DE69933869T2

DE69933869T2 - Verfahren und vorrichtung zur einschränkung des frequenz-unsicherheitsbereiches eines doppler-verschobenen signals

Info

Publication number: DE69933869T2
Application number: DE69933869T
Authority: DE
Inventors: Brian C/O QUALCOMM Incorporated San Diego HARMS; A. Sherman San Diego GREGORY
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1998-06-15
Filing date: 1999-06-14
Publication date: 2007-06-21
Anticipated expiration: 2019-06-15
Also published as: EP1088400B1; CA2335136A1; ATE344552T1; US6249539B1; WO1999066649A1; US6831940B2; HK1038840B; US20010043641A1; CN1158785C; KR20010072616A; HK1038840A1; EP1088400A1; KR100693683B1; AU760427B2; JP4194759B2; DE69933869D1; AU5204399A; JP2002518930A; CN1312979A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf drahtlose Kommunikations- bzw. Nachrichtenübermittlungssysteme und spezieller auf ein System zum Einschränken des Bereichs der Frequenzunsicherheit eines detektierten Pilotsignals mit einem unbekannten aber begrenzten Betrag an Dopplerverschiebung.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Eine Vielzahl von Mehrfachzugriffskommunikationssystemen und -techniken ist entwickelt worden zur Übertragung von Information zwischen einer großen Anzahl von Systemnutzern. Spreizspektrummodulationstechniken, wie z.B. Spreizspektrumtechniken mit Codemultiplex-Vielfachzugriff (code division multiple access, CDMA) sehen jedoch signifikante Vorteile gegenüber anderen Modulationsschemata vor, speziell wenn ein Dienst für eine große Anzahl von Kommunikationssystemnutzern vorgesehen ist. Die Nutzung von CDMA-Techniken bei Mehrfachzugriffskommunikationssystemen ist offenbart in dem US-Patent Nr. 4,901,307, das am 13. Februar 1990 erteilt worden ist, und zwar mit dem Titel "Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters", und dem am 25. November 1997 erteilten US-Patent Nr. 5,691,974 mit dem Titel "Method And Apparatus For Using Full Spectrum Transmitted Power In A Spread Spectrum Communications System For Tracking Individual Recipient Phase Time and Energy", die beide an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden sind und durch Bezugnahme hierin eingeschlossen sind.
Diese Patente offenbaren Kommunikationssysteme, bei denen eine große Anzahl von im Allgemeinen mobilen oder entfernten Systemnutzern oder Teilnehmereinheiten ("Nutzerterminals" bzw. "Nutzerendgeräte") mindestens einen Transceiver einsetzen zum Kommunizieren mit anderen Nutzerterminals oder mit Nutzern von anderen verbundenen Systemen, wie zum Beispiel einem öffentlichen Telefonvermittlungsnetzwerk. Kommunikationssignale werden entweder über Satellitenrepeater und Gateways oder direkt zu terrestrischen Basisstationen (die auch manchmal als Zellenstandorte oder Zellen bezeichnet werden) übertragen.
In einem modernen Satellitenkommunikationssystem ist die Zeitsteuerung kritisch. Zum Beispiel teilen solche Systeme typischerweise Kommunikationskanäle in "Rahmen" ein, wobei jeder Rahmen eine bekannte Dauer besitzt. Um die Nutzung solcher Rahmen beim Übertragen von Signalen oder Daten zu optimieren, müssen die Gateways oder Basisstationen und die Nutzerterminals ein Verfahren zum Sicherstellen von Synchronisation einsetzen. Deshalb wird jedes Nutzerterminal mit einer Einrichtung zum Vorsehen einer Zeitsteuerungsreferenz versorgt. Eine ideale Zeitreferenz würde das Nutzerterminal mit einem Signal einer bekannten Frequenz versorgen.
Ein Lokaloszillator wird häufig verwendet zum Vorsehen einer Zeitsteuerungsreferenz in dem Nutzerterminal. Kein Lokaloszillator ist jedoch perfekt. Die Lokaloszillatoren unterliegen einer Frequenzdrift. Wenn die Frequenz des Lokaloszillators driftet, geht die Synchronisation verloren. Ein Ansatz zum Minimieren der Lokaloszillatorfrequenzdrift ist es, einen genaueren Lokaloszillator herzustellen. Solche sehr stabilen Lokaloszillatoren sind jedoch sehr teuer herzustellen und könnten unakzeptabler Weise die Kosten des Nutzerterminals erhöhen. Ein anderer Ansatz, der häufig bei zellularen Telefonsystemen genutzt wird, umfasst die Nutzung eines spannungsgesteuerten temperaturkompensierten Quarzoszillators (voltage controlled temperature compensated crystal oscillator, VTCXO). Die Ausgabefrequenz eines VTCXO kann durch Variieren einer Eingangsspannung zu dem VTCXO gesteuert werden. Der VTCXO widersteht sehr gut der Frequenzdrift, die durch Temperaturänderungen verursacht ist. In einem derartigen zellularen Telefonsystem ist jedes Nutzerterminal mit einem VCTXO versorgt. Jedes Nutzerterminal überwacht ein von einer Basisstation übertragenes Pilotsignal. Das Nutzerterminal nutzt die Frequenz des Pilotsignals als eine Timing- bzw. Zeitsteuerungsreferenz zum Einstellen der Ausgangsfrequenz des VCTXO durch Variieren der daran angelegten Eingangsspannung. Ein derartiger Ansatz kann in einem zellularen Telefonsystem genutzt werden, weil die relativen Geschwindigkeiten zwischen den Basisstationen und den Nutzerterminals klein sind.
Bei einigen Satellitenkommunikationssystemen, wie zum Beispiel Satellitenkommunikationssystemen mit niedriger Erdumlaufbahn (low earth orbit, LEO), können die relativen radialen Geschwindigkeiten zwischen einem Satelliten und einem Nutzerterminal sehr groß sein. Diese große relative radiale Geschwindigkeit verursacht eine große Dopplerverschiebung auf dem Pilotsignal, das durch den LEO-Satelliten übertragen wird und führt dazu, dass diese Technik ungenau ist und möglicherweise als eine Zeitsteuerungsreferenz unbrauchbar ist. Wenn der Satellit ein Signal mit der Frequenz f_t überträgt, wird die empfangene Signalfrequenz f_r wie folgt sein: fr = ft ± fD (1) fD = ft·[V/c] (2)wobei

V: = Geschwindigkeit eines Senders relativ zu einem Empfänger;
c: = Lichtgeschwindigkeit in dem entsprechenden Medium
f_D: = Dopplerfrequenzverschiebung.

Falls sich der Satellit hin zu dem Nutzerterminal bewegt, wird die Periode bzw. die Dauer der elektromagnetischen Welle komprimiert und das [+] Vorzeichen wird in der obigen Gleichung genutzt. Falls sich der Satellit weg von dem Nutzerterminal bewegt, dann wird die elektromagnetische Welle verlängert und das [–] wird genutzt. Der Dopplereffekt kann als ein Dopplerverhältnis von [V/c] ausgedrückt werden, wobei V die Geschwindigkeit des Senders relativ zu dem Empfänger ist und c die Lichtgeschwindigkeit in dem entsprechenden Medium ist. Die Amplitude der Dopplerfrequenzverschiebung ist das Dopplerverhältnis multipliziert mit f_t.
Die Dopplerverschiebungen sind besonders heftig in einem LEO-Satellitensystem. Zum Beispiel kann ein typischer LEO-Satellit eine Geschwindigkeit von 7km/s relativ zu einem Nutzerterminal besitzen. Bei einer Senderfrequenz von 2,5 GHz führt dies zu einem Dopplerverhältnis von 23 Teilen pro Million (oder 23 ppm (parts per million)) und einer Dopplerfrequenzverschiebung von 58 kHz (wie aus Gleichung 2 unten berechnet).
Ein Codedopplerfehler tritt immer auf, wenn die Dopplerfrequenzverschiebung vorhanden ist und ein digitaler Datenstrom übertragen wird. Der Codedopplerfehler tritt auf, weil sich der Sender hin zu oder weg von dem Empfänger bewegt, dadurch verursachend, dass die Empfängerbitrate bzw. -geschwindigkeit erhöht oder vermindert wird, und zwar relativ zu der Senderbitrate. Der Codedopplerfehler ist das Dopplerverhältnis [V/c] mal die Senderbitrate. Die sich ergebende Bitrate an dem Empfänger ist die Senderbitrate plus/minus den Codedopplerfehler, wobei das [+] Vorzeichen genutzt wird, wenn sich der Sender hin zu dem Empfänger bewegt und das [–] Vorzeichen genutzt wird, wenn sich der Sender weg von dem Empfänger bewegt. Dieses Verhältnis wird gezeigt durch: rr = rt ± rD (3) rD = rt·[V/c] (4)wobei

r_r: die Empfängerbitrate ist,
r_t: die Senderbitrate ist, und
r_D: der Codedopplerfehler ist und V und c die Gleichen wie in Gleichung 1 oben sind.

Der Codedopplerfehler ist in einem Spreizspektrumkommunikationssystem besonders nachteilig wegen seinem kumulativen Effekt auf eine Pseudorausch-(PN, pseudonoise)-Generatorsynchronisation. Bei einem typischen Spreizspektrumkommunikationssystem wird ein Satz mit vorher ausgewählten Pseudorausch-(PN)-Codesequenzen genutzt zum Modulieren (d.h. "Spreizen") der digitalen Nachricht über ein vorher bestimmtes spektrales Band vor der Modulation des Trägersignals. Damit ein Spreizspektrumempfänger das Signal richtig "entspreizt", muss die lokale PN-Generatortaktung-Chipping oder -Chiprate bzw. -geschwindigkeit (die Rate bzw. Geschwindigkeit, mit der Chips erzeugt werden) zeitlich synchronisiert mit der empfangenen Signalchiprate sein. ["Chip" ist ein technischer Ausdruck, der sich auf ein einzelnes PN-Code-Bit bezieht. Digitale Nachrichten (Sprache, Daten usw.), die mit PN-Code-Chips gespreizt worden sind, werden manchmal bezeichnet als würden sie "Chips" aufweisen, obwohl "Symbole" vorzuziehen wären.] Falls die empfangene Signalchiprate nur einen Bruchteil eines Hz abweicht, wird sich der Uhren- bzw. Taktfehler über die Zeit akkumulieren, was dazu führt, dass die PN-Sequenzsynchronisation mit dem ankommenden Bitstrom verliert. Zum Beispiel führt ein Versatz um 0,1 Hz zwischen der ankommenden Chiprate und dem lokalen PN-Generator zu einem Zeitsteuerungsfehler von 0,1 Chip pro Sekunde, welcher sich in einer Minute zu einem Zeitsteuerungsfehler von 6 Chips akkumuliert. D.h., dass empfangene Signal ist zeitlich um 6 Chips verschoben von der Stelle, wo es sein sollte, damit es richtig durch die entsprechende PN-Sequenz entspreizt würde. Spreizspektrumempfänger erfordern im Allgemeinen, dass die Codephasendrift weniger als eine Hälfte einer Chipperiode ist um ein Signal richtig zu entspreizen. Ein Fehler von mehr als einem Chip erzeugt nutzlose Information. Deshalb ist es wichtig, dass der Codedopplerfehler bei Spreizspektrumempfängern überwacht und korrigiert wird.
Aufmerksamkeit wird gelenkt auf die US-A-5 432 521, die ein Satellitenempfängersystem beschreibt, welches Akquisition und Frequenznachführung eines dopplerverschobenen Funksignals vorsieht, das von einem sich auf einer Umlaufbahn befindenden Satelliten empfangen wird. Das Satellitenempfängersystem umfasst eine Costas-Phasenregelschleife, die das Funksignal empfängt und ein Fehlersignal an einer Fehlersignalausgabe zum Steuern einer Umwandlungsfrequenz vorsieht, die durch einen spannungsgesteuerten Oszillator erzeugt wird. Der spannungsgesteuerte Oszillator ist mit der Costas- Phasenregelschleife gekoppelt und erzeugt die Umwandlungsfrequenz zum Herabkonvertieren des Funksignals in der Costas-Phasenregelschleife. Das Satellitenempfängersystem umfasst ferner ein Element zur Dopplerfrequenzakquisition und -nachführung, das mit dem spannungsgesteuerten Oszillator gekoppelt ist. Das Element zur Dopplerfrequenzakquisition und -nachführung stellt die Umwandlungsfrequenz ein, um eine Dopplerfrequenzverschiebung zu kompensieren, die in dem Funksignal auftritt, aufgrund der Umlaufbewegung des sich auf einer Umlaufbahn befindenden Satelliten.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist auf ein System und ein Verfahren gerichtet zum Einschränken bzw. Einengen des Bereichs der Frequenzunsicherheit eines detektierten Pilotsignals in einem Satellitenkommunikationssystem, wobei das Pilotsignal eine unbekannte aber begrenzte Größe der Dopplerverschiebung besitzt. Während einer Detektion des Pilotsignals wird eine Information erlangt, um das Pilotsignal innerhalb eines Frequenzabschnittes (frequency bin) zu platzieren, der durch eine untere und eine obere Frequenz begrenzt ist. Die Erfindung verschiebt das detektierte Pilotsignal um eine Vielzahl von Frequenzhypothesen innerhalb des Frequenzabschnitts und bestimmt dann, welche Hypothese den größten Energieakkumulationswert besitzt. Die Hypothese mit dem größten Energieakkumulationswert ist die Hypothese, die am nächsten der wahren Zentrums- bzw. Mittenfrequenz des Pilotsignals ist. Im Allgemeinen ist der Pegel bzw. das Niveau der Frequenzdiskriminierung, die sich ergibt nur durch die Anzahl von Frequenzhypothesen, beschränkt, die zwischen den unteren und oberen Frequenzen getestet werden. Wenn das Pilotsignal jedoch ein Spreizspektrumsignal ist, gibt es eine Austauschbeziehung bzw. einen Kompromiss zwischen der Anzahl von getesteten Hypothesen und der Genauigkeit des Energieakkumulationswertes. Im Wesentlichen verursacht der Codedopplerfehler einen Verlust der Zeitsynchronisation zwischen dem Spreizspektrumpilotsignal und der Pseudonoise-(PN)-Codesequenz die zum Entspreizen des Pilotsignals genutzt wird. Der Zeitsteuerfehler nimmt mit der Verarbeitungszeit (oder der Anzahl von getesteten Hypothesen) zu und falls er unkorrigiert bleibt, führt er zu fehlerhaften Energieakkumulationswerten für die letzteren Frequenzhypothesen.
Die Erfindung umfasst zwei Verfeinerungen zum Korrigieren des Codedopplerzeitsteuerungsfehlers. Zuerst wird der Codedopplerfehler geschätzt und zwar basierend auf der finalen Frequenz des Frequenzabschnitts von dem bekannt ist, dass er das detektierte Pilotsignal enthält. Die Erfindung überwacht die Akkumulation des Zeitsteuerungsfehlers über die Vielzahl von Frequenzhypothesen und korrigiert den Verlust der Synchronisation bevor der Zeitsteuerungsfehler ein Niveau erreicht, das die genaue Entspreizung des Pilotsignals bedroht. Die Korrektur wird durchgeführt durch Beschleunigen bzw. Erhöhen oder Verzögern bzw. Verringern der Zeitsteuerung oder Chiprate bzw. -geschwindigkeit der PN-Sequenzerzeugung relativ zu ihrer nominalen Rate.
Die Berechnung des Codedopplerfehlers ist nur eine Schätzung, da sie auf der Annahme basiert, dass das Pilotsignal bei der oberen Frequenz des Frequenzabschnitts angeordnet ist. Tatsächlich könnte sich das Pilotsignal irgendwo innerhalb des Frequenzabschnitts befinden. Somit stellt die obige Korrektur nicht den notwendigen Umfang an Synchronisation sicher, welcher notwendig ist, um das Pilotsignal über die Vielzahl von Frequenzhypothesen genau zu entspreizen. Um den Effekt des Codedopplerfehlers weiter zu reduzieren, entspreizt die Erfindung zwei Sätze des detektierten Pilotsignals während jeder Frequenzhypothese parallel nebeneinander. Ein Pilotsignalsatz wird als "pünktlich" bzw. "on-time" bezeichnet und ein Pilotsignal wird als "verspätet" bzw. "late" bezeichnet, wobei der verspätete Satz um eine halbe Chipperiode zeitlich später relativ zu dem pünktlichen Beispiel- bzw. Abtastsatz abgetastet wird. Durch paralleles Entspreizen zweier Sätze mit Pilotsignaltastungen, wobei ein Satz zeitlich relativ zu dem anderen verschoben ist, erreicht die Erfindung eine Gesamtreduktion des Synchronisationszeitsteuerungsfehlers über die Vielzahl von Frequenzhypothesen im Vergleich zu jenem der erreicht wird, wenn nur ein Abtastsatz verarbeitet wird. Dies kommt daher, weil der verspätete Abtastsatz einen minimalen Zeitsteuerungsfehler bei jenen Hypothesen in der Mitte des Pilotsignalfrequenzabschnitts erreicht, während der pünktliche Abtastsatz seinen minimalen Zeitsteuerungsfehler bei jenen Hypothesen erreicht, die sich nahe zu den Rändern des Frequenzabschnitts befinden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden klarer werden, wenn man die unten angegebene Beschreibung zusammen mit den Zeichnungen betrachtet, in denen gleiche Bezugszeichen durchgehend Entsprechendes bezeichnen und wobei:
1 ein beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem darstellt, bei dem die vorliegende Erfindung nützlich ist;
2 einen beispielhaften Transceiver zur Nutzung in einem Nutzerterminal darstellt;
3 ein Flussdiagramm zeigt, das den Betrieb der vorliegenden Erfindung beim Einengen des Bereichs der Frequenzunsicherheit eines detektierten Pilotsignals gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt;
4 einen Frequenzabschnitt darstellt, der durch f_i und f_f begrenzt ist, von dem bekannt ist, dass er das dopplerverschobene Pilotsignal enthält;
5 ein Flussdiagramm zeigt, das die Frequenzübersetzung des detektierten Pilotsignals darstellt;
6 ein Flussdiagramm zeigt, das die Entspreizung des Spreizspektrumpilotsignals darstellt;
7 ein Flussdiagramm zeigt, das den Vergleich des Energieakkumulationswerts der aktuellen Frequenzhypothese mit dem maximalen Energieakkumulationswert von den vorhergehenden Frequenzhypothesen darstellt;
8 ein Diagramm des Dopplerzeitsteuerungsfehlers gegenüber der Verarbeitungszeit zeigt. Das Diagramm bildet zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung ab. Die durchgezogenen Linien bilden das bevorzugte Ausführungsbeispiel ab, in dem zwei Pilotsignaltastungssätze verarbeitet werden und die Codedopplerfehlerschätzung auf der finalen Frequenz f_f des Frequenzabschnitts der 4 basiert. Die gestrichelten Linien bilden einen Abtastsatz ab, in dem die Codedopplerschätzung auf der mittleren Frequenz des Frequenzabschnitts der 4 basiert;
9 ein Blockdiagramm zeigt, das eine beispielhafte Implementierung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt;
10 ein Blockdiagramm zeigt, das eine beispielhafte Implementierung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines in 9 dargestellten Entspreizers 915 darstellt; und
11 ein Zeitsteuerungsdiagramm ist, das das Freigabe- bzw. Aktivierungssignal des PN-Generators 938b abbildet, das durch den Zeitsteuerungsgenerator 936 gesendet wird, und zwar wie durch den Codedopplerkorrekturakkumulator 933 gesteuert.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
I. Einführung
Die vorliegende Erfindung ist speziell geeignet zur Nutzung bei Kommunikationssystemen, die Satelliten mit niedriger Erdumlaufbahn (low earth orbit, LEO) einsetzen. Einem Fachmann auf dem entsprechenden Gebiet der Technik ist jedoch klar, dass das Konzept der vorliegenden Erfindung auch auf Satellitensysteme angewendet werden kann, die nicht für Kommunikationszwecke genutzt werden. Die Erfindung ist auch anwendbar auf Satellitensysteme, bei denen sich die Satelliten in Nicht-LEO-Umlaufbahnen bewegen oder auf Systeme, die nicht satellitengestützt sind.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im Detail unten erörtert. Während spezielle Schritte, Konfigurationen und Anordnungen erörtert werden, sollte es klar sein, dass dies nur zum Zwecke der Darstellung durchgeführt wird. Ein Fachmann wird erkennen, dass andere Schritte, Konfigurationen und Anordnungen genutzt werden können, ohne von der Idee und dem Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die vorliegende Erfindung könnte in einer Vielzahl von drahtlosen Informations- und Kommunikationssystemen Anwendung finden, einschließlich jenen, die zur Positionsbestimmung gedacht sind, sowie in Satelliten- und terrestrischen zellularen Telefonsystemen. Eine bevorzugte Anwendung ist in drahtlosen CDMA-Spreizspektrumkommunikationssystemen für Telefondienst.
II. Ein typisches Satellitenkommunikationssystem
Ein beispielhaftes drahtloses Kommunikationssystem, in dem die vorliegende Erfindung nützlich ist, ist in 1 dargestellt. Es wird in Erwägung gezogen, dass dieses Kommunikationssystem CDMA-artige Kommunikationssignale nutzt, jedoch ist dies für die vorliegende Erfindung nicht erforderlich. In einem Teil eines Kommunikationssystems 100, das in 1 dargestellt ist, werden eine Basisstation 112, zwei Satelliten 116 und 118 und zwei assoziierte Gateways oder Hubs 120 und 122 gezeigt, um Kommunikationen mit zwei entfernten Nutzerterminals 124 und 126 zu bewirken. Typischerweise sind die Basisstationen und Satelliten/Gateways Komponenten von separaten Kommunikationssystemen, die bezeichnet werden als seien sie terrestrisch gestützt und satellitengestützt, obwohl dies nicht notwendig ist. Die Gesamtzahl an Basisstationen, Gateways und Satelliten in derartigen Systemen hängt von der gewünschten Systemkapazität und anderen Faktoren ab, die in der Technik wohl verstanden sind.
Die Nutzerterminals 124 und 126 umfassen jeweils eine drahtlose Kommunikationseinrichtung, wie zum Beispiel, aber nicht beschränkt auf, ein zellulares Telefon, einen Datentransceiver oder einen Ruf- bzw. Rundruf- (Paging-) oder Positionsbestimmungsempfänger und können wie gewünscht in der Hand gehalten werden oder fahrzeugbefestigt sein. Deshalb sind die Nutzerterminals dargestellt als in der Hand gehaltene und fahrzeugbefestigte Telefone 124 bzw. 126. Jedoch ist es auch klar, dass die Lehren der Erfindung anwendbar sind auf feste Einheiten oder Einheiten an festen Orten, an denen entfernter drahtloser Dienst gewünscht ist, einschließlich "innen" bzw. "in einem Gebäude" ("indoor") sowie auch "im Freien" ("open air") gelegenen Orten.
Im Allgemeinen decken Strahlen von den Satelliten 116 und 118 verschiedene geographische Gebiete in vorherbestimmten Mustern ab. Strahlen bei verschiedenen Frequenzen, auch bezeichnet als CDMA-Kanäle oder "Teilstrahlen", können so gerichtet werden, dass sie das gleiche Gebiet überlappen. Es ist einem Fachmann auch unmittelbar klar, dass die Strahlabdeckung oder Dienstgebiete für mehrere Satelliten oder Antennenmuster für mehrere Basisstationen derart entworfen werden können, dass sie sich vollständig oder teilweise in einem vorgegebenen Gebiet überlagern bzw. überlappen, und zwar abhängig von dem Kommunikationssystementwurf und der angebotenen Dienstart und davon, ob Raumdiversität erreicht wird.
Eine Vielzahl von Mehrfachsatellitenkommunikationssystemen ist mit einem beispielhaften System vorgeschlagen worden, das die Größenordnung von 48 oder mehr Satelliten einsetzt, die sich in acht verschiedenen Umlaufebenen in LEO-Umlaufbahnen bewegen, um eine große Anzahl von Nutzerterminals zu versorgen. Einem Fachmann ist jedoch unmittelbar klar, wie die Lehren der vorliegenden Erfindung auf eine Vielzahl von Satellitensystem- und Gatewaykonfigurationen anwendbar sind, einschließlich anderer Orbitdistanzen und Konstellationen. Zur gleichen Zeit ist die Erfindung in gleicher Weise anwendbar auf terrestrisch gestützte Systeme mit verschiedenen Basisstationskonfigurationen.
In 1 sind einige mögliche Signalpfade dargestellt für Kommunikationen, die zwischen den Nutzerterminals 124 und 126 und der Basisstation 112 oder über die Satelliten 116 und 118 mit den Gateways 120 und 122 hergestellt sind. Die Kommunikationsverbindungen von der Basisstation zum Nutzerterminal sind durch Linien 130 und 132 dargestellt. Die Kommunikationsverbin dungen zwischen Satelliten und Nutzerterminal zwischen den Satelliten 116 und 118 und den Nutzerterminals 124 und 126 sind durch Linien 140, 142 und 144 dargestellt. Die Kommunikationsverbindungen zwischen Gateway und Satellit, zwischen den Gateways 120 und 122 und den Satelliten 116 und 118, sind durch Linien 146, 148, 150 und 152 dargestellt. Die Gateways 120 und 122 und die Basisstation 112 können als Teil von Einwege- oder Zweiwegekommunikationssystemen oder einfach zum Übertragen von Nachrichten oder Daten an die Nutzerterminals 124 und 126 genutzt werden.
Ein beispielhafter Transceiver 200 zur Nutzung in einem Nutzerterminal 106 ist in 2 dargestellt. Der Transceiver 200 nutzt mindestens eine Antenne 210 zum Empfangen von Kommunikationssignalen, die an einen analogen Receiver 214 übertragen werden, wo sie herabkonvertiert, verstärkt und digitalisiert werden. Ein Duplexerelement 212 wird typischerweise genutzt, um es der gleichen Antenne zu erlauben, sowohl Sende- als auch Empfangsfunktionen zu dienen. Einige Systeme setzen jedoch separate Antennen ein zum Betrieb bei verschiedenen Sende- und Empfangsfrequenzen.
Die von dem analogen Empfänger 214 ausgegebenen digitalen Kommunikationssignale werden an mindestens einen digitalen Datenempfänger 216A und mindestens einen Sucherempfänger 218 transferiert. Zusätzliche digitale Datenempfänger 216B-216N können genutzt werden, um gewünschte Niveaus an Signaldiversität zu erlangen, abhängig von dem akzeptablen Niveau der Komplexität der Einheit, wie es einem Fachmann klar ist.
Mindestens ein Nutzerterminalsteuerprozessor 220 ist mit den digitalen Datenempfängern 216A-216N und dem Sucherempfänger 218 gekoppelt. Der Steuerprozessor 220 sieht neben anderen Funktionen, grundlegende Signalverarbeitung, Zeitsteuerung bzw. Timing, Leistungs- und Weitergabe-(Handoff)-Steuerung oder -Koordination und eine Auswahl der Frequenz vor, die für Signalträger genutzt wird. Eine andere grundlegende Steuerfunktion, die durch den Steuerprozessor 220 häufig durchgeführt wird, ist die Auswahl oder Manipulation von Pseudonoise-(PN)-Codesequenzen oder orthogonalen Funktionen, die genutzt werden zur Verarbeitung von Kommunikationssignalwellenformen. Die Signalverarbeitung durch den Steuerprozessor 220 kann eine Bestimmung der relativen Signalstärke und eine Berechnung von verschiedenen abhängigen Signalparametern umfassen. Solche Berechnungen von Signalparametern, wie z.B. Zeitsteuerung und Frequenz, kann die Nutzung zusätzlicher oder separater dedizierter Schaltkreise umfassen, und zwar zum Vorsehen erhöhter Effizienz oder Geschwindigkeit bei Messungen oder verbesserter Zuordnung von Steuerverarbeitungsressourcen.
Die Ausgaben der digitalen Datenempfänger 216A-216N sind mit digitalen Basisbandschaltkreisen 222 innerhalb des Nutzerterminals gekoppelt. Die digitalen Basisbandschaltkreise 222 des Nutzers weisen Verarbeitungs- und Präsentationselemente auf, die genutzt werden zum Transferieren von Information an und von einem Nutzer des Nutzerterminals. D.h. Signal- oder Datenspeicherelemente, wie zum Beispiel transienter oder digitaler Langzeitspeicher; Eingabe- und Ausgabeeinrichtungen, wie z.B. Anzeigebildschirme, Lautsprecher, Tastaturterminals und Handapparate; A/D-Elemente, Vocoder und andere Sprach- und Analogsignalverarbeitungselemente; usw., die alle Teile des digitalen Basisbandschaltkreises 222 des Nutzers bilden, und zwar unter Verwendung von in der Technik wohl bekannten Elementen. Falls Diversitätssignalverarbeitung eingesetzt wird, kann der digitale Basisbandschaltkreis 222 des Nutzers einen Diversitätskombinierer und einen Decodierer aufweisen. Einige dieser Elemente können auch unter der Steuerung von, oder in Kommunikation mit, dem Steuerprozessor 220 betrieben werden.
Wenn Sprache oder andere Daten als eine Ausgabenachricht oder als ein Kommunikationssignal vorbereitet werden, das seinen Ursprung innerhalb des Nutzerterminals besitzt, wird der digitale Basisbandschaltkreis 222 des Nutzers verwendet zum Empfangen, Speichern, Verarbeiten und anderweitigem Vorbereiten der gewünschten Daten und zwar zur Übertragung. Der digitale Basisbandschaltkreis 222 des Nutzers sieht diese Daten für einen Sende- bzw. Übertragungsmodulator 226 vor, der unter der Steuerung des Steuerprozessors 220 betrieben wird. Die Ausgabe des Sendemodulators 226 wird zu einem Leistungscontroller 228 transferiert, der eine Ausgangsleistungssteuerung für einen Sendeleistungsverstärker 230 vorsieht. Der Sendeleistungsverstärker 230 konvertiert das Basisbandsignal hoch und verstärkt es für die finale Übertragung von der Antenne 210.
Das Nutzerterminal 200 kann in dem Übertragungspfad ein Vorkorrekturelement 234 einsetzen, um die Frequenz des abgehenden Signals einzustellen. Dies kann durchgeführt werden unter Verwendung wohl bekannter Techniken der Aufwärts- oder Abwärtskonvertierung der Übertragungswellenform. Als Alternative kann das Vorkorrekturelement 232 einen Teil eines Frequenzselektions- oder Steuermechanismus für die analoge Aufwärtskonvertierungs- und Modulationsstufe bilden, die innerhalb des Sendeleistungsverstärkers 230 ausgeführt wird.
Informationen oder Daten, die einem oder mehreren gemessenen Signalparametern für empfangene Kommunikationssignale oder einem oder mehreren gemeinsam genutzten bzw. geteilten (shared) Ressourcensignalen entsprechen, können unter Verwendung einer Vielzahl von in der Technik bekannten Techniken an das Gateway gesendet werden. Zum Beispiel kann die Information als ein separates Informationssignal transferiert werden oder kann an andere Nachrichten angehängt werden, die durch den digitalen Basisbandschaltkreis 222 des Nutzers vorbereitet werden. Alternativ kann die Information als vorherbestimmte Steuerbits eingefügt werden, und zwar durch den Sendemodulator 226 oder den Sendeleistungscontroller 228 unter der Steuerung des Steuerprozessors 220.
Die digitalen Empfänger 216A-N werden mit Signalkorrelationselementen zum Demodulieren und Nachführen spezifischer Signale konfiguriert. Der Sucherempfänger 218 wird verwendet zum Suchen nach Pilotsignalen oder anderen relativ festgelegten Mustern starker Signale, während die Datenempfänger 216A-N zum Demodulieren anderer Signale, die mit den detektierten Pilotsignalen assoziiert sind, genutzt werden. Zum Zwecke des Bestimmens von Signalstärke kann jedoch ein Datenempfänger 216 zugewiesen werden, um das Pilotsignal nach der Akquisition nachzuführen bzw. zu verfolgen, um das Verhältnis der Signalchipenergien zum Signalrauschen genau zu bestimmen. Deshalb können die Ausgänge dieser Einheiten überwacht werden, um die Energie in dem oder die Frequenz des Pilotsignals oder anderer Signale zu bestimmen. Die Empfänger 216 können auch Frequenznachführelemente einsetzen, die überwacht werden, um aktuelle Frequenz- und Zeitsteuerungsinformation vorzusehen, und für den Steuerprozessor 220 für Signale, die demoduliert werden.
Der Pilotkanal ist einfach ein Signal, das nicht mit Daten moduliert ist, und kann als ein sich wiederholendes sich nicht änderndes Muster oder als eine nicht variierende rahmenstrukturartige Eingabe (Muster) verwendet werden. D.h., die orthogonale Funktion, hier ein Walsh-Code, der verwendet wird zum Bilden des Kanals für das Pilotsignal hat im Allgemeinen einen konstanten Wert, wie z.B. nur Einsen oder nur Nullen oder ein wohlbekanntes sich wiederholendes Muster, wie z.B. ein strukturiertes Muster mit vermischten bzw. eingestreuten Einsen und Nullen. Dies führt effektiv dazu, dass nur die von dem PN-Code-Generator angelegten PN-Spreizcodes übertragen werden. Zusätzlich wird ein Pilotsignal nicht leistungsgesteuert. D.h. das Pilotsignal wird typischerweise mit einem vorher ausgewählten festen Leistungspegel gesendet, der nicht variiert wird, so dass genaue Messungen der Signalleistung durch die Nutzerterminals erreicht werden.
Der Steuerprozessor 220 nutzt derartige Information zum Bestimmen, in welchem Umfang die empfangenen Signale von der Oszillatorfrequenz versetzt sind, wenn diese auf das gleiche Frequenzband skaliert werden, soweit dies erforderlich ist. Diese und andere Information die auf Frequenzfehler und Dopplerverschiebungen bezogen ist, wie unten erörtert, kann in einem Speicher oder Speicherelement 236 gespeichert werden, je nachdem wie es gewünscht ist.
III. Detaillierte Beschreibung der Erfindung:
3 zeigt ein betriebsmäßiges Flussdiagramm, das den Betrieb der vorliegenden Erfindung beim Durchführen einer genauen bzw. feinen Frequenzsuche darstellt. Die Erfindung wird in der Umgebung eines zellularen Spreizspektrumsatellitenkommunikationssystems dargestellt werden, wobei sich die Satelliten in niedrigen Erdumlaufbahnen (LEO) befinden und große radiale Geschwindigkeiten relativ zu den Nutzerterminals besitzen. Ein Fachmann wird jedoch erkennen, wie dieser Ansatz auch auf Signale angewendet werden kann, die zwischen Basisstationen ohne die Nutzung von Satelliten transferiert werden. D.h., wo es eine ausreichende Signalquellen/Empfängerbewegung gibt, um Dopplerfrequenzverschiebungen, die von Belang sind zu erzeugen. Zum Beispiel wenn andere Arten von sich bewegenden Repeatern oder ein sich schnell bewegendes Fahrzeug, wie zum Beispiel ein Hochgeschwindigkeitszug verwendet werden.
In einem Schritt 303 wird ein detektiertes Spreizspektrumpilotsignal zur Verarbeitung durch den Sucherempfänger 218 vorgelegt. Das Pilotsignal wird von dem empfangenen HF-Band durch den analogen Empfänger 214 zum Basisband herabkonvertiert, wo es A/D-konvertiert wird. Falls die ankommende Signalfrequenz mit der Mittenfrequenz des Empfängers übereinstimmt, dann wird die Signalträgerfrequenz im Basisband zur Gleichspannung (DC) konvertiert. Dies wird bezeichnet als um DC herum zentriert. Die Dopplerfrequenzverschiebung, die bei Satellitenkommunikationen mit niedriger Erdumlaufbahn (LEO) inhärent ist (oder eine Quellen/Nutzerterminalkonfiguration mit sich schnell ändernden Separationsdistanzen) verschiebt das eingehende Signal aus dem Mittenband des Empfängers heraus. Das Frequenzspektrum des sich ergebenden Basisbandsignals ist nicht zentriert bei oder um die Gleichspannung bzw. DC (0 Hz) herum und zwar wegen der Dopplerfrequenzverschiebung, sondern besitzt eine positive oder negative Frequenzverschiebung. Wie immer begleitet der Codedopplerfehler die Dopplerfrequenzverschiebung.
Während der Detektion bestimmt der Sucherempfänger 218 ob, oder ob nicht, das Pilotsignal sich innerhalb eines vorausgewählten Frequenzbereichs befin det, der im Allgemeinen als ein Frequenzabschnitt (frequency bin) bezeichnet wird, der durch f_i und f_f begrenzt ist, wie in 4 dargestellt. F_max in 4 ist die Frequenz der maximal möglichen Dopplerverschiebung die auftritt, wenn sich die Systemparameter bei ihren extremsten Werten befinden. D.h., der durch f_i und f_f definierte Frequenzabschnitt kann zwischen –F_max und +F_max gleiten. Der Sucherempfänger 218 bestimmt, wo die Grenzen eines Frequenzabschnitts oder Suchbereichs angeordnet sind und die vorliegende Erfindung bestimmt, welche Frequenzhypothese am nächsten zu der Mittenfrequenz des detektierten Pilotsignals ist. Man beachte, dass 4 das detektierte Pilotsignal als einen diskreten Ton bzw. eine diskrete Frequenz repräsentiert, und zwar nur zum Zwecke der Darstellung. In der Realität kann die 3dB-Bandbreite eines typischen Spreizspektrumsignals 500 kHz breit sein, was die Aufgabe des Bestimmens der Mittenfrequenz komplizierter macht.
In einem Schritt 306 wird der Codedopplerfehler basierend auf f_f der 4 geschätzt. Diese Schätzung wird genutzt werden zum periodischen Einstellen der Zeitsteuerung des PN-Generators im Schritt 312, wobei der PN-Generator genutzt wird zum Entspreizen des Pilotsignals. Im Schritt 309 wird das Frequenzspektrum des Pilotsignals durch die aktuelle Frequenzhypothese übersetzt. Eine Frequenzhypothese ist eine diskrete Frequenz innerhalb des Frequenzabschnitts der 4. Der Ausdruck "Hypothese" wird genutzt, weil es nicht bekannt ist, welche der Frequenzen der 4 am nächsten zu der Mittenfrequenz des Pilotsignals ist, bis alle Frequenzen der 4 verarbeitet worden sind. Der Wert der aktuellen Frequenzhypothese wird im Schritt 327 vorgesehen. In einem Ausführungsbeispiel ist die initiale bzw. anfängliche Frequenzhypothese f_i der 4, eine niedrigere Frequenz und die Frequenzhypothesen werden inkrementiert bzw. erhöht, und zwar von f_i bis f_f einer höheren bzw. oberen Frequenz. In einem alternativen Ausführungsbeispiel könnte man f_f als die initiale Hypothese wählen und jede Hypothese dekrementieren bzw. verringern.
In einem anderen alternativen Ausführungsbeispiel wird ein Bisektionsalgorithmus angewendet, in dem der volle Frequenzbereich zwischen f_i und f_f zu erst halbiert wird, und jede Hälfte auf Pilotenergie getestet wird. Die gewinnende Hälfte wird dann wiederum halbiert und der Prozess wiederholt. Diese Implementierung ist schneller als eine sequentielle Suche, wenn die Anzahl der Unterteilungen, Abschnitte, größer wird, beispielsweise in der Größenordnung von 16 oder mehr, ist jedoch etwas komplizierter zu implementieren.
Das übersetzte Pilotsignal wird dann im Schritt 312 durch Multiplizieren des Pilotsignals mit der richtigen PN-Sequenz entspreizt. Im Schritt 315 werden die entspreizten Signalabtastungen kohärent über eine Anzahl von x Chips akkumuliert. Im Schritt 318 wird die Energie für die akkumulierten Signaltastungen bzw. -abtastungen gemessen. Im Schritt 321 werden die Energiemessungen über x Chips akkumuliert und 'm' dieser kohärenten Akkumulationen werden genutzt zum Erzeugen eines Energieakkumulationswertes (energy accumulation value, EAV) für die aktuelle Frequenzhypothese. Deshalb besteht ein EAV aus x mal m Datenchips.
Die grundlegende Abwägung beim Auswählen von x ist, dass größere Werte am effizientesten sind beim Sammeln von Energie, um eine gute Entscheidung zu treffen, ob eine Hypothese korrekt ist, jedoch sind die Größe von X und die Breite des Frequenzbereichs, der getestet wird, indirekt proportional. D.h. je größer der Wert von x ist, umso kleiner ist die Breite des Frequenzabschnitts oder -bereichs der getestet wird. Um zu vermeiden, dass man sehr enge Abschnitte hat und eine große Anzahl von Hypothesen testen muss, wird x derart ausgewählt oder eingestellt, dass es eine vernünftige Größe hat. Ein Wert von x gleich 256 für das beispielhafte System, das erörtert wird, liefert die ungefähre gewünschte Frequenzbandbreite, hier ungefähr 3 kHz, in den Sub- bzw. Unterintervallen, die getestet werden. Falls der Wert von x auf 512 verdoppelt wird, wären die Tests "nur" geeignet, Piloten in einem Intervall von 1,5 kHz "zu sehen" und doppelt so viele Hypothesen müssten getestet werden, um den gesamten Frequenzbereich abzudecken.
Je größer der für m genutzte Wert ist, umso mehr Energie wird akkumuliert und umso besser kann jede Hypothese getestet werden. Die Größe von m wird durch die Tatsache beschränkt, dass falls es zu groß gemacht wird, das Hypothesentesten zu lange dauern würde und mögliche Dopplerfehler nahe zu dem Ende des Testens würden zu groß sein. Ein bevorzugter Wert für m ist 27 und zwar in dem oben erörterten beispielhaften System, weil dieser Wert ungefähr so groß ist wie es wünschenswert ist vor dem Erleiden oder Hineinlaufen in eine exzessive Akkumulation des Dopplerfehlers. Deshalb wird in einem beispielhaften Ausführungsbeispiel die Anzahl akkumulierter Chips x auf 256 gesetzt und die Anzahl von Akkumulationen, die zum Erzeugen von EAV genutzt werden, wird auf 27 gesetzt.
Im Schritt 324 wird der EAV für die aktuelle Frequenzhypothese mit einem gespeicherten maximalen EAV verglichen, der durch die vorhergehenden Frequenzhypothesen erzeugt wurde. Falls der gespeicherte maximale EAV der größere ist, dann wird Nichts geändert und der erfinderische Prozess schreitet weiter zum Schritt 327, wo die Frequenzhypothese inkrementiert wird. Aber falls der EAV der aktuellen Frequenzhypothese größer ist als der vorhergehende maximale EAV, dann ersetzt der EAV der aktuellen Frequenzhypothese den vorhergehenden maximalen EAV zum Vergleich mit EAVs, die durch zukünftige Frequenzhypothesen erzeugt werden. Der initiale gespeicherte maximale EAV-Wert wird ausgewählt als sei er oder wird gesetzt auf Null, so dass jeder nachfolgende Messwert der zum Vergleich genutzt wird automatisch höher ist, und der gespeicherte Wert für den nachfolgenden Hypothesentest wird.
Im Schritt 327 wird die Frequenzhypothese inkrementiert und die Schritte 309 bis 324 werden für die neue Frequenzhypothese wiederholt. Die Schleife wird für jede der Vielzahl der Frequenzhypothesen wiederholt, wobei die Frequenzhypothese mit dem größten EAV die nächste zu der wahren Mittenfrequenz des detektierten Signals ist.
Im Allgemeinen ist der Pegel der Frequenzdiskriminierung bzw. -abgrenzung, der sich ergibt, nur durch die Anzahl der zwischen f_i und f_f getesteten Frequenzhypothesen beschränkt. Jedoch, wenn das Pilotsignal ein Spreizspekt rumsignal ist, gibt es eine Austauschbeziehung bzw. Kompromiss (Trade-Off) zwischen der Anzahl von getesteten Hypothesen und der Genauigkeit des Energieakkumulationswertes. Im Wesentlichen verursacht der Codedopplerfehler einen Verlust der Zeitsynchronisation zwischen dem Spreizspektrumpilotsignal und einer Pseudorausch-(PN)-Codesequenz, die zum Entspreizen der Pilotsignaltastungen genutzt wird. Der Zeitsteuerungsfehler nimmt mit der Verarbeitungszeit zu (und somit mit der Anzahl von getesteten Hypothesen) und falls er nicht korrigiert wird führt er zu fehlerhaften Energieakkumulationswerten für jene Frequenzhypothesen in dem letzteren Teil des Frequenzabschnitts der 4. In einem Ausführungsbeispiel wird die Anzahl der Hypothesen derart gewählt, dass die Frequenzunsicherheit des detektierten Pilotsignals von 23 kHz auf 3 kHz reduziert wird.
5 zeigt ein betriebsmäßiges Flussdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel zum Implementieren der vorliegenden Erfindung im Schritt 309 darstellt. Im Schritt 503 wird das detektierte Pilotsignal nach der Verarbeitung vom Schritt 306 empfangen. Im Schritt 506 wird das detektierte Pilotsignal durch eine Analog-zu-Digital-Konvertierung digitalisiert, um Signaltastungen bzw. -abtastwerte mit achtmal der Chiprate (8xChip) zu erzeugen. Die aktuelle Frequenzhypothesenwellenform wird im Schritt 509 synthetisiert, basierend auf der Eingabe vom Schritt 327. Im Schritt 512 werden die Signaltastungen durch die aktuelle Frequenzhypothesenwellenform gedreht bzw. rotiert, was zu einer Übersetzung bzw. Translation des Pilotsignalfrequenzspektrums führt. Das übersetzte Pilotsignal wird dann im Schritt 306 entspreizt.
Je näher das Frequenzspektrum des übersetzten Pilotsignals der Gleichspannung (DC) ist, um so effektiver wird die Entspreizoperation beim Komprimieren des gespreizten Pilotsignals sein, was schlussendlich relativ große Energieakkumulationswerte im Schritt 321 erzeugen wird. 5 ist nur ein Ausführungsbeispiel des Schrittes 309. Ein alternatives Ausführungsbeispiel wäre es, das Pilotsignal vor der Analog-zu-Digital-Konvertierung mittels wohl bekannter analoger Mischtechniken zu übersetzen.
Um eine Hypothese zu testen, dass ein empfangenes Signal bei F₁ zentriert ist, wird jenes Signal mit dem negativen F₁ übersetzt (diese Übersetzung bzw. Translation wird in dem HF/ZF und digitalen Drehtranslationen, die alle kombiniert sind, erreicht) und dann getestet, um festzustellen, ob bei DC Energie detektiert wird. Um eine negative Dopplerhypothese zu testen, wird der digitale Dreher bzw. Rotator genutzt zum Übersetzen des Basisbandsignals mit einem positiven Frequenzversatz. Ein positiver Versatz zentriert ein Basisbandsignal bei DC, falls die Dopplerverschiebung negativ ist, und sieht eine gute Energiemessung vor. Falls die Dopplerverschiebung nicht negativ ist, zentriert der positive Versatz das Basisbandsignal nicht bei DC, sondern bewegt es weiter vom Zentriertsein weg, was zu einer schlechten Energiemessung führt. Auf eine ähnliche Art und Weise wird eine positive Dopplerhypothese getestet durch Nutzen des digitalen Rotators zum Übersetzen des Basisbandsignals mit einem negativen Frequenzversatz um zu versuchen, das Basisbandsignal zu zentrieren. Schaltkreise die Energie messen führen dies deshalb im Allgemeinen bei DC durch, wobei der Rotator unterschiedliche Teile des ankommenden Signalspektrums für diese Messungen in die Gleichspannung (DC) verschiebt.
6 zeigt ein betriebsmäßiges Flussdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel des Schrittes 312 darstellt, in dem das Pilotsignal entspreizt wird. Im Schritt 603 werden die übersetzten Signaltastungen vom Schritt 309 empfangen. Wie in 5 erörtert, wird in einem Ausführungsbeispiel das Pilotsignal mit achtmal der Chiprate (8xChip) während der A/D-Konvertierung abgetastet, obwohl einem Fachmann klar sein wird, dass andere Raten innerhalb der Lehren der Erfindung für andere Anwendungen eingesetzt werden können. Im Schritt 606 werden die Tastungen bzw. Abtastwerte dezimiert um zwei Sätze mit Tastungen bei 2xChiprate zu erzeugen. Zum Zwecke der Erörterung wird ein Satz als "on-time" bzw. "pünktlich" bezeichnet und der andere Satz wird als "late" bzw. "verspätet" bezeichnet. Die verspäteten Tastungen werden erzeugt durch Abtasten des Pilotsignals um ½ Chip oder 4 Taktimpulse später als der pünktliche Abtastsatz. Der verspätete Abtastsatz wird erzeugt, um Vorteile aus der Entscheidung zu ziehen, um die Codedopplerschätzung bei f_f, der finalen Fre quenzhypothese des Frequenzabschnitts der 4 auf eine Basis zu stellen. Wie später erläutert werden wird, führt dies zu einem niedrigeren Codedopplerzeitsteuerungsfehler über die Vielzahl von Frequenzhypothesen im Vergleich mit dem, der erzeugt wird wenn nur ein Abtastsatz verarbeitet wird und die Codedopplerschätzung auf der Mitte des Frequenzabschnitts der 4 basiert.
Im Schritt 609 überwacht die Erfindung den Codedopplerzeitsteuerungsfehler, der sich zwischen Pilotsignaltastungen und der PN-Sequenz akkumuliert hat, die das Pilotsignal entspreizt. Im Schritt 612 wird die PN-Sequenz beschleunigt (advanced) oder verzögert (retarded), je nachdem wie es notwendig ist um den Codedopplerzeitsteuerungsfehler zu korrigieren. In einem Ausführungsbeispiel wird die Zeitsteuerung der PN-Sequenz beschleunigt oder verzögert in Achtelchipschritten bzw. -inkrementen und die Zeitsteuerung der Beschleunigung oder Verzögerung basiert auf der Codedopplerfehlerschätzung. Im Schritt 615 werden die pünktlichen Tastungen mit einer komplexen PN-Sequenz multipliziert, um In-Phase-(I)- und Quadratur-(Q)-entspreizte Tastungen des pünktlichen Pilotsignals zu erzeugen. Im Schritt 618 werden die verspäteten Tastungen mit der komplexen PN-Sequenz multipliziert, um I- und Q-entspreizte Tastungen des verspäteten Pilotsignals zu erzeugen. Im Schritt 621 werden die pünktlichen I- und Q-Tastungen und die verspäteten I- und Q-Tastungen über die Anzahl von x Chips im Schritt 315 kohärent akkumuliert.
7 zeigt ein betriebsmäßiges Flussdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel des Schrittes 324 darstellt, in dem die Energieakkumulationswerte (energy accumulation values, EAVs) für die aktuelle Frequenzhypothese mit dem maximalen gespeicherten EAV von der Vielzahl von vorhergehenden Frequenzhypothesen verglichen werden. Im Schritt 703 werden die EAVs von den pünktlichen und verspäteten Abtastsätzen für die aktuelle Frequenzhypothese vom Schritt 321 empfangen. Im Schritt 706 werden die pünktlichen und verspäteten EAVs mit dem maximalen gespeicherten EAV von der Vielzahl von vorhergehenden Frequenzhypothesen verglichen. Falls der maximale EAV der größte der drei ist, dann schreitet die Verarbeitung weiter zum Schritt 715. Falls aber entweder der pünktliche oder der verspätete EAV größer ist als der maximale gespeicherte EAV, dann schreitet das Verfahren oder der Prozess weiter zu den Schritten 709 und 712. Im Schritt 709 ersetzt der größere der pünktlichen oder verspäteten EAVs den maximalen gespeicherten EAV zum Vergleich mit zukünftigen Frequenzhypothesen. Im Schritt 712 wird der aktuelle Wert der Frequenzhypothese und sein Pünktlich- bzw. Verspätet-Status gespeichert, und zwar die vorhergehende gewinnende Frequenzhypothese ersetzend. Im Schritt 715 wird eine Bestimmung durchgeführt, ob oder ob nicht die gerade verarbeitete Frequenzhypothese die letzte Frequenzhypothese in dem Frequenzabschnitt der 4 ist. Falls die Antwort Nein ist, dann kehrt der erfinderische Prozess zurück zum Schritt 327, um den Wert der Frequenzhypothese zu erhöhen und die Schritte 309 bis 324 zu wiederholen. Falls die Antwort Ja ist, dann ist die aktuell gespeicherte gewinnende Frequenzhypothese die nächste bzw. naheliegendste Hypothese zu der Mittenfrequenz des detektierten Pilotsignals, wie im Schritt 718 gezeigt. Die gewinnende Frequenzhypothese und ihr Pünktlich/Verspätet-Status wird während der Demodulation der Nachricht genutzt werden, die dem Pilotsignal folgt.
IV. Codedopplerfehlerkorrektur
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel implementiert die Erfindung zwei verwandte bzw. zusammenhängende Verfeinerungen zum Korrigieren des Codedopplerfehlers. Die erste ist es, den Codedopplerfehler basierend auf f_f, der finalen Frequenz in dem Frequenzabschnitt der 4, zu schätzen. Diese Schätzung wird genutzt zum Einstellen der Zeitsteuerung der PN-Generatoren, um irgendeinen akkumulierten Zeitsteuerungsfehler zu korrigieren. Die zweite Technik ist es, für die Erfindung zwei Sätze mit Pilotsignaltastungen in den Schritten 312 bis 324 zu verarbeiten. Ein Satz mit Tastungen wird als "on-time" bzw. "pünktlich" bezeichnet und ein Satz wird als "late" bzw. "verspätet" bezeichnet, wobei in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der verspätete Abtastsatz erzeugt wird durch Abtasten des Pilotsignals, um eine halbe Chipperiode oder 4 Taktimpulse, wenn 8x Abtastung genutzt wird, zeit lich später, und zwar relativ zu den pünktlichen Tastungen. Diese Verfeinerungen werden unten genauer erläutert.
A. Codedopplerfehlerschätzung und PN-Generator-Zeitsteuerungseinstellung
Der Codedopplerfehler tritt auf, wann immer Frequenzdoppler vorhanden ist und ein digitaler Datenbitstrom übertragen wird. In einer beispielhaften Anwendung, die vorher erörtert worden ist, führt eine 7 km/s Annäherungsgeschwindigkeit zwischen dem Sender und dem Empfänger zu einem Dopplerverhältnis von 23 Teile pro Million (oder 23 ppm) und einer Dopplerfrequenzverschiebung von 58 kHz bei einer Senderfrequenz von 2,5 GHz. Falls die Senderdatenrate 1,0 Mbps ist, dann wird der Dopplerfehler 23 bps sein. D.h., die empfangene Bitrate ist 23 bps schneller das die gesendete Bitrate. Zur Ausführung des Entspreizens ist es wünschenswert, weniger als einen halben Chipfehler zu haben und zwar zwischen dem detektierten Signal und der PN-Sequenz, die zum Entspreizen des Signals verwendet wird. In diesem Beispiel sollte der PN-Generator des Empfängers somit auf eine Taktrate gesetzt werden, die 23 bps schneller als die Senderchiprate ist.
In der obigen Erörterung war der Codedopplerfehler leicht zu verbessern, und zwar durch einfaches Erhöhen der Taktrate des PN-Generators um 23 pps relativ zu der Senderbitrate. Dies basierte auf einem Dopplerverhältnis von 23 ppm, das aus der bekannten Dopplerfrequenzverschiebung von 58 kHz berechnet wurde. In der vorliegenden Erfindung jedoch ist die Größe der Dopplerfrequenzverschiebung unbekannt. Tatsächlich ist es der Zweck der vorliegenden Erfindung, die Mittenfrequenz eines detektierten Pilotsignals herauszufinden, das eine begrenzte aber unbekannte Größe der Dopplerfrequenzverschiebung besitzt. Somit wird in einem Ausführungsbeispiel der Codedopplerfehler geschätzt, um die Taktrate der PN-Generatoren einzustellen, die zum Entspreizen des Pilotsignals im Schritt 312 der vorliegenden Erfindung genutzt werden.
Die Codedopplerfehlerschätzung wird aus den Gleichungen (1)-(4) berechnet, die hier der Einfachheit halber wiederholt werden: fr = ft ± fD (1) fD = ft·[V/C] (2) rr = rt ± rD (3) rD = rt·[V/c] (4)wobei

V: = Geschwindigkeit des Senders relativ zu dem Empfänger
c: = Lichtgeschwindigkeit in dem entsprechenden Medium

Wie vorher erörtert, ist das von dem Sucherempfänger 218 bestimmte Pilotsignal innerhalb eines Frequenzabschnitts, der durch f_i und f_f begrenzt ist, wie in 4 gezeigt. Zum Zwecke einzig der Codedopplerschätzung nimmt die Erfindung an, dass das empfangene Pilotsignal bei f_f ist. Unter Verwendung dieser Annahme und der Gleichung 1 und der Gleichung 2 kann das Dopplerverhältnis [V/c] berechnet werden, da die Senderfrequenz (f_t) bekannt ist. Aus dem Dopplerverhältnis kann der Codedopplerfehler (r_D) aus der Gleichung 4 berechnet werden, da die Senderchiprate (r_t) bekannt ist. Die Pilotsignalchiprate (r_p), die die gleiche wie r_t ist, kann dann unter Verwendung der Beziehung der Gleichung 3 geschätzt werden, und zwar unter Angabe einer bekannten Senderchiprate (r_t), wobei das "+" genutzt wird, falls f_r größer als f_t ist, und das "-" wird genutzt falls f_r kleiner als f_t ist. Mit einer Schätzung der Pilotsignalchiprate (r_p) führt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung den akkumulierten Zeitsteuerungsfehler zwischen den Pilotsignaltastungen und der PN-Sequenz im Schritt 609 nach, wobei die PN-Sequenz nominal mit der Senderchiprate erzeugt wird. Wenn der Zeitsteuerungsfehler ein Achtel eines Chips erreicht, beschleunigt oder verzögert die Erfindung die Zeitsteuerung des PN-Generators, um den akkumulierten Zeitsteuerungsfehler zu korrigieren, wie im Schritt 612 der 6 gezeigt.
B. Pünktliche und verspätete Abtastsätze
Wie oben erörtert, basiert die Codedopplerfehlerschätzung auf f_f für den Frequenzabschnitt der 4. Dies widerspricht der Intuition, da die naheliegendste Frequenz als Grundlage für die Codedopplerfehlerschätzung in der Mitte des Frequenzabschnitts der 4 wäre und zwar unter der Annahme, dass man die beste Chance haben möchte, um die Differenz zwischen der codedopplergeschätzten Frequenz und der unbekannten tatsächlichen Pilotsignalfrequenz zu minimieren. Es wird jedoch gezeigt werden, dass eine auf f_f basierende Codedopplerschätzung und die parallele Verarbeitung von zwei Abtastsätzen zu einem niedrigeren Zeitsteuerungsfehler über die Vielzahl von Frequenzhypothesen führt, und zwar im Vergleich zu jenem, der mit einem einzelnen Abtastsatz erreicht würde, wobei die Codedopplerfehlerschätzung auf der Mitte des Frequenzabschnitts basiert ist.
Die Basis der Codedopplerzeitsteuerungskorrektur, die im Teil 'A' oben erörtert ist, ist die Codedopplerfehlerschätzung. Da die Schätzung auf dem Pilotsignal, das bei f_f ist, basiert, würde der Zeitsteuerungsfehler noch zwischen dem Pilotsignal und den PN-Generatoren akkumulieren, außer das Pilotsignal wäre zufällig bei f_f zentriert. Dieser Zeitsteuerungsfehler wird am Besten durch die folgende Beziehung beschreiben: (Zeitsteuerungsfehler = Timing Error) Timing Error = ∫[Ts·k] ferr(x) dx; (5)wobei ferr(x) = [aktuelle bzw. tatsächliche Pilotsignalchiprate] – [PN-Generatorchiprate] (6) Ts = Zeit zum Verarbeiten 1 Frequenzhypothese = [Anzahl der Schritt-315-Akkumulationen]·[Anzahl der Schritt-321-Akkumulationen]·Tc (7) Tc = Chipdauer (8)
8 zeigt ein Diagramm des Codedopplerzeitsteuerungsfehlers gegenüber der Verarbeitungszeit der Erfindung. Die x-Achse könnte auch beschriftet werden mit (Anzahl der Frequenzhypothesen], da die Verarbeitungszeit mit jeder zusätzlichen Frequenzhypothese zunimmt. Die gesamte Verarbeitungszeit ist T_s·[Anzahl von Frequenzhypothesen]. Die gestrichelte Linie repräsentiert den Zeitsteuerungsfehler der auftritt, wenn die Codedopplerschätzung auf der Mitte des Frequenzabschnitts basiert, und nur ein Pilotsignalabtastsatz verarbeitet wird. Die durchgezogenen Linien repräsentieren den Zeitsteuerungsfehler, der auftritt, wenn die Codedopplerschätzung auf f_f der 4 basiert, und zwei Pilotsignalabtastsätze parallel verarbeitet werden. Ein Abtastsatz ist pünktlich und ein Abtastsatz ist verspätet, wobei in einem Ausführungsbeispiel der verspätete Satz um eine halbe Chipperiode oder 4 Taktimpulse später als der pünktliche Abtastsatz abgetastet wird.
Wenn 8 betrachtet wird, muss man sich in Erinnerung rufen, dass das Ziel ist, die Größe des Zeitsteuerungsfehlers über die Vielzahl von Frequenzhypothesen zu minimieren. Die pünktlichen und verspäteten Kurven der 8 stellen dar, dass die Nutzung dieser Hypothesen in Tandemform eine kleinere Größe des Zeitsteuerungsfehlers bietet als nur die Mitte der Abschnittshypothesen, wie durch die Mittenabschnittskurve gezeigt ist. Dies kann zwischen den Hypothesen f_a und f_b leicht gesehen werden, wobei die verspätete Kurve einen kleineren Zeitsteuerungsfehler als die Mittenabschnittskurve bietet. Für die Hypothesen, die kleiner f_a und größer als f_b sind, wobei der verspätete Kurvenzeitsteuerungsfehler sich seiner maximalen Größe annähert, nähert sich die pünktliche Kurve ihrer minimalen Größe an. Da die pünktlichen und verspäteten Abtastsätze parallel verarbeitet werden, muss nur einer von ihnen bei einer bestimmten Frequenzhypothese eine niedrige bzw. kleine Zeitsteuerungsfehlergröße besitzen, damit das Pilotsignal im Schritt 315 erfolgreich entspreizt werden kann.
Zusammenfassend nutzt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung zwei verwandte aber unterschiedliche Verfeinerungen, um die Effekte des Codedopplerfehlers zu verringern. Die erste Verfeinerung ist es, eine Code dopplerfehlerschätzung basierend auf f_f des Frequenzabschnitts der 4 zu berechnen. Diese Schätzung wird genutzt zum Beschleunigen oder Verzögern der PN-Generatoren, um den Zeitsteuerungsfehler zu korrigieren, der sich während der Verarbeitung der Vielzahl von Frequenzhypothesen akkumuliert. Die zweite Verfeinerung ist es, dass die Erfindung zwei Pilotsignalabtastsätze parallel verarbeitet, und zwar anstelle von nur einem Abtastsatz. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der verspätete Abtastsatz um einen halben Chip relativ zu dem pünktlichen Abtastsatz verzögert. Zusammen mit einer Codedopplerschätzung, die auf der finalen Frequenz (f_f) der 4 basiert, führt dies zu einer niedrigeren bzw. kleineren Gesamtzeitsteuerungsfehlergröße über die Vielzahl der Frequenzhypothesen, wenn dies mit einem Schema verglichen wird, das nur einen Pilotsignalabtastsatz verarbeitet.
In der obigen Diskussion wird der verspätete Abtastsatz um ½ Chip relativ zu dem pünktlichen Abtastsatz verzögert. Dies ist nur ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel. Andere bevorzugte Ausführungsbeispiele können den verspäteten Abtastsatz um einen Bruchteil eines Chips der anders ist als eine halbe Chipperiode, verzögern.
Die obige Beschreibung ist nur ein Ausführungsbeispiel zum Reduzieren der Effekte des Codedopplerfehlers. Ein alternatives Ausführungsbeispiel wäre es, die Codedopplerfehlerschätzung auf der Mitte des Frequenzabschnitts der 4 zu basieren, und drei Pilotsignalabtastsätze parallel zu verarbeiten. Die drei Abtastsätze würden Folgendes aufweisen: einen pünktlichen Abtastsatz; einen frühen bzw. early Abtastsatz, in dem das Pilotsignal einen Bruchteil eines Chips vor dem pünktlichen Abtastsatz abgetastet ist; und einen verspäteten Abtastsatz, in dem das Pilotsignal einen Bruchteil eines Chips nach dem pünktlichen Abtastsatz abgetastet wird. Natürlich erfordert dieses Ausführungsbeispiel mehr Hardware als die Verarbeitung von nur zwei Abtastsätzen, was in einigen Situationen nachteilig sein könnte.
V. Blockdiagramm der Erfindung
9 zeigt ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt. In diesem Ausführungsbeispiel weist das System Folgendes auf: einen Analog-zu-Digital-Konverter 903, einen komplexen Rotator 906, einen direkten digitalen Synthesizer 909, einen programmierbaren Frequenzakkumulator 912, einen Signalentspreizer 915, einen kohärenten komplexen Akkumulator 918, einen Energiedetektor 921, einen Energieakkumulator 924, einen Energiemaxdetektor 927, einen Codedopplerkorrekturakkumulator 933, eine Systemuhr bzw. einen Systemtakt 936 und einen Zeitsteuerungsgenerator 939.
Ein Pilotsignal 901 mit einem unbekannten Betrag an Dopplerverschiebung wird durch einen Sucherempfänger 218 detektiert und zur Verarbeitung weitergegeben. Der Sucherempfänger 218 bestimmt, dass das Pilotsignal 901 innerhalb eines Frequenzabschnitts ist, der durch f_i und f_f, wie in 4 gezeigt, begrenzt ist. In einem Ausführungsbeispiel ist das Pilotsignal 901 ein komplexes Spreizspektrumsignal sowohl mit Komponenten der In-Phase (I) 901a als auch der Quadratur (Q) 901b. Das Pilotsignal 901 ist von dem entsprechenden HF-Übertragungsband durch einen analogen Empfänger 214 herabkonvertiert worden, aber sein Frequenzspektrum ist nicht bei DC bzw. Gleichspannung zentriert, und zwar wegen dem unbekannten Betrag der Dopplerverschiebung. Das Pilotsignal 901 wird durch den Analog-zu-Digital(A/D)-Konvertierer 903 digitalisiert, wobei in einem Ausführungsbeispiel Tastungen bzw. Abtastwerte mit achtmal der Chiprate (8xChip oder 8x Überabtastung) erzeugt werden. (Für einen Fachmann ist es typisch, ein digitales Bit eines Spreizspektrumsignals als einen "Chip" zu bezeichnen. Der PN-Code oder durch den PN-Generator ausgegebene Spreizbits werden auch als "Chips" bezeichnet.) Ein komplexer Rotator 906 übersetzt bzw. versetzt dann das Frequenzspektrum des Pilotsignals 901, um die aktuelle Frequenzhypothese 907. Die aktuelle Hypothese wird durch einen direkten digitalen Synthesizer (direct digital synthesizer, DDS) 909 zum Erzeugen eines übersetzten Pilotsignals 910 synthetisiert. Das übersetzte Pilotsignal 910 ist komplex mit I- und Q-Komponenten 910a, b. Der programmierbare Frequenzakkumulator 912 versorgt den DDS 909 mit dem aktuellen Frequenzhypothesenwert 911. Der Frequenzakkumulator 912 erhöht den aktuellen Hypothesenwert 911 über die Vielzahl der zu testenden Hypothesen. Dieser wird durch die programmierten Eingaben einer initialen bzw. anfänglichen Frequenz 912a, einer finalen bzw. endenden Frequenz 912b und eine Anzahl von Hypothesen 912c bestimmt. Die initiale Frequenz und die finale Frequenz entsprechen f_i und f_f des Frequenzabschnitts der 4. Die Nutzung des komplexen Rotators 906 zum Übersetzen des Spektrums 901 des Pilotsignals nach der A/D-Konvertierung ist nur ein Ausführungsbeispiel. Ein alternatives Ausführungsbeispiel wäre es, das Pilotsignal 901 vor der A/D-Konvertierung unter Verwendung wohl bekannter analoger Mischtechniken zu übersetzen.
Das Spreizspektrumsignal 910 wird in dem Entspreizer 915 entspreizt, und zwar durch Kombinieren, wie zum Beispiel durch Multiplizieren des Signals 910 mit den richtigen PN-Codesequenzen. In einem Ausführungsbeispiel wird die In-Phasen-(I)-Pilotsignalkomponente 901a mit einer PN-Sequenz während der Übertragung gespreizt, die statistisch unabhängig von jener ist, die zum Spreizen der Quadratur-(Q)-Komponente 901b genutzt wird. Dieses Ausführungsbeispiel bietet ein zusätzliches Niveau der Isolation zwischen Nutzerterminals, die den gleichen Frequenzkanal teilen bzw. gemeinsam nutzen, aber eindeutige bzw. verschiedene PN-Codes besitzen. Um das Pilotsignal 910 zu entspreizen, multipliziert der Entspreizer 915 oder kombiniert der Entspreizer 915 auf andere Art und Weise I- und Q-Komponenten 910a, b durch oder mit den entsprechenden identischen PN-Sequenzen, die zum Spreizen der Komponenten während der Übertragung genutzt worden sind. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Entspreizers 915 werden die Pilotsignal-I- und -Q-Komponenten 910a, b von achtmal der Chiprate (8xChip) auf 2xChiprate dezimiert, um zwei Sätze mit Tastungen für jede Komponente I 910a und Q 910b zu erzeugen. Ein Abtastsatz wird mit "on-time" bzw. "pünktlich" bezeichnet und ein Abtastsatz wird mit "late" bzw. "verspätet" bezeichnet, wobei der verspätete Satz um einen halben Chip oder 4 Taktimpulse später als der pünktliche Abtastsatz abgetastet wird. Somit erzeugt der Entspreizer 915 vier Abtastsätze, und zwar: pünktliche I-Komponente 916a; pünktliche Q-Komponente 916b; verspätete I-Komponente 917a; und verspätete Q- Komponente 917b. Die parallele Verarbeitung von zwei Abtastsätzen führt zu einem kleineren Zeitsteuerungsfehler über die Vielzahl von Frequenzhypothesen im Vergleich zur Verarbeitung von nur einem Abtastsatz. Auch wird die Codedopplerschätzung 933a durch den Codedopplerkorrekturakkumulator (code Doppler correction accumulator, CDCA) 933 genutzt, um die Zeitsteuerungsphase zwischen den PN-Generatoren des Entspreizers 915 und dem Pilotsignal 910 periodisch einzustellen.
10 stellt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Entspreizers 915 dar, welches Folgendes aufweist: Teilen-durch-4-Dezimatoren 1003a, b; Abtaster bzw. Taster 1006a, b, c, d; Verzögerungselemente 1009a, b; In-Phase-PN-Generator 1012; Quadratur-Phase-PN-Generator 1015 und Multiplizierer 1018a, b, c, d. Die Pilotsignal-I- und -Q-Komponenten 910a, b werden mit den Teile-durch-4-Dezimatoren 1003a, b dezimiert, um I- und Q-Signale 1004a, b mit 2x Chiprate zu erzeugen. Die I-Komponente 1004a wird durch Abtaster 1006a, b abgetastet zum Erzeugen von Signalen 1007a, b, wobei das 1007a-Signal mit "pünktlich" bezeichnet ist, und das 1007b-Signal mit "verspätet" bezeichnet ist, wobei das verspätete Signal 1007b nach dem Verzögerungselement 1009a abgetastet wird. In einem Ausführungsbeispiel verzögert das Verzögerungselement 1009a die verspätete I-Komponente 1007b um eine halbe Chipperiode oder 4 Taktimpulse, und zwar relativ zu der pünktlichen I-Komponente 1007a. Die I-Komponentensignale 1007a, b werden mit einer PN-Sequenz 1013 multipliziert, die durch den In-Phase-PN-Generator 1012 erzeugt wird, und zwar zum Erzeugen von pünktlichen und verspäteten In-Phase-entspreizten Signalen 916a, 917a. Die Q-Komponente 1004b wird auf ähnliche Weise verarbeitet durch: die Abtaster 1006c, d; das Verzögerungselement 1009b; und einen Quadratur-PN-Generator 1015; wobei der einzige Unterschied ist, dass die durch den Quadratur-PN-Generator 1015 erzeugte PN-Sequenz statistisch unabhängig von jener ist, die durch den In-Phase-PN-Generator 1012 erzeugt worden ist. Somit erzeugt der Entspreizer 915 vier Abtastsätze. Und zwar: pünktliche I-Komponente 916a, pünktliche Q-Komponente 916b, verspätete I-Komponente 917a; unverspätete Q-Komponente 917b.
Die pünktlichen I- und Q-Komponenten 916a, b und die verspäteten I- und Q-Komponenten 917a, b werden kohärent akkumuliert über x Chips und zwar durch den komplexen Akkumulator 918 zum Erzeugen von pünktlichen I- und Q-akkumulierten Komponenten 919a, b und verspäteten I- und Q-akkumulierten Komponenten 920a, b. Digitale Akkumulatoren sind für den Fachmann wohl bekannt. In einem Ausführungsbeispiel wird die kohärente Akkumulation über 256 Chips durchgeführt, aber andere Perioden können verwendet werden. Längere Akkumulationsperioden erzeugen ein höheres Signal-zu-Rausch-Verhältnis, erlauben aber auch, dass sich Codedopplerfehlereffekte aufbauen. Diese Effekte können die Effektivität der PN-Sequenzentspreizung bei der nachfolgenden Frequenzhypothesenverarbeitung reduzieren.
Ein Energiedetektor 921 misst die Energie der pünktlichen Komponenten 919a, b und der verspäteten Komponenten 920a, b. Die pünktliche Signalenergie wird gemessen durch Addieren der Quadrate der I- und Q-Komponenten 919a, b zum Erzeugen von pünktlichen Energietastungen 922. In ähnlicher Art und Weise wird die verspätete Signalenergie gemessen durch Addieren der Quadrate der verspäteten I- und Q-Komponenten 920a, b zum Erzeugen von verspäteten Energietastungen 923. Ein Energieakkumulator 924 akkumuliert m Energiemessungen über eine Periode von m mal x Chips (x Chips pro kohärenter Akkumulation mal m Akkumulationen) zum Erzeugen eines pünktlichen Energieakkumulationswertes (EAV) 925 und eines verspäteten Energieakkumulationswertes (EAV) 926.
Die EAVs 925 und 926 werden dann an einen Energiemaxdetektor 927 gesendet, in dem sie mit einem maximalen gespeicherten EAV 928b von der Vielzahl von vorhergehenden Frequenzhypothesen verglichen werden. Falls der maximale gespeicherte EAV 928b der größte der drei ist, dann wird nichts geändert und der Frequenzakkumulator 912 inkrementiert bzw. erhöht unmittelbar den Frequenzhypothesenwert 911. Falls aber einer der pünktlichen oder verspäteten EAVs 925, 926 größer ist als der maximal gespeicherte EAV 928b, dann ersetzt der größere der pünktlichen oder verspäteten EAVs 925, 926 den maximalen gespeicherten EAV 928b für zukünftige Frequenzhypothesenvergleiche. Auch wird der aktuelle Frequenzhypothesenwert 911 als gewinnende Frequenzhypothese 928a gespeichert, die die vorhergehende gewinnende Frequenzhypothese ersetzt. Der Pünktlich/Verspätet-Status 928c des gewinnenden EAV wird auch festgehalten und gespeichert.
Nachdem der aktuelle EAV-Vergleich vollständig ist, inkrementiert der programmierbare Frequenzakkumulator 912 den Frequenzhypothesenwert 911 und die Schleife wird für die neue Frequenzhypothese wiederholt. Die Schleife wird über die Vielzahl von Frequenzhypothesen zwischen f_i und f_f wiederholt und die gewinnende Frequenzhypothese 928a, die gespeichert wird, nachdem alle Hypothesen getestet worden sind, ist die, die der Mittenfrequenz des dopplerverschobenen Pilotsignals 901 am nächsten ist. Die gewinnende Frequenzhypothese 928a und ihr Pünktlich/Verspätet-Status 928b werden an die digitalen Datenempfänger 216A-N gesendet und zwar zur Verwendung bei der Demodulation von Signalen, wie zum Beispiel Verkehrskanal- oder Nachrichtensignalen.
Die Anzahl von getesteten Frequenzhypothesen wird durch die anfängliche Programmierung des Frequenzakkumulators 912 durch den Eingang 912c gesteuert. Offensichtlicher Weise, je mehr Hypothesen getestet werden, umso näher ist die gewinnende Frequenzhypothese 928a der wahren Mittenfrequenz bzw. Mittelfrequenz des Pilotsignals. Wegen Codedopplerfehlereffekten gibt es jedoch einen Kompromiss bzw. Trade-Off zwischen der Anzahl von getesteten Hypothesen und der Fähigkeit, das Pilotsignal 910 genau zu entspreizen. In einem Ausführungsbeispiel wird die Anzahl der Frequenzhypothesen derart gewählt, so dass die Erfindung die Frequenzunsicherheit von 23 kHz auf 3 kHz einengt.
Der programmierbare Codekorrekturakkumulator (code Doppler correction accumulator, CDCA) 933 überwacht den akkumulierten Zeitsteuerungsfehler zwischen den Tastungen des Pilotsignals 910 und der PN-Sequenzen 1013, 1016, der sich aufgrund des Codedopplerfehlers aufgebaut hat. In einem Ausführungsbeispiel, wenn der Zeitsteuerungsfehler die Größe von einem Achtel Chip erreicht hat, gibt der CDCA 933 ein Signal 937 zum "Beschleunigen" ("advance") oder "Verzögern" ("retard") an den Zeitsteuerungsgenerator 936 aus, um den akkumulierten Zeitsteuerungsfehler zu korrigieren.
Die 9, 10 und 11 stellen ein Ausführungsbeispiel der durch den CDCA 933 implementierten Codedopplerkorrektur dar. Der Systemtakt 939 erzeugt ein Taktsignal 940 mit einer Rate bzw. Geschwindigkeit von 8x Chip, wie in 11 gezeigt. Der Zeitsteuerungsgenerator 936 ist ein Teile-durch-8-Schaltkreis, der das Taktsignal 940 empfängt und Freigabe- bzw. Aktivierungssignale 938a, b vorsieht, und zwar nominal mit einer Rate von 1xChip an den Entspreizer 915, wie in 11 gezeigt. Das Signal 938a aktiviert die Abtaster 1006a, b, c, d und das Signal 938b aktiviert die PN-Generatoren 1012, 1015. Dies führt dazu, dass die In-Phase-Signale 1007a, b und die Quadratur-Signale 1008a, b unter Verwendung der Multiplizierer 1018a, b, c, d und der von den PN-Generatoren 1012 und 1015 ausgegebenen Codes entspreizt werden.
Der CDCA 933 ist ein programmierbarer Akkumulator, der den akkumulierten Zeitsteuerungsfehler berechnet und überwacht, und zwar über die Vielzahl von Frequenzhypothesen basierend auf der Codedopplerfehlerschätzung 934. Wenn der akkumulierte Zeitsteuerungsfehler ein Achtel Chip erreicht, gibt der CDCA 933 ein Signal 937 zum "Beschleunigen" oder "Verzögern" an den Zeitsteuerungsgenerator 936 aus. Das Beschleunigen/Verzögern-Signal 937 verursacht, dass der Zeitsteuerungsgenerator das PN-Generatoraktivierungs- bzw. -freigabesignal 938b um ein Achtel Chip früher oder später als nominal sendet, und zwar abhängig davon, was gewünscht ist, um den akkumulierten Zeitsteuerungsfehler zwischen den Pilotsignalen 910a, b und den PN-Sequenzen 1013, 1016 zu korrigieren. Wie oben erörtert, ist die Frequenz, mit der der CDCA 933 das Beschleunigen/Verzögern-Signal ausgibt, abhängig von der Codedopplerschätzung 934.
Zum Beispiel, falls die Chiprate in dem Übertragungssignal in der Größenordnung von 1,2288 × 10⁶ Chips pro Sekunde ist, und es eine Codedopplerschätzung (Fehler) von 40 ppm gibt, dann ist der akkumulierte Dopplerfehler in einer Sekunde (40/10⁶)·1,2288 × 10⁶ Chips pro Sekunde, oder ungefähr 49,152 Chips pro Sekunde. Wenn 8x Abtastung genutzt wird, wird die Anzahl der Beschleunigungs- oder Verzögerungsinkremente/dekremente pro Sekunde bestimmt wie oft ein/acht Chips pro Sekunde auftreten. Ein akkumulierter Fehler von 49,125 Chips pro Sekunde entspricht 393,216 (1/8 Chips)/s und erfordert deshalb, dass so viele Beschleunigungs- oder Verzögerungssignale pro Sekunde ausgegeben werden, und zwar zum Korrigieren während der Vielzahl von Frequenzhypothesen, die getestet werden. Einem Fachmann wird klar sein, wie die Anzahl von Beschleunigungs- und Verzögerungssignalen oder Befehlen zum Inkrementieren/Dekrementieren bzw. Erhöhen/Vermindern bestimmt wird, die für eine vorgegebene Chiprate und Abtastfrequenz angemessen sind, sowie auch die Nutzung von nicht gebrochenen Werten.
VI. Schlussfolgerung
Die vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen, es einem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung nachzuvollziehen oder anzuwenden. Während die Erfindung im Speziellen mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsbeispiele gezeigt und beschrieben worden ist, ist es für einen Fachmann klar, dass verschiedene Änderungen der Form und der Details gemacht werden können, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.

Claims

Ein System zum Einschränken bzw. Einengen des Bereichs der Frequenzunsicherheit eines detektierten Pilotsignals, das Folgendes aufweist: Mittel (918) zum kohärenten Akkumulieren von Abtastungen bzw. Tastungen des detektierten Pilotsignals über eine Vielzahl von Chips für jede von einer Vielzahl von Frequenzhypothesen, um akkumulierte Pilotsignalabtastungen zu erzeugen; Mittel (921) zum Messen von Energie für die akkumulierten Pilotsignalabtastungen, um Energiemessungen zu erzeugen; Mittel (924) zum Akkumulieren einer Vielzahl der Energiemessungen, um einen Energieakkumulationswert (energy accumulation value) zu erzeugen, der in dem Folgenden als EAV bezeichnet wird; und Mittel (927) zum Bestimmen, welche einer Vielzahl von Frequenzhypothesen zu dem höchsten EAV führt.
System nach Anspruch 1, wobei die Mittel (927) zum Bestimmen folgendes aufweisen: Mittel zum Vergleichen des EAV für eine aktuelle Frequenzhypothese mit einem maximalen EAV (928b), einer vorhergehenden Frequenzhypothese, wobei, falls der EAV der aktuellen Frequenzhypothese größer ist als der maximale EAV (928b) ist, dann: der maximale EAV (928b) durch den EAV der aktuellen Frequenzhypothese ersetzt wird und zwar zum Vergleich mit EAVs, die durch zukünftige Frequenzhypothesen erzeugt werden; und die aktuelle Frequenzhypothese gespeichert wird und eine Frequenzhypothese ersetzt, die dem maximalen EAV (928b) entspricht.
System nach Anspruch 1, wobei das detektierte Pilotsignal ein Spreizspektrumssignal ist, und ferner Mittel (915) aufweist zum Entspreizen von Pilotsignalabtastungen (910) durch Multiplizieren der Abtastungen mit einer geeigneten PN-Sequenz (1013, 1016).
System nach Anspruch 3, das ferner Mittel (1003, 1006, 1009) aufweist zum Erzeugen von mindestens zwei Sätzen mit Pilotsignalabtastungen und zwar bevor sie mit der PN-Sequenz (1013, 1016) multipliziert werden, wobei mindestens ein Satz mit Abtastungen zeitlich relativ zu einem anderen Satz mit Abtastungen geschoben bzw. verschoben ist.
System nach Anspruch 3, das ferner Mittel (1003, 1006, 1009) aufweist zum Erzeugen von mindestens zwei Sätzen mit Pilotsignalabtastungen bevor sie mit der PN-Sequenz (1013, 1016) multipliziert werden, wobei ein Satz mit Abtastungen pünktlich (On-Time) und ein anderer Satz mit Abtastungen verspätet (Late) ist, wobei der verspätete Abtast-Satz zeitlich um ½ Chip relativ zu dem pünktlichen Abtast-Satz verschoben ist.
System nach Anspruch 1, das ferner Mittel (909, 906) aufweist, zum Verschieben der Frequenz des detektierten Pilotsignals um eine aktuelle Frequenzhypothese, wobei die aktuelle Frequenzhypothese eine von der Vielzahl von der Frequenzhypothesen ist.
System nach Anspruch 6, das ferner Mittel (912) aufweist zum Inkrementieren der aktuellen Frequenzhypothese über die Vielzahl von Frequenzhypothesen.
System nach Anspruch 6, dass ferner Mittel (903) aufweist, zum Konvertieren des detektierten Pilotsignals von einem analogen Signal zu einem digitalen Signal und zwar vor dem Verschieben der Frequenz des detektierten Pilotsignals.
System nach Anspruch 8, wobei die Mittel zum Verschieben einen komplexen Rotator (906) bzw. eine komplexe Dreheinrichtung (906) aufweisen.
System nach Anspruch 6, das ferner Mittel aufweist zum Konvertieren des detektierten Pilotsignals von einem analogen Signal zu einem digitalen Signal und zwar nach dem Verschieben der Frequenz des detektierten Pilotsignals.
System nach Anspruch 1, das ferner Mittel aufweist zum Korrigieren eines Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers bzw. Code-Doppler-Zeitfehlers.
System nach Anspruch 3, das ferner Mittel aufweist, zum Korrigieren eines Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers zwischen den Pilotsignalabtastungen (910) und der PN-Sequenz (1013, 1016).
System nach Anspruch 12, wobei die Mittel zum Korrigieren Mittel aufweisen zum Einstellen der Zeitsteuerung mit der PN-Sequenz (1013, 1016) wie es zum Korrigieren des Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers gewünscht ist.
System nach Anspruch 12, wobei die genannten Mittel zum Korrigieren Folgendes aufweisen: Mittel (933) zum Überwachen der Akkumulation des Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers zwischen den Pilotsignalabtastungen und der PN-Sequenz (1013, 1016); und Mittel zum Einstellen der Zeitsteuerung der PN-Sequenz (1013, 1016) wie es zum Korrigieren des Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers nötig ist.
System nach Anspruch 14, wobei die Überwachungsmittel aufeiner Code-Doppler-Fehlerschätzung basieren.
System nach Anspruch 15, wobei die Code-Doppler-Fehlerschätzung basiert ist auf einer endgültigen Frequenz eines Frequenzabschnitts (frequency bin) von dem bekannt ist, dass er das detektierte Pilotsignal enthält.
System nach Anspruch 15, wobei die genannte Code-Doppler-Fehlerschätzung basiert ist auf einer Frequenz innerhalb eines Frequenzabschnitts von dem bekannt ist, dass er das detektierte Pilotsignal enthält.
System nach Anspruch 7, wobei die Mittel zum Verschieben einen komplexen Rotator (906) und einen direkten digitalen Synthesizer (909) aufweisen, wobei der direkte digitale Synthesizer (909) durch eine Frequenzakkumulator (912) gesteuert ist.
Ein Verfahren zum Einschränken des Bereichs der Frequenzunsicherheit eines detektierten Pilotsignals, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: (1) kohärentes Akkumulieren (315) von Abtastungen des detektierten Pilotsignals über eine Vielzahl von Chips für jede von einer Vielzahl von Frequenzhypothesen; (2) Messen (318) von Energie für die akkumulierten Pilotsignalabtastungen; (3) Akkumulieren (321) einer Vielzahl der Energiemessungen zum Erzeugen eines Energieakkumulationswertes (energy accumulation value), der im Folgenden als EAV bezeichnet wird; und (4) Bestimmen (324), welche einer Vielzahl von Frequenzhypothesen zu dem höchsten EAV führt.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei Schritt (4) ferner den folgenden Schritt aufweist: Vergleichen (706) des EAV für eine aktuelle Frequenzhypothese mit einem maximalen EAV der vorhergehenden Frequenzhypothesen, wobei falls der EAV der aktuellen Hypothese größer ist als der maximale EAV, dann: a) Ersetzen (709) des maximalen EAV durch den EAV der aktuellen Frequenzhypothese und zwar zum Vergleich mit EAVs die durch zukünftige Frequenzhypothesen erzeugt werden; und b) Speichern (712) der aktuellen Frequenzhypothese und Ersetzen einer Frequenzhypothese dem maximalen EAV entsprechend.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei das detektierte Pilotsignal ein Spreizspektrumssignal ist, und ferner den Schritt aufweist des Entspreizens (312) von Pilotsignalabtastungen durch Multiplizieren der Abtastungen mit einer PN-Sequenz (1013, 1016).
Verfahren nach Anspruch 21, das ferner den Schritt aufweist des Kreierens (606) von mindestens zwei Sätzen mit Pilotsignalabtastungen bevor sie mit der PN-Sequenz (1013, 1016) multipliziert werden, wobei mindestens ein Satz der Abtastungen zeitlich relativ zu einem anderen Satz der Abtastungen verschoben ist.
Verfahren nach Anspruch 21, das ferner den Schritt aufweist der Kreierens (606) von mindestens zwei Sätzen von Pilotsignalabtastungen bevor sie mit der genannten PN-Sequenz (1013, 1016) multipliziert werden, wobei ein Satz der Abtastungen pünktlich (On-Time) ist und ein anderer Satz der Abtastungen verspätet (Late) ist, wobei der genannten verspätete Abtast-Satz zeitlich um ½ Chip verschoben ist, und zwar relativ zu dem genannten pünktlichen Abtast-Satz.
Verfahren nach Anspruch 19, das ferner den Schritt des Verschiebens der Frequenz des detektierten Pilotsignals um eine aktuelle Frequenzhypothese aufweist, wobei die aktuelle Frequenzhypothese eine der Vielzahl der Frequenzhypothesen ist.
Verfahren nach Anspruch 24, das ferner den Schritt aufweist des Inkrementierens der aktuellen Frequenzhypothese über die Vielzahl von Frequenzhypothesen.
Verfahren nach Anspruch 24, das ferner den Schritt aufweist des Konvertierens des detektierten Pilotsignals von einem analogen Signal zu einem digitalen Signal und zwar vor dem Verschieben der Frequenz des detektierten Pilotsignals.
Verfahren nach Anspruch 24, das ferner den Schritt aufweist des Konvertierens des detektierten Pilotsignals von einem analogen Signal zu einem digitalen Signal und zwar nach dem Verschieben der Frequenz des detektierten Pilotsignals.
Verfahren nach Anspruch 19, das ferner den Schritt (612) aufweist des Korrigierens eines Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers.
Verfahren nach Anspruch 21, das ferner den Schritt (612) aufweist, des Korrigierens des Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei der Schritt (612) des Korrigierens von dem Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehler den Schritt (612) aufweist, des Einstellens der Zeitsteuerung der PN-Sequenz wie es zum Korrigieren des Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers gewünscht ist.
Verfahren nach Anspruch 29, wobei der Schritt des Korrigierens des Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers die folgenden Schritte aufweist: (1) Überwachen (609) der Akkumulation des Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers zwischen den Pilotsignalabtastungen und der PN-Sequenz; und (2) Einstellen (612) der Zeitsteuerung der genannten PN-Sequenz wie es zum Korrigieren des Code-Doppler-Zeitsteuerungs-Fehlers nötig ist.
Verfahren nach Anspruch 31, wobei der Schritt (609) des Überwachens auf einer Code-Doppler-Fehler-Schätzung basiert.
Verfahren nach Anspruch 32, wobei die Code-Doppler-Fehler-Schätzung basiert ist auf einer endgültigen bzw. finalen Frequenz eines Frequenzabschnitts (frequency bin) von dem bekannt ist, dass er das detektierte Pilotsignal enthält.
Verfahren nach Anspruch 32, wobei die Code-Doppler-Fehler-Schätzung basiert ist auf einer Frequenz innerhalb eines Frequenzabschnitts von dem bekannt ist, dass er das detektierte Pilotsignal enthält.