JP2002518930A

JP2002518930A - ドップラーシフトした信号の周波数不確定範囲を絞り込むシステムおよび方法

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Publication number: JP2002518930A
Application number: JP2000555373A
Authority: JP
Inventors: ハームズ、ブライアン; グレゴリー、シェアマン・エー; バトラー、ブライアン・ケー; アグラワル、アブニーシュ
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1998-06-15
Filing date: 1999-06-14
Publication date: 2002-06-25
Anticipated expiration: 2019-06-14
Also published as: EP1088400B1; CA2335136A1; HK1038840B; CN1158785C; KR100693683B1; AU5204399A; DE69933869D1; DE69933869T2; JP4194759B2; WO1999066649A1; KR20010072616A; AU760427B2; ATE344552T1; EP1088400A1; US6831940B2; US6249539B1; US20010043641A1; CN1312979A; HK1038840A1

Abstract

(57)【要約】【課題】ドップラーシフトした信号の周波数不確定範囲を絞り込むシステムおよび方法【解決手段】相対的信号源と受信機モーションとを有する衛星或いは他の通信システム（１００）においてドップラーシフトされたパイロット信号の周波数不確定範囲を氏掘り込むための方法とシステム。衛星通信システム（１００）はユーザー端末（１２４，１２６）（例えば、移動無線電話）、未知の位置と未知の相対的速度を持つ衛星（１１６，１１８）を含む。該方法は、複数の周波数仮説（３０９）上でパイロット信号をシフトする、複数のチップ（３１５）上でパイロット信号のサンプルをコヒーレントに累算する、累算されたパイロット信号サンプル（３１８）のエネルギーを測定する、エネルギー累算値（３２１）を生成するために複数のチップ上でエネルギー測定値を累算する、そして複数の周波数仮説の内のいずれが持つとも高いエネルギー累算値（３２４）になるかを決定する、工程を具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

本発明は、広義には、無線通信システムに関し、より具体的には、未知ではあ
るが有界のドップラーシフト量を用いて、検出されたパイロット信号の周波数不
確定範囲を絞り込むシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】

多数のシステムユーザ間で情報を伝送するために、様々な多重アクセス通信シ
ステムおよび技術が開発されているが、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）拡散
スペクトル技術などの拡散スペクトル変調技術は、特に多数の通信システムユー
ザに対してサービスを提供する場合に、他の変調スキームにはない大きな利点を
提供する。多重アクセス通信システムにおいてＣＤＭＡ技術を用いることは、１
９９０年２月１３日に発行された米国特許第４，９０１，３０７号「衛星または
地上中継器を用いた拡散スペクトル多重アクセス通信システム（Ｓｐｒｅａｄ
ＳｐｅｃｔｒｕｍＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎＳｙｓｔｅｍＵｓｉｎｇＳａｔｅｌｌｉｔｅＯｒＴｅｒｒｅｓｔ
ｒｉａｌＲｅｐｅａｔｅｒｓ）」、および１９９７年１１月２５日に発行され
た米国特許第５，６９１，９７４号「個々の受信側位相、時間およびエネルギー
を追跡するための拡散スペクトル通信システムにおける全スペクトルの送信パワ
ーを使用するための方法および装置（ＭｅｔｈｏｄＡｎｄＡｐｐａｒａｔｕ
ｓＦｏｒＵｓｉｎｇＦｕｌｌＳｐｅｃｔｒｕｍＴｒａｎｓｍｉｔｔｅ
ｄＰｏｗｅｒＩｎＡＳｐｒｅａｄＳｐｅｃｔｒｕｍＣｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍＦｏｒＴｒａｃｋｉｎｇＩｎｄｉｖｉｄｕａ
ｌＲｅｃｉｐｉｅｎｔＰｈａｓｅＴｉｍｅＡｎｄＥｎｅｒｇｙ）」。
これらの特許は共に本発明の譲受人に譲渡されており、また、本明細書中に援用
される。

【０００３】これらの特許は、多数の、概して移動体または遠隔の、システムユーザまたは
加入者ユニット（「ユーザ端末」）が、公衆電話スイッチングネットワーク（ｐ
ｕｂｌｉｃｔｅｌｅｐｈｏｎｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｎｅｔｗｏｒｋ）のよ
うな、他のユーザ端末または他の接続されたシステムのユーザと通信するための
送受信機を少なくとも１つ用いる通信システムを開示している。通信信号は、衛
星中継器およびゲートウェイを通して、あるいは直接、地上基地局（セルサイト
（ｃｅｌｌ−ｓｉｔｅｓ）またはセル（ｃｅｌｌｓ）と呼ばれることもある）に
伝送される。

【０００４】現代の衛星通信システムにおいて、タイミングは決定的である。例えば、これ
らのシステムは、通常、通信チャネルを、それぞれの既知の持続時間（ｄｕｒａ
ｔｉｏｎ）の複数「フレーム」に分割する。信号またはデータを伝送する際にこ
れらのフレームの利用効率を最適化するためには、ゲートウェイまたは基地局お
よびユーザ端末が、同期を確実にとるための何らかの方法を採用しなければなら
ない。従って、各ユーザ端末には、タイミング基準を与えるための装置が設けら
れる。理想的な時間基準は、既知の周波数の信号をユーザ端末に与える。

【０００５】ユーザ端末にタイミング基準を与えるために、しばしばローカル発振器が用い
られる。しかし、完璧なローカル発振器はない。ローカル発振器は、周波数ずれ
（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｒｉｆｔ）を生じる。ローカル発振器の周波数がずれ
ると、同期が失われる。

【０００６】ローカル発振器の周波数ずれを最低限に抑えるための１つのアプローチは、よ
り高精度のローカル発振器を製造することである。しかし、そのような非常に安
定したローカル発振器は、製造するのに非常に高価であり、ユーザ端末のコスト
を許容できない程高くしてしまう可能性がある。

【０００７】セルラー電話システムにおいて広く利用されている別のアプローチは、電圧制
御温度補償水晶発振器（ＶＴＣＸＯ）を用いるアプローチである。ＶＴＣＸＯの
出力周波数は、ＶＴＣＸＯへの入力電圧を変化させることによって制御できる。
ＶＴＣＸＯは、温度変化に起因する周波数ずれに対して非常に強い。

【０００８】このようなセルラー電話システムにおいては、各ユーザ端末にＶＴＣＸＯが設
けられる。各ユーザ端末は、基地局から発信されるパイロット信号をモニタする
。ユーザ端末は、パイロット信号の周波数をタイミング基準として利用して、印
加される入力電圧を変化させることによってＶＴＣＸＯの出力周波数を調節する
。セルラー電話システムにおいては、基地局とユーザ端末の間の相対速度が小さ
いので、このようなアプローチを利用することができる。

【０００９】しかし、低地球軌道（ＬＥＯ）衛星通信システムのようないくつかの衛星通信
システムの場合、衛星とユーザ端末の間の相対視線速度（ｒａｄｉａｌｖｅｌ
ｏｃｉｔｙ）は非常に大きくなり得る。この大きな相対視線速度は、ＬＥＯ衛星
が発信するパイロット信号に大きなドップラーシフトを生じ、このために、上記
技術がタイミング基準として不正確で潜在的に使用不可能なものになってしまう
。衛星が周波数ｆ_ｔで信号を発信した場合、受信信号周波数ｆ_ｒは、ｆ_ｒ＝ｆ_ｔ±ｆ_Ｄ（１）ｆ_Ｄ＝ｆ_ｔ・［Ｖ／ｃ］（２）但し、Ｖ＝受信機に対する発信機の速度ｃ＝適当な媒体中での光の速度ｆ_Ｄ＝ドップラー周波数シフトとなる。

【００１０】衛星がユーザ端末に近づいて行っている場合には、電磁波の周期は短縮され、
上記等式において［＋］符号を用いる。衛星がユーザ端末から離れていっている
場合には、電磁波は延長され、［−］を用いる。ドップラー効果はドップラー比
［Ｖ／ｃ］で表される。但し、Ｖは受信機に対する発信機の速度であり、ｃは適
当な媒体中での光の速度である。ドップラー周波数シフトの大きさは、ドップラ
ー比にｆ_ｔを掛けたものである。

【００１１】ドップラーシフトは、ＬＥＯ衛星システムにおいては特に顕著である。例えば
、通常のＬＥＯ衛星の速度は、ユーザ端末に対して７ｋｍ／秒になり得る。これ
は結果的に、発信機周波数が２．５ＧＨｚの場合、２３百万分率（または２３ｐ
ｐｍ）のドップラー比、および５８ｋＨｚ（下側の等式２で計算）のドップラー
周波数シフトになる。

【００１２】ドップラー周波数シフトが存在し、デジタルデータストリームを発信すると、
符号ドップラー誤差（ｃｏｄｅＤｏｐｐｌｅｒｅｒｒｏｒ）が必ず生じる。
符号ドップラー誤差は、発信機が受信機に対して近づいたり離れたりすることに
より、発信機ビットレートに対して受信機ビットレートが上下するために生じる
。符号ドップラー誤差は、ドップラー比［Ｖ／ｃ］に発信機ビットレートを掛け
たものである。結果的に得られる受信機側でのビットレートは、発信機ビットレ
ートに符号ドップラー誤差を足した／引いたものである。但し、発信機が受信機
に近づいていっている場合には［＋］符号を用い、発信機が受信機から離れてい
っている場合には［−］符号を用いる。この関係は、ｒ_ｒ＝ｒ_ｔ±ｒ_Ｄ（３）ｒ_Ｄ＝ｒ_ｔ・［Ｖ／ｃ］（４）但し、ｒ_ｒは受信機ビットレートｒ_ｔは発信機ビットレートｒ_Ｄは符号ドップラー誤差、Ｖおよびｃは上記等式１と同様で示される。

【００１３】符号ドップラー誤差は、疑似ノイズ（ＰＮ）発生器の同期に対して累積的な影
響を与えるため、拡散スペクトル通信システムでは特に有害である。通常の拡散
スペクトル通信システムの場合、搬送波信号を変調する前に、１組の予め選択さ
れた疑似ノイズ（ＰＮ）符号シーケンスを用いて、所定のスペクトルバンドでデ
ジタルメッセージを変調（即ち、「拡散」）する。拡散スペクトル受信機がこの
信号を正しく「逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄ）」するには、ローカルＰＮ発生器の
チッピング（ｃｈｉｐｐｉｎｇ）またはチップレート（ｃｈｉｐｒａｔｅ）（
チップを発生させるレート）が受信信号チップレートと時間的に同期していなけ
ればならない。［「チップ（ｃｈｉｐ）」は、１ＰＮ符号ビットを指す業界用語
である。ＰＮ符号チップを用いて拡散したデジタルメッセージ（音声、データな
ど）もまた、「チップ」を含んでいると言われることがあるが、「シンボル（ｓ
ｙｍｂｏｌ）」の方が好ましい。］受信信号チップレートが１Ｈｚよりも小さな
単位である場合、クロック誤差が経時的に累積して、ＰＮシーケンスの入来ビッ
トストリームに対する同期が崩れることになる。例えば、入来チップレートとロ
ーカルＰＮ発生器の間に０．１Ｈｚのオフセットがあると、結果的に毎秒０．１
チップのタイミング誤差となり、これが累積して１分間の間に６チップ分のタイ
ミング誤差になる。即ち、受信信号が、適当なＰＮシーケンスによって正しく逆
拡散されるためにあるべき場所から６チップ分シフトすることになる。拡散スペ
クトル受信機がある信号を正しく逆拡散するためには、概して、符号位相ずれが
半チップ周期未満である必要がある。誤差が１チップ分よりも大きいと、得られ
る情報は使い物にならない。従って、拡散スペクトル受信機において符号ドップ
ラー誤差をモニタおよび補正することが重要である。

【００１４】

【課題を解決するための手段】

本発明は、パイロット信号が未知ではあるが有界の量のドップラーシフトを有
する衛星通信システムにおいて、検出されたパイロット信号の周波数不確定範囲
を絞り込むシステムおよび方法に関する。パイロット信号検出の際に、情報を得
て、これにより、下側および上側周波数によって境界が定められた周波数ビン（
ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｂｉｎ）内にパイロット信号を入れる。本発明によれば、
この周波数ビン内の複数の周波数仮説値（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｈｙｐｏｔｈｅ
ｓｅｓ）によって、検出されたパイロット信号をシフトさせて、その後、どの仮
説値が最大エネルギー累積値を有するのかを決定する。最大エネルギー累積値を
有する仮説値が、このパイロット信号の真の中心周波数に最も近い仮説値である
。一般的に、得られる周波数分解能（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｄｉｓｃｒｉｍｉｎ
ａｔｉｏｎ）レベルは、下側および上側周波数間において試される周波数仮説値
の数によってのみ制限される。しかし、パイロット信号が拡散スペクトル信号で
ある場合、試される仮説値の数とエネルギー累積値の精度との間には、トレード
オフの関係がある。要するに、符号ドップラー誤差は、拡散スペクトルパイロッ
ト信号と、そのパイロット信号を逆拡散するために用いられる疑似ノイズ（ＰＮ
）符号シーケンスとの間の時間的な同期を失わせる。タイミング誤差は処理時間
（または試される仮説値の数）と共に増加し、補正されなければ、以降の周波数
仮説値についてのエネルギー累積値を誤らせることになる。

【００１５】本発明は、符号ドップラータイミング誤差を補正するために２つの改良を取り
入れている。第１に、符号ドップラー誤差を、検出されたパイロット信号を含ん
でいることが分かっている周波数ビンの最終周波数に基づいて推定する。本発明
では、複数の周波数仮説値にわたってタイミング誤差の累積をモニタし、タイミ
ング誤差が、パイロット信号の正確な逆拡散ができなくなるおそれのあるレベル
に達する前に同期の喪失を補正する。この補正は、その公称レートに対してＰＮ
シーケンス発生のタイミングまたはチップレートを進めるあるいは遅らせること
によって行われる。

【００１６】符号ドップラー誤差の計算は、パイロット信号が周波数ビンの上側周波数に位
置しているという仮説に基づいており、推定に過ぎない。実際には、パイロット
信号が周波数ビン内のどこにあるのかは分からない。従って、上記補正は、複数
の周波数仮説値にわたってパイロット信号を正確に逆拡散するために必要な同期
量を保証するものではない。符号ドップラー誤差の影響をさらに低減するために
、本発明では、それぞれの周波数仮説の際に、２組の検出パイロット信号を並行
して逆拡散する。一方のパイロット信号組を「時間どおり（Ｏｎ−Ｔｉｍｅ）」
と表記し、一方のパイロット信号組を「遅い（Ｌａｔｅ）」と表記する。遅延組
は、時間どおりサンプル組に対して時間的に半チップ周期分遅れてサンプリング
される。一方の組が他方に対して時間的にシフトしている２組のパイロット信号
サンプルを並行して逆拡散することにより、本発明は、１つのサンプル組のみを
処理する場合と比較して、複数の周波数仮説値にわたる同期タイミング誤差を全
体的に低減している。これは、遅いサンプル組が、パイロット信号周波数ビンの
中央部にある仮説値において最小タイミング誤差となり、他方、時間どおりサン
プル組が、周波数ビンの境界付近の仮説値について最小タイミング誤差となるか
らである。

【００１７】

【発明の実施の形態】

図面を参照しながら以下の詳細な説明を読むことにより、本発明の特徴、目的
および利点がより明白になるであろう。全図面を通して、同様の参照符号は対応
する部材を指している。Ｉ．はじめに本発明は、低地球軌道（ＬＥＯ）衛星を使用する通信システムでの使用に特に
適している。しかし、当業者に明らかなように、本発明の概念は通信目的で利用
していない衛星システムにも応用できる。本発明は、衛星が非ＬＥＯ軌道を航行
する衛星システムまたは非衛星基本のシステムにも応用できる。

【００１８】本発明の好ましい実施例を以下説明する。特定のステップ、形態、構造につい
て述べるが、これは本発明を説明するためだけであることを理解されたい。当業
者ならば、他のステップ、他のステップ、形態、構造も本発明の範囲を越えるこ
となく用いることができる旨を認識できよう。本発明は、位置決定に目標を置い
たシステムを含む無線情報、通信システムと、衛星システムと、地上セルラ電話
システムで使用できる。好ましい適用対象として、電話サービス用ＣＤＭＡ無線
拡散スペクトラム通信システムがある。

【００１９】ＩＩ．代表的な衛星通信システム本発明が有用となる無線通信システムの一例を図１に示す。この通信システム
はＣＤＭＡ型通信信号を使うものと考える。だが本発明によれば、そうである必
要はない。図１に示す通信システム１００の一部において、一つの基地局１１２
と、二つの衛星１１６と１１８、二つの関連ゲートウェイ、すなわちハブ１２０
と１２２を用いて、二つの遠隔地にあるユーザ端末１２４と１２６との通信を達
成する。代表的には、基地局と衛星/ゲートウェイとは、地上システム、衛星基
地システムと呼ばれる別個の通信システムの構成部分である。しかし、そうであ
る必要はない。このようなシステム中の基地局と、ゲートウェイ、衛星の総数は
、当該分野で周知の通り、システムの所望能力と他の要因に依存する。

【００２０】ユーザ端末１２４と１２６は、各々セルラ電話、情報トランシーバ、ポケベル
、あるいは位置決定用受信器などの無線通信機を含む。ただし、無線通信機は例
示したこれらのものに限らない。そして、必要に応じ、無線受信器は手持ち型と
車両搭載型のいずれかであり得る。ここでは、ユーザ端末を、それぞれ手持ち型
１２４と車両搭載型１２６として図示する。しかし、本発明の教示内容が、固定
式機器や遠隔無線サービスが望まれる場所に設置の機器に応用可能であることが
理解される。ここで言う場所とは、「野外」はもちろん「室内」も指す。

【００２１】一般に、衛星１１６と１１８からのビームは予め定めたパターンで区画された
、異なる地表地域にわたって届く。ビームは異なる周波数で発信され、ＣＤＭＡ
チャンネルあるいは「サブビーム」呼ばれるもので、同一地域に、重なる状態で
発信される。複数個の衛星からビームが届く地域、すなわちサービス地域や、複
数個の基地局用のアンテナパターンを、通信システムの設計仕様と、提供される
サービスの種類、空間ダイバーシチ達成の可否に依存して、全体的にあるいは部
分的に重なるように設計できることは当業者であれば容易に理解できよう。

【００２２】様々なマルチ衛星通信システムが提案されている。その一例として、異なる８
つの軌道平面内のＬＥＯ軌道を航行する衛星を約４８個以上使って、多数のユー
ザ端末での利用を図るシステムがある。また、他の軌道距離と配置を有する様々
な衛星通信システムとゲートウェイ形態にも、本発明の教示内容が応用可能であ
る旨を当業者ならば理解できよう。同時に、本発明は種々の基地局形態の地上設
置システムにも同様に適用可能である。

【００２３】図１において、ユーザ端末１２４と１２６と、基地局１１２との間の通信、ま
たは衛星１１６と１１８とを会した通信を実施可能とするための信号通路をいく
つか、ゲートウェイ１２０と１２２と共に示す。基地局―ユーザ端末間通信リン
クを、線１３０および１３２で示す。衛星１１６、１１８と、ユーザ端末１２４
、１２６との間の衛星―端末間通信リンクを、線１４０と、１４２、１４４で示
す。ゲートウェイ１２０、１２２と、衛星１２４、１２６との間の、ゲートウェ
イー衛星間通信リンクを、線１４６，１４８、１５０、１５２で示す。ゲートウェ
イ１２０、１２２と基地局１１２とは単一方向または双方向通信システムの一部
として、あるいは単にメッセージや情報をユーザ端末１２４と１２６とに送信す
るために使用しても良い。

【００２４】ユーザ端末内で使用するためのトランスシーバ２００を一つ図２に例示する。
このトランスシーバ２００は、通信信号を受け取るための、少なくとも一本のア
ンテナ２１０を有する。アンテナ２１０が受けた信号はアナログ受信器２１４へ
送られ、ダウンコンバートされ、増幅され、デジタル化される。デュプレクサ素
子２１２を代表的に用いて、同じアンテナが送信と受信、双方の機能を果たすよ
うにしている。しかし、システムによっては、異なる送信周波数と受信周波数で
作動する別個のアンテナを用いる。

【００２５】アナログ受信器２１４が出力するデジタル通信信号が、少なくとも一つのデジ
タル情報受信器２１６Ａと、少なくとも一つの探索受信器２１８とに送られる。
装置複雑性の許容レベルによるが、デジタル情報受信器２１６Ｂ乃至２１６Ｎを
付加的に用いて、所望レベルの信号ダイバーシチを得ることが可能である。当業
者には明らかな通りである。

【００２６】少なくとも一台のユーザ端末の制御プロセッサ２２０がデジタルデータ受信器
２１６Ａ〜２１６Ｎおよび探索受信器２１８に連結される。制御プロセッサ２２
０は様々な機能の中でも信号処理、タイミング、電力、ハンドオフ等の基本的な
制御や協調、信号搬送波に用いられる周波数の選択等の機能を提供する。制御プ
ロセッサ２２０がしばしば行う別の基本的な制御機能は、通信信号波形の処理に
用いられる擬似ランダム雑音（ＰＮ）コード列や直交関数の選択や操作である。
制御プロセッサ２２０による信号処理には、相対的な信号強度の決定や、様々な
関連信号パラメータの演算を含めることができる。タイミングや周波数などの信
号パラメータの演算には、測定の効率や速度を改善したり、制御処理資源の割り
当てを改善したりするために、別個に追加した専用回路を使用しても構わない。

【００２７】デジタルデータ受信器２１６Ａ〜２１６Ｎの出力は、ユーザ端末内のデジタル
ベースバンド回路２２２に連結される。このユーザデジタルベースバンド回路２
２２は、ユーザ端末のユーザと情報を遣り取りするための処理やプレゼンテーシ
ョン用の素子を備えている。すなわち、信号やデータの記憶素子、例えば、一時
記憶や長期記憶のためのデジタルメモリ、入出力装置、例えば、ディスプレース
クリーン、スピーカ、キーボード、送受話器、Ａ／Ｄ素子、ボコーダその他の音
声信号やアナログ信号を処理する素子等々の総てが、この技術分野では良く知ら
れている素子を用いたユーザデジタルベースバンド回路２２２の部品を構成する
。ダイバーシティ信号処理を採用するのであれば、ユーザデジタルベースバンド
回路２２２にダイバーシティコンバイナおよびデコーダを組み込んでも良い。こ
れらの素子の幾つかは制御プロセッサ２２０と交信して作動する。すなわち、制
御プロセッサ２２０の制御の下で作動する。

【００２８】ユーザ端末から生じるユーザ端末出力メッセージや通信信号として音声等のデ
ータが準備されると、送信に望ましいデータの受信、格納、処理、その他の準備
にユーザデジタルベースバンド回路２２２が用いられる。ユーザデジタルベース
バンド回路２２２はこのデータを制御プロセッサ２２０の制御の下で作動する送
信変調器２２６に供給する。送信変調器２２６の出力は電力コントローラ２２８
に伝送される。電力コントローラ２２８は出力電力制御を送信電力増幅器２３０
に供給する。送信電力増幅器２３０はアンテナ２１０から最終的に送信するため
にベースバンド信号をアップコンバートし増幅する。

【００２９】ユーザ端末２００は送信路内の前補正素子２３４を用いて発信信号の周波数を
調整する。これは良く知られている送信波形のアップコンバージョンまたはダウ
ンコンバージョンの技術を用いて行うことができる。あるいは、送信電力増幅器
２３０内で行われるアナログアップコンバージョンと変調段用の周波数選択制御
機構の一部を前補正素子２３４で構成するようにしても構わない。

【００３０】この技術分野では公知の様々な技術を用いて、受信した通信信号用の測定信号
パラメータに対応する情報やデータ、すなわち、共有リソース信号をゲートウェ
イに送っても構わない。例えば、情報を別個の情報として伝送することもできる
し、ユーザデジタルベースバンド回路２２２により準備された別のメッセージに
追加することもできる。あるいは、制御プロセッサ２２０の制御の下に送信変調
器２２６や電力コントローラ２２８により情報を所定の制御ビットとして挿入す
ることもできる。

【００３１】デジタルデータ受信器２１６Ａ〜２１６Ｎは信号相関素子と共に特定の信号の
復調化や追跡をするように構成されている。探索器受信器２１８を用いてパイロ
ット信号やその他の相対的に固定されている強いパターン信号の捜索をする。こ
の一方で、検出されたパイロット信号に関連したその他の信号の復調がデジタル
データ受信器２１６Ａ〜２１６Ｎを用いて行われる。しかしながら、信号の強さ
を決定するために、パイロット信号の取得後にデータ受信器２１６をパイロット
信号の追跡に割り当てて、信号チップエネルギーと信号ノイズとの比を正確に決
定するようにしても構わない。したがって、これらのユニットの出力を監視して
、パイロット信号などの信号のエネルギーや周波数を決定することができる。受
信器２１６は、復調された信号のために、監視することのできる周波数追跡素子
を用いて電流周波数タイミング情報を制御プロセッサ２２０に供給するようにし
ても良い。

【００３２】パイロットチャンネルは単にデータにより変調されていない信号であり、反復
する不変化パターンや不変フレーム構造型入力（パターン）を利用することがで
きる。すなわち、パイロット信号のチャンネルの形成に用いられる直交関数は、
ここではウォルシュコード（Walsh code）であるが、一般に総てが１か０のよう
な一定の値を有しているか、１と０が散在している構造化パターンのような公知
の繰り返しパターンを有している。これによりＰＮコード発生器から印加される
ＰＮ拡散コードのみを効率よく送信することができるようになる。さらに、パイ
ロット信号は無電力制御される。すなわち、パイロット信号は多くの場合予め選
択されている固定電力レベルで送信されるので変化しないから、ユーザ端末によ
る信号電力の正確な測定が達成される。

【００３３】制御プロセッサ２２０は、同じ周波数帯に合わせて適宜調整する際に、そのよ
うな情報を用いて受信信号がオシレータ周波数からどの程度ずれているのかを決
定する。以下に述べるように、周波数の誤差やドップラーシフトに関連した情報
を所望に応じて記憶装置やメモリ素子２３６に格納しても良い。

【００３４】図３は細かい周波数探索（ｓｅａｒｃｈ）中の本発明の動作を説明する動作フ
ロー図である。この発明は、スペクトラム拡散衛星セルラ通信システムの環境内
で記述され、このシステムでは衛星はユーザ端末に関して低地球軌道〈ＬＥＯ〉
内にあり、そして大きい放射速度を有している。しかしながら、これらの技術は
、このアプローチもまた衛星を使用せずに基地局によって転送される信号に如何
に適用され得るかを認めるであろう。即ち、ここには関係のあるドップラー周波
数シフトを発生するのに十分な信号源／受信器の動きがある。例えば、他の型の
移動中継器または高速列車のような早く動く車を使用しているときである。

【００３５】ステップ３０３において、検出されたスペクトラム拡散パイロット信号は、探
索器（ｓｅａｒｃｈｅｒ）受信器２１８による処理のために提示される。パイロ
ット信号は、アナログ受信器２１４によって受信された無線周波数（ＲＦ）帯域
からＡ／Ｄ変換されるベースバンドにダウン変換される。もし到来信号周波数が
受信器中心周波数とマッチ（ｎａｔｃｈ）するならば、そのとき信号搬送周波数
はベースバンドで直流に変換される。これは、直流周囲に集中されていると呼ば
れる。しかしながら、低地球軌道（ＬＥＯ）衛星通信（または急激に変化する分
離距離を持つ原端末／ユーザ端末）に固有なドップラー周波数シフトは、受信器
中心帯域から到来信号をシフトする。結果として生ずるベースバンド信号は、ド
ップラー周波数シフトのため直流（ＯＨｚ）にまたはその近辺に集中されないが
、しかし正または負の周波数シフトを有する。常に、コード・ドップラー・エラ
ー（ｃｏｄｅＤｏｐｐｌｅｒｅｒｒｏｒ）はドップラー周波数シフトに伴う
。

【００３６】検出の間、探索器（ｓｅａｒｃｈｅｒ）受信器２１８はパイロット信号が予め
選択された周波数範囲内にあるか否か、これを一般に図４に図示したようにｆ_１及びｆ_ｆでくくられた周波数ビン（ｂｉｎ）と呼ぶ、を決定する。図４における
Ｆ_ｍａｘは、システム・パラメータがそれらの最も極端な状態にある時に起こり
うる最大のドップラーシフトの周波数である。即ち、ｆ_１及びｆ_ｆで定義される
周波数ビン（ｂｉｎ）は−Ｆ_ｍａｘ及び＋Ｆ_ｍａｘ間をスライドできる。探索器
（ｓｅａｒｃｈｅｒ）受信器２１８は周波数ビン（ｂｉｎ）または探索範囲がど
こに位置しているかを決定し、そして本発明は周波数仮説が検出されたパイロッ
ト信号の中心周波数に最も接近していることを決定する。図４は検出されたパイ
ロット信号が説明の目的だけのために離散音として示していることに注意するこ
と。実際に、代表的なスペクトラム拡散信号の３ｄＢ帯域幅は５００ｋＨｚ幅で
あり得るし、それは中心周波数を決定する仕事（ｔａｓｋ）を複雑にする。

【００３７】ステップ３０６において、コード・ドップラー・エラー（ｃｏｄｅＤｏｐｐ
ｌｅｒｅｒｒｏｒ）は図４のｆ_ｆに基づいて評価される。この評価は常にステ
ップ３１２におけるＰＮ発生器のタイミングを周期的に調整するであろう。この
ＰＮ発生器は常にパイロット信号を絞り込んでいた。ステップ３０９において、
パイロット信号の周波数スペクトラムは現行の周波数仮説によって翻訳される。
周波数仮説は図４の周波数ビン（ｂｉｎ）内の離散周波数である。図４の全周波
数が処理されるまで図４の１つの周波数がパイロット信号の中心周波数に最も近
いことは分からないので、術語”仮説（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ）”が使用される
。現行の周波数仮説の値は、ステップ３２７において供給される。１実施例にお
いて、最初の周波数仮説は図４の、より低周波のｆ_１であり、そして周波数仮説
はｆ_１から高い周波数ｆ_１に増加される。代わりの実施例において、最初の仮説
として１つはｆ_１を選び、そして各仮説を減少させる。

【００３８】もう１つの代わりの実施例においては２等分法が適用され、その中ではｆ_ｉ，
ｆ_ｒ間の全周波数範囲は最初に２等分され、各半分はパイロット・エネルギー
について試験される。勝利を得た半分はその後再び半分に分けられ、そして処理
が繰り返される。この実施は部分の数やビン（ｂｉｎ）の数が、１６以上と言う
ようにより大きくなると、連続探索よりも早くなるが、しかし実施するために少
しばかり複雑になる。

【００３９】翻訳されたパイロット信号は、その後ステップ３１２において固有のＰＮシー
ケンスをパイロット信号に掛けることにより絞り込められる。ステップ３１５に
おいて、絞り込んだ信号サンプルはチップのｘ数以上に凝集的に格納される心ス
テップ３１８において、エネルギーは格納された信号サンプルについて測定され
る。ステップ３２１において、エネルギー測定はｘチップ以上に格納され、そし
てこれら凝集的な格納の“ｍ”は、常に現行の周波数仮説のためのエネルギー格
納値（ＥＡＶ）を作り出した。したがって、ＥＡＶはデータのｍチップのｘ倍か
ら構成される。

【００４０】選択されたｘにおける基本的なトレードオフ〈ｔｒａｄｅｏｆｆ〉は、仮説が
正しいかどうかについて良い決定をするためにはエネルギーを集めるのにより大
きい値が最も有効であるということであるが、しかしｘのサイズと試験されてい
る周波数領域の幅とは逆比例する。即ち、Ｘの値が大きければ大きいほど、被試
験周波数ビン（ｂｉｎ）または領域の幅が小さくなる。非常に狭いビン（ｂｉｎ
）を有することを避け、試験のために大きい数の仮説を必要とするのを避けるた
めに、ｘは選択されまたはほどよいサイズであるように調整される。討論されて
いる例示的システムのための２５６に等しいｘの値は、試験されているサブイン
ターバル（ｓｕｂｉｎｔｅｒｖａｌｓ）において望ましいおおよその周波数帯
域幅、ここでは約３ｋＨｚを供給する。もしｘの値が２倍の５１２になれば、試
験は１．５ｋＨｚインターバルでパイロットを“見る”ことができるだけであり
、多くの仮説の２倍は全体の周波数窟囲をカバーするように試験されねばならな
いであろう。

【００４１】ｍとして使用された値が大きければ大きいほど、格納されるエネルギーは多く
なり、そして各仮説はより良く試験することができる。ｍのサイズは、もし余り
に大きくなると、仮説の試験に余りに長くかかり、そして試験の終了に近く起こ
りがちなドップラーエラーは過大になるであろうという事実によって制限される
。好ましいｍの値は、上記討論された例示的システムでは２７であり、この値は
ドップラーエラーの過大な格納を招くかまたは過大な格納が進行する前に望まれ
る大きさとほぼ同じ大きさであるかちである。したがって、１実施例では、格納
されたチップの数ｘは２５６に設定され、そしてＥＡＶを発生するために使用さ
れた格納の数は２７に設定される。

【００４２】ステップ３２４において、現行の周波数仮説のためのＥＡＶは、先の周波数仮
説により作られた格納された最大格納ＥＡＶと比較される。もし最大格納ＥＡＶ
がより大きいものであれば、そのときは何も変化せず、そして独創的な処理はス
テップ３２７に進みそこで周波数仮説は増加される。しかし、もし現行の周波数
仮説ＥＡＶが以前の最大ＥＡＶよりも大きければ、その時は将来の周波数仮説に
よって作られるＥＡＶと比較するために現行の周波数仮説のＥＡＶは以前の最大
ＥＡＶを取り替える。初期に格納された最大ＥＡＶ値は、比較のために使用され
るいかなる次の測定値も自動的に高くなり、そして次の仮説の試験のための格納
された値になるので、ゼロであるように、またはゼロに設定するように選択され
る。

【００４３】ステップ３２７において、周波数仮説は増加され、そしてステップ３０９乃至
３２４は新しい周波数仮説のために繰り返される。ループは複数の周波数仮説の
それぞれのために操り返され、そこでは最大のＥＡＶを持つ周波数仮説は検出さ
れた信号の真の中心周波数に最も近いものとなる。

【００４４】一般に、結果として生ずる周波数識別のレベルは、ｆ_１、ｆ_ｆ間の試験された
周波数仮説の数によってのみ制限される。しかしながら、パイロット信号がスペ
クトラム拡散信号である時は、試験された仮説の数とエネルギー格納値の正確度
との間にトレードオフ（ｔｒａｄｅｏｆｆ）がある。本質的に、コード・ドップ
ラー・エラー（ｃｏｄｅＤｏｐｐｌｅｒｅｒｒｏｒ）はスペクトラム拡散パ
イロット信号とパイロット信号サンプルを絞り込むために使用された疑似雑音（
ＰＮ）符号シーケンスとの間の時間同期の損失を引き起こす。タイミングエラー
は処理時間（従って試験された仮説の数）と共に増加し、そしてもし修正されな
いならば、図４の周波数ビン（ｂｉｎ）の後半部分におけるこれらの周波数仮説
のためのエネルギー格納値を誤ったものにするであろう。１実施例において、仮
説の数は検出されたパイロット信号の不確実性（ｕｎｃｅｒｔａｉｎｔｙ）周波
数が２３ｋＨｚから３ｋＨｚに減らされるように選ばれる。

【００４５】図５はステップ３０９において本発明を実施するための１実施例を説明する動
作フロー図である。ステップ５０３において、検出されたパイロット信号はステ
ップ３０６からの処理後に受信される。ステップ５０６において、検出されたパ
イロット信号はチップレートを８倍（８×チップ）して信号サンプルを作るため
にアナログーディジタル変換によってディジタル化される。現行の周波数仮説波
形はステップ５０９においてステップ３２７からの入力に基づいて合成される。
ステップ５１２において、信号サンプルは、パイロット信号周波数スペクトラム
の翻訳において結果として生ずる現行の周波数仮説波形によって回転（ｒｏｔａ
ｔｅ）される。

【００４６】翻訳されたパイロット信号はその後ステップ３０６において絞り込まれる。翻
訳されたパイロット信号の周波数スペクトラムが直流に近づけば近づくほど非拡
散動作はより効果的に拡散パイロット信号を圧縮し、それは結局ステップ３２１
において比較的大きいエネルギー格納を作り出すであろう。図５はステップ３０
９の１実施例にすぎない。代わりの実施例は、周知のアナログ混合技術によって
アナログーディジタル変換に先立ってパイロット信号を翻訳するものである。

【００４７】受信信号がＦ_１に集中される仮説を試験するために、この信号は負のＦ_１によ
って翻訳され（この翻訳はＲＦ／ＩＦにおいてそしてディジタルローテイター翻
訳（ｒｏｔａｔｏｒｔｒａｎｓｌａｔｉｏｎ）と連合して）、そしてその後エ
ネルギーが直流で検出されるかどうかを見て試験する。負のドップラー仮説を試
験するために、ディジタルローテイターが正の周波数オフセットによりベースバ
ンド信号を翻訳するために使用される。もしドップラーシフトが負であれば、正
のオフセットはベースバンド信号を直流に集中し、そして良好なエネルギー測定
を供給する。もしドップラーシフトが負でないならば、正のオフセットはベース
バンド信号を直流で集中せず、それを集中されるところがさらに動かし、結果と
して貧弱なエネルギー測定が生ずる。同様の方法で、正のドップラー仮説は負の
周波数オフセットによりベースバンド信号を翻訳するためにディジタルローテイ
ター(rotator)を使用することによって試験される。したがって、エネルギーを
測定する回路は、一般に直流でそうしているように、到来信号スペクトラムの種
々の部分をこれらの測定のための直流にシフトするローテイターで行なっている
。

【００４８】図６は、パイロット信号が分配されないステップ３１２の一実施の形態を例示
する動作フロー線図である。ステップ６０３においては被変換信号サンプルはス
テップ３０９から受信される。図５で説明したように、一実施の形態では、パイ
ロット信号はＡ／Ｄ変換期間中８倍チップレート（８×チップ）でサンプリング
されるが、当業者には理解されるように、他の応用に対しては本発明の教示の範
囲内で他のレートを使用することができる。ステップ６０６においては、サンプ
ルは１０分の１にされ、２×チップレートで二セットのサンプルを作る。説明の
ために一方のセットは“時間通り”と記載し、他方のセットは“遅い”と記載す
る。遅いサンプルは時間通りサンプルセットより１／２チップすなわち４つのク
ロックパルス遅れてパイロット信号をサンプリングすることによって作られる。
遅いサンプルセットは、図４の周波数ビンにおけるｆ_f最後の周波数仮定（仮説h
ypothesis）におけるコードドップラー推計に基く決定の利点を得るように発生
される。後で説明するように、これは結果として、ただ一つのサンプルセットが
処理されそしてコード・ドップラー・エラー推計(estimate)が図４の周波数ビン
の中間に基く際に発生したものと比較して多数の周波数仮定にわたってコード・
ドップラー・タイミング・エラーは低くなる。

【００４９】ステップ６０９においては、本発明は、パイロット信号サンプル間に蓄えられ
たコード・ドップラー・タイミング・エラー及びパイロット信号を分配しないＰ
Ｎシーケンスをモニターする。ステップ６１２では、ＰＮシーケンスはコード・
ドップラー・タイミング・エラーを訂正するのに必要であるとして進められ又は
遅らされる。一実施の形態においてＰＮシーケンスのタイミングは１／８チップ
増分において進められ又は遅らされ、そして進め又は遅れのタイミングはコード
ドップラーエラー推計に基いている。ステップ６１５では、時間どおりサンプル
は複合ＰＮシーケンスで多重化され、時間どおりパイロット信号の同相（Ｉ）及
び直角（Ｑ）非分配サンプルを発生する。ステップ６１８では、遅いサンプルは
複合ＰＮシーケンスで多重化され、遅いパイロット信号のＩ及びＱ非分配サンプ
ルを発生する。ステップ６２１では、時間どおり（ＯＮ−ＴＩＭＥ）Ｉ及びＱサ
ンプル及び遅い（ＬＡＴＥ）Ｉ及びＱサンプルはステップ３１５においてｘ個上
のチップにコヒーレントに累算される。

【００５０】図７は、ステップ３２４の一実施の形態を例示する動作フロー線図であり、最
新の周波数仮定についてのエネルギー累算値（ＥＡＶ）は多数の前の周波数仮定
から累算した最大値ＥＡＶと比較される。ステップ７０３では、ステップ３２１
から最新の周波数仮定についての時間どおり及び遅いサンプルセットを受ける。
ステップ７０６では、時間どおり及び遅いＥＡＶは多数の前の周波数仮定から累
算した最大値ＥＡＶと比較される。最大値ＥＡＶが三つのうちの最大である場合
には処理はステップ７１５へ移る。しかし、時間どおりか又は遅いＥＡＶが累算
した最大値ＥＡＶより大きい場合には、処理はステップ７０９、７１２へ移る。
ステップ７０９では、時間どおりか又は遅いＥＡＶの大きい方は周波数仮定の将
来の比較のために累算した最大値ＥＡＶに代えられる。ステップ７１２では、最
新の周波数仮説値及びそれの時間どおり／遅い状態が記憶され、直前の優勢周波
数仮定を換える。ステップ７１５では、直前の周波数仮定が図４の周波数ビンに
おける最後の周波数仮定であるか否かに関して決定がなされる。答えがノーであ
る場合には処理はステップ３２７へ戻り、周波数仮定値を増加させ、ステップ３
０９〜３２４を繰り返す。答えがイエスである場合には、最新に記憶された優勢
周波数仮定はステップ７１８に示されるように検出したパイロット信号の中心周
波数に最も近い仮定である。優勢周波数仮定及びそれの時間どおり／遅い状態は
パイロット信号に続くメッセージの復調中使用される。

【００５１】ＩＶ．コード・ドップラー・エラー訂正一つの好ましい実施の形態では、本発明はコード・ドップラー・エラーを訂正
するために二つの関連した手段を実行する。第１には図４の周波数ビンにおける
ｆ_ｉ最後の周波数に基くコード・ドップラー・エラーを推計することにある。こ
の推計は、累算した任意のタイミングエラーを訂正するためにＰＮ発生装置のタ
イミングを調整するのに用いられる。第２の手段はステップ３１２〜３２４にお
いて二つのセットのパイロット信号サンプルを処理することにある。サンプルの
一方のセットは“時間どおり”と記載し、他方のセットは “遅い”と記載し、
一つの好ましい実施の形態では遅いサンプルセットは、時間どおりサンプルに対
して時間的に遅れた８×サンプリングを使用する場合、パイロット信号を１／２
チップ期間すなわち４クロックパルスサンプリングすることによって発生される
。これらの手段については以下に詳細に説明する。

【００５２】Ａ．コードドップラーエラー推計及びＰＮ発生装置のタイミング調整周波数ドップラーが存在しデジタルデータビット流が伝送されることになる場
合に、コード・ドップラー・エラーが生じる。前に説明した一つの応用例では、
送信機と受信機との間の７ｋｍ／秒に近い速度は１００万当たり２３部（すなわ
ち２３ｐｐｍ）のドップラーレシオ及び２．５ＧＨｚの送信周波数で５８ｋＨｚ
のドップラー周波数シフトを生じることになる。送信機のデータレートが１．０
Ｍｂｐｓである場合には、コード・ドップラー・エラーは２３ｂｐｓである。す
なわち、受信ビットレートは送信ビットレートより２３ｂｐｓ速い。有効な非分
配のためには、検出した信号と信号を非分配とするのに使用したＰＮシーケンス
との間のチップエラーは１／２以下であるのが望ましい。従って、この例では、
受信機ＰＮ発生装置は送信機チップレートより２３ｂｐｓ速いクロックレートに
設定されるべきである。

【００５３】上記の説明において、コード・ドップラー・エラーは送信機ビットレートに対
してＰＮ発生装置のクロックレートを２３ｂｐｓだけ単に増大することによって
容易に訂正された。これは、２３ｐｐｍのドップラーレシオに基いており、この
値は５８ｋＨｚの既知のドップラー周波数シフトから計算される。しかしながら
、本発明では、ドップラー周波数シフトの量は未知である。実際、本発明の目的
は、ドップラー周波数シフトの境界でしかも未知の量で検出したパイロット信号
の中心周波数を見出だすことにある。従って、一実施の形態では、コード・ドッ
プラー・エラーは、本発明のステップ３１２においてパイロット信号を非分配に
するのに使用されるＰＮ発生装置のクロックレートを調整するために推計される
。

【００５４】コード・ドップラー・エラーの推計は、ここで便宜上繰り返される式（１）〜（
４）から計算される。ｆ_ｒ＝ｆ_ｔ±ｆ_Ｄ（１）ｆ_Ｄ＝ｆ_ｔ・［Ｖ／ｃ］（２）ｒ_ｒ＝ｒ_ｔ±ｒ_Ｄ（３）ｒ_Ｄ＝ｒ_ｔ・［Ｖ／ｃ］（４）ここでＶは受信機に対する送信機の速度であり、ｃは適当な媒体における光速で
ある。

【００５５】前に述べたように、サーチャー受信機２１８で決められたパイロット信号は図
４に示すようにｆ_ｉ及びｆ_fで境界を決められた周波数ビン内である。単にコー
ドドップラー推計だけを目的とすると、本発明では受信パイロット信号はｆ_fで
あると仮定する。この仮定及び式１、式２を用いると、送信機周波数（ｆ_ｔ）が
既知であるので、ドップラーレシオ［Ｖ／ｃ］を計算することができる。ドップ
ラーレシオからドップラーエラー（ｒ_Ｄ）は、送信機チップレート（ｒ_ｔ）が既
知であるので式（４）を用いて計算できる。ｒＭと同じであるパイロット信号チ
ップレート（ｒ_ｐ）は、既知の送信機チップレート（ｒ_ｔ）を与える式（３）の
関係を用いて推計でき、“＋”はｆ_ｒがｆ_ｒ’より大きい場合に用いられ、“−
”はｆ_ｒがｆ_tより小さい場合に用いられる。パイロット信号チップレート（ｒ
_ｐ）の推計により、本発明の一実施の形態ではステップ６０９においてＰＮシー
ケンス及びパイロット信号サンプル間の累算したタイミングエラーのトラックを
保ち、ＰＮシーケンスは送信機チップレートで名目上発生される。タイミングエ
ラーがチップの１／８に達すると、図６のステップ６１２に示すように本発明は
ＰＮ発生装置のタイミングを進めたり遅らせて累算したタイミングエラーを訂正
する。

【００５６】Ｂ．時間どおり及び遅いサンプルセット上述のように、コード・ドップラー・エラー推計は図４の周波数ビンのｆ_ｆに
基いている。これは、コードドップラー推計周波数と未知の実際のパイロット信
号周波数との差を最小にするめため最良の機会を得たいと仮定すると、ドップラ
ーエラー推計に基づく最も明瞭な周波数が図４の周波数ビンの中間にあるので直
感に反している。しかしながら、ｆ_ｆに基づくコードドップラー推計及び二つの
サンプルセットを並列に処理することにより、単一サンプルセットで達成される
ものと比較して多数の周波数仮定に亘ってタイミングエラーは低くなることが示
される。上記のＡで述べたコード・ドップラー・タイミング訂正の基礎は、コー
ド・ドップラー・エラー推計である。この推計はｆ_ｆ’におけるパイロット信号
に基いているので、パイロット信号が機会によってｆ_ｆ’に中心決めされない限
りタイミングエラーはパイロット信号とＰＮ発生装置との間に累算する。このタ
イミングエラーは関係式で最もよく表され、

【００５７】

【式１】ここで、ｆ_ｅｒｒ（ｘ）＝［実際のパイロット信号チップレート］−［ＰＮ発生装
置チップレート］（６）Ｔ_ｓ＝１周波数仮定を処理する時間＝［ステップ３１５累算の＃］・［ステップ３２１累算の＃］・Ｔ_ｃ
（７）Ｔ_ｃ＝チップ持続時間（８）図８は、コード・ドップラー・タイミング・エラーと本発明のプロセッシング
タイムとの関係を示すグラフである。プロセッシングタイムは各付加的な周波数
仮定と共に増大するので、ｘ軸は［周波数仮定の数］と記載され得る。総プロセ
ッシングタイムはＴ_ｓ・［周波数仮定の数］である。点線は、コードドップラー
推計が周波数ビンの中間に基いている場合に生じるタイミングエラーを表し、た
だ一つのパイロット信号サンプルセットが処理される。実線は、コードドップラ
ー推計が図４のｆ_ｆに基いている場合に生じるタイミングエラーを表し、二つの
パイロット信号サンプルセットが並列に処理される。一方のサンプルセットは時
間どおりであり、他方のサンプルセットは遅いであり、一実施の形態では遅いセ
ットは時間どおりサンプルセットより１／２チップ期間すなわち４クロックパル
ス遅れてサンプリングされる。

【００５８】図8を参照して、複数の周波数仮説( hypotheses)上でタイミング・エラーの大
きさを最小にすることがゴールであることを思い出さなければならない。図8の
時間通りのカーブと遅延カーブとは、縦並びにそれらの仮説を使用することで、
中間ビン(bin)カーブで示すように、ビン仮説のまさに中間よりも小さいタイミ
ング・エラーがえらることを示している。これは、遅延カーブが中間ビンカーブ
より小さいタイミング・エラーを提供する仮説ｆ_aとｆ_b'の間で容易に見られる
。

【００５９】遅延カーブタイミングエラーがその最大の大きさに近づくｆ_a未満でf_bより大き
い仮説に関して、時間通りのカーブは、その最小限の大きさに近づく。時間通り
の及び遅延したサンプルセットが平行して処理されるので、特別の周波数仮説で
それらのうちのただ一つは、パイロット信号が工程３１５でうまく逆拡散される
ために、小さいタイミング・エラーを有する必要がある。

【００６０】概要において、本発明の一つの好適な実施例は、コードドップラーエラー(cod
e Doppler error)効果を軽減するために二つの関連した、しかし明確な改善(ref
inements)を利用する。第1の改善は、図4周波数ビンのf1に基づいてコードドッ
プラー・エラー推計を計算することである。

【００６１】この推計は、複数の周波数仮説を処理する間に累算するタイミング・エラーを
修正するために、PN-発生器を進めるかまたは遅くらせるために用いられる。第
二の改善は、本願発明がまさに一つのサンプルセットに関して二つのパイロット
信号サンプルセットを処理することである。

【００６２】 1つの好適な実施例において、遅延サンプルセット、時間どおりのサンプルセ
ットに比して二分の一チップだけ遅らされる。図4最後周波数（f_f）に基づくコ
ードドップラー推計と連動して、これは、ただ一つのパイロット信号サンプルセ
ットを処理するスキームに比する際、複数の周波数仮説上のより小さい全体的な
タイミングエラーとなる。

【００６３】上記の議論において、遅延サンプルセットは、時間通りのサンプルセットに比
して１／２チップだけ遅れる。これは、1つの好適な実施例にすぎない。他の好
適な実施例は、1/2チップ期間以外のいくつかのチップ分数だけセットされた遅
延サンプルを遅延させることができる。

【００６４】上記の説明は、コードドップラー・エラーの効果を減少させるための一実施例
にすぎない。別の実施例は、図4周波数ビンの中央でのコードドップラー推計に
基づいており、平行した３つのパイロット信号サンプルセットを処理する。3つ
のサンプル・セットは、以下から成る：時間どおりのサンプルセット、パイロット信号が時間通りのサンプルセットの前で１チップの分数をサンプ
ルされるアーリー・サンプルセット、及び前記パイロット信号が時間どおりのサンプルセットの後で１チップの分数を
サンプルされる遅延サンプルセット。もちろん、この実施例は、ただ2つのサンプルセットを処理するよりも多くの
ハードウェアを必要とし、それはある状況において、不利かもしれない。

【００６５】 V.発明のブロック図：図9は、本発明の1つの実施例を例示するブロック図である。

【００６６】本実施例において、システムは以下を含む：アナログ／ディジタル変換器903、コンプレックス・ローテータ( complex rotat
or)906、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ909、プログラム可能な周波数加
算器912、信号逆拡散器915、コヒーレント・コンプレックス加算器(coherent co
mplex accumulator)918、エネルギー探知器921、エネルギー加算器924、エネル
ギー最大ー探知器927、コードドップラー訂正加算器933、システム・クロック93
6およびタイミング・ジェネレータ939。

【００６７】未知量のドップラーシフト(shift)を有するパイロット信号901は、サーチャー
受信機218により検出されて、処理のために提出される。サーチャー受信機218は
、パイロット信号901が図４に示めされるようなｆi,ｆfにより境界される周波数
ビンの範囲内であることを決定する。実施例において、パイロット信号901は、
同相の(I) 901aと直交の（Q）901b要素を有する複合のスペクトラム拡散信号で
ある。

【００６８】パイロット信号901はアナログ受信機214によって、適当なRE送信バンドからダウ
ンコンバートされた。しかし、その周波数スペクトルは未知の量のドップラーシ
フトの故に、DCを中心としない。パイロット信号901は、アナログ-ディジタル(A
/D)コンバータ903によって、デジタル化される。ここにおいて、ひとつの実施例
において、サンプルは８倍のチップ・レート（8xチップまたは８×オーバーサン
プリング）で形成される。（典型的に、当業者は拡散信号デジタル・ビットを「
チップ」と称する。PNジェネレータにより出力されるPN符号または拡散ビットは
、また「チップ」と称される。）コンプレックス・ローテータ906は、それから
現在の周波数仮説907によって、パイロット信号901の周波数スペクトルを翻訳す
る。翻訳されたパイロット信号９１０を生産するためにダイレクトディジタル・
シンセサイザ（DDS）９０９により、現在の仮説は合成される(synthesized)。翻
訳されたパイロット信号910はＩとＱの構成要素910a,bとの複合(complex)である
。プログラム可能な周波数加算器912は、現在の周波数仮説値９１１をＤＵＳ 90
9に供給する。周波数加算器912は、テストされる複数の仮説上で現在の仮説値91
1を＋１増加する。これは、最初の周波数９１２ａ、最後の周波数912bおよび仮
説の数９１２ｃのプログラムされた入力により決定される。最初の周波数と最後
の周波数は、図4周波数ビンのf_iとf_fに対応する。Ａ／Ｄ後にパイロット信号の
スペクトル901を翻訳するコンプレックス・ローテータ906の使用は、一つの実施
例に過ぎない。別の実施例は、周知のアナログミキシング技術を使用するＡ／Ｄ
変換の前にパイロット信号901を翻訳する。

【００６９】拡散パイロット信号910は、適当なPＮコードシーケンスにより多重化のような
方法を介して信号９１０を結合することにより逆拡散器915中に逆拡散される。
一つの実施例において、同相(I)パイロット信号構成要素901aは、拡散直交（Ｑ
）要素９０１ｂに使用されるそれから統計学的に独立している伝送の期間にPNシ
ーケンスでの拡散である。この実施例は、同じ周波数チャネルを共有するが、明
確なEN符号を有するユーザ・ターミナル間を分離する追加レベルを提供する。パ
イロット信号910を逆拡散するために、915逆拡散器は、伝送期間の間に要素を拡
散するために使用された同一の各ＥＮシーケンスにより、又はを用いてＩとＱ要
素910a,を乗じるか、結合する。

【００７０】逆拡散器915の1つの好適な実施例において、パイロット信号ＩとＱ構成要素91
0a,bは、８倍のチップレート（8xチップ）から2xチップ・レートに激減され、各
Ｉ９１０ａとＱ９１０Ｄｂ要素に関する２セットのサンプルを産する。一つのサ
ンプルセットは、「時間通り」とラベルされ、一つのサンプルセットは「遅延」
とラベルされる。ここにおいて、遅延セットは、１／２チップをサンプルされ、
或いは時間とおりサンプルセットよりも４クロックパルス遅い。したがって、す
なわち、逆拡散器915は4つのサンプル・セットを産する：時間通りのＩ構成要素
916a、時間とおりのQ構成要素916b、遅延Ｉ構成要素917a、及び遅延 Q構成要素9
17b。平行した2つのサンプルセットの処理は、ただ一つのサンプルセットの処理
に比して複数の周波数仮説上でより小さいタイミング・エラーをもたらす。また
、コードドップラー推計93aは、逆拡散器９１５ＰＮ発生器とパイロット信号９
１０との間でのタイミング移送を周期的に調整するためにコードドップラー訂正
加算器(CDCA) 933によって、使われる。

【００７１】図10は、以下を含む逆拡散器915の1つの好適な実施例を例示する：４つに分割されたデシメータ1003a,b、サンプラ1006a.b,c,d、遅延要素1009a、b
、同相のPN-ジェネレータ1012、直交ＰＮ発生器1015および乗算器lOl8a,b,c,d、
パイロット信号ＩとＱ要素９１０ａ，ｂは、４つに分割されたデシメータ1003a,
bにより１／１０にされ、2xチップレートでＩとＱ信号を産する。ＩとＱ構成要
素1004aは、1007a信号が「時間どおり」とラベルされ、1007b信号が「遅い」と
ラベルされる信号1007a,bを産する。ここにおいて、遅い信号1007bは、遅延要素
1009aの後でサンプリングされる。一つの実施例において、遅延要素1009aは、遅
いＩ要素１００７１を時間通りＩ要素１００７ａに比して、１／２チップ期間又
は４クロックパルスだけ遅延させる。Ｉ要素信号1007a,bは、同相ＰＮ発生器に
より発生されたＰＮシーケンス１０１３に乗算され、時間どおりの及び遅い同相
の逆拡散信号916a、917aを産する。Q要素1004bは、サンプラ(samplers)1006c,d
によって、同様に処理される、遅延要素1009b、そして、直交PN-発生器 1015。
唯一の違いは、直交ＰＮ発生器１０１５により形成されたＰＮシーケンスが同相
ＰＮ発生器１０１２により発生されたそれから統計的に独立していることである
。したがって、すなわち、逆拡散器915は4つのサンプル・セットを生産する：時
間通りのＩ要素916a、時間とおりのQ要素916b、遅いＩ要素917a、そして、遅いQ
要素917b。

【００７２】時間通り(On-Time)のＩとＱ要素916a,bと遅いＩとＱ要素917a,bは、コンプレッ
クス加算器９１８によりｘ−チップ上でコヒーレントに(coherently)に累算され
、時間通りのＩとＱ加算済み要素９１９ａ，ｂ及び遅いＩとＱ加算済み要素９２
０ａ，ｂを生産する。デジタル加算器は、当業者によって、周知である。一つの
実施例において、合成累算器(coherent accumulation)は、２５６チップ上で動
作されるが、他の期間も使用されることができる。より長い加算期間(accumulat
ion periods)は、より高い信号対雑音比を生ずるが、また、コードドップラー・
エラー効果が立ち上がることができる。これらの効果は、次の周波数仮説処理に
おいて、逆拡散しているＰＮシーケンスの効果を減少する。

【００７３】エネルギー検出器 921は、時間通り要素919a,bおよび遅い要素920a,bのエネル
ギーを測定する。時間とおりの信号エネルギーは、ＩとＱ要素９１９ａ，ｂの二
乗を加えることにより測定され、時間とおりのエネルギーサンプル９２２を産す
る。同様に、遅い信号エネルギーは、遅いＩとＱ要素９２０ａ，ｂの二乗を加え
ることにより測定され、遅いエネルギー・サンプル923を生産する。エネルギー
加算器924は、m倍のｘ−チップ(コヒーレント累算回数ｍ加算ごとのx―チップ）
上でｍエネルギー測定を加算し、時間とおりのエネルギー加算値（ＥＡＶ）９２
５と遅いエネルギー加算値（ＥＡＶ）９２６を産する。

【００７４】 EAVs 925と926は、それからエネルギー最大検出器９２７に送られ、そこでそ
れらは複数の先行(foregoing)周波数仮説から最大限に格納されたＢＡＹ９２８
ｂと比較される。最大限に格納されたEAV 928bが三つの中で最も大きいものであ
る場合、それから、何も変わらず、周波数加算器912は直ちに周波数仮説値911を
＋１増加する。しかし、時間通り又は遅い EAVs 925、926のいずれかが最大限に
格納されたEAV 928bより大きい場合、時間通り又は遅い EAVs 925、926の中でよ
り大きいものは将来の周波数仮説比較のために最大限に格納されたBAY 928bを置
換する。また、現在の周波数仮説値911は、前の優勢を得た周波数仮説を置換す
る周波数仮説928aを得るように格納される。優勢(wining)を得たＥＡＶの時間通
り／遅い状態の９２８ｃはまたノートされ(noted)、格納される。

【００７５】現在のEAV比較が終了したあと、プログラム可能な周波数加算器912は周波数仮
説値911を＋１増加し、該ループは新規な周波数仮説をもとめて繰り返される。
ループはｆ_iとｆ_fの間での複数の周波数仮説上で繰り返され、全ての仮説がテス
トされた後で格納される優勢を得た周波数仮説９２８ａはドップラーシフトされ
たパイロット信号９０１の中心周波数に最も近い。優勢を得た周波数仮説928aと
その時間通り／遅い状態の928bは、トラフィック・チャネル又はメッセージ信号
のような、信号の復調に使用されるためのディジタルデータ受信機２１６Ａ−Ｎ
に送られる。

【００７６】テストされる周波数仮説の数は、入力912cを介して周波数加算器912の最初の
プログラミングにより制御される。明らかに、テストされる仮説が多いほど、よ
り優勢した周波数仮説928aはパイロット信号の本当の中心周波数のより近くにあ
る。しかし、コードドップラー・エラー効果のため、テストされる仮説の数とパ
イロット信号910を正確に逆拡散する能力との間にはトレードオフがある。一つ
の実施例において、周波数仮説の数は、本発明が周波数を23kHzから3kHzまでの
不確定範囲(uncertainty )に絞り込むように、選ばれる。プログラム可能なコー
ドドップラー訂正加算器（CDCA）933は、パイロット91.0とコードドップラー・
エラーのために立ち上げられたPNシーケンス1013、1016との間で累算されたタイ
ミングエラーをモニターする。一つの実施例において、タイミング・エラーが大
きさにおいて、1/8チップに達するときに、CDCA 933は累算されたタイミング・
エラーを修正するためにタイミング・ジェネレータ936に「前進」または「遅れ
」信号937を出す。

【００７７】図9、10および11は、CDCA 933により実行されるコードドップラー訂正の一実
施例を示す。システム・クロック939は、図11で示すように、8xChipレートでク
ロック信号940を生成する。タイミング・ジェネレータ936は、クロック信号940
を受信して、図iiに示すように、逆拡散器915に対して名目上1xチップレートで
、イネーブル信号938a,bを供する８つに分割された回路(a divide-by-8 circuit
)である。信号938aはサンプラ(samplers)1006a,b,c,dを使用可能にし、信号938b
はPNジェネレータ1012、1015を使用可能にする。これは、マルチプライア1018a,
b,c,dおよびPNジェネレータ1012と1015からのコード出力を使用して同相の信号1
007a,bおよび直交信号l008a,bが逆拡散される結果となる。

【００７８】 CDCA 933は、コードドップラー・エラー推計934に基づく複数の周波数仮説上
で累算されたタイミング・エラーを計算しモニターするプログラム可能な加算器
である。累算されたタイミング・エラーが8分の1チップに達するときに、CDCA 9
33はタイミング・ジェネレータ936に「前進」または「遅れ」信号937を出す。「
前進」／「遅れ」信号937は、タイミング・ジェネレータに、パイロット信号910
a,bおよびPNシーケンス1013、1016間の累算されたタイミング・エラーを修正す
るために要求されることに依存して、名目よりも 8分の1チップ早い又は遅いPN
ジェネレータ・イネーブル信号938bを送らせる。上記のように、CDCA 933は、コ
ードドップラー推計934に依存する前進/遅れ信号を出す。

【００７９】例えば、送信信号におけるチップレートが毎秒1.2288×10⁶チップのオーダー
にあるならば、そして40ppmのコードドップラー推計(エラー)があるならば、１
秒間に累算されたドップラーエラーは（40/10⁶）・毎秒1.2288x 10⁶又は約49.15
2チップ/秒である。８×サンプリングが使われるときに、毎秒前進または遅れ増
加/減少の数は、どのくらいの数の1/8チップが毎秒生起するかにより決定される
。したがって、49.152チップ/秒の累算されたエラーは、393.216（1/8チップ）
／/秒であり、そして、複数の周波数仮説が訂正のためにテストする期間に発せ
られる毎秒当たりのこの多くの前進又は遅れ信号を要求する。当業者は、前進お
よび遅れ信号の数を、或いは与えられたチップ・レートおよびサンプリング周波
数（非分数値の使用と同様に）に関して適切な増加/減少命令を決定する方法を
理解する。

【００８０】 VI.結論好適な実施例に関する上記の説明は、いずれの当業者も本発明を作るかまたは使
用することを可能にするために提供された。

【００８１】本発明が特にそれの好適な実施例に関して図と共に説明されので、当業者は形式
および詳細に関して本発明の精神と範囲から逸脱することなく種種の変更がなさ
れ得ることを理解する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を用いることが有用な無線通信システムの一例を示す図で
ある。

【図２】ユーザ端末において用いられる発信機の一例を示す図である。

【図３】発明の好適な実施形態に従って、検出されたパイロット信号の周
波数不確定範囲を絞り込む際の本発明の動作を示すフローチャートである。

【図４】ドップラーシフトしたパイロット信号を含んでいることが分かっ
ている、ｆ_ｉおよびｆ_ｆによって境界が定められた周波数ビンを示す図である。

【図５】検出されたパイロット信号の周波数変換を示すフローチャートで
ある。

【図６】拡散スペクトルパイロット信号の逆拡散を示すフローチャートで
ある。

【図７】現周波数仮説値のエネルギー累積値と、先行周波数仮説値による
最大エネルギー累積値との比較を示すフローチャートである。

【図８】符号ドップラータイミング誤差対処理時間のプロット図である。
このプロット図は本発明の２つの実施形態を示している。実線は、２つのパイロ
ット信号サンプル組を処理し、符号ドップラー誤差の推定を図４の周波数ビンの
最終周波数ｆ_ｆに基づいて行った好適な実施形態を示している。破線は、符号ド
ップラーの推定を図４の周波数ビンの中間周波数に基づいて行った１つのサンプ
ル組を示している。

【図９】本発明の好適な実施形態の実現例を示すブロック図である。

【図１０】図９に示す逆拡散器９１５の好適な実施形態の実現例を示すブ
ロック図である。

【図１１】符号ドップラー補正累積器９３３によって制御されるタイミン
グ発生器９３６から送られるＰＮ発生器イネーブル信号９３８ｂを示すタイミン
グ図である。

【符号の説明】

１１２…基地局、１１６…衛星、１２４…ユーザ端末、１４０…線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者グレゴリー、シェアマン・エーアメリカ合衆国カリフォルニア州 92117 サン・ディエゴ、チャーリング・ストリート 6176 (72)発明者バトラー、ブライアン・ケーアメリカ合衆国カリフォルニア州 92037 ラ・ジョラ、グレンウィック・レーン 8736 (72)発明者アグラワル、アブニーシュアメリカ合衆国カリフォルニア州 95125 サン・ジョセ、ピットキン・ループ 809 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE31 5K067 AA23 BB04 CC10 EE22

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】下記を具備する、検知されたパイロット信号の周波数不確定
範囲の範囲を絞り込むためのシステム：複数の周波数仮説の各々に関して複数のチップ上に検知されたパイロット信号
のサンプルをコヒーレント的に累算するための手段、前記累算されたパイロット信号サンプルに関するエネルギーを測定するための
手段、エネルギー累算値（ＥＡＶ）を生成するために複数の前記エネルギー測定値を
累算するための手段、及び複数の周波数仮説の中のいずれが最も高いＥＡＶであるかを決定するための手
段。
【請求項２】前記決定するための手段は下記を具備する、請求項１のシス
テム：先行する前記周波数仮説の最大のＥＡＶに対して現在の周波数仮説に関する前
記ＥＡＶを比較する手段、ここにおいて、前記現在の周波数仮説ＥＡＶが前記最大のＥＡＶより大きい場合
には、それから、前記最大ＥＡＶは、将来の周波数仮説により生成される複数のＥＡＶと
の比較のために前記現在の周波数仮説ＥＡＶにより置換される、及び前記現在の周波数仮説は格納され、前記最大のＥＡＶに対応する周波数
仮説を置換する。
【請求項３】検知されたパイロット信号はスペクトル拡散信号であり、そ
して適当なＰＮシーケンスにより前記サンプルを乗算することにより前記パイロ
ット信号サンプルを逆拡散するための手段をさらに具備する、請求項１のシステ
ム。
【請求項４】前記ＰＮシーケンスにより乗算される前に少なくとも2セッ
トのパイロット信号サンプルを形成するための手段をさらに具備し、ここで、少
なくとも前記サンプルの１セットは前記サンプルの他のセットに比して時間内で
シフトされる、請求項３のシステム。
【請求項５】前記ＰＮシーケンスにより乗算される前に少なくとも2セッ
トのパイロット信号サンプルを形成するための手段をさらに具備し、ここで前記
サンプルの１セットは時間通りのサンプルセットであり、そして前記サンプルの
他のセットは遅いサンプルセットであり、ここで前記遅いサンプルセットは前記
時間通りのサンプルセットに比してチップだけ時間内でシフトされる、請求項
３のシステム。
【請求項６】現在の周波数仮説により検知されたパイロット信号の周波数
をシフトするための手段をさらに具備し、ここで前記現在の周波数仮説は前記複
数の周波数仮説の内の１である、請求項１のシステム。
【請求項７】前記複数の周波数仮説上で前記現在の周波数仮説を増加する
ための手段をさらに具備するね請求項６のシステム。
【請求項８】検知パイロット信号の周波数をシフトする前に、検知された
パイロット信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するための手段をさら
に具備する、請求項６のシステム。
【請求項９】シフトするための前記手段は、コンプレックス・ローテイタ
ーである、請求項８のシステム。
【請求項１０】検知されたパイロット信号の周波数をシフトした後で検知
されたパイロット信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するための手段
をさらに具備する、請求項６のシステム。
【請求項１１】コード・ドップラー・タイミングエラーを訂正するための
手段をさらに具備する、請求項１のシステム。
【請求項１２】前記パイロット信号サンプルと前記ＰＮシーケンスとの間
のコード・ドップラー・タイミング・エラーを訂正するための手段をさらに具備
する請求項３のシステム。
【請求項１３】訂正するための前記手段は、コード・ドツプラー・タイミ
ング・エラーを訂正するために所望されるように前記ＰＮシーケンスのタイミン
グを調整するための手段をさらに具備する、請求項１２のシステム。
【請求項１４】正するための前記手段は下記を具備する、請求項１２のシ
ステム：前記パイロット信号サンプルと前記ＰＮシーケンスとの間のコード・ドツプラ
-・タイミング・エラーの累積をモニターするための手段、必要に応じてコード・ドツプラ-・タイミング・エラーに前記ＰＮシーケンス
のタイミングを調整するための手段。
【請求項１５】前記モニターするための手段は、コード・ドツプラ-・エ
ラー推計に基づいている、請求項１４のシステム。
【請求項１６】前記コード・ドツプラ-・エラー推計は、検知されたパイ
ロット信号を含む既知の最後の周波数ビンに基づいている請求項１５のシステム
。
【請求項１７】前記コード・ドツプラ-・エラー推計は、検知されたパイ
ロット信号を含む既知の周波数ビン内の周波数に基づいてる、請求項１５のシス
テム。
【請求項１８】シフトするための前記手段は、コンプレックス・ローテイ
ターとダイレクト・ディジタル・シンセサイザとを具備し、ここで前記ダイレク
ト・ディジタル・シンセサイザは周波数塁算器により制御される、請求項７のシ
ステム。
【請求項１９】下記工程を具備する、検知されたパイロット信号の周波数
不確定範囲を絞り込むための方法： (1)複数の周波数仮説の各々に関する複数のチップ上で検知されたパイロット
信号のサンプルをコヒーレントイ累算する、 (2)前記累算されたパイロット信号サンプルに関するエネルギーを測定する、 (3)エネルギー累算値（ＥＶＡ）を生成するために複数の前記エネルギー測定
値を累算する、 (4)複数の周波数仮説のうちのいずれが最も高いＥＶＡになるかを決定する。
【請求項２０】工程(4)が更に下記を具備する、請求項１９の方法：現在の周波数仮説に関する前記ＥＡＶを先行する周波数仮説の最大ＥＶＡと比
較する、ここで前記現在の仮説ＥＶＡが前記最大のＥＡＶより大きい場合には、それから
、ａ）将来の周波数仮説により生成される複数のＥＡＶで比較するために前記現在
の周波数仮説ＥＡＶにより前記最大のＥＡＶを置換する、ｂ）前記現在の周波数仮説を格納し、前記最大のＥＡＶに対応する周波数仮説を
置換する。
【請求項２１】検知されるパイロット信号は、スペクトル拡散信号であり
、ＰＮシーケンスにより前記サンプルを乗算することにより前記パイロットサン
プル信号を逆拡散する工程をさらに具備する、請求項１９の方法。
【請求項２２】前記ＰＮシーケンスにより乗算される前にパイロット信号
サンプルの少なくとも２セットを形成する工程をさらに具備し、ここで前記サン
プルの少なくとも１セットは、前記サンプルの他のセットに比して時間内にシフ
トされる、請求項２１の方法。
【請求項２３】前記ＰＮシーケンスにより乗算される前にパイロット信号
サンプルの少なくとも２セットを形成する工程をさらに具備し、ここで前記サン
プルの１セットは時間とおりのサンプルセットであり、前記サンプルの他のセッ
トは遅いサンプルセットであり、ここで前記遅いサンプルセットは前記時間通り
のサンプルセットに秘してチップだけ時間内でシフトされる、請求項２１の方法
。
【請求項２４】現在の周波数仮説により検知されたパイロット信号の周波
数をシフトする工程をさらに具備し、ここで前記現在の周波数仮説は前記複数の
周波数仮説の一つである、請求項１９の方法。
【請求項２５】前記複数の周波数仮説上で現在の周波数仮説を増加する工
程をさらに具備する、請求項２４の方法。
【請求項２６】検知されたパイロット信号の周波数をシフトする前に、検
知されたパイロット信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する工程をさ
らに具備する、請求項２４の方法。
【請求項２７】検知されたパイロット信号の周波数をシフトした後で検知
したパイロット信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する工程をさせら
具備する、請求項２７の方法。
【請求項２８】コード・ドツプラ-・タイミング・エラーを訂正する工程
をさらに具備する、請求項１９の方法。
【請求項２９】コード・ドツプラ-・エラーを訂正する工程をさらに具備
する、請求項２１の方法。
【請求項３０】コード・ドツプラ-・エラーを訂正する前記工程は、コー
ド・ドツプラ-・エラーを訂正することの所望時に前記ＰＮシーケンスのタイミ
ングを調整する工程を具備する、請求項２９の方法。
【請求項３１】コード・ドツプラ-・エラーを訂正する前記工程は、下記
を具備する請求項２９の方法： (1)前記パイロット信号サンプルと前記ＰＮシーケンスとの間のコード・ドツ
プラ-・エラーの累算値をモニターする、及び (2) コード・ドツプラ-・エラーを訂正することの必要時に前記ＰＮシーケン
スのタイミングを調整する。
【請求項３２】モニターする前記工程は、コード・ドツプラ-・エラー推
計に基づいている、請求項３２の方法。
【請求項３３】前記コード・ドツプラ-・エラー推計は、検知されたパイ
ロット信号を含む既知の周波数ビンの最後の周波数に基づいている、請求項３２
の方法。
【請求項３４】前記コード・ドツプラ-・エラー推計は、検知されたパイ
ロット信号を含む既知の周波数ビン内の周波数に基づいている、請求項３２の方
法。