DE102004038377B4

DE102004038377B4 - Ausgangsüberspannungsschutzschaltung für Leistungsverstärker

Info

Publication number: DE102004038377B4
Application number: DE102004038377A
Authority: DE
Inventors: Kazuya Yamamoto; Teruyuki Shimura; Tomoyuki Asada; Satoshi Suzuki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2003-08-08
Filing date: 2004-08-06
Publication date: 2010-12-16
Anticipated expiration: 2024-08-07
Also published as: US20050030106A1; DE102004038377A1; US7145397B2; JP2005064658A; KR20050018601A

Abstract

Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (71–76) für einen mehrstufigen Leistungsverstärker (51–64) mit
einer Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) zum Überwachen einer Ausgangsspannung eines Transistors (Tr1, Tr2, Tr3) in einer der Stufen des Leistungsverstärkers (51–64), wobei die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) so aufgebaut ist, dass ein Strom (Im1) durch sie hindurchfließt, wenn die überwachte Ausgangsspannung einen vorbestimmten Wert überschreitet, und
einer Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) zum Liefern eines Stroms (Im2), der proportional zu dem Strom (Im1) der Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) ist, in solcher Weise, dass die Vorspannung (Vb1) des Eingangsstufentransistors (Tr1) des Leistungsverstärkers (51–64) durch den von der Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) gelieferten Strom (Im2) verringert wird;
die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) eine zu der Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) nebengeschlossene Schaltung enthält, die aus zwei in Reihe geschalteten Transistoren (Trm11, Trm12) besteht, zum Verringern des der Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) von der Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) zugeführten Stroms um einen durch die nebengeschlossene Schaltung (Trm11, Trm12) fließenden Nebenstrom (Im11).

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsverstärker wie z. B. auf einen Leistungsverstärker mit einem GaAs-HBT oder einem Si-Bipolartransistor, und insbesondere auf eine Schutzschaltung zum Verhindern des Durchbruchs eines Ausgangsstufentransistors eines Leistungsverstärkers während einer Laständerung (während einer Ausgangslastfehlanpassung) unter Ausgangsüberspannungsbedingungen.
In Leistungsverstärkern für die mobile Kommunikation wird erwartet, dass ein GaAs-MESFET, ein GaAs-HEMT und ein GaAs-basierter HBT zukünftige Leistungselemente für die mobile Kommunikation sind, weil sie verglichen mit einem herkömmlichen FET die folgenden Vorteile haben:

(1) Fähigkeit des Betriebs mit einer einzelnen Leistungsversorgung, weil kein Bedarf für eine negative Gatevorspannung besteht;
(2) Fähigkeit eines EIN/AUS-Betriebs ohne irgendeinen Analogschalter auf der Drainseite wie bei einem Si-MOSFET; und
(3) Fähigkeit zum Liefern einer hohen Ausgangsstromdichte und zum Erleichtern der Verkleinerung einer zum Erzielen einer gewünschten Ausgabe erforderlichen Größe verglichen mit einem FET-Leistungsverstärker.

Als eine der Anwendungen eines Leistungsverstärkers durch Verwenden dieser Merkmale wird ein HBT (Heterojunction Bipolar Transistor) zunehmend weit verwendet in 2W–4W Mobiltelefonen hoher Leistung wie z. B. beim Europäischen GSM (Global System for Mobile Communication; derzeit das am meisten verwendete Mobiltelefonsystem im 900 MHz-Band) anstelle eines Si-MOSFET, der zunächst darin verwendet wurde.
In der GSM-Anwendung wird ein Leistungsverstärker so verwendet, dass sein Leistungsversorgungsanschluss direkt mit einer Leistungsversorgungsbatterie verbunden ist, ohne dass ein Spannungsregler dazwischen liegt. Zusätzlich wird zum Zweck des Verkleinerns zwischen einem Ausgangsanschluss des Leistungsverstärkers und dem Antennenende keinerlei Isolator zum Unterdrücken der Schwankung der Lastimpedanz des Leistungsverstärkers aufgrund von Schwankungen in der Ausgangsimpedanz eines Antennenanschlusses verwendet (Mobiltelefone (PDC: Personal Digital Cellular) in Japan verwenden im allgemeinen einen Isolator).
Wenn eine Lastimpedanz auf einen weit größeren Wert geändert wird als der übliche Wert von 50 Ω, wenn eine Leistungsversorgungsspannung während des Batterieladens auf einen Wert (z. B. 4.5 V bis 5,5 V) erhöht wird, der größer ist als eine empfohlene Betriebsbedingung (3 V bis 3,6 V), wird demzufolge eine Lastkurve eines Endstufentransistors signifikant geändert, was einen thermischen Durchbruch des Endstufentransistors bewirkt.
Im allgemeinen neigen Versuche, zum Verbessern der Transistoreigenschaften bei einer niedrigen Spannung (Nennbetriebsspannung 3 V bis 3,6 V) in einem für den Niedrigspannungsbetrieb entworfenen Mobiltelefon eine verbesserte Stromverstärkung oder einen verringerten parasitären Widerstands/Kapazitätswert zu erzielen, dazu, eine Verschlechterung der Toleranz gegenüber Vce (sicherer Betriebsbereich) zu bewirken. Daher haben Mobiltelefonsysteme wie z. B. GSM, bei denen die Schwankung oder Änderung der Versorgungsspannung oder Last eine direkte Auswirkung auf einen Leistungsverstärker hat, unter dem oben genannten Problem des Transistordurchbruchs schwer gelitten.
Es ist eine Technik bekannt zum Erfassen eines überschüssigen Stroms, der durch die Basis eines Endstufenverstärker-HBT fließt, und zum Beseitigen des überschüssigen Stroms, um zu verhindern, dass ein Sammelstrom ansteigt (s. z. B. Patentveröffentlichung 1: JP 2002-76791 mit dem Titel ”Leistungsverstärkermodul”, Anspruch 1 und 1).
Es ist auch eine Technik bekannt zum Ausschalten eines Ausgangstransistors, wenn ein an dem Ausgangstransistor erfasster Ausgangsstrom bis zu einer Überstromgrenze erhöht wird (s. z. B. die folgende Patentveröffentlichung 2: JP 2003-78362 mit dem Titel ”Leistungshalbleitervorrichtung”, Abschnitt [0020] und 1), und eine Technik des Zuführens eines Rückkoppelstroms zu der Basis eines Endstufentransistors zum Steuern der Spannung an dem Kollektor des Transistors, wenn eine Spannung größer oder gleich einem gegebenen Wert an den Kollektor angelegt ist (s. z. B. die folgende Patentveröffentlichung 3: JP 2000-341052 mit dem Titel ”Leistungsverstärkerschutzschaltung”, Anspruch 1 und 1).
Alle die in den obigen Patentveröffentlichungen offenbarten Techniken sind so entworfen, dass sie einen Kollektor- oder Basisstrom eines Transistors erfassen. Somit können diese Techni ken einen thermischen Durchbruch des Transistors aufgrund einer Überausgabe des Transistors selbst nicht verhindern.
Das US-Patent Nr. 6,580,321 beschreibt eine aktive Klemmschaltung für einen mehrstufigen Leistungsverstärker. Sie enthält eine Rückkoppelschaltung, die die Verstärkung des Verstärkers verändert. Die Ausgangsspannung des Verstärkers wird über eine Serienschaltung von Dioden abgegriffen und der Rückkoppelschaltung zugeführt. Eine Ausgangsspannung der Rückkoppelschaltung wird zumindest einer Stufe des Verstärkers zugeführt.
Das US-Patent Nr. 6323703 beschreibt eine Schaltung zum indirekten Erfassen eines Ausgangsstroms und ein Verfahren zum Begrenzen dieses Stroms. Ein Strom wird indirekt gemessen, indem die Drainspannung eines Messtransistors auf die Drainspannung des Ausgangstransistors geregelt wird, so dass ein Strom durch den Messtransistor proportional zu dem Strom durch den Ausgangstransistor ist. Über einen Stromspiegel wird ein zu dem Messstrom proportionaler Strom erzeugt, der über eine Begrenzerschaltung die Gatespannung des Ausgangstransistors ändert und somit den Ausgangsstrom begrenzt.
Die Offenlegungsschrift DE 100 00 224 A1 beschreibt eine Schutzschaltung für einen mehrstufigen Leistungsverstärker, bei dem eine Rückkopplungsschaltung zwischen Kollektor und Basis eines Transistors der letzten Stufe geschaltet ist. Die Rückkopplungsschaltung führt einen Rückkopplungsstrom der Basis des Transistors der letzten Stufe zu, wenn die Kollektorspannung des Transistors der letzten Stufe einen vorbestimmten Wert überschreitet.
Angesichts der obigen Umstände besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung daher darin, eine Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker bereitzustellen, die als Reaktion auf eine Überausgabe eines Ausgangsstufentransistors betrieben werden kann, um die Ausgabe des Transistors zu verringern.
Die Aufgabe wird gelöst durch eine Ausgangsüberspannungsschutzschaltung gemäß Anspruch 1. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird als Reaktion auf die überwachte Ausgangsüberspannung des Transistors in einer der Stufen (vorzugsweise der Endstufe) des Leistungsverstärkers die Vorspannung des Eingangsstufentransistors verringert, um die Ausgabe des Leistungsverstärkers zu steuern. Wenn in dem Endstufentransistor aufgrund einer Laständerung unter Versorgungsüberspannungsbedingungen eine Überausgabe erzeugt wird, kann die Vorspannung des Eingangsstufentransistors gesteuert werden, um unmittelbar die Überausgabe des Endstufentransistors zu unterdrücken, um das Risiko eines thermischen Durchbruchs in dem Endstufentransistor zu vermeiden.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen. Von den Figuren zeigen:
1 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer ersten Variante;
2 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer zweiten Variante;
3 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer dritten Variante;
4 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer vierten Variante;
5 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer fünften Variante;
6 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer sechsten Variante, die eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
7 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer siebten Variante;
8 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer achten Variante;
9 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer neunten Variante;
10 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer zehnten Variante;
11 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer elften Variante;
12 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer zwölften Variante;
13 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer dreizehnten Variante;
14 ein Schaltbild eines Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer vierzehnten Variante;
15 ein Diagramm, das eine Ic-Vce-Kennlinie und eine Lastkurve eines Endstufentransistors zeigt; und
16 ein Diagramm, das eine Ic-Vce-Kennlinie und eine Lastkurve eines Endstufentransistors eines bekannten Leistungsverstärkers während eine Ausgangslastfehlanpassung zeigt.
Mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen werden nun verschiedene Varianten beschrieben, von denen die sechste Variante eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist.
1 zeigt eine Schaltung eines GSM-Leistungsverstärkers mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer ersten Variante. Ein in einen Eingangsanschluss IN eingegebenes Signal wird durch drei Verstärker-HBTs Tr1 bis Tr3 (im folgenden als ”Transistoren” bezeichnet) in dieser Reihenfolge verstärkt. Eine Spannung Vpc, die einem Ausgangsleistungssteueranschluss zugeführt wird, wirkt zum Zuführen eines Basisstroms (Bias) zu dem Transistor Tr1 und zum Zuführen eines Basisstroms jeweils zu den Transistoren Tr2 Tr3 über die Transistoren TrB_21, TrB_22 und die Transistoren TrB_31 TrB_32, die von einer Spannung Vcc an einem Leistungsversorgungsanschluss gespeist werden, zum veränderlichen Steuern der Ausgabe des Endstufentransistors Tr3. Die Ausgabe des Endstufentransistors Tr3 wird über Mikrowellenleitungen Lo1 bis Los einem Ausgangsanschluss OUT zugeführt.
Jeder der Transistoren Tr1 bis Tr3 hat die Eigenschaften, eine hohe Niedrigfrequenzverstärkung zu liefern und im Vergleich zu einem FET-Leistungsverstärker leicht bei einer niedrigen Frequenz zu schwingen. Somit werden für die Transistoren Tr1, Tr2, Tr3 jeweils RC-Rückkoppelschaltungen Rf1–Cf1, Rf2–Cf2, Rf3–Cf3 vergewendet. Ein bekannter GSM-Leistungsverstärker hat den obigen Schaltungsaufbau. Wie oben erwähnt neigt der bekannte GSM-Leistungsverstärker, der keinen Isolator verwendet, dazu, einen Durchbruch des Endstufen transistors Tr3 aufgrund einer plötzlichen Änderungen der Lastimpedanz während des Betriebs mit hoher Spannung zu bewirken. Mit dem Ziel, dieses Problem zu lösen, wird in der ersten Variante zusätzlich eine Schutzschaltung 71 verwendet, die eine Überwachungsschaltung und eine Stromspiegelschaltung enthält.
Die Überwachungsschaltung enthält vier Transistoren Trf1 bis Trf4, die zueinander in Reihe geschaltet sind. Bei jedem der Transistoren Trf2 bis Trf4 ist eine Basis mit seinem Kollektor verbunden, und der Transistor Trf1 ist unter Verwendung der Widerstände Rf1, Rf2 als Vbe-Multiplizierer aufgebaut. Der Kollektor des Transistors Trf1 ist mit dem Kollektor des Endstufentransistors Tr3 verbunden. Der Emitter des Transistors Trf4 ist mit dem Kollektor eines Transistors Trm1 verbunden, der als einer von zwei Transistoren in einem Stromspiegelaufbau dient. Der Kollektor des anderen Transistors Trm2 ist über einen Widerstand Rm3 mit der Basis des Transistors Tr1 der ersten Stufe verbunden.
Der Betrieb dieser Schutzschaltung 71 wird unten beschrieben. Die Transistoren Trf1 bis Trf4, Trm1 überwachen eine Amplitudenspannung größer als eine gegebene Spannung im Hinblick auf die Ausgangsspannung (oder Amplitudenspannung) des Transistors Tr3. Angenommen z. B., dass der Endstufentransistor Tr3 eine sichere Betriebsspannung von 12 V oder weniger hat, wird der Wert des Vbe-Multiplizierers (bzw. die Werte von Rf1 und Rf2) so eingestellt, dass die Überwachungsschaltung (die Transistoren Trf1 bis Trf4, Trm1) eine Spannung größer als 12 V überwachen können und dass ein Strom von Im1 als Reaktion auf die überwachte Spannung größer als 12 V durch die Überwachungsschaltung fließen kann.
In dem Fall, in dem der Leistungsverstärker unter den Bedingungen einer Versorgungsüberspannung und einer Laständerung (Ausgangslastfehlanpassung) betrieben wird und die Lastspannung des Kollektors des Transistors Tr3 größer als 12 V wird, fließt der Strom Im1 durch die Transistoren Trf1, Trf2 bis Trf4. Somit fließt ein Spiegelstrom Im2 durch den Transistor Trm2. Während der Strom Im1 ein pulsierender Strom ist, wird er durch die Widerstände Rm1, Rm2 und den Kondensator Cm1 geglättet, und dadurch wird der Strom Im2 ein DC-Strom, der durch ziemliches Beseitigen der AC-Komponenten aus dem Strom Im1 gebildet wird. Die Schutzschaltung ist entworfen zum selektiven Bestimmen der Werte der Widerstände Rm1, Rm2, Rm3, des Emitterflächenverhältnisses von dem Transistor Trm1 zu dem Transistor Rm2 und/oder der Stufenzahl von Trf2–Trf4, um die jeweiligen Werte der Ströme Im1 und Im2 zu ändern, um eine erwünschte Menge an Rückkopplung zu erzielen.
Wie aus 1 ersichtlich wird der Transistor Tr1 der ersten Stufe über einen Widerstand Rbb1 von der Spannung Vpc vorgespannt. Angenommen, dass ein Widerstandsabfall aufgrund des Basiswiderstands R1 vernachlässigt wird und ein der Basis des Transistors Tr1 zuzuführender Steuerstrom durch Ibb1 dargestellt wird, ist daher in einem Normalbetrieb, in dem kein Strom Im2 fließt, eine Vorspannung Vb1 des Transistors Tr1 durch die folgende Formel ausgedrückt: Vb1 = Vpc – (Rbb1 × Ibb1).
Wenn als Ergebnis einer Laständerung der Strom Im2 fließt, wird die Vorspannung Vb1 auf einen Wert verringert, der durch die folgende Formel ausgedrückt ist: Vb1 = Vpc – [Rbb1 × (Ibb1 + Im2)].
Somit wird der Kollektorstrom des Transistors Tr1 der ersten Stufe verringert, um eine verringerte Ausgangsleistung des Transistors Tr1 zu liefern. Das Verringern der Ausgangsleistung des Transistors Tr1 der ersten Stufe führt zu einem Verringern der Ausgangsleistung des gesamten Leistungsverstärkers, so dass der Endstufentransistor Tr3 eine verringerte Ausgangsspannung hat.
15 zeigt eine Ic-Vce-Kennlinie und eine Lastkurve des Endstufentransistors Tr3. In 15 bezeichnet A1 einen Arbeitspunkt bei einer regulären Spannung Vc3 (z. B. 3,2 V). Die Kurve C1 ist ein Beispiel einer Lastkurve, wenn eine Impedanz einer mit dem Ausgangsanschluss OUT verbundenen Last 50 Ω beträgt. Die Kurve C2 ist ein Beispiel der Lastkurve, wenn eine Lastimpedanz von 50 Ω geändert wird (z. B. unter Fehlanpassungsbedingungen wie z. B. einem Stehwellenspannungsverhältnis im Bereich von 8:1 bis 10:1, die Lastimpedanz von 50 Ω liefert ein Stehwellenspannungsverhältnis von 1:1).
Wenn das Stehwellenspannungsverhältnis einer Last erhöht wird (die Ausgangsanpassung zu einer Fehlanpassungsbedingung geändert wird), wird die Lastkurve beträchtlich geändert, und eine maximale Kollektorspannung Vce kommt wie in dem Bereich 1 von 15 dargestellt nahe an die Durchbruchspannung des Endstufentransistors Tr3.
16 zeigt eine Ic-Vce-Kennlinie und eine Lastkurve eines Endstufentransistors in einem bekannten Leistungsverstärker in einem Fall, in dem eine Versorgungsspannung Vc3' (z. B. 5,0 V) angelegt wird, die größer als die reguläre Spannung Vc3 ist. A2 bezeichnet einen Arbeitspunkt bei der Spannung Vc3'. In diesem Fall wird die Lastkurve wie durch die Kurve C4 dargestellt ausgedehnt, und die maximale Kollektorspannung Vce geht in den in 16 dargestellten Bereich 2 über die Durchbruchspannung hinaus (korrekt: den sicheren Betriebsbereich des Endstufentransistors), um in den Durchbruch des Endstufentransistors zu laufen.
Im Gegensatz dazu kann in der ersten Variante, wenn eine Spannung größer als 12 V gerade an dem Kollektor des Endstufentransistors Tr3 ausgegeben werden soll, die Ausgangsspannung wie oben beschrieben durch die Schutzschaltung unmittelbar verringert werden. Somit wird eine Lastkurve nicht wie in der Kurve 4 von 16 ausgedehnt, und die maximale Kollektorspannung Vce geht nie über die Durchbruchspannung hinaus.
Diese Funktion ist äquivalent zu der des Erzielens einer verringerten Leistungsverstärkung des gesamten Leistungsverstärkers. Die Effizienz und Ausgabe des Leistungsverstärkers wird fast nie verschlechtert, weil die Schutzschaltung 71 unter der Bedingung der Standardbetriebsspannung Vc3 (z. B. 3,2 V) nicht betrieben wird. Wie in 1 dargestellt, sind vier Basis-Emitter-Spannungen Vbe der Transistoren Trf2 bis Trf4 und Trm1 auf der Seite bereitgestellt, auf der der Strom Im1 eintritt. Diese Anordnung soll bewirken, dass das Fließen eines Stroms Im1 größtenteils verhindert wird, wenn Vpc 0 V ist, auch wenn die Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers auf 4,5 V erhöht wird. In der GSM-Anwendung, bei der ein Versorgungsanschluss eines Leistungsverstärkers direkt mit einer Batterie verbunden ist, wird, wenn die Anzahl von Transistoren 3 oder weniger ist, die Summe der Basis-Emitter-Spannungen bzw. 3 × Vbe kleiner als 4,5 V und bewirkt den Fluss des Stroms Im1. Die obige Beschreibung wurde unter der Annahme gemacht, dass Vbe pro Transistor, der dem Strom Im1 unterworfen ist, etwa 1,5 V beträgt.
Wie oben erwähnt kann die Überspannungsschutzschaltung 71 für einen Leistungsverstärker nach der ersten Variante einen Aus fall oder Durchbruch eines Transistors unter Bedingungen der Versorgungsüberspannung oder der Ausgangslastfehlanpassung verhindern, ohne die Eigenschaften in 3V-Systemen zu opfern, die für eine geringe Versorgungsspannung (Standardbetriebsspannung) entworfen sind. Außerdem kann die Schutzschaltung 71 vorteilhaft aufgebaut werden, indem primär dieselben aktiven und passiven Elemente verwendet werden wie diejenigen des Leistungsverstärkers 51.
2 zeigt einen Leistungsverstärker 52 mit einer Ausgangsüberspannungsschutzschaltung nach einer zweiten Variante. Zusätzlich zu der Schaltung in 1 enthält der Leistungsverstärker 52 eine RF-blockierende Induktivität Lm1, die in eine Leitung zwischen dem Kollektor des Endstufentransistors Tr3 und dem Kollektor des Transistors Trf1 in dem Ausgangsspannungsrückkopplungsabschnitt eingesetzt ist.
Wenn die Spannungsglättung in der Schaltung von 1 in dem Stromspiegelabschnitt nicht hinreichend ist, werden in dem Strom Im2 Restwelligkeiten enthalten sein, die sich entsprechend den Betriebsfrequenzen verändern. Das erzeugt eine parasitäre Oszillationsschleife, so dass die Vorspannung des Transistors Tr1 der ersten Stufe leicht verändert wird, und diese leichte Änderung bewirkt eine kleine Änderung der Ausgangsspannung.
Insbesondere wenn der Leistungsverstärker eine hohe Kleinsignalverstärkung aufweist, wird die obige parasitäre Schwingung beträchtlich. Daher ist es erforderlich, den Leistungsverstärker zu entwerfen, während hinreichend die Maßnahme zum Verhindern der parasitären Schwingung berücksichtigt wird, die durch Bereitstellen der Rückkopplungsschaltung gemäß der vorliegenden Variante bewirkt wird. Die in der Schutzschaltung in 2 bereitgestellte Induktivität Lm1 kann den durch die Rückkopplungsschaltung fließenden Strom Im1 glätten, so dass der Strom Im2 weiter geglättet werden kann, um die obige parasitäre Schwingung wirkungsvoll zu unterdrücken. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen haben wie die der ersten Variante.
Wie bei der zweiten Variante ist eine Schutzschaltung nach einer dritten Variante darauf gerichtet, die parasitäre Schwingung zu unterdrücken. Während die Schaltung in 1 so aufgebaut ist, dass die von dem Transistor Trm2 ausgegebene Rückkopplung in der Rückkopplungsschaltung direkt zu dem Rückkopplungsabschnitt des Transistors Tr1 der ersten Stufe zurückgekoppelt wird, wird die ausgegebene Rückkopplung in einem Leistungsverstärker 53 in 3, die die dritte Variante veranschaulicht, über einen Widerstand Rbb2 zurückgekoppelt.
Dieser Aufbau kann Restwelligkeiten in dem Strom Im2 verringern, um die parasitäre Schwingung wie bei der zweiten Variante zu unterdrücken. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Während die Schaltung in 1 so aufgebaut ist, dass das Überwachungsende der Schutzschaltung 71 an dem Kollektor des Endstufentransistors Tr3 angelegt ist, ist das Überwachungsende in einem Leistungsverstärker 54 in 4, die eine vierte Variante veranschaulicht, an den Kollektor des Transistors Tr2 der zweiten Stufe angelegt. Während die Schaltung in 1 weiter so aufgebaut ist, dass die Rückkopplungswiderstände Rf2, Rf3 jeweils über die Kondensatoren Cf2, Cf3 mit der Basis der Transistoren Tr2, Tr3 der zweiten Stufe bzw. der Endstufe verbunden sind, ist die Schaltung in 4 so aufgebaut, dass der Rückkopplungswiderstand Rf2 zwischen den Kollektor des Transistors Tr2 und den Kollektor des Tran sistors Tr1 geschaltet ist und dass der Rückkopplungswiderstand Rf3 zwischen den Kollektor des Transistors Tr3 und den Kollektor des Transistors Tr2 geschaltet ist. In der in 4 veranschaulichten vierten Variante übernehmen Zwischenstufenkondensatoren C1, C3 die Funktion der Kondensatoren Cf2, Cf3 in 1.
Um die Menge der Rückkopplung zu der Schutzschaltung 71 einzustellen, können die jeweiligen Werte der Widerstände Rm1, Rm2, Rm3 und/oder das Emitterflächenverhältnis von dem Transistor Trm1 zu dem Transistor Trm2 wie bei der ersten bis dritten Variante geändert werden.
Verglichen mit der Schaltung in 1 weist die vierte Variante in 4 eine größere Änderung in der Kollektorspannung des Transistors Tr2 auf (eine weitere Ausdehnung der Lastkurve des Transistors Tr2). Das ermöglicht es, das Überwachungsende der Schutzschaltung 71 an den Transistor Tr2 der zweiten Stufe anstelle an den Endstufentransistor Tr3 anzulegen. Die vierte Variante kann verglichen mit der ersten bis dritten Variante eine verbesserte Wirkung des Unterdrückens der parasitären Schwingung erzielen, weil die Verstärkung zwischen den Transistoren Tr1–Tr2 kleiner ist als zwischen den Transistoren Tr1–Tr3. Die Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Während die Schaltung in 4 so aufgebaut ist, dass das Überwachungsende der Schutzschaltung an dem Kollektor des Transistors Tr2 der zweiten Stufe angelegt ist, wird das Überwachungsende in einem Leistungsverstärker 55 in 5, die eine fünfte Variante veranschaulicht, an den Kollektor des Transistors Tr1 der ersten Stufe angelegt. Die Schaltung in 5 verwendet ebenfalls fünf Transistoren Trf1–Trf4, Trm1 auf der Überwachungsseite der Schutzschaltung 71 wie bei der ersten bis vierten Variante. Die Anzahl dieser Transistoren, die Werte der Widerstände Rm1, Rm2, Rm3 und/oder das Emitterflächenverhältnis von dem Transistor Trm1 zu dem Transistor Trm2 können selektiv festgelegt werden, um eine gewünschte Rückkopplungsmenge zu erzielen.
Die fünfte Variante kann verglichen mit der ersten bis vierten Variante eine verbesserte Wirkung der Unterdrückung der parasitären Schwingung erzielen, weil die Verstärkung des Transistors Tr1 ist als die des gesamten Leistungsverstärkers in der vierten Variante. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Wenn der Überwachungsstrom Im1 der Schutzschaltung in der ersten Variante einen übermäßig großen Wert aufweist, wird es in einigen Fällen nicht möglich sein, den Rückkopplungsbetrag lediglich durch Ändern der Werte der Widerstände Rm1, Rm2, Rm3, des Emitterflächenverhältnisses von dem Transistor Trm1 zu dem Transistor Trm2 und/oder der Anzahl von Transistoren Trf2–Trf4 einzustellen. Unter diesem Gesichtspunkt sind in einem Leistungsverstärker 56 in 6, die eine sechste Variante veranschaulicht, die eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist, zwei Transistoren Trm11, Trm12 zueinander in Reihe geschaltet und parallel zu dem Transistor Trf4 geschaltet, um als eine Überwachungsschaltung einer Schutzschaltung 72 zu dienen.
Somit wird ein Strom Im1', der durch den Transistor Trm1 fließt, um den Betrag eines Nebenstroms Im11 durch die Transistoren Trm11, Trm12 verringert, so dass die Rückkopplungsmenge auch in der oben genannten Situation eingestellt werden kann. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Um wie bei der sechsten Variante Situationen zu begegnen, bei denen durch den übermäßigen Überwachungsstrom Im1 der Schutzschaltung der Rückkopplungsbetrag nicht lediglich durch Ändern der Werte der Widerstände Rm1, Rm2, Rm3, des Emitterflächenverhältnisses von dem Transistors Trm1 zu dem Transistor Trm2 und/oder der Anzahl von Transistoren Trf2–Trf4 eingestellt werden kann, enthält ein Leistungsverstärker 57 in 7, die eine siebte Variante veranschaulicht, einen Widerstand Rm4, der in den Emitter des Transistors Trm2 der Stromspiegelschaltung eingesetzt ist.
Entsprechend dieser Schaltung wird der Strom Im2, der als Reaktion auf den Strom Im1 in einer Schutzschaltung 73 durch den Transistor Trm2 fließt, kleiner als derjenige der Schaltung in 1, so dass die Rückkopplungsmenge auch in der oben genannten Situation eingestellt werden kann. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Um wie bei der sechsten Variante Situationen zu begegnen, bei denen durch den übermäßigen Überwachungsstrom Im1 der Schutzschaltung der Rückkopplungsbetrag nicht lediglich durch Ändern der Werte der Widerstände Rm1, Rm2, Rm3, des Emitterflächenverhältnisses von dem Transistors Trm1 zu dem Transistor Trm2 und/oder der Anzahl von Transistoren Trf2–Trf4 eingestellt werden kann, enthält ein Leistungsverstärker 58 in 8, die eine achte Variante veranschaulicht, einen Widerstand Rm4, der parallel zu dem Glättungskondensator Cm1 in eine GND-Leitung eingesetzt ist, die die Basen der Transistoren Trm1, Trm2 der Stromspiegelschaltung über ihre jeweiligen Basiswiderstände verbindet.
Entsprechend dieser Schaltung wird der Strom Im2, der als Reaktion auf den Strom Im1 in einer Schutzschaltung 74 durch den Transistor Trm2 fließt, kleiner als derjenige der Schaltung in 1, so dass die Rückkopplungsmenge auch in der oben genannten Situation eingestellt werden kann. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Ein Leistungsverstärker 59 in 9, die eine neunte Variante veranschaulicht, verwendet anstelle der Induktivität Lm1 in 2 einen Widerstand R. In der neunten Variante wird die Kollektorspannung geregelt durch einen Einstellwert (n Vbe) des Vbe-Multiplizierers des Transistors Trf1, die gesamte Vbe-Anzahl 4 der als Diode geschalteten Transistoren Trf2–Trf4 und Trm1, und den Widerstand R, um einen Maximalwert des Überwachungsstroms Im1 in dem Betrieb der Schutzschaltung festzulegen. Insbesondere ist der Maximalwert von Im1 = [Kollektorspannung von Tr3 – (n + 4)Vbe]/R (wobei n eine ganze Zahl größer gleich eins ist). Wie die sechste bis achte Variante ist die neunte Variante geeignet zur Verwendung in dem Fall, wenn es wirkungsvoll ist, den Monitorstrom Im1 zu verringern. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Ein Leistungsverstärker 60 in 10, die eine zehnte Variante veranschaulicht, verwendet anstelle der Transistoren Trf1–Trf4 in 1 eine Diode D in einer Anzahl N, die der Vbe-Anzahl der Transistoren Trf1–Trf4 entspricht.
Während die zehnte Variante einen Nachteil hat hinsichtlich der belegten Fläche der Dioden, hat sie denselben Schutzeffekt bei einer Laständerung wie in der ersten Variante. Der Aufbau, bei dem die Transistoren durch die Dioden D ersetzt sind, kann ebenfalls auf die oben erwähnte zweite bis neunte Variante angewendet werden.
In einem Leistungsverstärker 61 in 11, der eine elfte Variante veranschaulicht, enthält eine Stromspiegelschaltung einer Schutzschaltung 76 zusätzlich zu der Stromspiegelschaltung in 1 zwei Widerstände Rn1, Rn3 und zwei Kondensatoren Cn2, Cn3. Die Widerstände Rn1, Rn3, Rm1 und die Kondensatoren Cm1, Cn2, Cn3 bilden ein Sperrfilter, das für eine Frequenz fo eine große Unterdrückung aufweisen kann, durch Einstellen einer Konstante, die die folgenden Formeln erfüllt: Rn1 = Rm2 = Rn3/2 Cm1 = Cbn2 = C3/2 fo = 1/(2πCm1 × Rn1)
Somit können die in dem Überwachungsstrom Im1 enthaltenen Hochfrequenzkomponenten fo eliminiert werden, um den Überwachungsstrom Im1 in einen hinreichend geglätteten DC-Strom Im2 umzuwandeln.
Der Leistungsverstärker 61 in 11 kann einen Ausfall oder Durchbruch eines Transistors unter Bedingungen einer Versorgungsüberspannung oder einer Ausgangslastfehlanpassung verhindern, ohne die Eigenschaften in 3V-Systemen zu opfern, die für eine geringe Versorgungsspannung (Standardbetriebsspannung) entworfen sind. Zusätzlich hat die Schutzschaltung 76 die Vorteile, durch primäres Verwenden derselben aktiven und passiven Elemente wie die des Leistungsverstärkers 61 aufgebaut zu sein und die parasitäre Schwingung wirkungsvoll durch das RC-Sperrfilter zu unterdrücken.
Während die Schaltung in 11 so aufgebaut ist, dass die Rückkopplungsausgabe von dem Transistor Trm2 der Rückkoppelschaltung direkt dem Rückkopplungsabschnitt des Transistors Tr1 der ersten Stufe zurückgeführt wird, wird die Rückkopplungsausgabe in einem Leistungsverstärker 62 in 12, die eine zwölfte Variante veranschaulicht, über den Widerstand Rbb2 zurückgeführt.
Dieser Aufbau kann verglichen mit dem Leistungsverstärker in 11 in dem Strom Im2 enthaltene Restwelligkeiten wirkungsvoller verringern, um die parasitäre Schwingung zuverlässig zu unterdrücken. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Während die Schaltung in 11 so aufgebaut ist, dass das Überwachungsende der Schutzschaltung 76 an den Kollektor des Endstufentransistors Tr3 angeschlossen ist, ist das Überwachungsende in einem Leistungsverstärker 63 in 13, die eine dreizehnte Variante veranschaulicht, an den Kollektor des Transistors Tr2 der zweiten Stufe angeschlossen. In Verbindung mit dieser Abwandlung ist die Schaltung des Leistungsverstärkers 63 in derselben Weise verändert wie in Verbindung mit 4 beschrieben.
Verglichen mit der Schaltung in 11 weist die dreizehnte Variante in 13 eine größere Änderung der Kollektorspannung des Transistors Tr2 auf (eine größere Erweiterung der Lastkurve des Transistors Tr2). Das ermöglicht es, das Überwachungsende der Schutzschaltung 76 an dem Transistor Tr2 der zweiten Stufe anzuschließen anstelle an den Endstufentransistor Tr3. Die dreizehnte Variante kann verglichen mit der elften und zwölften Variante eine verbesserte Wirkung der Unterdrückung der parasitären Schwingung erzielen, weil die Verstärkung zwischen den Transistoren Tr1–Tr2 kleiner ist als die zwischen den Transistoren Tr1–Tr3. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie die der ersten Variante.
Während die Schaltung in 13 so aufgebaut ist, dass das Überwachungsende der Schutzschaltung an dem Kollektor des Transistors Tr2 der zweiten Stufe angeschlossen ist, ist das Überwachungsende in einem Leistungsverstärker 64 in 14, die eine vierzehnte Variante veranschaulicht, an dem Kollektor des Transistors Tr1 der ersten Stufe angeschlossen. Die Schaltung in 14 verwendet ebenfalls fünf Transistoren Trf1–Trf4, Tfm1 auf der Überwachungsseite der Schutzschaltung 76 wie bei der elften bis dreizehnten Variante. Die Anzahl dieser Transistoren, die Werte der Widerstände Rm1, Rm2, Rm3 und/oder das Emitterflächenverhältnis der Transistoren Trm1 zu dem Transistor Trm2 können selektiv festgelegt werden, um eine gewünschten Rückkopplungsmenge zu erreichen.
Die vierzehnte Variante kann verglichen mit der elften bis dreizehnten Variante eine verbesserte Wirkung des Unterdrückens der parasitären Schwingung erreichen, weil die Verstärkung des Transistors Tr1 ist als die des gesamten Leistungsverstärkers in der vierzehnten Variante. Diese Schutzschaltung hat ebenfalls dieselben Wirkungen wie diejenigen der ersten Variante.

Claims

Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (71–76) für einen mehrstufigen Leistungsverstärker (51–64) mit einer Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) zum Überwachen einer Ausgangsspannung eines Transistors (Tr1, Tr2, Tr3) in einer der Stufen des Leistungsverstärkers (51–64), wobei die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) so aufgebaut ist, dass ein Strom (Im1) durch sie hindurchfließt, wenn die überwachte Ausgangsspannung einen vorbestimmten Wert überschreitet, und einer Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) zum Liefern eines Stroms (Im2), der proportional zu dem Strom (Im1) der Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) ist, in solcher Weise, dass die Vorspannung (Vb1) des Eingangsstufentransistors (Tr1) des Leistungsverstärkers (51–64) durch den von der Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) gelieferten Strom (Im2) verringert wird; die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) eine zu der Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) nebengeschlossene Schaltung enthält, die aus zwei in Reihe geschalteten Transistoren (Trm11, Trm12) besteht, zum Verringern des der Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) von der Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) zugeführten Stroms um einen durch die nebengeschlossene Schaltung (Trm11, Trm12) fließenden Nebenstrom (Im11).
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (71–76) nach Anspruch 1, bei der die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) die Ausgangsspannung des Endstufentransistors (Tr3) des Leistungsverstärkers (51–61) überwacht.
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (71, 76) nach Anspruch 1, bei der die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) die Ausgangsspannung des Transistors (Tr2) einer zweiten Stufe des Leistungsverstärkers (54, 63) überwacht.
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (71, 76) nach Anspruch 1, bei der die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) die Ausgangsspannung eines Eingangsstufentransistors (Tr1) des Leistungsverstärkers (55, 64) überwacht.
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (71) nach Anspruch 2, bei der die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) die Ausgangsspannung des Endstufentransistors (Tr3) des Leistungsverstärkers (52) über eine Induktivität (Lm1) überwacht.
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (71) nach Anspruch 2, bei der die Überwachungsschaltung (Trf1, Trf2) die Ausgangsspannung des Endstufentransistors (Tr3) des Leistungsverstärkers (59) über einen Widerstand (R) überwacht.
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (71–76) nach einem der Ansprüche 1 bis 6 mit einer Glättungsschaltung (Rm1, Rm2, Cm1) zum Glätten des Stroms (Im1).
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (74) nach Anspruch 7, bei der ein Widerstand (Rm4) parallel zu dem Kondensator (Cm1) geschaltet ist, der die Glättungsschaltung (Rm1, Rm2, Cm1) bildet.
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (76) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der ein RC-Sperrfilter (Rn1, Rn3, Rm2, Cm1, Cn2, Cn3) zwischen den Basisanschlüssen der beiden Transistoren ausgebildet ist, die die Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) bilden.
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (73) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der ein Emitterwiderstand (Rm4) bei einem der Transistoren eingesetzt ist, die die Stromspiegelschaltung (Trm1, Trm2) bilden.
Ausgangsüberspannungsschutzschaltung (75) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der für den Eingangsabschnitt der Überwachungsschaltung Transistoren (Trf1–Trf4) oder Dioden (D) verwendet werden.