DE102004012037A1 - Abtastratenumsetzer - Google Patents

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Abstract

Die vorliegende Erfindung schafft einen Abtastratenumsetzer (11) zum Umsetzen einer Abtastrate eines Eingangssignals, die in einem nicht ganzzahligen oder durch einfache Brücke darstellbaren Verhältnis zu einer Systemfrequenz eines Mobilfunksystems steht, in eine Abtastrate eines Ausgangssignals, die in einem ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, mit einem Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter; FIR = Finite Impulse Response) in Polyphasenstruktur, das einen Eingang, an dem das Eingangssignal angelegt ist, und einen Ausgang, an dem das Ausgangssignal ausgegeben wird, aufweist, wobei das FIR-Filter mit einem Arbeitstaktsignal, das eine Frequenz aufweist, die in einem nicht ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, betrieben wird, und die Abtastwerte des Ausgangssignals in dem Zeitraster des Arbeitstaktsignals ausgegeben werden.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf die Signalverarbeitung in Sende/Empfangs-Stationen von Mobilfunksystemen und insbesondere auf einen Abtastratenumsetzer zum Umsetzen der Abtastrate von Empfangssignalen solcher Sende/Empfangs-Stationen.
  • In dieser Beschreibung werden die im Folgenden definierten Begriffe verwendet.
  • Der Begriff „Abtastfrequenz" beschreibt die Arbeitsfrequenz, mit der ein Digital/Analog-Wandler (DAC; DAC = Digital to Analog Converter) oder ein Analog/Digital-Wandler (ADC; ADC = Analog to Digital Converter) betrieben wird oder betrieben werden müsste, um ein Signal aus der digitalen in die analoge Domäne oder von der analogen Domäne in die digitale Domäne umzusetzen.
  • Der Begriff „Abtastrate" beschreibt die Anzahl der Abtastwerte eines zeitdiskreten Signals pro Zeiteinheit gemittelt über einen definierten Zeitraum, in dem auch Pausen ohne Abtastwerte auftreten können.
  • Der Begriff „Abtastraster" beschreibt die periodische Struktur, in der Abtastwerte eines zeitdiskreten Signals in einem definierten Abstand bezogen auf eine frei wählbare Bezugsgröße (Länge, Zeit, etc.) angeordnet sind.
  • Aktuelle Beispiele von Mobilfunksystemen sind das Global System for Mobile Communications (GSM) und das Universal Mobile Telecommunications System (UMTS). Die Basisarchitektur eines UMTS-Mobilfunksystems weist u. a. Mobilstationen (User Equipment (UE)) und ein Funkzugangsnetz (UMTS Terrestrial Radio Access Network (UTRAN)) auf. Das Funkzugangsnetz beinhaltet Einrichtungen zur Übertragung von Daten über Funk, wie z. B. Basisstationen, die bei UMTS-Mobilfunksystemen Node B genannt werden. Die Basisstationen versorgen jeweils einen bestimmten Bereich bzw. eine Zelle, in der sich Mobilstationen aufhalten können.
  • Bei einem UMTS-Mobilfunksystem werden zu sendende digitale Daten zunächst einer Kanalcodierung unterzogen. Die digitalen Daten werden dadurch mit einer Redundanz versehen und gegen eine fehlerhafte Übertragung über einen gestörten Mobilfunkkanal gesichert bzw. es wird eine Fehlerkorrektur beim jeweiligen Empfänger der Daten ermöglicht. Die digitalen Daten werden anschließend durch ein Vielfachzugriffsverfahren im Rahmen der verfügbaren Übertragungsbandbreite auf physikalische Kanäle verteilt. Schließlich werden die digitalen Daten digital moduliert, um über einen Mobilfunkkanal übertragen zu werden. Der Mobilfunkkanal wird durch ein Duplexverfahren für einen Sendebetrieb und einen Empfangsbetrieb aufgeteilt.
  • In dem UMTS-Standard bzw. in dem 3GPP-Standard (Third Generation Partnership Project) wird als Vielfachzugriffsverfahren das Codevielfachzugriffsverfahren (CDMA; CDMA = Code Division Multiple Access) verwendet, bei dem ein zu übertragender bipolarer Daten-Bitstrom mit einer teilnehmerspezifischen bipolaren Codefolge bzw. einem Spreizcode multipliziert und gespreizt wird. Die Elemente des Spreizcodes nennt man Chips, um sie von den Bits des Daten-Bitstroms semantisch unterscheiden zu können. Chips sind im Prinzip nichts anderes als Bits. Durch die Multiplikation des Daten-Bitstroms mit dem Chipstrom entsteht wieder ein bipolarer Datenstrom. Allgemein ist die Rate des Chipstroms ein Vielfaches der Rate des Daten-Bitstroms und dieselbe ist durch die Länge des Spreizcodes, die durch einen Spreizfaktor (SF) angegeben ist, bestimmt. Der Spreizfaktor entspricht der Anzahl von Chips pro Bit. Bei konstanter Chiprate auf der Funk-Übertragungsstrecke zwischen Sendern und Empfängern ist die im Chipstrom darge stellte Daten-Bitrate nur vom Spreizfaktor des jeweiligen teilnehmerspezifischen Spreizcodes abhängig.
  • Als Modulationsverfahren wird bei dem UMTS-Mobilfunksystem die Vierphasenumtastung (QPSK; QPSK = Quaternary Phase Shift Keying) angewendet, bei der jeweils zwei aufeinanderfolgende Chips einer zu übertragenden Chipfolge zu einem Chippaar zusammengefasst werden. Ein Chippaar wird jeweils auf ein Symbol eines durch einen realen Inphasezweig (I) und einen imaginären Quadraturzweig (Q) des QPSK-Modulationsverfahrens aufgespannten Symbolraums in der komplexen Ebene abgebildet, der vier Elemente aufweist. Aufgrund des vierwertigen Modulationsverfahrens werden pro Modulationsschritt je zwei Chips übertragen. Die Brutto-Chiprate ist daher doppelt so groß wie die Modulationsrate.
  • Zur Trennung von Sendesignalen und Empfangssignalen einer Basisstation oder einer Mobilstation bzw. zur Trennung der Aufwärtsstrecke (Uplink) von der Mobilstation zu der Basisstation und der Abwärtsstrecke (Downlink) von der Basisstation zu der Mobilstation können bei UMTS-Mobilfunksystemen das Zeitduplex-Verfahren (TDD; TDD = Time Division Duplex) oder das Frequenzduplex-Verfahren (FDD; FDD = Frequency Division Duplex) verwendet werden. Bei dem FDD-Verfahren senden und empfangen die Stationen in jeweils getrennten Frequenzbändern. Dabei ist das Sendeband der einen Station das Empfangsband der anderen Station und umgekehrt.
  • Gemäß dem UMTS-Standard werden Daten zwischen den Basisstationen und den Mobilstationen in Zeitrahmen (Frames) übertragen. Jeder Zeitrahmen weist jeweils 15 Zeitschlitze (Slots) auf, die jeweils 2560 Chips enthalten. Ein Zeitrahmen hat eine Dauer von 10 ms, wobei somit ein Zeitschlitz eine Dauer von 666 μs und ein Chip eine Dauer Tc von etwa 0,2604 μs aufweisen. Die Chiprate beträgt 38400 Chips pro Zeitrahmen bzw. 3,84 MChips/s.
  • Das Vielfachzugriffsverfahren wenden alle Teilnehmer an, um mit einem teilnehmerspezifischen Spreizcode ihren Nutzdaten einen Fingerabdruck aufzuprägen, der es erlaubt, das gesendete Signal aus der Summe der empfangenen Signale wiederherzustellen. Verschiedene Daten-Bitströme, die ausgehend von einem Sender parallel übertragen werden sollen, werden in dem realen Inphasezweig und dem imaginären Quadraturzweig des QPSK-Modulationsverfahrens mit verschiedenen, orthogonalen Spreizcodes multipliziert und anschließend addiert. Das komplexe Summensignal erfährt anschließend noch eine Verwürfelung bzw. ein Scrambling, das durch eine chipweise und zeitrahmenausgerichtete komplexe Multiplikation des Summensignals mit einem spezifischen komplexen Verwürfelungscode bzw. Scrambling-Code erfolgt. In dem FDD-Modus des UMTS-Mobilfunksystems ist der Verwürfelungscode stationsspezifisch, d. h. jede Basisstation und jede Mobilstation verwenden einen anderen Verwürfelungscode. In einem Empfänger kann man aus der empfangenen Chipfolge die Bits des Daten-Bitstroms wiedergewinnen, indem der Vorgang der Multiplikation wiederholt wird. Hierzu wird der Chipstrom mit demselben Spreizcode, der bereits im Sender verwendet wurde, erneut phasenrichtig multipliziert bzw. korreliert, woraus wieder der gesendete Daten-Bitstrom resultiert.
  • Auf der Aufwärtsstrecke (Uplink) werden Informationen von den Mobilstationen über eine Funkverbindung zu den Basisstationen übertragen. Die Informationen von verschiedenen Mobilstationen werden nach dem CDMA-Vielfachzugriffsverfahren codiert und in physikalischen Kanälen, die zu einem Funksignal zusammengefasst sind, über einen gemeinsamen Frequenzkanal bzw. Funkkanal zu den Basisstationen übertragen, mit denen die Mobilstationen in einem Funkkontakt stehen. In dem FDD-Modus ist ein physikalischer Kanal durch den Spreizcode und durch den Frequenzkanal definiert. Auf der FDD-Aufwärtsstrecke werden physikalische Kanäle zusätzlich auch durch die Phasenlage des Trägersignals unterschieden. Physikalische Kanäle verwenden dabei entweder eine Cosinus- oder eine Sinus-Schwingung als Trägersignal. Dies wird dadurch realisiert, dass über den reellen Inphasezweig (I) des QPSK-Modulationsverfahrens ein anderer physikalischer Kanal übertragen wird als über den imaginären Quadraturzweig (Q).
  • Man unterscheidet allgemein zwischen sogenannten dedizierten (dedicated) bzw. zweckgebundenen physikalischen Kanälen und gemeinsamen (common) physikalischen Kanälen. Ein dedizierter physikalischer Kanal wird exklusiv von einer Verbindung genutzt und wird beim Verbindungsaufbau und gegebenenfalls während der Verbindung neu zugewiesen. Gemeinsame physikalische Kanäle werden von mehreren Verbindungen gleichzeitig oder abwechselnd genutzt.
  • Physikalische Kanäle sind im FDD-Modus beispielsweise der dedizierte physikalische Datenkanal (DPDCH; DPDCH = Dedicated Physical Data Channel) und der dedizierte physikalische Steuerkanal (DPCCH; DPCCH = Dedicated Physical Control Channel). Der dedizierte physikalische Datenkanal DPDCH existiert nur auf der Aufwärtsstrecke und dient zur Übertragung von codierten und verschachtelten Nutz- und Signalisierungsdaten aus höheren Schichten des UTRA-Protokollstapels. Der dedizierte physikalische Steuerkanal DPCCH ist ein physikalischer Kanal zur Steuerung der Datenübertragung zwischen Partnerinstanzen der physikalischen Schicht des UTRA-Protokollstapels für die Aufwärtsstrecke. Über denselben werden ausschließlich Informationen der physikalischen Schicht, z. B. Leistungssteuerungs-Befehle, Transportformat-Indikatoren oder Pilot-Bits übertragen. Zu jeder Schicht-1-Verbindung gehört genau ein DPCCH.
  • In UMTS-Mobilfunksystemen versorgen die Basisstationen (Node B) jeweils eine oder mehrere Zellen, in der sich Mobilstationen aufhalten können. Die Basisstationen verarbeiten empfangene Funksignale der sich in ihren Zellen aufhaltenden Mobilstationen, und die Mobilstationen verarbeiten Funksignale der umgebenden Basisstationen. Diese Verarbeitung umfasst u. a. die Fehlerkorrektur über die Kanalcodierung, das Spreizen bzw. Entspreizen nach dem CDMA-Vielfachzugriffsverfahren, das Verwürfeln und das Modulieren bzw. Demodulieren nach dem QPSK-Modulationsverfahren. Die Basisstationen und die Mobilstationen des UMTS-Mobilfunksystems weisen dazu jeweils zweckgebundene Datenverarbeitungseinrichtungen und mindestens eine zentrale Datenverarbeitungseinrichtung auf. Die zweckgebundenen Datenverarbeitungseinrichtungen stehen unter sich sowie mit der zentralen Datenverarbeitungseinrichtung in einer Austauschverbindung.
  • Die zentrale Datenverarbeitungseinrichtung ist bei den Basisstationen und den Mobilstationen des UMTS-Mobilfunksystems beispielsweise ein digitaler Signalprozessor (DSP), um die berechnungsmäßig aufwendigen Funktionen eines Kommunikationsprotokolls auszuführen. Der DSP programmiert die zweckgebundenen Datenverarbeitungseinrichtungen für die Ausführung bestimmter definierter Funktionen mit Hilfe von internen lokal vorhandenen Registern oder Speichern, die zum Speichern von Parametern vorgesehen sind. Die zweckgebundenen Datenverarbeitungseinrichtungen weisen beispielsweise bei dem UMTS-Mobilfunksystem einen RAKE-Empfänger, eine Suchvorrichtung bzw. einen Searcher, einen Kanaldecoder und einen Sendeteil auf.
  • Beim Betrieb eines Mobilfunksystems ist der Mobilfunkkanal durch eine Mehrwegausbreitung (Reflexion, Beugung, Streuung etc.) der Sendesignale, eine Zeitdispersion und eine Doppler-Verzerrung charakterisiert. Bei der Mehrwegausbreitung kann ein von einem Sender, z. B. einer Basisstation, ausgestrahltes Signal einen Empfänger, z. B. eine Mobilstation, auf einer Mehrzahl von verschiedenen, sich ständig ändernden Ausbreitungswegen erreichen, die sich voneinander durch unterschiedliche Laufzeiten, Phasenlagen und Pegelwerte unterscheiden. Eine Doppler-Verzerrung wird aufgrund des Doppler-Effekts beispielsweise durch eine Relativbewegung einer Mobilstation zu einer Basisstation verursacht.
  • Bei GSM/UMTS-Mobilfunksystemen müssen die Mobilstationen ihre Signalverarbeitungseinrichtungen etc. auf die Empfangssignale, die dieselben von umgebenden Basisstationen empfangen, synchronisieren, um einerseits die zu empfangenden Daten korrekt decodieren zu können, und um andererseits Sendesignale erzeugen und senden zu können, derart, dass dieselben wiederum von den Basisstationen verstanden werden.
  • Bei der Synchronisation einer Mobilstation werden einzelne Ausbreitungswege von Funksignalen oder Basisstationssignale, z. B. durch Korrelation in dem RAKE-Empfänger, identifiziert, und in der Regel wird ein Basisstationssignal als Referenzsignal bestimmt und in der Mobilstation werden Zeitabläufe und Signalverarbeitungsschritte möglichst genau an diesem Referenzsignal ausgerichtet. In dem UMTS-Standard wird um das Referenzsignal ein Beobachtungsintervall bzw. Beobachtungsfenster definiert, in dem nach weiteren Ausbreitungswegen gesucht wird und in dem auch alle Ausbreitungswege liegen, die für eine Datenerfassung herangezogen werden. Bei der Synchronisation treten u. a. zwei Probleme auf, mit denen im Folgenden der Begriff Synchronisation verbunden ist.
  • Ein Problem besteht darin, dass der Inhalt eines Basisstationssignals oder allgemein eines Empfangssignals durch die Mobilstation analysiert und charakteristische Signalinhalte, z. B. der Beginn eines Zeitrahmens, der durch ein Korrelationsmaximum identifizierbar ist, erkannt werden müssen. Es muss also kontinuierlich oder in bestimmten Zeitintervallen überwacht werden, wo sich die charakteristischen Signalinhalte innerhalb des Empfangssignals befinden, und, falls sich deren Position verändert, müssen geeignete Maßnahmen eingleitet werden, eine Einrichtung zur Datenerfassung in der Mobilstation entsprechend nachzuführen. Verschiebt sich beispielsweise das Referenzsignal innerhalb des Beobachtungsfensters, da beispielsweise bei einer kurzzeitig bewegten Mobilstation das Empfangssignal des zugeordneten Referenzausbreitungsweges für diesen Zeitraum durch den Dopplereffekt zeitlich gestaucht wird, so muss das Beobachtungsfenster dem Referenzsignal nachgeführt werden, um das Referenzsignal nicht zu verlieren und dasselbe in der Mitte des Beobachtungsfensters zu halten.
  • Dazu ist erforderlich, dass die Abtastrate, mit der die Abtastwerte des Empfangssignals der Einrichtung zur Datenerfassung bzw. dem Datendetektor übergeben werden, exakt in einem festen ganzzahligen Verhältnis zu der Chiprate des Empfangssignals bzw. eines bestimmten Ausbreitungswegs innerhalb des Empfangssignals steht. Pro Zeitrahmen dieses bestimmten Ausbreitungswegs muss also stets eine definierte Anzahl von Abtastwerten, z. B. 38400 oder 76800, an die Einrichtung zur Datenerfassung übergeben werden. Ändert sich nun, z. B. aufgrund des Dopplereffekts, die Dauer innerhalb der ein Zeitrahmen empfangen wird, so muss die Abtastrate ebenfalls entsprechend verändert werden.
  • Ein weiteres Problem bei der Synchronisation besteht darin, dass eine Ablaufsteuerung innerhalb der Mobilstation auf die Zeitpunkte des Auftretens der charakteristischen Signalinhalte, d. h. auf den veränderten, schnelleren bzw. verschobenen Zeitablauf synchronisiert werden muss, so dass die Mobilstation zu definierten Zeitpunkten in Bezug auf das Empfangssignal Ereignisse auslösen kann, z. B. insbesondere Signalinhalte aussenden kann. Die Ablaufsteuerung der Mobilstation muss also dem Auftreten der charakteristischen Signalinhalte in dem Empfangssignal zeitlich nachgeführt werden.
  • Im Folgenden sind Teile der technischen Spezifikation 3GPP TS 25.133, V5.8.0 (2003-09), Requirements for support of radio resource management (FDD), und der technischen Spezifikation 3GPP TS 25.211, V5.5.0 (2003-09), Physical channels and mapping of transport channels (FDD) des 3rd Generation Partnership Project (3GPP), Technical Specification Group Radio Access Network, wiedergegeben. Darin sind folgende Anforderungen definiert:
    • – Eine Mobilstation muss die Fähigkeit besitzen, der Zeitrahmenzeitänderung einer verbunden Basisstation zu folgen. Ein anfänglicher Sendezeitfehler der Mobilstation soll kleiner oder gleich ± 1,5 Chip (0,39 ìs) sein. Der Referenzpunkt für die anfängliche Forderung an die Sendezeit der Mobilstation ist der Zeitpunkt, zu dem der erste Ausbreitungsweg eines entsprechenden Abwärtsstrecken-DPCCH/DPDCH-Zeitrahmens von einer Referenzquelle empfangen wird, plus T0 Chips. T0 entspricht dabei 1024 Chips. Dies bedeutet, dass in einer Mobilstation ein Zeitrahmen eines Sendesignals 1024 Chips nach dem Beginn eines Zeitrahmens in einem Empfangssignal beginnt, und zwar mit einer Toleranz von nur 1,5 Chips.
    • – Die Mobilstation bzw. die Ablaufsteuerung in der Mobilstation soll die Sendezeit gemäß dem empfangenen Abwärtsstrecken-Zeitrahmen ändern können. Innerhalb einer gegebenen 800·d·ms-Periode soll sich die Sendezeit der Mobilstation nicht über ± d Chip von der Zeit zu Beginn dieser 800·d·ms-Periode ändern, wobei 0 = d = 1/4 gilt. Die maximale Menge der Zeitänderung bei einer Einstellung darf daher 1/4 Chip betragen. Die minimale Einstellungsrate bzw. Änderungsgeschwindigkeit darf 233 ns pro Sekunde betragen. Die maximale Einstellungsrate darf 1/4 Chip pro 200 ms betragen. Die Änderungsgeschwindigkeit, mit der die Ablaufsteuerung nachgeführt wird, unterliegt ebenfalls dieser Vorgabe.
    • – Die Sendezeit soll sich wie gefordert auf die Empfangszeit beziehen. Um daher die gewünschte Genauigkeit der Sendezeit zu erreichen, muss die Empfangszeit der Mobilstation genau mit dem Empfangssignal und insbesondere mit dem Referenzausbreitungsweg in dem Empfangssignal synchronisiert werden. Der Referenzausbreitungsweg des Empfangssignals muss mit einer Genauigkeit von mindestens Tc/8 in der Mitte des Empfangsfensters gehalten werden.
  • Eine für die Synchronisation von Mobilstationen wichtige Eigenschaft bei UMTS-Mobilfunksystemen besteht darin, dass bis auf wenige Ausnahmen, z. B. dem Compressed Mode, bei dem Übertragungspausen in einem Zeitrahmen vorgesehen werden, nur zeitkontinuierliche Signale empfangen und gesendet werden. Dies ist mit der Schwierigkeit verbunden, dass ein Nachführen einer Mobilstation bezüglich des empfangenen charakteristischen Signalinhalts und dementsprechend auch das Nachführen der Ablaufsteuerung nicht sprunghaft erfolgen kann, da ansonsten Signalinhalte übersprungen werden oder Lücken entstehen, die zwangsläufig zu Fehlern in der Signalauswertung führen. Sowohl die inhaltliche als auch die zeitliche Nachführung der Mobilstation bezüglich des Empfangssignals müssen also ebenfalls kontinuierlich oder zumindest in so kleinen Sprüngen erfolgen, dass eine Auswertung des Signals noch nicht wesentlich beeinträchtigt wird.
  • Zum Zweck der Nachführung und Synchronisation arbeiten bekannte Mobilstationen nach dem Prinzip, einzelne Abtastwerte, die in einem Abtastraster von z. B. Chip-Viertel (4-fache Überabtastung) oder Chip-Achtel (8-fache Überabtastung) vorliegen, in das Empfangs- oder Sendesignal einzufügen oder aus demselben zu entfernen.
  • Ein Nachteil dieser Mobilstationen besteht darin, dass zum Zweck der Nachführung und Synchronisation somit das Signal üblicherweise bei einer gegenüber dem Abtasttheorem mehrfach höheren Abtastrate vorliegen muss bzw. verarbeitet werden muss, um eine ausreichend feine Auflösung zu erhalten. Dies erfordert in der Regel einen erhöhten Schaltungs-, Speicher- und/oder Rechenaufwand.
  • Ein weiterer Nachteil dieser Mobilstationen besteht darin, dass die Anzahl der Abtastwerte pro Übertragungsrahmen oder Zeitschlitz bei der Nachführung und Synchronisation einer Mobilstation nicht konstant ist, was beispielsweise zu Problemen bei der Multiplikation des Signals mit Verwürfelungs- und Spreizcodes führt und daher speziell berücksichtigt werden muss.
  • In bekannten Mobilstationen für den GSM- und den UMTS-Standard weist das zur Verfügung stehende Arbeitstaktsignal für die Signalverarbeitungseinrichtungen und die Ablaufsteuerungseinrichtung ferner häufig keine Arbeitsfrequenz auf, die ein ganzzahliges Vielfaches der UMTS-Chipfrequenz von 3,84 MHz ist, sondern beispielsweise aus einem Systemtaktsignal mit einer für das GSM-Mobilfunksystem spezifischen Systemfrequenz von beispielsweise 13 oder 26 MHz abgeleitet ist. Eine zeitgenaue Abbildung von UMTS-Ereignissen auf den Arbeitstakt ist somit nicht möglich.
  • Um eine Mobilstation für zwei Mobilfunkstandards, wie z. B. den GSM- und den UMTS-Standard, zu realisieren, sind insbesondere hinsichtlich der Symbol- und Chipfrequenz daher üblicherweise zwei Systemtaktsignale erforderlich, ein erstes Systemtaktsignal mit einer ersten Frequenz für die speziellen Erfordernisse des GSM-Mobilfunksystems und ein zweites Systemtaktsignal mit einer zweiten Frequenz für die speziellen Erfordernisse des UMTS-Mobilfunksystems. Die Mobilstationen benötigen daher i. A. neben einem für das GSM-Mobilfunksystem vorgesehenen spezifischen 26-MHz-Quarz einen weiteren UMTS-spezifischen Quarz oder zumindest eine weitere spezielle Phasenregelschleife, die aus dem ersten 26-MHz-Systemtaktsignal für das GSM-Mobilfunksystem ein für das UMTS-Mobilfunksystem spezifisches Systemtaktsignal erzeugt. Ein Empfangssignal kann dann mit einem exakt ganzzahligen Vielfachen der UMTS-Chiprate abgetastet werden.
  • Ein Nachteil dieser bekannten Mobilstationen besteht daher darin, dass dieselben für die verschiedenen Mobilfunksysteme verschiedene Quarze oder einen Quarz und eine zusätzliche Phasenregelschleife benötigen und somit aufwendig sind.
  • Da in bisher bekannten Mobilstationen häufig ein Systemtaktsignal mit einer bestimmten Frequenz vorgegeben ist, die nicht in einem ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren (inkommensurablen) fraktionalen Verhältnis zu der von dem UMTS-Standard vorgeschriebenen Symbol- oder Chipfrequenz steht, werden Analog/Digital-Wandler für das Empfangssignal ebenfalls mit diesem Systemtaktsignal betrieben. Es ist daher ferner ein Abtastratenumsetzer erforderlich, der anschließend das abgetastete Signal auf eine Abtastrate, welche ein ganzzahliges Vielfaches der UMTS-Symbol- oder Chiprate ist, umsetzt.
  • Ein weiterer Nachteil von bekannten Mobilstationen besteht darin, das die Verwendung eines Arbeitstaktsignals mit einer von dem UMTS-Mobilfunksystem unabhängigen Frequenz für die Analog-Digital-Wandler nicht möglich ist.
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Mobilstation oder allgemein eine Vorrichtung zu schaffen, die eine verbesserte und vereinfachte Synchronisation und Signalverarbeitung in einer Sende/Empfangs-Station eines Mobilfunksystems ermöglicht.
  • Diese Aufgabe wird durch einen Abtastratenumsetzer nach Anspruch 1 gelöst.
  • Die Erfindung schafft einen Abtastratenumsetzer zum Umsetzen einer Abtastrate eines Eingangssignals, die in einem nicht ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu einer Systemfrequenz eines Mobilfunksystems steht, in eine Abtastrate eines Ausgangssignals, die in einem ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, mit einem Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter; FIR = Finite Impulse Response) in Polyphasenstruktur, das einen Eingang, an dem das Eingangssignal angelegt ist, und einen Ausgang, an dem das Ausgangssignal ausgegeben wird, aufweist, wobei das FIR-Filter mit einem Arbeitstaktsignal, das eine Frequenz aufweist, die in einem nicht ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, betrieben wird, und die Abtastwerte des Ausgangssignals in dem Zeitraster des Arbeitstaktsignals ausgegeben werden.
  • Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass lediglich ein Schwingungserzeuger, wie z. B. ein Quarz, zum Erzeugen eines Systemtaktsignals benötigt wird. Digitale Schaltungskomponenten, wie z. B. ein Analog/Digital-Wandler, ein digitaler Signalprozessor (DSP), der Abtastratenumsetzer oder ein RAKE-Empfänger, können ferner mit einem Arbeitstaktsignal mit einer zum UMTS-Mobilfunksystem inkommensurablen bzw. nicht vergleichbaren Frequenz betrieben werden, das aus dem Systemtaktsignal abgeleitet wird. Dadurch ist ein sogenannter synchroner Entwurf der Schaltung mit einer Taktflankenausblendung (clock gating) möglich.
  • In den Unteransprüchen finden sich vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des in Anspruch 1 angegebenen Abtastratenumsetzers.
  • Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers ist bei der Polyphasenstruktur die Impulsantwort des FIR-Filters in zueinander phasenversetzte Teilimpulsantworten (Polyphasen) aufgeteilt ist, und der Abtastratenumsetzer weist einen Polyphasenrechner auf, der abhängig von einem Umsetzungsverhältnis des Abtastratenumsetzers eine Polyphasennummer berechnet, die eine Polyphase bezeichnet, die in dem FIR-Filter zum Berechnen eines aktuellen Abtastwerts des Ausgangssignals verwendet wird, und der abhängig von dem Umsetzungsverhältnis ein Gültigkeitssignal erzeugt, das anzeigt, in welchem Arbeitstakt des Arbeitstaktsignals ein gültiger Abtastwert des Ausgangssignals ausgegeben wird.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass das Gültigkeitssignal in dem Abtastratenumsetzer folgenden Signalverarbeitungseinrichtungen zur datengetriebenen statt zeitschemagetriebenen Signalverarbeitung verwendet werden kann. Das Gültigkeitssignal ermöglicht, dass Abtastwerte auf einem virtuellen Zeitraster in dem Abtastratenumsetzer selbst und in allen nachfolgenden Signalverarbeitungseinrichtungen verarbeitet werden, obwohl das Arbeitstaktsignal der dem Abtastratenumsetzer nachfolgenden Signalverarbeitungseinrichtungen in einem inkommensurablen Verhältnis zu diesem virtuellen Zeitraster stehen kann, ohne dass dazu in den nachfolgenden Signalverarbeitungseinrichtungen gesonderte, aufwendige Vorkehrungen getroffen werden müssen.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers weist der Polyphasenrechner einen Phasenrechner auf, der zum Berechnen eines Polyphasenwerts, aus dem die Polyphasennummer bestimmt wird, verwendet wird.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers weist der Phasenrechner einen Addierer mit einem veränderbaren Modulo-Wert zum Berechnen des Polyphasenwerts auf.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers weist der Polyphasenrechner ferner einen dem Addierer nachgeschalteten Phasendecoder auf, der aus dem Polyphasenwert die Polyphasennummer bestimmt und das Gültigkeitssignal erzeugt.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers weisen die Impulsantwort des FIR-Filters und die Polyphasen jeweils eine bestimmte Anzahl von Koeffizienten auf, eine bestimmte Anzahl von Koeffizienten der Impulsantwort ist als Stützstellenkoeffizienten h gespeichert, und der Abtastratenumsetzer weist einen Interpolator auf, der mit dem FIR-Filter verbunden ist und der die Koeffizienten einer Polyphase durch eine Interpolation abhängig von den Stützstellenkoeffizienten der Impulsantwort, Unterschieden zwischen Stützstellenkoeffizienten und einem Gewichtungsfaktor für die Unterschiede bestimmt.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers führt der Interpolator eine lineare Interpolation durch.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers sind die Stützstellenkoeffizienten Koeffizienten, deren zugehörige Übertragungsfunktion nur an den Stellen eine ausreichende Dämpfung aufweist, an denen tatsächlich bei der Interpolation durch das FIR-Filter zu unterdrückende Spektralanteile auftreten.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers sind die Stützstellenkoeffizienten äquidistante Koeffizienten der Impulsantwort.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers werden die Koeffizienten einer Polyphase in Schrittweiten von Vielfachen von ganzzahligen Potenzen von 0,5 bestimmt.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers ist die Impulsantwort des FIR-Filters achsensymmetrisch.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers ist bei der Impulsantwort des FIR-Filters jeder M-te Koeffizient außer einem Mittenkoeffizienten Null.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass die Koeffizienten leichter vorgegeben werden können und die Impulsantwort regelmäßige Nullstellen besitzt.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers ist der Abtastratenumsetzer auf ein Standardumsetzungsverhältnis zum Umsetzen der Abtastrate des Eingangssignals, die in einem nicht ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mo bilfunksystems steht, in eine Abtastrate des Ausgangssignals, die in einem ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, ein Umsetzungsverhältnis zum Erhöhen der Abtastrate des Ausgangssignals, ein Umsetzungsverhältnis zum Verringern der Abtastrate des Ausgangssignals und ein Umsetzungsverhältnis von 1 zum Deaktivieren des Abtastratenumsetzers einstellbar.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass die Abtastratenumsetzung deaktiviert werden kann, d. h. das Umsetzungsverhältnis gleich Eins gesetzt werden kann, und kein zusätzlicher Schaltungsaufwand, z. B. Multiplexer im Signalpfad, erforderlich ist, um den Abtastratenumsetzer, z. B. zu Testzwecken, in einen völlig transparenten Modus zu schalten.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers sind die Umsetzungsverhältnisse derart gewählt, dass dieselben nahe bei 1 und unter 1 liegen.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass der zeitliche Verschnitt der Abtastratenumsetzung gering ist bzw. die Arbeitstaktnutzung optimal ist.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers wird zum Deaktivieren des Abtastratenumsetzers eine spezielle Polyphase der Impulsantwort des FIR-Filters zum Berechen von Abtastwerten in dem Ausgangssignal des Abtastratenumsetzers verwendet.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers weist die spezielle Polyphase einen Mittenkoeffizienten der Impulsantwort auf, wobei der Mittenkoeffizient auf 1 normiert ist.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass aufgrund der Symmetrie der Impulsantwort für den Mittenkoeffizienten keine gesonderte Behandlung bei der Adresserzeugung und Koeffizienten-Interpolation notwendig ist und eine Deaktivierung des Abtastratenumsetzers bzw. eine Einstellung desselben auf ein Umsetzungsverhältnis von 1 sich einfach unter Verwendung einer Polyphase, die lediglich den normierten Mittenkoeffizienten aufweist, realisieren lässt.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers weist der Abtastratenumsetzer einen Speicher, der mit dem Interpolator verbunden ist, zum Speichern der Stützstellenkoeffizienten und der Unterschiede zwischen den Stützstellenkoeffizienten der Impulsantwort auf.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers ist der Speicher aus Logikschaltungen aufgebaut.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers weist der Abtastratenumsetzer einen Adressgenerator, der mit dem Polyphasenrechner, dem Interpolator und dem Speicher verbunden ist, zum Berechnen einer Adresse eines Stützstellenkoeffizienten und eines Unterschieds zwischen den Stützstellenkoeffizienten in dem Speicher abhängig von der Polyphasennummer und zum Berechnen eines Gewichtungsfaktors eines jeweiligen Unterschieds abhängig von der Polyphasennummer auf.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers ist der Abtastratenumsetzer derart steuerbar, dass derselbe jeweils nur für die Berechnung eines einzigen Ausgangsabtastwertes oder für eine bestimmte Dauer auf ein von dem Standardumsetzungsverhältnis abweichendes Umsetzungsverhältnis eingestellt ist.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass die Umschaltung der verschiedenen Umsetzungsverhältnisse des Abtastratenumsetzers durch die Ablaufsteuerung über spezielle Steuerleitungen zeitlich mit z. B. UMTS-Ereignissen synchronisiert werden kann und dazu keine zusätzliche Steuereinrichtung notwendig ist.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers wird eine Symmetrie der Impulsantwort, eine Wellenform der Impulsantwort, eine Wahl der Anzahl der Stützstellenkoeffizienten und eine Wahl der Anzahl von Koeffizienten pro Polyphase bei der Reihenfolge und der Speicherung der Stützstellenkoeffizienten und der Unterschiede zwischen Stützstellenkoeffizienten in dem Speicher berücksichtigt, um den Speicheraufwand in dem Speicher und den Adressberechnungsaufwand in dem Adressgenerator für die Stützstellenkoeffizienten und die Unterschiede zu reduzieren.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass die zur linearen Interpolation verwendeten Stützstellenkoeffizienten der Impulsantwort des FIR-Filters in einer für den Adressgenerator besonders vorteilhaften Weise in Form einer Nachschlagtabelle (Look-Up Table) bzw. Stützwerttabelle in einem Speicher gespeichert sind. Bei der Adressierung der Stützstellenkoeffizienten in dem Speicher dient ein erster Teil einer Adresse dazu, um die Hälfte der Impulsantwort zu adressieren, aus der ein Stützstellenkoeffizient entnommen wird, ein zweiter Teil der Adresse dient dazu, um einen Teilabschnitt der Impulsantwort zu adressieren, aus dem der Stützstellenkoeffizient entnommen wird, und ein dritter Teil der Adresse dient dazu, um eine Stelle in dem Teilabschnitt der Impulsantwort zu adressieren, aus dem der Stützstellenkoeffizient entnommen wird. Die Bits des ersten Teils der Adresse müssen lediglich invertiert werden, um auf Stützstellenkoeffizienten in einer anderen Hälfte der Impulsantwort zuzugreifen. Der dritte Teil der Adresse ist durch die Polyphasennummer bestimmt, wobei bei nach deren Festlegung lediglich eine einfache Adressdecodierung, z. B. mit einem EXKLUSIV-ODER-Gatter, durchgeführt werden muss, um den ersten und den zweiten Teil der Adresse zu bestimmen und auf den Speicher zuzugreifen.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers wird das Arbeitstaktsignal aus einem Systemtaktsignal des Mobilfunksystems erzeugt.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers ist das Mobilfunksystem ein UMTS-Mobilfunksystem, bei dem das Systemtaktsignal eine Frequenz von 26 MHz aufweist und das Arbeitstaktsignal eine Frequenz von 62,4 MHz aufweist.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers sind die Anzahl der Polyphasen, die Anzahl von Koeffizienten der Impulsantwort und der Polyphasen und die Anzahl der Stützstellenkoeffizienten jeweils Potenzen von zwei, wobei insbesondere die Impulsantwort 1024 Koeffizienten aufweist und in 128 Polyphasen mit jeweils 8 Koeffizienten aufgeteilt ist, und 128 Stützstellenkoeffizienten der Impulsantwort gespeichert sind.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass ein Referenzausbreitungsweg eines Empfangssignals in einer Mitte eines Empfangsfensters mit einer Genauigkeit von mindestens Tc/8 gehalten werden kann, was durch den Abtastratenumsetzer erreicht wird, der ermöglicht, dass die Empfängeralgorithmen die Zeitsteuerung in Schritten von 1 ns verschieben, ohne einen Signalinhalt zu verlieren.
  • Ein weiterer Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass die Koeffizienten der Impulsantwort des FIR-Filters derart beschaffen sind, dass sich dieselben effizient abspeichern lassen, da vergleichsweise wenig Stützstellenkoeffizienten der Impulsantwort vorgehalten werden und die restlichen Koeffizienten aufgrund der speziellen Charakteristika der Impulsantwort durch einfache lineare Interpolation erzeugt und in Echtzeit berechnet werden, ohne dass eine nennenswerte Verschlechterung der Filtereigenschaften damit verbunden ist.
  • Ein weiterer Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass durch die spezielle Wahl der Länge bzw. der Anzahl der Koeffizienten der Impulsantwort und der Polyphasen der Impulsantwort, durch die Wahl des Interpolationsfaktors des FIR-Filters und des Sortierungsschemas der Stützstellenkoeffizienten und der Unterschiede zwischen den Stützstellenkoeffizienten in dem Speicher die Adressberechnung in einem Adressgenerator zur Stützstellenkoeffizienten-Auswahl und auch die lineare Interpolation zwischen den Stützstellenkoeffizienten in dem Interpolator erheblich vereinfacht ist und der Adressgenerator sehr einfach aufgebaut ist. Die lineare Interpolation kann durch eine besonders geringe Zahl von Addier-Verschiebe-(Add-Shift-)Operationen ausgeführt werden, ohne dass ein vollwertiger Multiplizierer erforderlich ist.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers weist das Umsetzungsverhältnis des Abtastratenumsetzers einen Zähler und einen Nenner auf, wobei zur Änderung des Umsetzungsverhältnisses lediglich der Wert des Nenners verändert wird.
  • Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Abtastratenumsetzers ist die Abtastrate des Eingangssignals 7,8 MHz, das Standardumsetzungsverhältnis ist 128/130, das Umsetzungsverhältnis zum Erhöhen der Abtastrate des Ausgangssignals ist 128/129, das Umsetzungsverhältnis zum Verringern der Abtastrate des Ausgangssignals ist 128/131, und das Umsetzungsverhältnis zum Deaktivieren des Abtastratenumsetzers ist 128/128.
  • Ein Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass zum Nachführen und Synchronisieren einer Mobilstation das UMTS-Empfangssignal nicht in einer mehrfach höheren Ab tastrate vorliegt bzw. verarbeitet wird, sondern gemäß dem Abtasttheorem lediglich eine zweifache Überabtastung verwendet wird, was den Schaltungs-, Speicher- und Rechenaufwand reduziert.
  • Ein weiterer Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass zum Nachführen und Synchronisieren der Mobilstation keine Abtastwerte in ein Empfangssignal eingefügt werden oder aus demselben weggelassen werden, sondern statt dessen die Abtastrate durch den Abtastratenumsetzer geringfügig angehoben oder abgesenkt wird, wobei die Anzahl der Abtastwerte in einem Zeitrahmen mit 38400 oder 76800 Abtastwerten immer konstant bleibt und somit z. B. die Multiplikation mit Spreizcodes und Verwürfelungscodes vereinfacht wird.
  • Ein weiterer Vorteil dieser bevorzugten Weiterbildung besteht darin, dass, da die Frequenz des Arbeitstaktsignals von 62,4 MHz ein ganzzahliges Vielfaches der eingangsseitigen Abtastfrequenz des Abtastratenumsetzers von 7,8 MHz ist, aufgrund der geringen Zahl der ungenutzten Arbeitstakte des Arbeitstaktsignals eine optimale Ausnutzung der Schaltungsressourcen erreicht wird. Für einen Real- und Imaginärteil ist daher jeweils nur ein Multiplizierer erforderlich, der in jedem Arbeitstakt einen notwendigen Beitrag zum Ausgangsergebnis liefert.
  • Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
  • 1 einen digitalen Eingang einer Mobilstation mit einem Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung;
  • 2 einen Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung;
  • 3 eine typische Wellenform einer Impulsantwort eines FIR-Filters für einen Abtastratenumsetzers gemäß der Erfindung;
  • 4 ein FIR-Filter für einen Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung;
  • 5 das Prinzip eines Polyphasenrechners für einen Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung;
  • 6 einen Polyphasenrechner für einen Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung;
  • 7 einen Phasendecoder;
  • 8 einen Adressgenerator, einen Speicher und einen Interpolator für einen Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung; und
  • 9 eine Ablaufsteuerung für einen Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung.
  • 1 zeigt einen digitalen Eingang einer Mobilstation mit einem Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung. Der digitale Eingang (DFE, DFE = Digital Frontend) ist in einen ersten Taktbereich 1, der einem ersten Mobilfunksystem zugeordnet ist, und in einen zweiten Taktbereich 2, der einem zweiten Mobilfunksystem zugeordnet ist, aufgeteilt. Der digitale Eingang weist einen Schwingungserzeuger 3 zum Erzeugen eines Systemtaktsignals mit einer für das erste Mobilfunksystem spezifischen Frequenz, eine Einrichtung 4 zum Erzeugen eines ersten Arbeitstaktsignals mit einer zu dem zweiten Mobilfunksystem inkommensurablen Frequenz, einen Analog-Digital-Wandler 5, eine Fehlerkorrektureinrichtung 6, ein Dezimationsfilter 7, ein Sperrfilter 8, eine Frequenz- und Phasen-Korrektureinrichtung 9, ein Root-Raised-Cosine-(RRC-)Filter 10, einen Abtastratenumsetzer 11 gemäß der Erfindung zwischen dem ersten Taktbereich 1 und dem zweiten Taktbereich 2, eine Einrichtung 12 zum Erzeugen eines zweiten Arbeitstaktsignals mit einer zu dem zweiten Mobilfunksystem inkommensurablen Frequenz, eine Anzeigeeinrichtung 13 zum Anzeigen einer Empfangssignalstärke (RSSI; RSSI = Received Signal Strength Indicator), einen Datenpuffer 14, einen zeitvarianten Interpolator (TVI; TVI = Time Variant Interpolator) 15 und eine Ablaufsteuerung 16 auf.
  • Der Analog-zu-Digital-Wandler 5 wandelt beim Betrieb ein analoges Eingangssignal 17 in ein binäres Ausgangssignal 18 mit einer ersten Abtastrate, die der Frequenz des ersten Arbeitstaktsignals entspricht, um. Der Analog-zu-Digital-Wandler 5 erzeugt ferner ein Fehlersignal 19, das den Quantisierungsfehler der Analog-zu-Digital-Wandlung darstellt. Die Fehlerkorrektureinrichtung 6 korrigiert abhängig von dem Fehlersignal 19 das binäre Ausgangssignal 18 des Analog-zu-Digital-Wandlers 5 und erzeugt ein korrigiertes Ausgangssignal, das dem Dezimationsfilter 7 als Eingangssignal zugeführt wird. Das Dezimationsfilter 7 reduziert die Abtastrate des Eingangssignals desselben um einen Dezimationsfaktor, derart, dass das Ausgangssignal desselben eine zweite Abtastrate fs aufweist. Das folgende Sperrfilter 8 führt eine Gleichanteilsunterdrückung durch, um einen die weitere Signalverarbeitung störenden Gleichanteil zu entfernen, und erzeugt ein Ausgangssignal. Das Ausgangssignal des Sperrfilters 8 wird in die Frequenz- und Phasen-Korrektureinrichtung 9 eingespeist. Die Frequenz- und Phasen-Korrektureinrichtung 9 dient zur Korrektur von Frequenz- und Phasenfehlern, die durch Hochfrequenzeinrichtungen, wie z. B. eine Antenne oder Schwingungserzeuger, verursacht werden, und erzeugt ein Ausgangssignal, das in das RRC-Filter 10 eingespeist wird. Das RRC-Filter 10 dient dazu, um eine optimale Bandverschiebung bei optimalem Frequenzgang bzw. bei optimaler Bandbegrenzung zu erreichen, und erzeugt ein Ausgangssignal X, das als Eingangssignal in den Abtastratenumsetzer 11 eingespeist wird. In dem ersten Taktbereich 1 sind alle Einrichtungen entlang der Signalver arbeitungsrichtung einschließlich des Abtastratenumsetzers 11 mit der Einrichtung 4 zum Erzeugen des ersten Arbeitstaktsignals verbunden und werden mit dem ersten Arbeitstaktsignal betrieben. Die Einrichtung 4 zum Erzeugen des ersten Arbeitstaktsignals ist mit dem Schwingungserzeuger 3 verbunden und erzeugt das erste Arbeitstaktsignal unter Verwendung eines ersten Frequenzumsetzungsfaktors aus dem Systemtaktsignal des Schwingungserzeugers 3. Die Einrichtung 4 weist dazu vorzugsweise eine Phasenregelschleifeschleife auf.
  • Der Abtastratenumsetzer 11 ist mit der Anzeigeinrichtung 13 für die Empfangssignalstärke, mit dem Datenpuffer 14 und der Ablaufsteuerung 16 verbunden. Ein RAKE-Empfänger (nicht gezeigt) liest aus dem Datenpuffer 14 für jeden Ausbreitungsweg eines empfangenen Sendesignals Daten bzw. Abtastwerte aus. Der Datenpuffer 14 ist mit dem zeitvarianten Interpolator 15 verbunden. Der zeitvariante Interpolator 15 dient dazu, um die Zeitverschiebungen von einzelnen Ausbreitungswegen eines empfangenen Sendesignals zu korrigieren. Eingänge der Anzeigeinrichtung 13 für die Empfangssignalstärke, des Datenpuffers 14 und des zeitvarianten Interpolators 15 sind mit Ausgängen der Ablaufsteuerung 16 verbunden. Die Ablaufsteuerung 16 steuert beispielsweise die Taktsaublendung. Der Abtastratenumsetzer 11 steuert die Ablaufsteuerung 16 über Freigabesignale. Die Ablaufsteuerung 16 wird mit dem zweiten Arbeitstaktsignal der Einrichtung 12 zum Erzeugen des zweiten Arbeitstaktsignals betrieben. Die Einrichtung 12 zum Erzeugen des zweiten Arbeitstaktsignals ist mit dem Schwingungserzeuger 3 verbunden und erzeugt das zweite Arbeitstaktsignal unter Verwendung eines zweiten Frequenzumsetzungsfaktors aus dem Systemtaktsignal des Schwingungserzeugers 3. Die Einrichtung 12 weist dazu vorzugsweise eine Phasenregelschleifeschleife auf.
  • Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Abtastratenumsetzers der Erfindung ist der Abtastratenumsetzer für eine UMTS-Mobilstation ausgelegt. In den 1, 2 und 4 bis 9 sind die bevorzugten binären Breiten der einzelnen Signale bzw. Verbindungen der verschiedenen Einrichtungen für den Fall eines UMTS-Mobilfunksystems gezeigt.
  • Bezugnehmend auf 1 ist bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der erste Taktbereich 1 des digitalen Eingangs ein physischer GSM-Taktbereich, der einem GSM-Mobilfunksystem zugeordnet ist, und der zweite Taktbereich 2 des digitalen Eingangs ein virtueller UMTS-Taktbereich, der einem UMTS-Mobilfunksystem zugeordnet ist. Der Schwingungserzeuger 3 erzeugt vorzugsweise ein Systemtaktsignal mit einer für das GSM-Mobilfunksystem spezifischen Frequenz von 26 MHz. Die Einrichtung 4 zum Erzeugen des ersten Arbeitstaktsignals erzeugt aus dem Systemtaktsignal des Schwingungserzeugers 3 von 26 MHz unter Verwendung eines ersten Frequenzumsetzungsfaktors 48/20 ein erstes Arbeitstaktsignal mit einer Frequenz von 62,4 MHz, und die Einrichtung 12 zum Erzeugen des zweiten Arbeitstaktsignals erzeugt aus dem Systemtaktsignal des Schwingungserzeugers 3 von 26 MHz unter Verwendung eines zweiten Frequenzumsetzungsfaktors von 4 ein zweites Arbeitstaktsignal mit einer Frequenz von 104 MHz. Das Dezimationsfilter 7 weist vorzugsweise einen Dezimationsfaktor von 8 auf, der die Abtastrate von 62,4 MHz der Ausgangssignale des Analog-zu-Digital-Wandlers 5 und der Fehlerkorrektureinrichtung 6 in eine Abtastrate von 7,8 MHz umsetzt.
  • Der asynchrone Abtastratenumsetzer 11 besitzt im Wesentlichen zwei Funktionen: die Umsetzung der Abtastrate von Empfangssignalen des zweiten Mobilfunksystems und die zeitliche Verschiebung eines Empfangssignalinhalts. Der Abtastratenumsetzer weist dazu ein variables, einstellbares Umsetzungsverhältnis auf, um eine standardmäßige Umsetzung, eine zeitliche Stauchung oder eine zeitliche Dehnung von Signalinhalten durchzuführen. Wenn der Abtastratenumsetzer 11 auf ein Standardumsetzungsverhältnis desselben eingestellt ist, wandelt derselbe das Eingangssignal X an einem ersten Eingang desselben von einem mit dem zweiten Mobilfunksystem nicht-konformen Signal, das die zweite Abtastrate fs bzw. eine Eingangsabtastrate aufweist, in ein mit dem zweiten Mobilfunksystem konformes Ausgangssignal Y, das eine dritte Abtastrate fs bzw. Ausgangsabtastrate aufweist und an einem ersten Ausgang des Abtastratenumsetzers 11 ausgegeben wird, um. Die Ausgangsabtastrate fs des Abtastratenumsetzers 11 entspricht dabei vorzugsweise der doppelten Abtastfrequenz des zweiten Mobilfunksystems.
  • Der Abtastratenumsetzer lässt sich durch einen Interpolator mit einem festen Interpolationsfaktor und einen Dezimator mit einem einstellbaren Dezimationsfaktor darstellen. Der Interpolator weist dabei ein Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR; FIR = Finite Impulse Response) in Polyphasenstruktur, bei der die Impulsantwort des FIR-Filters in Teilimpulsantworten bzw. Polyphasen aufgeteilt ist, auf. Die Interpolations- und Dezimationsfiltereigenschaften sind in dem FIR-Filter direkt kombiniert.
  • Ein Ausgangsabtastwert des Abtastratenumsetzers für einen spezifischen Zeitpunkt ist eine lineare Kombination von gewichteten Eingangsabtastwerten vor und nach diesem Zeitpunkt. Die dabei verwendeten Gewichtungen sind zeitvariante Koeffizienten der Impulsantwort des FIR-Filters. Eine Polyphase der Impulsantwort des FIR-Filters ist durch einen jeweiligen Koeffizientensatz dargestellt. Die Polyphasen ermöglichen eine Abtastung der Impulsantwort zu verschiedenen Zeitpunkten und stellen um kleine zeitliche Abstände, wie z. B. 1 ns, zueinander verschobene Abtastungen bzw. Koeffizientensätze dar. Je höher die Anzahl der Polyphasen ist, desto besser ist die zeitliche Auflösung. Die Polyphasen der Impulsantwort müssen für die Bestimmung jedes Ausgangsabtastwerts des Abtastratenumsetzers berechnet werden.
  • 2 zeigt einen Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung. Der Abtastratenumsetzer 11 weist eine Ablaufsteuerung 20, einen Polyphasenrechner 21, einen Adressgenerator 22, einen Speicher 23, einen Interpolator 24 und ein Filter 25 mit endlicher Impulsantwort (FIR; FIR = Finite Impulse Response) auf. Das FIR-Filter 25 ist mit einem ersten Eingang desselben mit dem ersten Eingang des Abtastratenumsetzers 11 verbunden, an dem das Eingangssignal X des Abtastratenumsetzers 11 angelegt ist, und mit einem Ausgang desselben mit dem ersten Ausgang des Abtastratenumsetzers 11 verbunden, an dem das Ausgangssignal Y des Abtastratenumsetzers 11 ausgeben wird.
  • Der Abtastratenumsetzer 11 wird durch ein erstes, zweites und ein drittes Steuersignal D[2:0] an einem zweiten Eingang desselben von einem UMTS-Empfangs-Zeitgeber und ein viertes Steuersignal S an einem dritten Eingang desselben von einem digitalen Signalprozessor gesteuert. Das vierte Steuersignal S wird in einem Steuerregister durch den digitalen Signalprozessor (DSP) eingestellt. Der Abtastratenumsetzer 11 gibt an einem zweiten Ausgang desselben ein Gültigkeitssignal VALID aus.
  • Das erste und das zweite Steuersignal D [1:0] bestimmen, ob der Abtastratenumsetzer 11 ein Standardumsetzungsverhältnis, ein davon abweichendes Umsetzungsverhältnis zum zeitlichen Dehnen bzw. zum Erzeugen einer erhöhten Ausgangsabtastrate oder zum zeitlichen Stauchen bzw. zum Erzeugen einer verringerten Ausgangsabtastrate verwendet, oder ob das Umsetzungsverhältnis auf 1 eingestellt ist und die Umsetzung deaktiviert ist. Das Umsetzungsverhältnis ist hierin durch einen Bruch mit einem Zähler Z und einem Nenner N dargestellt.
  • Das zusätzliche dritte Steuersignal D[2] bestimmt, ob ein jeweiliges Umsetzungsverhältnis, das sich von dem Standardumsetzungsverhältnis unterscheidet, gültig ist, bis das erste und das zweite Steuersignal D[1:0] auf das Standardumsetzungsverhältnis zurückschalten, oder ob dasselbe lediglich für den nächsten Ausgangsabtastwert gültig ist. In dem letzteren Fall werden dann die folgenden Ausgangsabtastwerte mit dem Standardumsetzungsverhältnis unabhängig davon, ob das erste und das zweite Steuersignal D[1:0] auf das Standardumsetzungsverhältnis zurückschaltet oder nicht, verarbeitet. Das dritte Steuersignal D[2] bestimmt also, wie lange das jeweilige Umsetzungsverhältnis verwendet wird.
  • Durch das vierte Steuersignal S kann das Abtastratenumsetzungsverhältnis dauerhaft auf 1 eingestellt werden bzw. der Abtastratenumsetzer deaktiviert werden. In diesem Fall wird eine spezielle Polyphase der Impulsantwort des FIR-Filters verwendet, um die Eingangswerte mit 1 zu multiplizieren.
  • Das Gültigkeitssignal VALID an dem zweiten Ausgang des Abtastratenumsetzers 11 zeigt durch Flanken, wie z. B. eine steigende Flanke oder einen Flankenwechsel, an, wann bzw. in welchem Arbeitstakt ein neuer gültiger Ausgangsabtastwert des Abtastratenumsetzers 11 durch eine folgende Signalverarbeitungseinrichtung gelesen werden kann. In dem zweiten Taktbereich 2 des digitalen Eingangs einer Mobilstation (1) können zweite Arbeitstaktsignale mit einer beliebigen zweiten Arbeitsfrequenz, die größer als die Eingangsabtastrate des Abtastratenumsetzers ist, verwendet werden, so dass die Größe des Datenflusses in diesem zweiten Taktbereich 2 nicht mehr festgelegt ist. Um den Datenfluss in dem zweiten Taktbereich 2 zu steuern (datengetrieben) wird das Gültigkeitssignal VALID verwendet, das u. a. zur Taktflankenausblendung eingesetzt wird.
  • Der Abtastratenumsetzer 11 weist bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ein Standardumsetzungsverhältnis von 128/130 (64/65) auf, wobei das Eingangssignal X des Abtastratenumsetzers 11 von 1 von einem nicht-UMTS-konformen Signal mit einer Abtastrate fs von 7,8 MHz in dem GSM-Taktbereich 1 in ein virtuelles UMTS-konformes Ausgangssignal Y des Abtastratenumsetzers 11 mit einer Abtastrate fs von 7,68 MHz in dem UMTS-Taktbereich 2 umgesetzt wird. Diese Abtastrate ist ein Vielfaches von 3,84 MHz bzw. entspricht vorteilhafterweise der doppelten UMTS-Chipfrequenz (Abtastperiode Tc/2) und daher einer zweifachen Überabtastung. Das Ausgangssignal Y des Abtastratenumsetzers 11 kann alternativ eine höhere Überabtastung aufweisen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist das Umsetzungsverhältnis zum Erzeugen einer erhöhten Ausgangsabtastrate 128/129, das Umsetzungsverhältnis zum Erzeugen einer verringerten Ausgangsabtastrate 128/131 und das Umsetzungsverhältnis zum Deaktivieren der Umsetzung 128/128 = 1. Allgemein können die Umsetzungsverhältnisse abhängig vom verwendeten Taktsystem gewählt werden. Die Umsetzungsverhältnisse werden jedoch vorzugsweise derart gewählt, dass dieselben nahe bei 1 bzw. nahe unter 1 liegen, da dann der zeitliche Verschnitt geringer ist bzw. die Arbeitstaktnutzung optimal ist. Dazu wird vorzugsweise lediglich der Nenner des Umsetzungsverhältnisses und dieser vorzugsweise in 1er- bzw. Ganzzahl-Schritten geändert, wobei das Umsetzungsverhältnis immer = 1 ist.
  • Die Ausgangsabtastwerte des Abtastratenumsetzers 11 sind bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung mit dem 62,4-MHz-Taktgitter der ersten Einrichtung 4 zum Erzeugen des ersten Arbeitstaktsignals in 1 hinsichtlich der Echtzeit mit einer minimalen Phasenschwankung (Jitter) ausgerichtet. Aufgrund der quasi-inkommensurablen Abtastrate fs von 7,68 MHz an dem ersten Ausgang des Abtastratenumsetzers 11 liegen die Ausgangsabtastwerte des Abtastratenumsetzers 11 nicht exakt in einem Raster von 8 Arbeitstakten des ersten Arbeitstaktsignals von 62,4 MHz, wie an dem ersten Eingang des Abtastratenumsetzers 11, an dem die Abtastrate 7,8 MHz beträgt, vor, und es müssen in einem bestimmten definierten zeitlichen Muster einzelne Arbeitstakte übersprungen werden, um das virtuelle UMTS-Zeitraster mit einer Abtastrate von 7,68 MHz an dem ersten Ausgang des Abtastratenumsetzers 11 auf das Arbeitstaktraster des ersten Arbeitstaktsignals abzubilden.
  • Tabelle 1 zeigt die bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendete Codierung des jeweiligen Umsetzungsverhältnisses durch das erste und das zweite Steuersignal D[1:0]. Dabei geben Z den Zähler und N den Nenner des Umsetzungsverhältnisses an.
  • Figure 00300001
    Tabelle 1
  • Das erste und das zweite Steuersignal D[1:0] schalten auf das Standardumsetzungsverhältnis, wenn dieselben auf 00 eingestellt sind. Bei dem Fall der Deaktivierung des Abtastratenumsetzers 11, d. h. für D[1:0] = 11, wird bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung die Polyphase 0 (L = 0) der Impulsantwort des FIR-Filters verwendet.
  • 3 zeigt eine bei der Erfindung verwendete typische Wellenform einer Impulsantwort des FIR-Filters. Die gezeigte Impulsantwort ist achsensymmetrisch bzw. eine gerade Funktion und weist Teilabschnitte (0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7) in der rechten und der dazu achsensymmetrischen linken Hälfte der Impulsantwort auf, die zwischen Nulldurchgängen der Impulsantwort mit der Zeitachse und um die Mitte der Impulsantwort herum mit der Zeitachse und der Ordinatenachse Flächen begrenzen. Das FIR-Filter wird aufgrund der Achsensymmetrie der Impulsantwort auch als linearphasiges FIR-Filter bezeichnet. Die Impulsantwort des FIR-Filters 25 weist bei der vorliegenden Erfindung eine bestimmte Anzahl von Koeffizienten auf und ist in eine bestimmte Anzahl von Polyphasen mit ebenfalls einer bestimmten Anzahl von Koeffizienten unterteilt. Es ist ferner eine bestimmte Anzahl von Koeffizienten der Impulsantwort als Stützstellenkoeffizienten in dem Speicher 23 gespeichert, wobei aus den Stützstellenkoeffizienten die Koeffi zienten der Impulsantwort bzw. der einzelnen Polyphasen vorzugsweise durch eine lineare Interpolation in dem Interpolator 24 ermittelt werden. Die Anzahl der Polyphasen wird durch die gewünschte zeitliche Auflösung bestimmt, und die Anzahl der Koeffizienten pro Polyphase richtet sich nach der gewünschten Güte der Interpolation. In 3 sind die Stützstellenkoeffizienten der Impulsantwort als Punkte auf dem Kurvenverlauf derselben gezeigt. Die gezeigte Impulsantwort ist die Impulsantwort eines M-tel-Bandfilters, bei der jeder M-te Stützstellenkoeffizient mit Ausnahme des Stützstellenkoeffizienten in der Mitte der Impulsantwort (Mittenkoeffizient) eine Nullstalle ist.
  • Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist die Impulsantwort des FIR-Filters 1024 Koeffizienten auf und ist in 128 Polyphasen mit jeweils 8 Koeffizienten aufgeteilt. Die Polyphasen stellen jeweils um 1 ns zueinander verschobene Abtastungen der Impulsantwort dar. Von den 1024 Koeffizienten sind lediglich 128 Koeffizienten als Stützstellenkoeffizienten in dem Speicher 23 gespeichert. Aus den Stützstellenkoeffizienten werden die Koeffizienten von Teilimpulsantworten bzw. Polyphasen der Impulsantwort, die zueinander zeitlich verschoben sind bzw. phasenverschoben sind, durch eine lineare Interpolation in dem Interpolator 24 bestimmt. Der Abstand der Stützstellenkoeffizienten ist derart gewählt, dass eine lineare Interpolation der Koeffizienten nahezu keine Verschlechterung der Gesamtleistung des Abtastratenumsetzers insbesondere hinsichtlich des Signal-Rausch-Verhältnisses verursacht und andererseits der Speicheraufwand für die Stützstellenkoeffizienten klein ist. Die Impulsantwort ist achsensymmetrisch und weist 8 Teilabschnitte 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6 und 7 auf. Jede Polyphase besitzt einen Koeffizient in einem Teilabschnitt der Polyphase.
  • 4 zeigt das FIR-Filter. Das FIR-Filter 25 weist ein Eingangsregister 26 und eine Verzögerungsleitung mit Verzögerungseinrichtungen 27, 28, 29, 30, 31, 32 und 33 auf. Das FIR-Filter 25 weist ferner einen Kommutator 34, einen Multiplizierer 35, ein erstes Fließbandverarbeitungsregister 36, eine Integrationseinrichtung mit einem Addierer 37 und einer Verzögerungseinrichtung 38, ein zweites Fließbandverarbeitungsregister 39, eine Rundungseinrichtung 40, die vorzugsweise einen Addierer aufweist, und ein Ausgangsregister 41 auf. Das FIR-Filter ist vorzugsweise zweimal vorgesehen, einmal für die Inphasen- und einmal für die Quadratur-Komponente eines quaternären Eingangssignals X.
  • Ein Eingang des Eingangregisters 26 des FIR-Filters 25 ist mit dem ersten Eingang des FIR-Filters verbunden. Das Eingangsregister 26 wird an einem Steuereingang desselben durch ein Freigabesignal E1 gesteuert, das bestimmt, wann das erste Arbeitstaktsignal in dem Eingangsregister 26 wirksam ist. Ein Ausgang des Eingangsregisters 26 ist mit einem Eingang der Verzögerungsleitung verbunden. Ein Ausgang einer jeweiligen Verzögerungseinrichtung der Verzögerungsleitung ist mit dem Eingang einer nächsten Verzögerungseinrichtung verbunden ist. Die Wirksamkeit des ersten Arbeitstaktsignal in den Verzögerungseinrichtungen 27, 28, 29, 30, 31, 32 und 33 wird durch das Freigabesignal E1 gesteuert. Die Eingänge der Verzögerungseinrichtungen 27, 28, 29, 30, 31, 32 und 33 und der Ausgang der letzten bzw. der siebten Verzögerungseinrichtung 33 sind jeweils mit einem zugeordneten Eingang (0, 1, 2, 3, 7, 6, 5, 4) des Kommutators 34 verbunden. Die Eingänge sind den in 3 gezeigten Teilabschnitten der Impulsantwort zugeordnet. An einem Steuereingang des Kommutators 34 ist das Steuersignal M angelegt. Der Kommutator 34 wählt abhängig von dem Steuersignal M einen der Eingänge desselben aus und verbindet denselben mit seinem Ausgang. Der Ausgang des Kommutators 34 ist mit einem ersten Eingang des ersten Multiplizierers 35 verbunden. Ein zweiter Eingang des ersten Multiplizierers 35 ist mit einem zweiten Eingang des FIR-Filters 25 verbunden, an dem ein interpolierter Koeffizient h' einer Teilimpulsantwort bzw. einer Polyphase des FIR-Filters angelegt ist. Ein Ausgang des Multiplizierers 35 ist mit einem Eingang des ersten Fließbandverarbeitungsregisters 36 verbunden. Das erste Fließbandverarbeitungsregister 36 wird durch das erste Arbeitstaktsignal gesteuert. Ein Ausgang des ersten Fließbandverarbeitungsregisters 36 ist mit einem ersten Eingang des Addierers 37 der Integrationseinrichtung verbunden. Ein Ausgang des Addierers 37 ist mit einem Eingang des zweiten Fließbandverarbeitungsregisters 39 und mit einem Eingang der Verzögerungseinrichtung 38 verbunden. Der Ausgang der Verzögerungseinrichtung 38 ist mit einem zweiten Eingang des Addierers 37 verbunden. Die Integrationseinrichtung bzw. die Verzögerungseinrichtung 38 und das zweite Fließbandverarbeitungsregister 39 werden durch das Steuersignal C1 gesteuert. Das Steuersignal C1 steuert die Wirksamkeit des ersten Arbeitstaktsignals in dem zweiten Fließbandverarbeitungsregister 39. Ein Ausgang des zweiten Fließbandverarbeitungsregisters 39 ist mit einem ersten Eingang der Rundungseinrichtung 40 verbunden. An einen zweiten Eingang der Rundungseinrichtung 40 ist eine binäre 1 angelegt. Ein Ausgang der Rundungseinrichtung 40 ist mit einem Eingang des Ausgangsregisters 41 verbunden. Die Wirksamkeit des ersten Arbeitstaktsignals in dem Ausgangsregister 41 wird durch ein Freigabesignal E4 gesteuert. Das Ausgangsregister 41 ist mit dem Ausgang des FIR-Filters 25 verbunden, an dem das Ausgangssignal Y des Abtastratenumsetzers ausgegeben wird.
  • Die Verzögerungsleitung dient dazu, um den letzten Eingangsabtastwert und vorhergehende Eingangsabtastwerte des Eingangssignals X des Abtastratenumsetzers 11, d. h. eine bestimmte Anzahl von Eingangsabtastwerten des Abtastratenumsetzers 11, zu speichern. Die Anzahl der gespeicherten Eingangsabtastwerte entspricht der Anzahl der Koeffizienten einer Polyphase. Der Kommutator 34 wählt gesteuert durch das Steuersignal M der Ablaufsteuerung 20, das einen Teilabschnitt der Impulsantwort anzeigt, einen zugeordneten Eingangsabtastwert des Eingangssignals X für die Multiplikation aus. Der erste Multiplizierer 35 dient dazu, um den Ausgangsabtastwert des Kommutators 34 mit einem aktuellen interpolierten Koeffizien ten h' einer Polyphase der Impulsantwort des FIR-Filters, der durch den Interpolator 24 erzeugt wird, zu multiplizieren. Das Multiplikationsergebnis wird in das erste Fließbandverarbeitungsregister 36 getaktet. Entsprechend der Anzahl der Koeffizienten einer Polyphase wird eine entsprechende Anzahl von Multiplikationsergebnissen in der Integrationseinrichtung summiert und in dem zweiten Fließbandverarbeitungsregister 39 gespeichert. Das zweite Fließbandverarbeitungsregister 39 wird lediglich nach einer Anzahl von Taktzyklen des ersten Arbeitstaktsignals, die der Anzahl der Koeffizienten einer Polyphase entspricht, durch das Steuersignal C1 aktiviert bzw. freigegeben, um ein Integrationsergebnis auszugeben. Die Verzögerungseinrichtung 38 der Integrationseinrichtung, die vorzugsweise ein Register aufweist, wird nach der gleichen Anzahl von Taktzyklen bzw. mit der gleichen Taktflanke des Steuersignals C1 gelöscht bzw. zurückgesetzt. Der in dem zweiten Fließbandverarbeitungsregister 39 gespeicherte Abtastwert wird in der Rundungseinrichtung 40 auf die Ausgangswortlänge gerundet und in das Ausgangsregister 41 getaktet.
  • Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist das FIR-Filter 25 ein FIR-Filter mit 7 Verzögerungseinrichtungen 27, 28, 29, 30, 31, 32 und 33 bzw. 8 Koeffizienten, die variabel einstellbar sind. Die Eingänge des Kommutators 34 des FIR-Filters 25 sind den 8 Teilabschnitten (0, 1, 3, 4, 5, 6, 7) der Impulsantwort in 3 zugeordnet, wobei der Eingang 0 dem äußersten linken Teilabschnitt der Impulsantwort zugeordnet ist, der Eingang 1 dem Teilabschnitt rechts von dem äußersten linken Teilabschnitt der Impulsantwort zugeordnet ist, der Eingang 2 wieder dem nächsten Teilabschnitt nach rechts zugeordnet ist, und der Eingang 3 dem Teilabschnitt der Impulsantwort links von der Mitte der Impulsantwort zugeordnet ist. Der Eingang 7 ist dem äußersten rechten Teilabschnitt der Impulsantwort zugeordnet, der Eingang 6 ist dem Teilabschnitt links von dem äußersten rechten Teilabschnitt der Impulsantwort zugeordnet, der Eingang 5 ist wieder dem nächsten Teilabschnitt der Impulsantwort nach links zugeord net, und der Eingang 4 ist schließlich dem Teilabschnitt der Impulsantwort rechts von der Mitte der Impulsantwort zugeordnet. In der Integrationseinrichtung des FIR-Filters 25 werden bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung entsprechend der Anzahl der Koeffizienten einer Polyphase 8 Multiplikationsergebnisse in der Verzögerungseinrichtung 38 summiert und in dem zweiten Fließbandverarbeitungsregister 39 gespeichert. Das zweite Fließbandverarbeitungsregister 39 wird durch das Steuersignal C1 lediglich alle 8 Taktzyklen des ersten Arbeittaktsignals zur Ausgabe eines Integrationsergebnisses freigegeben.
  • Bezugnehmend auf 2 dient der Polyphasenrechner 21 zum Berechnen eines Polyphasenwerts p(n) und einer Polyphasennummer L. Der Polyphasenwert p(n) stellt den Zeitpunkt in dem Abtastraster des zweiten Taktbereichs 2 von 1 dar, zu dem der nächste Ausgangsabtastwert des Abtastratenumsetzers 11 mit dem FIR-Filter 25 berechnet werden muss. Die Polyphasennummer L gibt die Polyphase bzw. die Teilimpulsantwort der Impulsantwort des FIR-Filters 25 an, deren Koeffizienten für die Berechnung eines entsprechenden Ausgangsabtastwerts zu verwenden sind. Der Polyphasenrechner 21 erzeugt eine Polyphasennummer L für jeden Zeitpunkt, zu dem einen Ausgangsabtastwert berechnet wird.
  • Ein erster Eingang des Polyphasenrechners 21 ist mit dem zweiten Eingang des Abtastratenumsetzers 11 verbunden, an dem das Steuersignal D angelegt ist, und ein zweiter Eingang des Polyphasenrechners 21 ist mit dem dritten Eingang des Abtastratenumsetzers 11 verbunden, an dem das Steuersignal S angelegt ist. Ein erster Ausgang des Polyphasenrechners 21 ist mit dem zweiten Ausgang des Abtastratenumsetzers 11 verbunden, an dem das Gültigkeitssignal VALID ausgegeben wird, ein zweiter Ausgang des Polyphasenrechners 21 ist mit einem dritten Eingang des FIR-Filters 25 verbunden, und ein dritter Ausgang des Polyphaserechners 21 ist mit einem ersten Eingang des Adressgenerators 22 verbunden. Der Polyphasenrechner 21 führt über den zweiten Ausgang desselben dem FIR-Filter 25 das Freigabesignal E4 und das Steuersignal C1 zu. Der Polyphasenrechner 21 liefert über den dritten Ausgang desselben die Polyphasennummer L an den Adressgenerator 22.
  • 5 zeigt das Prinzip eines Polyphasenrechners. Der Polyphasenrechner 21 weist einen Phasenintegrierer mit einem Addierer 42 zum Berechnen einer Modulo-Bedingung (mod N) und einer Verzögerungseinrichtung 43, wie z. B. einem Zustandsregister, auf. An einen ersten Eingang des Addierers 42 ist die Differenz zwischen dem Nenner N und dem Zähler Z des Umsetzungsverhältnisses Z/N des Abtastratenumsetzers 11 angelegt. Die Differenz ist der Abwärtsabtastungsfaktor, der durch die Steuersignale D[1:0] dargestellt ist. Ein Ausgang des Addierers 42 ist mit einem ersten Eingang der Verzögerungseinrichtung 43 verbunden, und ein Ausgang der Verzögerungseinrichtung 43 ist mit einem zweiten Eingang des Addierers 42 verbunden. Die Verzögerungseinrichtung 43 dient zum Speichern des Polyphasenwerts p(n). An dem Ausgang der Verzögerungseinrichtung 43 wird der Polyphasenwert p(n) ausgegeben. Die Verzögerungseinrichtung 43 wird durch ein Freigabesignal E0 gesteuert, derart, dass die Anordnung nach einer bestimmten Anzahl von Arbeitstakten des ersten Arbeitstaktsignals, die der Anzahl von Koeffizienten einer Polyphase entspricht, arbeitet. Der Polyphasenrechner 21 ist im Wesentlichen ein Phasensummierer, wie derselbe, der in numerisch gesteuerten Schwingungserzeugern (NCO; NCO = Numerical Controlled Oscillators) verwendet wird.
  • 6 zeigt einen Polyphasenrechner. Der Polyphasenrechner 21 weist einen ersten und einen zweiten Multiplexer 44 und 45, einen ersten Addierer 42, eine Verzögerungseinrichtung 43, einen zweiten Addierer 46, eine Bittrennungseinrichtung 47, eine erste und eine zweite Schalteinrichtung 48 und 49, einen Steuerdecoder 50 und einen Phasendecoder 51 auf. An einem dritten Eingang des Polyphasenrechners 21 sind das Freigabesignal E0 und Freigabesignale E2 und E3 angelegt.
  • Ein Eingang des Steuerdecoders 50 ist mit dem ersten Eingang des Polyphasenrechners 21 verbunden, an dem die Steuersignale D angelegt sind. Der Steuerdecoder 50 erzeugt aus den Steuersignalen D ein Steuersignal D', das an einem Ausgang des Steuerdecoders 50 ausgegeben wird, der mit einem jeweiligen Steuereingang der Multiplexer 44 und 45 verbunden ist. Der Steuerdecoder 50 bestimmt über das Steuersignal D' durch Ansteuerung des ersten Multiplexers 44 das Phaseninkrement, das zum Berechnen eines Polyphasenwerts verwendet wird, und durch Ansteuerung des zweiten Multiplexers 45 den Modulo-Wert N bzw. den Nenner N des Umsetzungsverhältnisses. Der Ausgang des ersten Multiplexers 44 ist mit dem ersten Eingang des ersten Addierers 42 verbunden. Der Ausgang des ersten Addierers 42 ist mit einem ersten Eingang der ersten Schalteinrichtung 48 und mit einem ersten Eingang des zweiten Addierers 46 verbunden. Ein zweiter Eingang des zweiten Addierers 46 ist mit dem Ausgang des zweiten Multiplexers 45 verbunden. Der zweite Addierer 46 dient dazu, um einen Modulo-Wert zu bilden und addiert einen durch den zweiten Multiplexer 45 gelieferten Wert zu einem Eingangswert desselben, um zu prüfen, wie groß der Eingangswert ist. Wenn das Additionsergebnis des zweiten Addierers 46 einen bestimmten Wert erreicht, dann ändert das höchstwertigste Bit in einem Ausgangssignal an einem Ausgang desselben seinen Wert. Der Ausgang des zweiten Addierers 46 ist mit einem Eingang der Bittrennungseinrichtung 47 verbunden, die das höchstwertigste Bit (MSB; MSB = Most Significant Bit) von den niederwertigsten Bits (LSB; LSB = Least Significant Bit) des Ausgangssignals trennt. Ein erster Ausgang der Bittrennungseinrichtung 47 ist mit einem zweiten Eingang der ersten Schalteinrichtung 48 verbunden. Ein zweiter Ausgang der Bittrennungseinrichtung 47, an dem das höchstwertigste Bit ausgegeben wird, ist mit einem Steuereingang der ersten Schalteinrichtung 48 verbunden, um die erste Schalteinrichtung 48 abhängig von dem höchstwertigsten Bit (MSB) zu steuern. Ist das höchstwertigste Bit 1, so wird der Ausgang des ersten Addierers 42 mit dem Eingang der Verzögerungseinrichtung 43 verbunden, und ist das höchstwertigste Bit 0, so wird der Ausgang des zweiten Addierers 46 mit dem Eingang der Verzögerungseinrichtung 43 verbunden. An einen Steuereingang der Verzögerungseinrichtung 43 ist das Freigabesignal E0 angelegt, um die Verzögerungseinrichtung 43 zeitlich zu steuern. Der Ausgang der Verzögerungseinrichtung 43 ist mit dem zweiten Eingang des ersten Addierers 42 rückkoppelnd verbunden. Der Ausgang der Verzögerungseinrichtung 43 ist ferner mit einem ersten Eingang der zweiten Schalteinrichtung 49 verbunden. An einen zweiten Eingang der zweiten Schalteinrichtung 49 ist ein konstanter binärer Wert angelegt, der eine spezielle Polyphase bezeichnet. Ein Steuereingang der zweiten Schalteinrichtung 49 ist mit einer Steuerleitung verbunden, die mit dem zweiten Eingang des Polyphasenrechners 21 verbunden ist, an dem das Steuersignal S angelegt ist. An einem Ausgang der zweiten Schalteinrichtung 49, der mit einem Eingang des Phasendecoders 51 verbunden ist, wird der Polyphasenwert p(n) ausgegeben. Weist das Steuersignal S einen binären Wert 0 bzw. einen niedrigen Zustand (LOW) auf, so wird der Ausgang der Verzögerungseinrichtung 43 mit dem Eingang des Phasendecoders 51 verbunden. Weist das Steuersignal S einen binären Wert 1 bzw. einen hohen Zustand (HIGH) auf, so wird der zweite Eingang der zweiten Schalteinrichtung 49 mit dem Eingang des Phasendecoders 51 verbunden und der Polyphasenwert wird auf die durch den binären Wert an dem zweiten Eingang bezeichnete spezielle Polyphase eingestellt. Es wird dann keine Abtastratenumsetzung durchgeführt bzw. der Abtastratenumsetzer 11 ist deaktiviert und transparent. Der Phasendecoder 51 weist einen ersten Ausgang, der mit dem dritten Ausgang des Polyphasenrechners 21 verbunden ist, an dem die Phasennummer L ausgegeben wird, einen zweiten Ausgang, der mit dem ersten Ausgang des Polyphasenrechners 21 verbunden ist, an dem das Gültigkeitssignal VALID ausgegeben wird, und einen dritten und vierten Ausgang, die mit dem zweiten Ausgang des Polyphasenrechners 21, an dem das Freigabesignal E4 und das Steuersignal C1 ausgegeben werden, verbunden sind, auf.
  • Tabelle 2 zeigt die Abhängigkeit des Steuersignals D'[1:0] des Steuerdecoders 50 von 6 zu den Zeitpunkten n+1 und n+2 von dem Steuersignal D[2:0] zu dem Zeitpunkt n für das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung.
  • Figure 00390001
    Tabelle 2
  • Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung sind in dem Polyphasenrechner 21 von 6 an vier Eingänge des ersten Multiplexers 44 die Werte 1, 2, 3, 0 angelegt. Der erste Multiplexer 44 schaltet zum Bestimmen des Phaseninkrements abhängig von dem Steuersignal D' den Wert 1, wenn der dezimale Wert des Steuersignals D' gleich 1 ist, den Wert 2, wenn der dezimale Wert des Steuersignals D' gleich 0 ist, den Wert 3, wenn der dezimale Wert des Steuersignals D' gleich 2 ist, und den Wert 0, wenn der dezimale Werte des Steuersignals D' gleich 3 ist, an einen Ausgang desselben. An vier Eingänge des zweiten Multiplexers 45 sind die Werte 127, 126, 125 und 128 angelegt, die eine Differenz zu dem Wert 256 darstellen. Der zweite Multiplexer 45 schaltet zum Berechnen des Umsetzungsverhältnisses abhängig von dem Steuersignal D' den Wert 127, wenn das Steuersignal D' dezimal gleich 1 ist, den Wert 126, wenn das Steuersignal D' dezimal gleich 0 ist, den Wert 125, wenn das Steuersignal D' dezimal gleich 2 ist, und den Wert 128, wenn das Steuersignal D' dezimal gleich 3 ist, an einen Ausgang desselben. Wenn das Additionsergebnis des zweiten Addierers 46 den Wert 256 erreicht, dann ändert das höchstwertigste Bit 9 in dem Ausgangssignal desselben seinen Wert von 0 auf 1 und die erste Schalteinrichtung 48 verbindet den Ausgang des ersten Addierers 42 mit dem Eingang der Verzögerungseinrichtung 43. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist an den zweiten Eingang der zweiten Schalteinrichtung 49 ein binäres Nullsignal angelegt, das als die spezielle Polyphase die Polyphase 0 bezeichnet. Wird der zweite Eingang der zweiten ds 49 mit dem Eingang des Phasendecoders 51 verbunden, dann wird daher die Polyphase dauerhaft auf 0 eingestellt. Die Polyphase 0 weist bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung lediglich den Mittenkoeffizienten h512 der Impulsantwort von 3 auf, der auf den Wert 1 normiert ist. Alle Eingangsabtastwerte des Abtastratenumsetzers 11 werden dann bei Einstellung auf die Polyphase 0 lediglich durch den Mittenkoeffizienten skaliert, d. h. mit dem Wert 1 multipliziert.
  • 7 zeigt den Phasendecoder von 6. Der Phasendecoder 51 weist eine ODER-Schaltung 52, eine Bittrennungseinrichtung 53, eine NICHT-Schaltung 54, ein Doppelregister 55, eine UND-Schaltung 56, ein Ausgangsregister 57 und eine Logikschaltung 58 auf. Die ODER-Schaltung 52 weist einen ersten Eingang, an dem ein Signal C angelegt ist, und einen zweiten Eingang, an dem das Freigabesignal E2 angelegt ist, auf. Das Signal C ist ein Rücksetzsignal für die gesamte Anordnung. Ein Ausgang der ODER-Schaltung 52 ist mit dem vierten Ausgang des Phasendecoders 51 verbunden, an dem das Steuersignal C1 zum Steuern der Integrationseinrichtung in dem FIR-Filter 25 von 4 ausgegeben wird. Ein Eingang der Bittrennungseinrichtung 53 ist mit dem Eingang des Phasendecoders 51 verbunden, an dem der Polyphasenwert p(n) angelegt ist. Ein Eingang der NICHT-Schaltung 54 ist mit einem ersten Ausgang der Bittrennungseinrichtung 53 verbunden, an dem das höchstwertigste Bit des Polyphasenwerts p(n) ausgegeben wird. Das höchstwertigste Bit des Polyphasenwerts p(n) zeigt an, ob z. B. die spezielle Polyphase, bei der der Abtastratenumsetzer 11 deaktiviert ist, oder eine andere Polyphase verwendet wird. Ein erster Eingang der Logikschaltung 58 ist mit einem zweiten Ausgang der Bittrennungseinrichtung 53 verbunden, an dem die niederwertigsten Bits des Polyphasenwerts p(n), die die Polyphasennummer L angeben, ausgegeben werden. Ein Ausgang der NICHT-Schaltung 54 ist mit einem Eingang des Doppelregisters 55 und einem zweiten Eingang der Logikschaltung 58 verbunden. Die Logikschaltung 58 dient dazu, um aus dem Polyphasenwert p(n) die Polyphasennummer L zu erzeugen. Ein Ausgang der Logikschaltung 58 ist mit dem ersten Ausgang des Phasendecoders 51 verbunden, an dem die Polyphasennummer L ausgegeben wird. Ein Ausgang des Doppelregisters 55 ist mit einem ersten Eingang der UND-Schaltung 56 verbunden. Die Wirksamkeit des ersten Arbeitstaktsignals in dem Doppelregister 55 wird durch das Freigabesignal E2 gesteuert. An einen zweiten Eingang der UND-Schaltung 56 ist das Freigabesignal E3 angelegt. Ein Ausgang der UND-Schaltung 56 ist mit dem dritten Ausgang des Phasendecoders 51 verbunden, an dem das Freigabesignal E4 ausgegeben wird. Der Ausgang der UND-Schaltung 56 ist ferner mit einem Eingang des Ausgangsregisters 57 verbunden. Das Ausgangsregister 57 wird durch das erste Arbeitstaktsignal gesteuert und dient zum Zwischenspeichern des Freigabesignals E4. Der Ausgang des Ausgangsregister 57 ist mit dem ersten Ausgang des Phasendecoders 51 verbunden, an dem das Gültigkeitssignal VALID ausgegeben wird, das eine verzögerte Version des Freigabesignals E4 ist.
  • Der Phasendecoder 51 kombiniert die Steuerinformationen der Freigabesignale E2 und E3 mit dem Polyphasenwert p(n) des Phasenakkumulators und bestimmt, für welche Polyphase L der Impulsantwort des FIR-Filters 25 Koeffizienten berechnet werden, und ob ein Ausgangsabtastwert gültig ist oder nicht und zu welchem Zeitpunkt der Ausgangsabtastwert durch eine folgende Signalverarbeitungseinrichtung gelesen werden muss, was durch das Gültigkeitssignal VALID angezeigt wird. Die Polyphasennummer L ist für die Berechnung eines Ausgangsabtastwerts konstant.
  • Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugt die Logikschaltung 58 die Polyphasennummer L aus dem Polyphasenwert p(n) abhängig von der folgenden Bedingung:
    WENN ((NICHT p(n) [7]) = 1) DANN
    L [6:0] = p(n) [6:0]
    SONST
    L [6:0] = 000000
  • Im Folgenden sind ferner die Werte der Polyphasennummer L, des Gültigkeitssignals VALID und der Steuersignale E4 und C1 in Abhängigkeit von dem Polyphasenwert p(n) und den Steuersignalen E2 und E3 angegeben.
    L = p(n) für 0 = p(n) = 127
    L = 0 für p(n) > 127
    VALID = 1 für p(n) < 128
    E4 = 1 für p(n) < 128 und E3 = 1
    C1 = E2 ODER C
  • Der Phasendecoder 51 erzeugt bei der bevorzugten Zerlegung der Impulsantwort des FIR-Filters 25 in 128 Polyphasen die Polyphasennummer L in einem Bereich von 0 bis 127, die für die Berechnung der Koeffizienten der zugeordneten Teilimpulsantwort verwendet wird. Die Polyphasennummer L ist bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung an dem ersten Ausgang des Polyphasenrechners für 8 Arbeitstakte des ersten Arbeitstaktsignals konstant, da 8 Koeffizienten für jede Polyphase berechnet werden müssen.
  • Bezugnehmend auf 2 wird dem Adressgenerator 22 von dem Polyphasenrechner 21 an dem ersten Eingang desselben die Polyphasennummer L und von der Ablaufsteuerung 20 an einem zweiten Eingang desselben ein Steuersignal R zugeführt. Der Adressgenerator 22 ist mit einem ersten Ausgang desselben mit einem Eingang des Speichers 23 verbunden und gibt an demselben eine Adresse ADR aus. Der Adressgenerator 22 ist ferner mit einem zweiten Ausgang desselben mit einem ersten Eingang des Interpolators 24 verbunden und gibt an denselben einen Gewichtungsfaktor INT aus. In dem Speicher 23 ist eine Nachschlagtabelle für Stützstellenkoeffizienten h der Impulsantwort des FIR-Filters 25 und Unterschieden Ä zwischen benachbarten Stützstellenkoeffizienten gespeichert. Die Nachschlagtabelle ist durch die an den Eingang des Speichers 23 angelegte Adresse ADR adressierbar. Der Speicher 23 weist einen ersten Ausgang für die Stützstellenkoeffizienten h der Impulsantwort des FIR-Filters und einen zweiten Ausgang für die Unterschiede ? zwischen jeweiligen Stützstellenkoeffizienten auf. Der erste Ausgang des Speichers 23 ist mit einem zweiten Eingang des Interpolators 24 verbunden, und der zweite Ausgang des Speichers 23 ist mit einem dritten Eingang des Interpolators 24 verbunden. Der Interpolator 24 gibt an einem Ausgang desselben interpolierte Koeffizienten h' aus, die aus den Stützstellenkoeffizienten h der Impulsantwort des FIR-Filters 25 und den mit Gewichtungsfaktoren INT gewichteten Unterschieden Ä berechnet werden. Der Ausgang des Interpolators 24 ist mit dem zweiten Eingang des FIR-Filters 25 verbunden.
  • 8 zeigt den Adressgenerator 22, den Speicher 23 und den Interpolator 24. Der Adressgenerator 22 decodiert die Polyphasennummer L und berechnet die Adressen ADR für die zugeordneten Stützstellenkoeffizienten h und Unterschiede ? zwischen den Stützstellenkoeffizienten in dem Speicher 23 und erzeugt den Gewichtungsfaktor INT für die Koeffizientenberechnung in dem Interpolator 24. Der Speicher 23 ist vorzugsweise in kombinatorischer Logik, d. h. aus Logikschaltungen, wie z. B NAND- und NOR-Gattern, aufgebaut. Der Speicher 23 ist alternativ ein Nur-Lese-Speicher (ROM; ROM = Read Only Memory).
  • Der Adressgenerator 22 weist eine erste Bittrennungseinrichtung 59, eine Logikschaltung 60, eine zweite Bittrennungseinrichtung 61, eine dritte Bittrennungseinrichtung 62, eine EX KLUSIV-ODER-(XOR-)Schaltung 63, eine Bitzusammenführungseinrichtung 64, ein erstes und ein zweites Ausgangsregister 65 und 66 und eine Komplementerzeugungseinrichtung 67 auf. Ein Eingang der ersten Bittrennungseinrichtung 59 ist mit dem ersten Eingang des Adressgenerators 22 verbunden, an dem die Polyphasennummer L angelegt ist, und weist einen ersten Ausgang, der mit einem Eingang der Logikschaltung 60 verbunden ist, und einen zweiten Ausgang, der mit einem ersten Eingang des zweiten Ausgangsregisters 66 verbunden ist, auf. Die erste Bittrennungseinrichtung 59 dient zum Trennen der höchstwertigsten Bits (MSB) und der niederwertigsten Bits (LSB) der Polyphasennummer L, wobei die niederwertigsten Bits an den ersten Eingang des zweiten Ausgangsregisters 66 weitergegeben werden, und die höchstwertigsten Bits an den Eingang der Logikschaltung 60 weitergegeben werden. Die Polyphasennummer L wird dadurch in zwei Teile aufgeteilt. Ein Teil wird verwendet, um eine Adresse ADR eines Stützstellenkoeffizienten und eines Unterschieds Ä von benachbarten Stutzstellenkoeffizienten in dem Speicher 23 unter Verwendung eines einfachen Adressdecoders, der die XOR-Schaltung 63 aufweist, zu bestimmen. Der andere Teil wird verwendet, um einen entsprechenden Gewichtungsfaktor INT eines Unterschieds Ä für die lineare Interpolation in dem Interpolator 24 zu bestimmen.
  • Die Logikschaltung 60 dient dazu, um die Polyphasennummer L gemäß der Symmetrie der Impulsantwort umzucodieren. Der Ausgang der Logikschaltung 60 ist mit einem Eingang der dritten Bittrennungseinrichtung 62 verbunden. Ein erster Ausgang der dritten Bittrennungseinrichtung 62, an dem das höchstwertigste Bit des Ausgangssignals der Logikschaltung 60 ausgegeben wird, ist mit einem ersten Eingang der XOR-Schaltung 63 verbunden. Ein zweiter Ausgang der dritten Bittrennungseinrichtung 62, an dem die niederwertigsten Bits ausgegeben werden, ist mit einem ersten Eingang der Bitzusammenführungseinrichtung 64 verbunden. Der zweite Eingang des Adressgenerators 22, an dem das Steuersignal R anliegt, ist mit einem Eingang der zweiten Bittrennungseinrichtung 61 verbunden. Die zweite Bittrennungseinrichtung 61 dient zum Trennen des höchstwertigsten Bits (MSB) und der niederwertigsten Bits (LSB) des Steuersignals R. An einem ersten Ausgang der zweiten Bittrennungseinrichtung 61, der mit einem zweiten Eingang des zweiten Ausgangsregisters 66 und mit einem zweiten Eingang der XOR-Schaltung 63 verbunden ist, wird das höchstwertigste Bit von R ausgegeben. Das höchstwertigste Bit von R zeigt an, ob bei der Bestimmung eines interpolierten Koeffizienten h' der Unterschied Ä zwischen benachbarten Stutzstellenkoeffizienten der Impulsantwort des FIR-Filters 25 negativ oder positiv zu addieren ist. An einem zweiten Ausgang der zweiten Bittrennungseinrichtung 61, der mit einem zweiten Eingang der Bitzusammenführungseinrichtung 64 verbunden ist, werden die niederwertigsten Bits von R ausgegeben. Die niederwertigsten Bits von R bilden die höchstwertigsten Bits der Adresse ADR und geben den Teilabschnitt der Impulsantwort an, aus dem der jeweilige Stützstellenkoeffizient entnommen wird, bzw. adressieren die Spalten der Nachschlagtabelle in dem Speicher 23. Die niederwertigsten Bits der Adresse ADR adressieren die Zeilen der Nachschlagtabelle. Ein Ausgang der XOR-Schaltung 63 ist mit einem dritten Eingang der Bitzusammenführungseinrichtung 64 verbunden. Die Bitzusammenführungseinrichtung 64 dient dazu, um aus den Bits, die an die Eingänge derselben angelegt sind, die Bits der durch den Adressgenerator 22 gelieferten Adresse ADR zu erzeugen und an einem Ausgang derselben auszugeben, der mit einem Eingang des ersten Ausgangsregisters 65 verbunden ist. Der Ausgang des ersten Ausgangsregisters 65 ist mit dem ersten Ausgang des Adressgenerators 22 verbunden, an dem die Adresse ADR ausgegeben wird. Ein erster Ausgang des zweiten Ausgangsregisters 66 gibt ein Ausgangssignal E zur Komplementerzeugung aus, und ein zweiter Ausgang des zweiten Ausgangsregisters 66 gibt ein Ausgangssignal X aus, das den Ort der Interpolation eines Koeffizienten bestimmt. Der erste Ausgang des zweiten Ausgangsregisters 66 ist mit einem ersten Eingang der Komplementerzeugungseinrichtung 67 verbunden, und der zweite Ausgang des zweiten Ausgangsregisters 66 ist mit einem zweiten Eingang der Komplementerzeugungseinrichtung 67 verbunden. Das erste und das zweite Ausgangsregister 65 und 66 werden durch das erste Arbeitstaktsignal gesteuert. Die Komplementerzeugungseinrichtung 67 weist einen Ausgang auf, an dem der Gewichtungsfaktor INT ausgegeben wird. Der Ausgang der Komplementerzeugungseinrichtung 67 ist mit dem zweiten Ausgang des Adressgenerators 22 verbunden.
  • Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung erzeugt die Logikschaltung 60 abhängig von logischen Verknüpfungen ein Ausgangssignal Y[4:0], das an dem Ausgang derselben ausgegeben wird. Die logischen Verknüpfungen lauten:
    Y0 = X0 XOR X4
    Y1 = X1 XOR X4
    Y2 = X2 XOR X4
    Y3 = X3 XOR X4
    Y4 = X4
  • Der Gewichtungsfaktor INT an dem Ausgang der Komplementerzeugungseinrichtung 67 wird für das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung aufgrund der folgenden Tabelle 3 erzeugt.
  • Figure 00460001
    Tabelle 3
  • Diese Tabelle entsteht gemäß der folgenden Bedingung:
    WENN E = 1 Dann INT = 4 – X
    SONST INT = X
  • Ist das Signal E = 1, so stellt der Gewichtungsfaktor das Komplement zu dem Signal X auf den Wert 4 dar.
  • Weiter bezugnehmend auf 8 weist der Interpolator 24 ein erstes, zweites und drittes Eingangsregister 68, 69 und 70, eine erste Bitzusammenführungseinrichtung 71, einen Multiplizierer 72, eine erste Bittrennungseinrichtung 73, ein erstes und ein zweites Zwischenregister 74 und 75, einen ersten und einen zweiten Addierer 76 und 77, eine Vorzeichenerweiterungseinrichtung 78, eine zweite Bitzusammenführungseinrichtung 79 und ein Ausgangsregister 80 auf.
  • Der erste Eingang des Interpolators 24, der mit dem zweiten Ausgang des Adressgenerators 22, an dem der Gewichtungsfaktor INT ausgegeben wird, verbunden ist, ist mit einem Eingang des ersten Eingangsregisters 68 verbunden. Der zweite Eingang des Interpolators 24, der mit dem ersten Ausgang für die Stützstellenkoeffizienten h des Speichers 23 verbunden ist, ist mit einem Eingang des zweiten Eingangsregisters 69 verbunden. Der dritte Eingang des Interpolators 24, der mit dem zweiten Ausgang des Speichers 23 für den Unterschied ? zwischen den Stützstellenkoeffizienten verbunden ist, ist mit einem Eingang des dritten Eingangsregisters 70 verbunden. Das erste, zweite und dritte Eingangsregister 68, 69 und 70 werden durch das erste Arbeitstaktsignal gesteuert. Ein Ausgang des ersten Eingangsregisters 68 ist mit einem ersten Eingang der ersten Bitzusammenführungseinrichtung 71 verbunden. An einen zweiten Eingang der ersten Bitzusammenführungseinrichtung 71 ist eine binäre Null zur Erweiterung der Wortbreite angelegt. Ein Ausgang der Bitzusammenführungseinrichtung 71 ist mit einem ersten Eingang des Multiplizierers 72 verbunden, und ein Ausgang des dritten Eingangsregisters 70 ist mit einem zweiten Eingang des Multiplizierers 72 verbunden. Ein Ausgang des Multiplizierers 72 ist mit einem Eingang der ersten Bittren nungseinrichtung 73, die die höchstwertigsten Bits von dem Ausgangssignal des Multiplizierers 72 abtrennt, verbunden. Ein Ausgang der ersten Bittrennungseinrichtung 73 ist mit einem Eingang des ersten Zwischenregisters 74 verbunden. Ein Ausgang des zweiten Eingangsregisters 69 ist mit einem Eingang des zweiten Zwischenregisters 75 verbunden. Die Zwischenregister 74 und 75 werden durch das erste Arbeitstaktsignal gesteuert. Ein Ausgang des ersten Zwischenregisters 74 ist mit einem ersten Eingang des ersten Addierers 76 verbunden, und eine binäre 1 ist mit einem zweiten Eingang des ersten Addierers 76 zum Durchführen einer Rundung verbunden. Ein Ausgang des ersten Addierers 76 ist mit einem Eingang der Vorzeichenerweiterungseinrichtung 78 verbunden. Ein Ausgang der Vorzeichenerweiterungseinrichtung 78 ist mit einem ersten Eingang des zweiten Addierers 77 verbunden. Ein Ausgang des zweiten Zwischenregisters 75 ist mit einem ersten Eingang der zweiten Bitzusammenführungseinrichtung 79 verbunden. Ein zweiter Eingang der zweiten Bitzusammenführungseinrichtung 79 ist mit einer binären Null verbunden. Ein Ausgang der zweiten Bitzusammenführungseinrichtung 79 ist mit einem zweiten Eingang des zweiten Addierers 77 verbunden. Ein Ausgang des zweiten Addierers 77 ist mit einem Eingang des Ausgangsregisters 80 verbunden. Das Ausgangsregister 80 wird an einem Steuereingang desselben durch das erste Arbeitstaktsignal gesteuert. Ein Ausgang des Ausgangsregisters 80 ist schließlich mit dem Ausgang des Interpolators 24 verbunden, an dem der interpolierte Koeffizient h' ausgegeben wird. Der Interpolator 24 liefert dem FIR-Filter 25 die interpolierten Koeffizienten h' einer jeweiligen Teilimpulsantwort bzw. Polyphase des FIR-Filters.
  • Der Interpolator 24 multipliziert in dem Multiplizierer 72 die Unterschiede Ä bzw. Unterschiedswerte zwischen den Stutzstellenkoeffizienten h, die durch den Speicher 23 geliefert werden, mit dem Gewichtungsfaktor INT, der durch den Adressgenerator 22 geliefert wird, und addiert in dem zweiten Addierer 77 das Resultat zu dem entsprechenden Stützstellenko effizienten h der Impulsantwort, um einen interpolierten Koeffizienten h' einer der Polyphasennummer L zugeordneten Polyphase zu erzeugen. Die gestrichelten Linien zeigen Pipeline-Stufen bzw. Fließbandverarbeitungsstufen für die Koeffizientenberechnung des FIR-Filters 25: eine Fließbandverarbeitungsstufe für das Adressdecodieren, eine Fließbandverarbeitungsstufe für das Lesen der Nachschlagtabelle, eine Fließbandverarbeitungsstufe für das Multiplizieren und eine Fließbandverarbeitungsstufe für das Runden und das Addieren. Es sei bemerkt, dass je nach Auslegung und Taktung des Abtastratenumsetzers 11 der Erfindung, der Interpolator 24 etc. eine andere Anzahl von Fließbandverarbeitungsstufen bzw. Registern oder Gattern aufweisen kann.
  • Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung erweitert die Vorzeichenerweiterungseinrichtung 78 des Interpolators 24 das Eingangssignal derselben vorzugsweise um ein Vorzeichen mit 3 Bit. Ferner wird in dem Interpolator 24 für jeden zu interpolierenden Koeffizienten h' 1 Stützstellenkoeffizient h betrachtet und durch einen Gewichtungsfaktor INT gewichtet.
  • In 3 sind für das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung die in dem Speicher 23 gespeicherten Stützstellenkoeffizienten der Impulsantwort als Punkte und als Beispiel die interpolierten Koeffizienten für die Polyphase 1 (L = 1) als Pfeile gezeigt. Die interpolierten Koeffizienten der Polyphase 1 sind die Koeffizienten rechts von einem Nulldurchgang des jeweiligen Teilabschnitts 1, 2, 3, 5, 6 und 7 der Impulsantwort bzw. der Koeffizient rechts von dem Maximum bzw. dem Mittenkoeffizienten der Impulsantwort in dem Teilabschnitt 4. Da die Impulsantwort des FIR-Filters 25 achsensymmetrisch ist, ist die linke Hälfte der Impulsantwort, die die Teilabschnitte 0, 1, 2, 3 aufweist, symmetrisch zu der rechten Hälfte der Impulsantwort, die die Teilabschnitte 7, 6, 5 und 4 aufweist. Ein interpolierter Koeffizient einer Polyphase in einem Teilabschnitt 7, 6, 5 und 4 in der rechten Hälfte der Impulsantwort ist daher spiegelsymmetrisch zu einem interpolierten Koeffizienten in einem Teilabschnitt 0, 1, 2 und 3 in der linken Hälfte der Impulsantwort. Die interpolierten Koeffizienten in der rechten Hälfte der Impulsantwort lassen sich folglich durch eine lineare Interpolation in der linken Hälfte der Impulsantwort bestimmen. Diese in die linke Hälfte der Impulsantwort gespiegelten interpolierten Koeffizienten liegen jedoch links von einem Nulldurchgang bzw. einem Maximum eines entsprechenden Teilabschnitts der Impulsantwort.
  • Durch die Ausführung der Interpolation der Koeffizienten einer Polyphase lediglich in der linken Hälfte der Impulsantwort ergeben sich um einen jeweiligen Stützstellenkoeffizienten zwei zu interpolierende Koeffizienten einer Polyphase, die durch eine lineare Interpolation aus lediglich diesem Stützstellenkoeffizienten ermittelt werden können. Für die Berechnung der Koeffizienten, die in dem rechten Teil der Impulsantwort positioniert sind, wird die Gewichtung für die lineare Interpolation durch die Komplementerzeugungseinrichtung gesteuert, derart, dass der zu interpolierende Koeffizient immer auf der rechten Seite des Stützstellenkoeffizienten unabhängig davon liegt, ob der zu interpolierende Koeffizient in der rechten oder der linken Hälfte der Impulsantwort positioniert ist. Dies vereinfacht den Aufbau und die Verwendung der Nachschlagtabelle in dem Speicher 23, da der Stützstellenkoeffizient h und der Unterschiedswert Ä für zwei zu interpolierende Koeffizienten immer in der gleichen Adresse positioniert sind.
  • 3 zeigt in dem vergrößerten Teilabschnitt 0 der Impulsantwort wie bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung eine lineare Interpolation von Beispielskoeffizienten a und b durchgeführt wird, und wie die interpolierten Koeffizient rechts und links von einem Stützstellenkoeffizienten h0 bzw. h128 bestimmt werden können. Die Interpolation von a und b lautet:
    I1 = 0, 1, 2, 3 a = h0 + I1/4·Ä0 b = h124 + (1 – I1/4)·Ä31 = h128 – I1/4·Ä31 = h128 + I1/4 ·(–Ä31)
  • I1 ist der Laufindex der linearen Interpolation. Ä0 ist der Unterschied zwischen den Stutzstellenkoeffizienten h0 und h4. Ä31 ist der Unterschied zwischen den Stutzstellenkoeffizienten h124 und h128. Ä0 und –Ä31 bzw. h124 und h128 ergeben sich gegenseitig durch eine Bitinvertierung. Daher befinden sich der Stutzstellenwert und der Unterschied zwischen benachbarten Stützstellen für zwei zu interpolierende Werte immer in der gleichen Adresse des Speichers 23.
  • Tabelle 4 zeigt für das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung den Inhalt der Nachschlagtabelle in dem Speicher 23. Die Stützstellenkoeffizienten in der Nachschlagtabelle weisen vorzugsweise eine Breite von jeweils 13 Bit auf. Um lediglich eine Nachschlagtabelle zu verwenden und die lineare Interpolation in einem Taktzyklus durchzuführen, sind die Unterschiede Ä zwischen den Stutzstellenkoeffizienten h ebenfalls in der Nachschlagtabelle gespeichert. In der Darstellung von Tabelle 4 ist das höchstwertigste Bit jeweils auf der linken Seite positioniert. Eine adressierbare Speicherposition weist vorzugsweise 20 Bits auf. Die oberen 12 Bits einer adressierbaren Speicherposition stellen vorzugsweise einen Stützstellenkoeffizienten h der Impulsantwort des FIR-Filters dar, und die unteren 8 Bits stellen vorzugsweise den Unterschiedswert Ä zu dem nachsten Stützstellenkoeffizienten dar. Die Nachschlagtabelle weist daher vorzugsweise eine Größe von 128·20 Bit auf. Die Stützstellenkoeffizienten sind in einer speziellen Reihenfolge angeordnet, um den Mehraufwand für die Adressberechnung zu reduzieren, und um die Achsensymmetrie und die durch Teilabschnitte charakterisierte spezielle Wellenform der Impulsantwort zu nutzen. Jeder Koeffizient der 8 Koeffizienten einer Polyphase bzw. Teilimpulsantwort wird von einem getrennten Teilabschnitt in dem linken Teil der Impulsantwort von 3 entnommen. Daher wird jeder Teilabschnitt in einem getrennten Nachschlagtabellen-Adressblock bzw. einer Spalte gespeichert. Die Adresse einer Speicherposition ist vorzugsweise sieben Bit breit, wobei die unteren 5 Bits in der linken Spalte gezeigt sind und die oberen zwei Bits in der ersten Zeile gezeigt sind. Bei einer Adresse ist ferner das höchstwertigste Bit auf der linken Seite positioniert. Da die Länge (1024 Koeffizienten) der Impulsantwort des FIR-Filters eine Potenz von zwei ist, gibt es keine Lücken in der Nachschlagtabelle.
  • Figure 00530001
  • Figure 00540001
    Tabelle 4
  • Bezugnehmend auf 2 steuert die Ablaufsteuerung 20 alle Aktivitäten innerhalb des Abtastratenumsetzers 11. Die Ablaufsteuerung 20 berücksichtigt alle Effekte aufgrund des Pipelinings bzw. der Fließbandverarbeitung in dem Interpolator 24 und dem FIR-Filter 25. Die Ablaufsteuerung 20 ist mit einem ersten Ausgang derselben mit dem dritten Eingang des Polyphasenrechners 21, mit einem zweiten Ausgang derselben mit dem zweiten Eingang des Adressgenerators 22 und mit einem dritten und einem vierten Ausgang derselben mit einem vierten und einem fünften Eingang des FIR-Filters 25 verbunden. Die Ablaufsteuerung 20 steuert an dem ersten Ausgang derselben den Polyphasenrechner 21 über die Freigabe- bzw. Aktivierungssignale E0, E2, E3, an dem zweiten Ausgang derselben den Adressgenerator 22 über das Steuersignal R und an dem dritten Ausgang derselben das FIR-Filter 25 über das Steuersignal M und das Freigabesignal E1.
  • 9 zeigt die Ablaufsteuerung. Die Ablaufsteuerung 20 weist einen linearen zyklischen Zähler 81 und einen Zustandsdecoder 82 auf. Der Zähler 81 ist mit dem Zustandsdecoder 82 verbunden und erzeugt ein Zustandssignal, das dem Zustandsdecoder 82 zugeführt wird. Der Zustandsdecoder 82 erzeugt aus dem Zustandssignal die Freigabesignale E0, E1, E2 und E3 zum Steuern des Polyphasenrechners 21 und des FIR-Filters 25, das Steuersignal R für den Adressgenerator 22 und das Steuersignal M für das FIR-Filter 25. Das Parametersignal R, das le diglich eine verzögerte Version des Parametersignals M ist, bestimmt den Index bzw. die Nummer des Teilabschnitts der Impulsantwort des FIR-Filters 25, aus dem ein interpolierter Koeffizient einer Polyphase für die Multiplikation mit einem ausgewählten Eingangsabtastwert des FIR-Filters 25 entnommen wird.
  • Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Zähler der Ablaufsteuerung 20 von 9 ein 3-Bit-Zähler, und das Zustandssignal weist vorzugsweise 3 Bit auf. Tabelle 5 zeigt die Abhängigkeit der einzelnen Signale der Ablaufsteuerung 20 von dem Zustandssignal des Zählers 81.
  • Figure 00550001
    Tabelle 5
  • Der Abtastratenumsetzer gemäss der Erfindung ist durch eine geeignete Wahl der Impulsantwort des FIR-Filters für Empfangssignale in dem UMTS-Mobilfunksystem geeignet, d. h. derselbe verarbeitet insbesondere komplexe Signale mit einer gemäß dem UMTS-Standard vorgegebenen Bandbreite von 4,68 MHz. Der Abtastratenumsetzer kann für Eingangssignale mit bis zu 9-Bit-Wortbreite für Real- und Imaginärteil ausgelegt sein und kann ausgangsseitig mindestens eine Wortbreite von 8 Bit für jeweils den Realteil und den Imaginärteil liefern. Bei Vollaussteuerung des Abtastratenumsetzers wird ein Signal-Rausch-Leistungsverhältnis von mindestens 48 dB am Ausgang erreicht. Für ein sinusförmiges Eingangssignal des Abtastratenumsetzers mit vollem Ausschlag und bei einer Ausgangswortlänge von 8 Bit ist das Signal-Rausch-Verhältnis des Ausgangssignals 48,6 dB. Durch die Verwendung des FIR-Filters mit Multibandfiltereigenschaften beträgt die Welligkeit der Betrags-Übertragungsfunktion des Abtastratenumsetzers innerhalb der Nutzbandbreite desselben nicht mehr als ± 0,02 dB.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels beschrieben ist, ist dieselbe darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Art und Weise modifizierbar.
  • Ein Abtastratenumsetzer gemäß der Erfindung kann in dem Empfangs- und/oder Sendeteil einer Sende/Empfangs-Station, wie z. B einer Basisstation oder einer Mobilstation, eines beliebigen Mobilfunksystems implementiert sein. Die vorliegende Erfindung kann für beliebige Kombinationen von gegenwärtigen und zukünftigen Mobilfunksystemen bzw. für Sende/Empfangs-Stationen, die für beliebige Kombinationen von Mobilfunksystemen ausgelegt sind, verwendet werden.

Claims (28)

  1. Abtastratenumsetzer (11) zum Umsetzen einer Abtastrate eines Eingangssignals, die in einem nicht ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu einer Systemfrequenz eines Mobilfunksystems steht, in eine Abtastrate eines Ausgangssignals, die in einem ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, mit: – einem Filter (25) mit endlicher Impulsantwort (FIR-Filter; FIR = Finite Impulse Response) in Polyphasenstruktur, das einen Eingang, an dem das Eingangssignal angelegt ist, und einen Ausgang, an dem das Ausgangssignal ausgegeben wird, aufweist, wobei das FIR-Filter (25) mit einem Arbeitstaktsignal, das eine Frequenz aufweist, die in einem nicht ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, betrieben wird, und die Abtastwerte des Ausgangssignals in dem Zeitraster des Arbeitstaktsignals ausgegeben werden.
  2. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Polyphasenstruktur die Impulsantwort des FIR-Filters (25) in zueinander phasenversetzte Teilimpulsantworten (Polyphasen) aufgeteilt ist; und dass der Abtastratenumsetzer (11) einen Polyphasenrechner (21) aufweist, der abhängig von einem Umsetzungsverhältnis des Abtastratenumsetzers (11) eine Polyphasennummer L berechnet, die eine Polyphase bezeichnet, die in dem FIR-Filter (25) zum Berechnen eines aktuellen Abtastwerts des Ausgangssignals verwendet wird, und der abhängig von dem Umsetzungsverhältnis ein Gültigkeitssignal VALID erzeugt, das anzeigt, in welchem Arbeitstakt des Arbeitstaktsignals ein gültiger Abtastwert des Ausgangssignals ausgegeben wird.
  3. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Polyphasenrechner (21) einen Phasenrechner aufweist, der zum Berechnen eines Polyphasenwerts p, aus der die Polyphasennummer L bestimmt wird, verwendet wird.
  4. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenrechner einen Addierer (42) mit einem veränderbaren Modulo-Wert zum Berechnen des Polyphasenwerts p aufweist.
  5. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Polyphasenrechner (21) ferner einen dem Addierer (42) nachgeschalteten Phasendecoder (51) aufweist, der aus dem Polyphasenwert p die Polyphasennummer L bestimmt und das Gültigkeitssignal VALID erzeugt.
  6. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsantwort des FIR-Filters (25) und die Polyphasen jeweils eine bestimmte Anzahl von Koeffizienten aufweisen; dass eine bestimmte Anzahl von Koeffizienten der Impulsantwort als Stützstellenkoeffizienten h gespeichert ist; und dass der Abtastratenumsetzer (11) einen Interpolator (24) aufweist, der mit dem FIR-Filter (25) verbunden ist und der die Koeffizienten h' einer Polyphase durch eine Interpolation abhängig von den Stützstellenkoeffizienten h der Impulsantwort, Unterschieden Ä zwischen Stutzstellenkoeffizienten h und einem Gewichtungsfaktor INT für die Unterschiede Ä bestimmt.
  7. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Interpolator (25) eine lineare Interpolation durchführt.
  8. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Stützstellenkoeffizienten Koeffizienten sind, deren zugehörige Übertragungsfunktion nur an den Stellen eine ausreichende Dämpfung aufweist, an denen tatsächlich bei der Interpolation durch das FIR-Filter (25) zu unterdrückende Spektralanteile auftreten.
  9. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Stützstellenkoeffizienten äquidistante Koeffizienten der Impulsantwort sind.
  10. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Koeffizienten h' einer Polyphase in Schrittweiten von Vielfachen von ganzzahligen Potenzen von 0,5 bestimmt werden.
  11. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsantwort des FIR-Filters (25) achsensymmetrisch ist.
  12. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 2 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Impulsantwort des FIR-Filters (25) jeder M-te Koeffizient außer einem Mittenkoeffizienten Null ist.
  13. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer (11) auf ein Standardumsetzungsverhältnis zum Umsetzen der Abtastrate des Eingangssignals, die in einem nicht ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, in eine Abtastrate des Ausgangssignals, die in einem ganzzahligen oder durch einfache Brüche darstellbaren Verhältnis zu der Systemfrequenz des Mobilfunksystems steht, ein Umsetzungsverhältnis zum Erhöhen der Abtastrate des Ausgangssignals, ein Umsetzungsverhältnis zum Verringern der Abtastrate des Ausgangssignals und ein Umsetzungsverhältnis von 1 zum Deaktivieren des Abtastratenumsetzers (11) einstellbar ist.
  14. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Umsetzungsverhältnisse derart gewählt sind, dass dieselben nahe bei 1 und unter 1 liegen.
  15. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass zum Deaktivieren des Abtastratenumsetzers (11) eine spezielle Polyphase der Impulsantwort des FIR-Filters (25) zum Berechnen von Abtastwerten in dem Ausgangssignal des Abtastratenumsetzers (11) verwendet wird.
  16. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die spezielle Polyphase einen Mittenkoeffizienten der Impulsantwort aufweist, wobei der Mittenkoeffizient auf 1 normiert ist.
  17. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 6 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer (11) einen Speicher (23), der mit dem Interpolator (25) verbunden ist, zum Speichern der Stützstellenkoeffizienten h und der Unterschiede Ä zwischen den Stutzstellenkoeffizienten h der Impulsantwort aufweist.
  18. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Speicher (23) aus Logikschaltungen aufgebaut ist.
  19. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer (11) einen Adressgenerator (22), der mit dem Polyphasenrechner (21), dem Interpolator (25) und dem Speicher (23) verbunden ist, zum Berechnen einer Adresse eines Stützstellenkoeffizienten h und eines Unterschieds Ä zwischen den Stutzstellenkoeffizienten h in dem Speicher (23) abhängig von der Polyphasennummer L und zum Berechnen eines Gewichtungsfaktors INT eines jeweiligen Unterschieds Ä abhangig von der Polyphasennummer L aufweist.
  20. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 13 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer (11) derart steuerbar ist, dass derselbe jeweils nur für die Berechnung eines einzigen Ausgangsabtastwertes oder für eine bestimmte Dauer auf ein von dem Standardumsetzungsverhältnis abweichendes Umsetzungsverhältnis eingestellt ist.
  21. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 19 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass eine Symmetrie der Impulsantwort, eine Wellenform der Impulsantwort, eine Wahl der Anzahl der Stützstellenkoeffizienten und eine Wahl der Anzahl von Koeffizienten pro Polyphase bei der Reihenfolge und der Speicherung der Stützstellenkoeffizienten h und der Unterschiede Δ zwischen Stützstellenkoeffizienten in dem Speicher (23) berücksichtigt wird, um den Speicheraufwand in dem Speicher (23) und den Adressbe rechnungsaufwand in dem Adressgenerator (22) für die Stützstellenkoeffizienten h und die Unterschiede Δ zu reduzieren.
  22. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Arbeitstaktsignal aus einem Systemtaktsignal des Mobilfunksystems erzeugt wird.
  23. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass das Mobilfunksystem ein UMTS-Mobilfunksystem ist, bei dem das Systemtaktsignal eine Frequenz von 26 MHz aufweist und das Arbeitstaktsignal eine Frequenz von 62,4 MHz aufweist.
  24. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 6 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der Polyphasen, die Anzahl von Koeffizienten der Impulsantwort und der Polyphasen und die Anzahl der Stützstellenkoeffizienten jeweils Potenzen von zwei sind.
  25. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 6 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsantwort 1024 Koeffizienten aufweist und in 128 Polyphasen mit jeweils 8 Koeffizienten aufgeteilt ist; und dass 128 Stützstellenkoeffizienten der Impulsantwort gespeichert sind.
  26. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der Ansprüche 13 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass das Umsetzungsverhältnis des Abtastratenumsetzers (11) einen Zähler Z und einen Nenner N aufweist, wobei zur Ände rung des Umsetzungsverhältnisses lediglich der Wert des Nenners verändert wird.
  27. Abtastratenumsetzer (11) nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastrate des Eingangssignals 7,8 MHz ist, das Standardumsetzungsverhältnis 128/130 ist, das Umsetzungsverhältnis zum Erhöhen der Abtastrate des Ausgangssignals 128/129 ist, das Umsetzungsverhältnis zum Verringern der Abtastrate des Ausgangssignals 128/131 ist, und das Umsetzungsverhältnis zum Deaktivieren des Abtastratenumsetzers (11) 128/128 ist.
  28. Abtastratenumsetzer (11) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer (11) in einer Sende/Empfangs-Station eines Mobilfunksystems verwendet wird.
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FLIEGE, N.: Multiraten-Signalverarbeitung: Theorie und Anwendungen. Stuttgart: Teubner-Verlag, 1993, Seiten 109-140, 353-354
FLIEGE, N.: Multiraten-Signalverarbeitung: Theorieund Anwendungen. Stuttgart: Teubner-Verlag, 1993, Seiten 109-140, 353-354 *

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