DE10143732B4

DE10143732B4 - Messsignal-Generatorschaltung

Info

Publication number: DE10143732B4
Application number: DE10143732A
Authority: DE
Inventors: Takahisa Mobara Uehira; Toshihiko Mobara Kuga
Original assignee: Heidenhain K K; HEIDENHAIN KK
Current assignee: Heidenhain Kk Tokio/tokyo Jp
Priority date: 2000-09-08
Filing date: 2001-09-06
Publication date: 2010-09-30
Anticipated expiration: 2021-09-07
Also published as: DE10143732A1; US6580066B2; JP2002081963A; US20020030497A1; JP3557584B2

Abstract

Messsignal-Generatorschaltung für ein Bewegungsmessgerät mit linearer Skala umfassend:
eine Skala mit einer Gradeinteilung, die darauf unter gleichen Gitterintervallen in einer Bewegungsrichtung derselben angeordnet ist;
eine Detektoreinrichtung, um eine Relativbewegung der Skala als vier Messsignale zu erfassen, die ein sinusförmiges Signal der A-Phase, ein sinusförmiges Signal der -A-Phase, welches durch Invertieren des Signals der A-Phase erhalten wird, ein Signal der B-Phase, dessen Phase um 90° im Bezug auf die Phase des Signals der A-Phase verschoben ist, und ein Signal der -B-Phase umfassen, welches durch Invertieren des Signals der B-Phase erhalten wird;
Verstärkerschaltungen, die jeweils zum Verstärken von jedem der vier Messsignale auf ein vorgegebenes Niveau vorgesehen sind;
Summationsschaltungen, um gegenphasige Komponenten, die von den Verstärkerschaltungen abgegeben werden, zueinander zu addieren und sie dann abzugeben; und
Tiefpassfilterschaltungen, die den Summationsschaltungen nachgeschaltet sind, um hochfrequente Rauschkomponenten zu entfernen, dadurch gekennzeichnet, dass
die Summationsschaltungen Differenzverstärker (Ga3, Gb3) sind,...

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Messsignal-Generatorschaltung für eine Bewegungsmessgerät mit linearer Skala, die dazu geeignet ist, die Relativbewegung zwischen zwei Objekten zu messen, und insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Signalverarbeitungsschaltung, die nützlich ist, um ein S/N-Verhältnis eines Lissajous-Signals zu erhöhen, das von einem photoelektrischen Wandler ausgegeben wird.
In einem Maschinenwerkzeug oder dergleichen ist eine genaue Messung der Relativbewegung zwischen einem Werkzeug und einem Werkstück sehr wichtig, um eine genaue Bearbeitung des Werkstückes durchfuhren zu können. Zu diesem Zweck wurden eine Reihe von Messgeräten als kommerzielle Produkte hergestellt.
Eines dieser Messgeräte benutzt eine optische Skala unter Ausnutzung von Moire Mustern, die durch Übereinanderlegen von zwei optischen Gittern erhalten werden. Die optische Skala ist im Allgemeinen so aufgebaut, wie in den 5(a) und 5(b) gezeigt ist. Insbesondere umfasst die optische Skala eine Hauptskala 101, die eine transparente Glasskala 100 umfasst, die darauf mit Gitterlinien ausgebildet ist, so dass lichtdurchlässige Bereiche und lichtundurchlässige Bereiche unter vorgegebenen Gitterabständen angeordnet sind. Die optische Skala umfasst auch eine Indexskala 103, die eine transparente Glasskala 102 umfasst, auf der Gitterlinien ausgebildet sind, so dass lichtdurchlässige Bereiche und lichtundurchlässige Bereiche unter vorgegebenen Gitterabstanden angeordnet sind. Die Hauptskala 101 und die Indexskala 103 (5(a)) sind unter einem Mikrointervall einander gegenüberliegend angeordnet. Auch die Hauptskala 101 und die Indexskala 103 sind, wie in 5(b) gezeigt ist, so angeordnet, dass die Gitterlinien der Indexskala 103 unter einem Mikrowinkel im Bezug auf die Gitterlinien der Hauptskala 102 geneigt sind.
Die Gitterlinien auf der Hauptskala 101 und der Indexskala 103 werden mit den gleichen Gitterabständen ausgebildet, indem Chrom auf den Glasskalen 100 und 102 im Vakuum abgeschieden und dann einem Ätzvorgang unterworfen wird.
Diese Anordnung der Gitterlinien ermöglicht die Erzeugung von Moire Mustern, wie sie in 6 gezeigt sind. Die Moire Muster werden an Intervallen W ausgebildet, so dass dunkle Bereiche oder helle Bereiche an den Intervallen W erhalten werden. Die dunklen Bereiche oder die hellen Bereiche werden je nach der Richtung nach unten oder nach oben bewegt, in der die Indexskala 103 seitlich gegenüber der Hauptskala 101 bewegt wird. Wenn die Gitterabstände der Gitterlinien der Hauptskala 101 und der Indexskala 103 mit P angegeben werden und wenn der Neigungswinkel zwischen beiden Skalen 101 und 103 durch θ (rad) angegeben werden, ergeben sich die Intervalle W der Moire Muster aus folgender Gleichung: W = P/θ
Die Intervalle W der Moire Muster sind optisch so definiert, dass sie 1/θ mal so groß sind wie die θ-Intervalle P. Wenn das Gitter um einen Gitterabstand P bewegt wird, werden die Moire Muster um W verschoben, so dass eine Bewegung innerhalb des Gitterabstandes P dadurch genau gemessen werden kann, dass eine Veränderung in den Intervallen W in vertikaler Richtung gelesen wird.
Beispielsweise sind ein photoelektrischer Wandler 110 auf der Indexskala 103 und eine Lichtquelle auf einer Seite der Hauptskala 101 gegenüber dem photoelektrischen Wandler 110 vorgesehen (7), so dass eine Veränderung in dem Stromfluss zu dem photoelektrischen Wandler 110 abgelesen werden kann, wenn die Indexskala 103 gegenüber der Hauptskala 101 bewegt wird.
Wenn ein Moire Muster in einem Zustand ist, wie er durch A in 7 gezeigt ist, wird die Lichtmenge, die auf den photoelektrischen Wandler 110 abgestrahlt wird, zu einen Maximum, so dass ein Strom, der zu dem photoelektrischen Wandler 110 fließt, ein maximales Niveau I1 erreicht. Wenn das Muster sich in einem Zustand befindet, der durch B in 7 angedeutet wird und auf einer Relativbewegung zwischen der Hauptskala 101 und der Indexskala 103 beruht, ist die Lichtmenge, die auf den photoelektrischen Wandler 110 abgestrahlt wird, etwas reduziert, so dass der Strom auf ein Niveau I2 reduziert wird. Wenn die Relativbewegung weitergeführt wird, so dass das Muster in einen Zustand übergeht, der bei C in 7 gezeigt ist, wird die Lichtmenge, die auf den photoelektrischen Wandler 110 abgestrahlt wird, zu einem Minimum, so dass der Strom auf ein minimales Niveau I3 reduziert wird. Wenn die Indexskala 103 gegenüber der Hauptskala 101 bewegt wird, um ein Muster zu erzeugen, das bei einem Zustand D in 7 gezeigt ist, wird die Lichtmenge, die auf den photoelektrischen Wandler 110 abgestrahlt wird, etwas erhöht, so dass sich eine Erhöhung des Stroms auf ein Niveau I2 ergibt. Wenn die Relativbewegung weitergeführt wird, so dass das Muster in einem Zustand E in 7 verursacht wird, wird das Licht, welches auf den photoelektrischen Wandler 110 abgestrahlt wird, wieder auf ein maximales Niveau angehoben, so dass der Strom wiederum auf das maximale Niveau I1 erhöht wird.
Der Strom, der zu dem photoelektrischen Wandler 110 fließt, ändert sich wie eine Sinuswelle, und wenn eine Periode durchlaufen ist, hat eine Relativbewegung zwischen der Hauptskala 101 und der Indexskala 103 um den Betrag eines Gitterintervalls P stattgefunden.
In 7 ist nur ein photoelektrischer Wandler 110 vorgesehen. Alternativ kann, wie in 8 gezeigt ist, ein photoelektrischer Wandler 111 für eine A-Phase und ein photoelektrischer Wandler 112 für eine B-Phase vorgesehen sein, die voneinander um eine Periode (Intervall W) und 90° beabstandet sind. Solch eine Anordnung ermöglicht es, dass ein Strom, der zu dem Wandlerelement 112 der B-Phase fließt, um 90° im Bezug von dem Strom abweicht, der zu dem photoelektrischen Wandler 111 der A-Phase fließt, der in 9 gezeigt ist.
Wenn der Strom, der zu dem photoelektrischen Wandler 111 der A-Phase fließt, die Form einer Sinuswelle hat, hat der Strom zu dem photoelektrischen Wandler 112 der B-Phase die Form einer Kosinuswelle.
Die Phase des Stromes, der zu dem photoelektrischen Wandler 112 der B-Phase fließt, ist um 90° im Bezug auf den Strom, der zu dem photoelektrischen Wandler 111 fließt, je nach der Richtung der Relativbewegung zwischen der Hauptskala 101 und der Indexskala 103 nach vorwärts oder nach rückwärts verschoben. Wenn die zwei photoelektrischen Wandler 111 und 112 um 90° im Bezug aufeinander angeordnet sind, kann die Phase zwischen den beiden Strömen detektiert werden, so dass die Richtung der Relativbewegung der Skalen detektiert werden kann.
Herkömmliche Messgeräte mit einer derartigen optischen Skala sind so aufgebaut, dass gleichzeitig ein Signal der A-Phase und ein Signal der B-Phase und zusätzlich ein invertiertes Signal der A-Phase und ein invertiertes Signal der B-Phase erhalten werden, indem die Signale der A-Phase und der B-Phase um 180° invertiert werden. Diese Anordnung ermöglicht es, eine Gleichstromkomponente aus dem detektierten Signal zu entfernen. Auch die Zuverlässigkeit des Signals und die Ansprechcharakteristik bei einer hohen Geschwindigkeit wird sichergestellt.
4(a) zeigt das erwähnte Signal der A-Phase und das invertierte Signal der A-Phase sowie das Signal der B-Phase und das invertierte Signal der B-Phase, wie sie von vier Fotodetektoren an vorgegebenen Positionen der Indexskala erhalten werden.
4(b) zeigt eine Schaltung, um ein synthetisiertes Signal der A-Phase auf der Basis der Wellenformen der beiden Signale der A-Phase, wie sie oben beschrieben sind, zu bilden, wobei AP und -AP jeweils einen Fotodetektor angeben, um die Moire Muster zu detektieren, die durch das Licht gebildet werden, welches zwischen den Gitterlinien der Skala hindurchtritt, um sie in ein elektrisches Signal umzusetzen.
Von den sinusförmigen Ausgangssignalen einer invertierten Phase, die von den Fotodetektoren abgegeben werden, wird eines der Signale im Bezug auf seine Phase durch einen invertierenden Verstärker A1 umgesetzt und in einer Additionsschaltung ADD, die durch einen Operationsverstärker OP gebildet wird, synthetisiert. Die Synthese des Signals der B-Phase wird entsprechend in einer Schaltung ausgeführt, wie sie oben beschrieben wurde.
Eine solche Schaltungsanordnung ermöglicht die Synthese eines Messsignals, von dem ein Gleichstromsignal durch den Operationsverstärker OP entfernt worden ist, um dadurch eine Verminderung der Herstellungskosten zu erreichen. Es ist jedoch schwierig, den Versatz vor der Synthese einzujustieren, so dass sich eine Verschlechte rung in der Balance zwischen dem Signal der A-Phase (dem Signal der B-Phase) und dem Signal der -A-Phase (Signal der -B-Phase) führt.
Das herkömmliche Gerät mit optischer Skala, wie es in 4(c) gezeigt ist, ist daher so aufgebaut, dass Signale, die von den Fotodetektoren AP und -AP ausgegeben werden, durch Strom/Spannungsumsetzer A1 und A3 verstärkt werden, so dass sich individuelle Signale mit einem vorgegebenen Spannungsniveau ergeben. Dann werden die Ausgangssignale durch einen Differenzverstärker OP1 numerisch zueinander addiert, um dadurch das Signal der A-Phase zu erzeugen.
Solch eine Anordnung stellt eine Balance zwischen dem Signal der A-Phase und dem Signal der -A-Phase sicher, so dass eine Verzerrung in der Wellenform des Signals der A-Phase verhindert wird, selbst wenn die Skala mit hoher Geschwindigkeit bewegt wird. Ein Gerät mit optischer Skala, das in dieser Weise aufgebaut ist, wird auf einer numerisch gesteuerten Werkzeugmaschine angeordnet, um die Relativbewegung zwischen dem Werkzeug und einem Werkstück zu messen. Im Allgemeinen ist der Fotodetektor, auf dem die Skala zur Erfassung des Signals angeordnet ist, auf einer Seite der Werkzeugmaschine vorgesehen, während eine Signalverarbeitungseinrichtung, die die Verarbeitung des detektierten, sinusförmigen Lissajoussignals durchführt, um das tatsächliche Messsignal anzuzeigen, an einer anderen Position vorgesehen und mit einem Signalübertragungskabel verbunden ist.
Im Allgemeinen wird das Messgerät mit der linearen Skala am Ort der Werkzeugmaschine verwendet, so dass Rauschsignaleinflüsse, die am Ort der Werkzeugmaschine erzeugt werden, von dem Messgerät erfasst werden, so dass in der Wellenform des detektierten Signals eine Rauschkomponente vorhanden ist.
Wenn das Signal mit der Rauschkomponente verarbeitet wird, um einen Messwert mit hoher Genauigkeit zu erhalten, dessen Phase unterteilt werden muss, zeigt die Vorrichtung einen falschen numerischen Wert. Wenn das Messgerät einen relativen Messwert ausgibt, kann die Vorrichtung den Fehler nicht korrigieren.
Die Fotodetektoren zum Erfassen der vier Signale, nämlich des Signals der A-Phase, des Signals der -A-Phase, des Signals der B-Phase und des Signals der -B-Phase, sind auf einem Trägerteil unter vorgegebenen Intervallen angeordnet. Der Trägerteil schwingt jedoch mit einer natürlichen Frequenz, so dass eine hochfrequente Schwingung unabhängig von den einzelnen Signalphasen erzeugt wird, wenn das Messgerät mit einer hohen Geschwindigkeit bewegt wird oder wenn eine Last auf die Werkzeugmaschine gelegt wird. Diese hochfrequente Schwingung wird als Rauschsignal in die Signalverarbeitungsschaltung eingeführt und bildet ein Rauschsignal mit einer anderen Phase, welches selbst von einer Signalgeneratorschaltung vom Typ des Differenzverstärkers nicht voll entfernt werden kann, die Rauschsignale mit der gleichen Phase effektiv ausfiltern kann.
Aus der Druckschrift EP 0 145 698 A1 sind ein Verfahren zum Messen von Längen und Winkeln auf optoelektronischem Wege und eine Messeinrichtung zur Durchführung des Verfahrens bekannt. Bei diesem Verfahren wird ein so genanntes Trägerfrequenzverfahren genutzt, bei dem die Lichtquellen hochfrequent moduliert werden, woraus die detektionsseitig amplitudenmodulierten Inkrementsignale resultieren. Um auf die in der Amplitudenmodulation dieser Signale enthaltene Information zugreifen und diese auswerten zu können, werden die Signale tiefpassgefiltert, so dass am Ausgang die üblichen phasenversetzten Sinussignale mit der Periodizität der Maßstabteilung zur Weiterverarbeitung anliegen.
Der Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zu Grunde, eine Messsignal-Generatorschaltung für ein Bewegungsmessgerät zur Verfügung zu stellen, in der die Messfehler reduziert werden, indem ein geschwindigkeitsabhängiger Rauschanteil aus den bei der Abtastung des Maßstabes resultierenden Instrumentsignalen herausgefiltert wird.
Dazu ist die erfindungsgemäße Messsignal-Generatorschaltung in der in dem Hauptanspruch angegebenen Weise gekennzeichnet, während die Unteransprüche vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung charakterisieren.
Die Messsignal-Generatorschaltung für eine Bewegungsmessgerät mit linearer Skala ist in der Lage, ein Rauschsignal mit einer unterschiedlichen Phase und ein Rauschsignal mit der gleichen Phase wie das Messsignal effektiv auszufiltern.
Die Messsignal-Generatorschaltung ist in vorteilhafter Weise so ausgelegt, dass ein Signal-Rausch-Verhältnis eines Messsignales einer linearen Skala erhöht wird. Rauschkomponenten bei einer unterschiedlichen Phase und auch bei der gleichen Phase wie das Messsignal werden während der Synthese des Messsignales effektiv ausgefiltert, so dass der Messfehler in dem Bewegungsmessgerät mit linearer Skala reduziert wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm der Messsignal-Generatorschaltung für eine lineare Skala gemäß der Erfindung;
2a und 2b jeweils Schaltungsdiagramme eines Tiefpassfilters;
3a und 3b Schaltungsdiagramme eines Tiefpassfilters des Zustands – variablen Typs;
4a bis 4c Prinzipschaltungen zur Erzeugung eines Signals für eine Messung;
5a und 5b schematische Darstellung einer optischen Skala;
6 eine schematische Darstellung von Moire Rändern;
7 eine schematische Darstellung der Bewegung der Moire Ränder;
8 eine schematische Darstellung, die eine Position zeigt, an der fotoelektrische Wandler angeordnet sind;
9 eine schematische Darstellung von Wellenformen der Signale der A-Phase und der Signale der B-Phase.
1 zeigt eine Messsignal-Generatorschaltung nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Insbesondere ist eine Schaltung zum Synthetisieren eines Signals der A-Phase, eines Signals der -A-Phase, eines Signals der B-Phase und eines Signals der -B-Phase gezeigt, die von Fotodetektoren Pda1, Pda2, Pda3 und Pda4 ausgegeben werden, um ein Signal der A-Phase und ein Signal der B-Phase zur Durchführung der Messung zu bilden. Es ist ein Verstärker Ga1 für das Signal der A-Phase, ein Verstärker Ga2 für das Signal der -A-Phase, ein Verstärker Gb1 für das Signal der B-Phase und ein Verstärker Gb2 für das Signal der -B-Phase gezeigt.
Die Verstärker Ga1, Ga2, Gb1 und Gb2 umfassen jeweils einen Widerstand R1 und einen Kondensator C1, die als Rückkoppelungsschaltungen wirken. In solch einer Anordnung arbeiten die Verstärker als stabilisierte Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad.
Die Verstärker Ga2 und Gb2 für das Signal der -A-Phase und das Signal der -B-Phase, die jeweils in Form eines gegenphasigen Signals ausgegeben werden, sind so aufgebaut, dass der jeweilige Widerstand R1 teilweise durch einen variablen Widerstand ΔR ersetzt ist, so dass die Amplituden der Signale, die in nachfolgenden Additionsschaltungen Ga3 und Gb3 synthetisiert werden, miteinander in Übereinstimmung gebracht werden können.
Den Verstärkern wird über deren Eingangsanschlüsse mit positiver Phase eine Versatzspannung zugeführt, so dass eine vorhandene Gleichstromkomponente das gleiche Niveau hat. Die gegenphasigen Komponenten der Verstärker werden durch jeweils einen Widerstand R2 an die Additionsschaltungen Ga3 bzw. Gb3 zugeführt, so dass deren Ausgangssignale sinusförmige Signale der A-Phase und B-Phase sind, von denen die Gleichstromkomponente entfernt worden ist.
Die Additionsschaltungen Ga3 und Gb3 sind jeweils mit einer Rückkopplungsschaltung versehen, um die Phase des Signals zu stabilisieren. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel wird die Rückkoppelungsschaltung durch eine Impedanz Z1 gebildet. Durch eine derartige Rückkoppelungsschaltung wird eine Instabilität, die auf der Phase bei einer hohen Frequenz beruht, effektiv reduziert.
Die Detektorschaltung des Ausführungsbeispieles umfasst zusätzlich zu den Additionsschaltungen Filter Ga4 und Gb4, die Signale niedriger Frequenz durchlassen (im Folgenden als Tiefpassfilter (LPF) bezeichnet). Die Tiefpassfilter Ga4 und Gb4 sind den Additionsschaltungen Ga3 bzw. Gb3 nachgeordnet.
Die Tiefpassfilter Ga4 und Gb4 sind jeweils so ausgeführt, dass eine Grenzfrequenz auf der Basis einer Frequenz des Sinussignals eingestellt ist, welches von dem Messgerät bei maximaler Geschwindigkeit ausgegeben wird, so dass ein Signal mit einer Frequenz, die gleich oder größer als die Grenzfrequenz ist, als Rauschsignal ausgefiltert wird.
Die maximale Frequenz des Nutzsignales wird durch den Gitterabstand P der Gitterlinien, die auf der Skala vorgesehen sind, und eine maximale Bewegungsgeschwindigkeit der Skala bestimmt. Wenn beispielsweise die Gitterlinien mit einen Gitterabstand von 20 μm angeordnet sind, und wenn die Skala sich mit einer Geschwindigkeit von 1 m/sec bewegt, ist die maximale Frequenz etwa 50 kHz.
Die Grenzfrequenz für jeden der Filter Ga4 und Gb4 wird durch eine Schaltung festgelegt, die ein Signal mit einer Frequenz gleich oder größer als die Grenzfrequenz dämpft.
Eine einfachste Form für eine Tiefpassfilterschaltung, wie sie in 2(a) gezeigt ist, kann als primärer Tiefpassfilter ausgeführt sein, bei dem eine Integrationsschaltung, die durch eine Widerstand R und eine Kapazität C gebildet wird, am Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers OP angeordnet ist. In diesem Fall hat die Schaltung eine Dämpfungscharakteristik von 6 dB/oct und eine Grenzfrequenzdämpfung von –3 dB bei 1/2 πCR. Wenn der Verstärker Ga1 die Ausgänge der Filter mit den bezüglich der Hochfrequenz gedämpften Signale der Additionsschaltung Ga3 kombiniert, wird eine tertiäre Tiefpassfiltercharakteristik erhalten.
Ein aktiver Filter, der so konfiguriert ist, dass er ein Ausgangssignal des Operationsverstärkers OP durch einen Kondensator an den Eingang zurückfuhrt, wie in 2(b) gezeigt ist, ist als sekundärer Butterworth-Filter bekannt und hat eine Dämpfungscharakteristik von 12 dB/oct.
Die Grenzfrequenz des Filters wird auf 1/2 × (2πrc)1/2 eingestellt. Solch ein Filter hat eine flache Amplitudencharakteristik, um dadurch die Erzeugung einer Welligkeit in dem Durchlassband zu verhindern. Solch ein Filter hat jedoch den Nachteil, dass ein auf die Phase bezogener Faktor verhältnismäßig stark erhöht wird.
In dieser Hinsicht ist ein Tiefpassfilter vom Bessel-Typ bekanntlich relativ konstant in der Phasenverzögerung eines Signales und zeigt eine befriedigende Wellenformübertragungscharakteristik. Daher kann ein derartiger Tiefpassfilter in dem gezeigten Ausführungsbeispiel verwendet werden.
3(a) zeigt einen Filter des zustandsvariablen Typs, der zusätzliche Operationsverstärker A1, A2 und A3 umfasst. Die Operationsverstärker A1, A2 und A3 geben jeweils Ausgangssignale mit unterschiedlichen Charakteristiken ab. Der Filter hat die Eigenschaften eines Tiefpassfilters, wenn der Ausgang aus Y des Operationsverstärkers A3 verwendet wird. Insbesondere ist die Grenzfrequenz ϖc des Filters gleich (R2/R3R6Rr7C1C2)1/2 (ϖc = (R2/R3R6Rr7C1C2)1/2), und die Gesamtverstärkung G ist R3/R1 (G = R3/R1).
Die Grenzfrequenz ist somit entsprechend einem Wert von jedem Impedanzelement eingestellt. Wenn die Widerstände R6 und R7 mit derselben Rate variabel gemacht werden, ist nur die Grenzfrequenz unabhängig variabel.
Wenn man diesen Vorteil ausnutzt, kann, wenn eine geschaltete Kapazität verwendet und die Widerstände R6 und R7 und der Widerstand der geschalteten Kapazität durch eine Taktfrequenz gesteuert werden, die Grenzfrequenz in Abhängigkeit von der Bewegungsgeschwindigkeit der linearen Skala variiert werden, so dass eine Rauschkomponente effektiv entfernt oder ausgefiltert wird, die geschaltete Kapazität, wie sie in 3(b) gezeigt ist, wird von einer Kapazität C und einem Schalter S gebildet. Der Schalter S umfasst Kontakte x1 und x2. Wenn die Kontakte x1 und x2 mit einer Taktfrequenz F umgeschaltet werden, bis der Widerstand Rs, der als äquivalenter Widerstand wirkt, gleich f·1/C(Rs = f·1/C).
Wenn das Taktsignal entsprechend der Bewegungsgeschwindigkeit in der Skala oder der Periode des sinusförmigen Messsignals gebildet wird, wird die geschaltete Kapazität so betrieben, dass Tiefpassfiltercharakteristiken erhalten werden, die es ermöglichen, die Grenzfrequenz während der Bewegung der Skala mit hoher Geschwindigkeit zu erhöhen und während einer niedrigen Bewegungsgeschwindigkeit zu reduzieren, so dass bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel auch während einer langsamen Relativbewegung das Rauschsignal entfernt werden kann.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung sind der Fotodetektor oder der Tiefpassfilter zum Entfernen von Rauschsignalen, die in die Messsignal-Generatorschaltung eingegeben werden, jeweils hinter der Generatorschaltung für das Signal der A-Phase und der Generatorschaltung für das Signal der B-Phase angeordnet. Diese Anordnung ermglicht es, eine Rauschkomponente mit einer unterschiedlichen Phase und auch eine Rauschkomponente mit der gleichen Phase effektiv während der Synthese zu entfernen, um damit den Messfehler der linearen Skala zu reduzieren.

Claims

Messsignal-Generatorschaltung für ein Bewegungsmessgerät mit linearer Skala umfassend: eine Skala mit einer Gradeinteilung, die darauf unter gleichen Gitterintervallen in einer Bewegungsrichtung derselben angeordnet ist; eine Detektoreinrichtung, um eine Relativbewegung der Skala als vier Messsignale zu erfassen, die ein sinusförmiges Signal der A-Phase, ein sinusförmiges Signal der -A-Phase, welches durch Invertieren des Signals der A-Phase erhalten wird, ein Signal der B-Phase, dessen Phase um 90° im Bezug auf die Phase des Signals der A-Phase verschoben ist, und ein Signal der -B-Phase umfassen, welches durch Invertieren des Signals der B-Phase erhalten wird; Verstärkerschaltungen, die jeweils zum Verstärken von jedem der vier Messsignale auf ein vorgegebenes Niveau vorgesehen sind; Summationsschaltungen, um gegenphasige Komponenten, die von den Verstärkerschaltungen abgegeben werden, zueinander zu addieren und sie dann abzugeben; und Tiefpassfilterschaltungen, die den Summationsschaltungen nachgeschaltet sind, um hochfrequente Rauschkomponenten zu entfernen, dadurch gekennzeichnet, dass die Summationsschaltungen Differenzverstärker (Ga3, Gb3) sind, und dass die Tiefpassfilterschaltungen (Ga4 und Gb4) jeweils so ausgeführt sind, dass eine Grenzfrequenz auf der Basis einer Frequenz des sinusförmigen Signals eingestellt ist, welches von dem Bewegungsmessgerät bei maximaler Bewegungsgeschwindigkeit der Skala ausgegeben wird, so dass ein Signal mit einer Frequenz, die gleich oder größer als die Grenzfrequenz ist, als Rauschsignal aus gefiltert wird.
Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpassfilterschaltungen (Ga4, Gb4) aktive Filter aufweisen.
Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpassfilterschaltungen (Ga4, Gb4) jeweils eine geschaltete Kapazität für eine Zeitkonstantenschaltung umfassen, und dass die geschaltete Kapazität von einem Taktsignal betrieben wird, welches der Bewegungsgeschwindigkeit der Skala entspricht.