenwerte (y(j)) bestimmt werden, dass ein Schätzfehler (e(j)) des Entscheiders ermittelt wird, und dass der Öffnungsparameter (m) in Abhängigkeit von dem Schätzfehler (e(j)) und den abgetasteten Datenwerten (d(j)) ermittelt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Öffnungsparameter (m) iterativ ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 4 und Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Öffnungsparameter gemäß
ermittelt wird, wobei j ein Index ist, welcher einen jeweiligen Iterationsschritt bezeichnet, m(j) der Öffnungsparameter des j-ten Iterationsschrittes, e(j) der Schätzfehler des j-ten Iterationsschrittes ist und d(j) ein dem Entscheider im j-ten Iterationsschritt in Abhängigkeit von dem abgetasteten Datenwert zugeführter Datenwert ist, wobei ν eine vorgegebene Schrittweite und sign die Vorzeichenfunktion ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung der optimierten Abtastphase eine Fehlerfunktion (f(τ)) als Ableitung des Öffnungsparameters (m) nach der jeweiligen Abtastphase (τ) gebildet wird, und dass die optimierte Abtastphase als diejenige Abtastphase (τ) bestimmt wird, bei welcher die Fehlerfunktion (f(τ)) eine Nullstelle aufweist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die optimierte Abtastphase iterativ bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die jeweilige Abtastphase (τ) zur Iteration der optimierten Abtastphase in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen einem momentanen Wert des Öffnungsparameters und einem Wert des Öffnungsparameters bei einem vorhergehenden Iterationsschritt verändert wird.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die optimierte Abtastphase gemäß τ(j + 1) = τ(j) + μ·[(m(j) – m(j – N)·sign(m(j – N) – m(j – 2N))]iteriert wird, wobei j eine Nummer eines Iterationsschritts, N eine vorgegebene ganze Zahl, μ eine Schrittweite, m(j) der Öffnungsparameter des j-ten Iterationsschrittes und τ(j) die Abtastphase des j-ten Iterationsschrittes ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die abzutastenden Daten durch eine Entzerrung in Abhängigkeit von Empfangsdaten (x(t)) gebildet werden oder die abzutastenden Daten nach der Abtastung entzerrt werden, und dass Entzerrungsparämeter der Entzerrung in Abhängigkeit von den Empfangsdaten (x(t)) adaptiert werden.
Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass eine Zeitkonstante für die Adaption der Entzerrungsparameter kleiner ist als eine Zeitkonstante für die Bestimmung der optimierten Abtastphase.
Vorrichtung (38) zur Bestimmung einer optimierten Abtastphase zum Abtasten von Daten, gekennzeichnet durch erste Bestimmungsmittel (4-9; 10-20) zum Bestimmen eines eine vertikale Augenöffnung der abzutastenden Daten bezeichnenden Öffnungsparameters (m) in Abhängigkeit von verschiedenen Abtastphasen (τ) zum Abtasten der Daten, und zweite Bestimmungsmittel (23-30) zur Bestimmung der optimierten Abtastphase in Abhängigkeit von dem Öffnungsparameter (m) als diejenige Abtastphase, bei welcher die vertikale Augenöffnung maximal ist.
Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12 ausgestaltet ist.
Empfangsvorrichtung zum Empfangen von Daten, mit Abtastmitteln (34) zum Abtasten der empfangenen Daten mit einer Abtastphase, und mit einer Vorrichtung (38) nach Anspruch 13 oder 14 zur Optimierung der Abtastphase (τ).