DE10141124A1 - Elektronisch kommutierte Gleichstrommaschine - Google Patents
Elektronisch kommutierte GleichstrommaschineInfo
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Abstract
Eine elektronisch kommutierte Gleichstrommaschine mit einem Rotor und einem Stator hat eine Statorwicklungsanordnung, welche über eine Vollbrückenschaltung (78) mit Strom aus einer Gleichstromquelle (73, 74) speisbar ist. Diese Vollbrückenschaltung (78) hat in jedem Brückenzweig einen oberen Halbleiterschalter, der mit einer positiven Leitung (73) verbunden ist, und einen unteren Halbleiterschalter, der mit einer negativen Leitung (74) verbunden ist. Eine Kommutierungsanordnung (49, 50, 52, 54) zum Kommutieren dieser Halbleiterschalter (80 bis 85) ist vorgesehen, welche Kommutierungsanordnung dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit zumindest von der Stellung des Rotors (110) jeweils bei einem ersten Brückenzweig einen der Halbleiterschalter einzuschalten und bei einem zweiten Brückenzweig, gesteuert durch ein Taktungssignal (PWM2), einen dem eingeschalteten Halbleiterschalter des ersten Brückenzweigs zugeordneten Halbleiterschalter alternierend ein- und auszuschalten. Ferner ist eine Anordnung vorgesehen, welche zur Erzeugung eines Taktungsvorgabesignals (PWM1) ausgebildet ist, das durch seine Größe das Tastverhältnis für das alternierende Aus- und Einschalten des dem ersten Brückenzweig zugeordneten Halbleiterschalters steuert. Ferner ist eine durch ein Strom-Sollwertsignal (PWM_I+; PWM_I-) steuerbare Strombegrenzungsanordnung (131, 161) vorhanden, welche bei Erreichen eines durch das Strom-Sollwertsignal definierten Stromes in der Gleichstrommaschine das ...
Description
Die Erfindung betrifft eine elektronisch kommutierte Gleichstrommaschine mit einem
Rotor und einem Stator.
Derartige elektronisch kommutierte Gleichstrommaschinen sind in verschiedenen
Ausführungsformen bekannt. Es hat sich gezeigt, dass sie sich für eine Vielzahl von
Antriebsaufgaben eignen, besonders, wenn ihr Preis erschwinglich ist.
Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, eine neue elektronisch kommutierte
Gleichstrommaschine bereitzustellen.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung gelöst durch den Gegenstand des
Patentanspruchs 1. Dadurch, dass die Strombegrenzungsanordnung durch ein Strom-
Sollwertsignal einstellbar ist, ist eine derartige Gleichstrommaschine außerordentlich
vielseitig einsetzbar. Z. B. kann man in der üblichen Weise die Drehzahl dadurch regeln,
dass man das Taktungsvorgabesignal als Ausgangssignal eines Drehzahlreglers
gestaltet und mit diesem Taktungsvorgabesignal die Drehzahl der Gleichstrommaschine
regelt, wobei das Strom-Sollwertsignal gewöhnlich auf einen festen hohen Wert
eingestellt wird, der an der Obergrenze des für die Gleichstrommaschine zulässigen
Stromes liegt. Das Strom-Sollwertsignal bewirkt in einem solchen Fall eine
Strombegrenzung beim Start des Motors, und der Wert für diese Strombegrenzung kann
entsprechend den Bedürfnissen eingestellt werden, z. B. entsprechend der Leistung
eines Netzteils.
Man kann jedoch auch die Drehzahl in der Weise regeln, dass man als Ausgangssignal
eines Drehzahlreglers ein Strom-Sollwertsignal für die Strombegrenzungsanordnung
erzeugt und mit diesem Strom-Sollwertsignal die Drehzahl regelt, wobei man das
Taktvorgabesignal so einstellt, dass die Strombegrenzungsanordnung ständig aktiv ist.
Dies ergibt eine Drehzahlregelung von sehr hoher Regelgüte.
Schließlich kann man auch das Strom-Sollwertsignal auf einen konstanten Wert
gewünschter Höhe einstellen und gleichzeitig das Taktvorgabesignal so einstellen, dass
die Strombegrenzungsanordnung ständig aktiv ist. In diesem Fall wird die
Gleichstrommaschine auf einen konstanten Strom geregelt und arbeitet folglich mit
einem praktisch konstanten Drehmoment, was für viele Anwendungen große Vorteile
bietet. Eine dieser Anwendungen ist der Antrieb eines Radial- oder Diagonallüfters, der
in Verbindung mit einer solchen Konstantstromregelung völlig überraschende
Eigenschaften zeigt.
Die Erfindung betrifft auch die Verwendung einer solchen Gleichstrommaschine zum
Antrieb eines Lüfters, welcher bevorzugt als Diagonal- oder Radiallüfter ausgebildet ist.
Die überraschenden Eigenschaften einer solchen Verwendung sind in der
nachfolgenden Beschreibung ausführlich beschrieben.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich
aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner
Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen,
sowie aus den Unteransprüchen. Es zeigt:
Fig. 1 ein Übersichtsschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer
erfindungsgemäßen Anordnung mit einer Gleichstrommaschine,
Fig. 2 die Darstellung einer Vollbrückenschaltung 78, wie sie bevorzugt bei der
Anordnung nach Fig. 1 Verwendung finden kann,
Fig. 3 eine Tabelle, welche die Ausgangssignale der Rotorstellungssensoren 111,
112, 113 und in Abhängigkeit davon die Steuerung der
Vollbrückenschaltung 78 der Fig. 2 zeigt,
Fig. 4 ein Ersatzschaltbild, welches einen Ausschnittaus der
Vollbrückenschaltung 78 der Fig. 2 zeigt,
Fig. 5 schematische Diagramme der in Fig. 4 auftretenden Spannungen, Ströme
und Leistungen bei der sogenannten wechselseitigen Taktung,
Fig. 6 eine Strombegrenzungsanordnung zum Begrenzen des Antriebsstromes
i_2 in der Anordnung der Fig. 1 auf einen von außen vorgegebenen,
variablen Wert,
Fig. 7 Schaubilder zur Erläuterung der Wirkungsweise von Fig. 6,
Fig. 8 eine Strombegrenzungsanordnung zur Begrenzung des Bremsstromes i_2'
bei der Anordnung der Fig. 1 auf einen von außen vorgegebenen, variablen
Wert,
Fig. 9 Schaubilder zur Erläuterung der Wirkungsweise von Fig. 8,
Fig. 10 eine Darstellung, welche stark schematisiert eine kombinierte
Strombegrenzungsanordnung für die Begrenzung des Antriebsstromes und
des Bremsstromes bei einer Anordnung gemäß Fig. 1 zeigt,
Fig. 11 ein Übersichtsschaltbild zur Erläuterung einer bevorzugten
Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Anordnung,
Fig. 12 eine Darstellung zur beispielhaften Erläuterung eines PWM-Generators
gemäß dem Stand der Technik, wie er mit Vorteil bei der
Gleichstrommaschine gemäß Fig. 1 bis 11 verwendet werden kann,
Fig. 13 Schaubilder zur Erläuterung von Fig. 12,
Fig. 14 eine Einzeldarstellung zur Erläuterung der Ansteuerung eines
Brückenzweigs bei der Anordnung gemäß den Fig. 1 bis 11,
Fig. 15 eine Darstellung, welche die Ausgangssignale der Rotorstellungssensoren
111, 112, 113 gemäß Fig. 1 und ein kombiniertes Rotorstellungssignal
zeigt, welches aus diesen Rotorstellungssignalen zusammengesetzt ist,
Fig. 16 ein Flussdiagramm, welches in einer Übersicht verschiedene Möglichkeiten
zeigt, wie die Anordnung nach den vorhergehenden Figuren als Motor oder
als Bremse betrieben werden kann,
Fig. 17 Schaubilder zur Erläuterung der Wirkungsweise von Fig. 16,
Fig. 18 ein physikalisches Modell zur Erläuterung der Vorgänge in der
Gleichstrommaschine 32,
Fig. 19 Formen des Statorstroms, wie sie bei einer Drehzahlregelung mittels
Stromstellung (Fig. 19B) bzw. bei einer Drehzahlregelung mittels
Spannungsstellung (Fig. 19A) auftreten,
Fig. 20 einen Funktionsmanager, wie er bevorzugt bei einer erfindungsgemäßen
Gleichstrommaschine Verwendung findet,
Fig. 21 eine Hall-Interrupt-Routine,
Fig. 22 eine Routine für den Ablauf der Kommutierung,
Fig. 23 eine Timer∅-Interrupt-Routine,
Fig. 24 eine Pumproutine für das Aufladen eines Kondensators, der für den
Kommutierungsvorgang benötigt wird,
Fig. 25 eine Routine für die Überwachung der Spannung an der
Gleichstrommaschine 32,
Fig. 26 ein Schaubild, welches einen Verlauf der Spannung am Motor zeigt, der
bestimmte Vorgänge in der Routine der Fig. 25 auslöst,
Fig. 27 eine RGL_U-Routine für eine Regelung der Drehzahl über die Spannung
am Motor,
Fig. 28 eine RGL_I-Routine für die Regelung der Drehzahl über den dem Motor
zugeführten Strom,
Fig. 29 eine RGL_T+ Routine für die Regelung des antreibenden Drehmoments,
Fig. 30 eine RGL_T- Routine für die Regelung des bremsenden Drehmoments,
Fig. 31 eine Routine, welche zeigt, wie aufgrund des MODE-Signals aus einer
Mehrzahl von Regelroutinen die richtige selektiert wird,
Fig. 32 eine Routine, welche zeigt, wie abhängig vom Signal MODE verschiedene
Routinen angesteuert werden,
Fig. 33 eine raumbildliche Darstellung eines typischen Radiallüfters; ein solcher
hat bei Betrieb mit konstantem Antriebsmoment besonders vorteilhafte
Eigenschaften,
Fig. 34 eine Kurvenschar, welche für verschiedene Lüfterarten die Druckdifferenz
Δp über dem Volumenstrom zeigt,
Fig. 35 eins Kurvenschar, welche für verschiedene Lüfterarten die Drehzahl n
über dem Volumenstrom V/t zeigt,
Fig. 36 eine Kurvenschar, welche für verschiedene Lüfterarten den Motorstrom I
über dem Volumenstrom V/t zeigt,
Fig. 37 eins Kurvenschar, welche für verschiedene Lüfterarten die
Leistungsaufnahme P über dem Volumenstrom V/t zeigt,
Fig. 38 den schematischen Aufbau einer Funkstation für den Mobilfunk, welche mit
einem Radiallüfter versehen ist,
Fig. 39 zwei Kurven, nämlich eine Kurve 782 für den Betrieb des Lüfters der Fig. 38
mit einer konstanten Drehzahl von 4000 U/min. und eine Kurve 784 für den
Betrieb dieses Lüfters mit konstantem Strom, also konstantem Drehmoment,
Fig. 40 eine Einzeldarstellung der Kurve 782 der Fig. 34,
Fig. 41 eine Darstellung eines Entlüftungskanals 676, in den von insgesamt sechs
identischen Radiallüftern Luft gefördert wird, und der dabei vorhandenen
Luftströme, wenn alle Lüfter auf dieselbe Drehzahl geregelt werden,
Fig. 42 eine Einzeldarstellung der Kurve 784 der Fig. 34,
Fig. 43 eine Darstellung analog Fig. 41, wobei aber die sechs Radiallüfter mit
demselben konstanten Drehmoment betrieben werden,
Fig. 44 ein Flussdiagramm einer ersten Testroutine, welche dazu dient, einen
Motor, z. B. den Motor eines Lüfters, im Betrieb zu testen,
Fig. 45 ein Flussdiagramm einer zweiten Testroutine, welche dazu dient, einen
Motor, z. B. den Motor eines Lüfters, im Betrieb zu testen,
Fig. 46 ein Schaubild zur Erläuterung eines konventionellen Motors, und
Fig. 47 ein Schaubild zur Erläuterung einer bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung.
Fig. 1 zeigt als stark schematisierte Übersicht eine Gesamtdarstellung eines
bevorzugten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Anordnung.
Rechts ist als Beispiel eine dreiphasige elektronisch kommutierte
Gleichstromrnaschine (ECM) 32 dargestellt. Diese hat einen permanent
magnetischen Rotor 110, hier vierpolig dargestellt, welcher drei Hallgeneratoren
111, 112, 113 steuert, die im Betrieb Hallsignale HS1, HS2 und HS3 erzeugen,
welche in Fig. 15 dargestellt sind. Aus Fig. 15 ergibt sich die Phasenlage dieser
Signale relativ zueinander. Ferner hat die Gleichstrommaschine 32 einen Stator 114
mit drei Wicklungssträngen (Phasen) 115, 116, 117, die hier beispielhaft in
Dreieckschaltung dargestellt sind und deren Anschlüsse mit L1, L2 und L3
bezeichnet sind.
Diese Anschlüsse sind an den Ausgang einer Leistungs-Endstufe 78
angeschlossen, deren Aufbau beispielhaft in Fig. 2 dargestellt ist. Diese ist über
einen Anschluss 76 an eine positive Betriebsspannung +U_B und über einen
Knotenpunkt 88 und einen Messwiderstand 87 an Masse GND angeschlossen. Der
impulsförmige Gesamtstrom in der Zuleitung zum Motor 32 am Knotenpunkt 88 wird
mittels des Messwiderstands 87 erfasst, so dass sich das Potenzial am Punkt 88
abhängig vorm Strom durch die Statorwicklung 114 ändert. Der Strom bei
antreibender Gleichstrommaschine 32 ist mit i_2 bezeichnet, der Strom bei
bremsender Gleichstrommaschine 32 mit i_2'. Beides sind impulsförmige
Gleichströme, wie z. B. in Fig. 13B dargestellt, und ihr Tastverhältnis tON/T (Fig. 13B)
ist mit PWM2 bezeichnet, vgl. die nachfolgende Gleichung (9).
Das Signal (am Knotenpunkt 88) für den antreibenden Strom i_2 wird einer
Strombegrenzungsstufe 131 zugeführt, und das Signal für den bremsenden Strom
i_2' einer Strombegrenzungsstufe 161. Bevorzugte Ausführungsbeispiele dieser
Strombegrenzungsstufen werden nachfolgend bei Fig. 6 und 8 ausführlich erläutert.
Für den ECM 32 wird im folgenden häufig der Begriff "Motor" verwendet.
Eine Strombegrenzungsstufe 161 für den Bremsstrom i_2' ist selbstverständlich nur
dann erforderlich, wenn gebremst werden soll. Falls das nicht der Fall ist, benötigt
man sie nicht. Dasselbe gilt umgekehrt für die Strombegrenzungsstufe 131, sofern
die Gleichstrommaschine 32 nur als Bremse verwendet werden soll.
Von einem Regler 24 kann der Strombegrenzungsstufe 131 ein variabler Strom-
Begrenzungswert PWM_I+ (für den antreibenden Strom) zugeführt werden, z. B., um
die Drehzahl n oder das antreibende Drehmoment T+ des Motors 32 zu regeln. Die
Strombegrenzungsstufe 131 ist dabei durch ihre Hardware so ausgelegt, dass ein
zulässiger Strom i_2 im Motor 32 auch dann nicht überschritten werden kann, wenn
der Wert PWM_I+ seinen maximalen Wert annimmt.
Der Motor 32 habe eine Betriebsdrehzahl von 6.800 U/min und eine Leerlaufdrehzahl von 9.300 U/min.
Jede der Wicklungen habe einen Widerstand von 0,5 Ω, und die Betriebsspannung U_B soll 24 V
betragen. Beim Start würde dann gelten:
i_2 = 24 V/0,5 Ω = 48A
i_2 = 24 V/0,5 Ω = 48A
Der Strom i_2 darf jedoch z. B. 5 A nicht überschreiten. In diesem Fall wird der Strombegrenzer
131 so ausgelegt, dass auch bei maximalem PWM_I+ der Strom i_2 nicht größer als 5 A werden
kann.
Für die Spannung an der Wicklung 114 gilt angenähert
Spannung an Wicklung 114 = U_B × PWM2 (1)
Deshalb wird sich im Stillstand des Motors 32 durch die Wirkung des Strombegrenzers 131
maximal ein PWM2 von etwa 10% einstellen, da
24 V × 10% = 2,4 V, und
2,4 V/0,5 Ω ≈ 5 A
24 V × 10% = 2,4 V, und
2,4 V/0,5 Ω ≈ 5 A
Der Motor 32 nach diesem Beispiel erhält also im Betrieb ständig einen impulsförmigen
Gleichstrom 3 zugeführt, da ein kontinuierlicher Gleichstrom auf einen zu hohen Wert ansteigen
und zu einer Zerstörung dieses Motors führen würde. Man kann es auch so ausdrücken, dass
dieser Motor ohne seine Elektronik nicht fungibel wäre und mit ihr eine Motor-Elektronik-Einheit
bildet.
Die Erzeugung eines impulsförmigen Gleichstroms i_2 mit dem erforderlichen
Tastverhältni PWM2 geschieht dadurch, dass entweder PWM1 selbst den richtigen
Wert von PWM2 generiert, oder dadurch, dass ein den gewünschten Betriebswerten
nicht entsprechender Wert von PWM1 duch die Strombegrenzungsstufe 131 oder die
Strombegrenzungsstufe 161 modifiziert wird.
Vom Regler 24 kann der Strombegrenzungsstufe 161, falls vorhanden, ein
(variabler) Strom-Begrenzungswert PWM_I- für den bremsenden Strom i_2'
zugeführt werden. Dieser wird dann durch die Hardware des Strombegrenzers 161
stets im zulässigen Bereich gehalten. Der Wert PWM_I+ bestimmt den oberen
Grenzwert für den antreibenden Strom, und der Wert PWM_I- bestimmt den oberen
Grenzwert für den bremsenden Strom in der Gleichstrommaschine 32.
Wenn eine der Strombegrenzungsstufen 131 oder 161 anspricht, z. B., weil der Strom
in der Endstufe 78 beim Anlauf oder einem Bremsvorgang zu hoch würde, wird das
Signal PWM1 durch die Strombegrenzungsstufe 131 oder 161 zu einem
(zulässigen) Signal PWM2 modifiziert. Ebenso gilt dies, wenn die Drehzahl des
Motors 32 dadurch geregelt wird, dass der Strom-Sollwert PWM_I+ als
Ausgangssignal eines Drehzahlreglers erzeugt wird, vgl. S432 in Fig. 28 und die
dortige Beschreibung.
Die Signale HS1, HS2, HS3 werden dem Regler 24 zugeführt und stellen ein Maß
für die aktuelle Drehzahl n des Motors 32 dar. Diese Signale werden auch einer
Kommutierungssteuerung (Ansteuerlogik) 49 zugeführt, welche über Treiberstufen
50, 52, 54 die Kommutierung der Ströme in den Wicklungen 115, 116, 117 steuert.
Die Kommutierungssteuerung 49 erzeugt Signale IN1, EN1, IN2, EN2, IN3, EN3,
welche den Treiberstufen 50, 52, 54 zugeführt werden, denen auch das Signal
PWM2 zugeführt wird. Fig. 14 zeigt beispielhaft den Aufbau der Treiberstufe 50,
welche hinsichtlich ihres Aufbaus mit den Treiberstufen 52 und 54 identisch ist.
Fig. 5A zeigt beispielhaft das Signal PWM2, das zur PWM-Steuerung der
Treiberstufen 50, 52, 54 dient. Dieses Signal hat eine Periodendauer T
(entsprechend einer Frequenz von z. B. 20 kHz) und eine Einschaltdauer tON. Das
Verhältnis tON/T wird als Tastverhältnis des Signals PWM2 bezeichnet, vgl. Gleichung
(9). Dieses Tastverhältnis hängt ab von
- a) dem Strom durch den Widerstand 87
- b) dem Signal PWM1
- c) dem Signal PWM_I+
- d) dem Signal PWM_I-
Durch das Signal PWM2 wird - durch entsprechende Steuerung der Treiberstufen
50, 52, 54 - die Spannung an der Wicklungsanordnung 114 vorgegeben, welche
gemäß Gleichung (1) etwa gleich U_B.PWM2 ist.
Das Zusammenwirken der genannten Faktoren kann am Regler 24 vorgegeben
werden. Diesem kann an einem Eingang MODE eine von mehreren Betriebsarten
vorgegeben werden, vgl. Fig. 16.
Am Eingang n_s wird dem Regler 24 eine gewünschte Drehzahl ("Solldrehzahl")
vorgegeben.
Am Eingang I_max+ wird dem Regler 24 ein oberer Grenzwert für den antreibenden
Motorstrom i_2 vorgegeben.
Am Eingang I_max- wird ihm ein oberer Grenzwert für den Bremsstrom i_2'
vorgegeben, welcher auftritt, wenn die Gleichstrommaschine 32 eine Last bremst.
Am Eingang T+ wird dem Regler 24 ein antreibendes Drehmoment vorgegeben, das
der Motor bei der entsprechenden Betriebsart in einem größeren Drehzahlbereich
erzeugt. Dies ist möglich, weil der Strom einer Gleichstrommaschine im wesentlichen
dem erzeugten Drehmoment proportional ist. Die Kennlinie 796 von Fig. 36 zeigt - für
einen Radiallüfter 370 gemäß Fig. 33 - den aufgenommenen Strom I über dem
Volumenstrom V/t bei Betrieb mit einem im wesentlichen konstanten Drehmoment.
Man erkennt, dass dieser Strom I, und damit das erzeugte Drehmoment, in einem
ziemlich großen Bereich konstant sind. Die Vorteile eines solchen Lüfters werden
anhand der Fig. 38 bis 43 erläutert.
Am Eingang T- wird dem Regler 24 ein bremsendes Drehmoment vorgegeben, das
die Gleichstrommaschine - als elektrische Bremse - in einem größeren
Drehzahlbereich erzeugt.
Außerdem können über einen Bus 18 digitale Daten in den Regler 24 eingegeben
und dort in einem nichtflüchtigen Speicher 20 gespeichert werden. Dies können z. B.
die Werte für I_max+, I_max-, T+, T-, n_s und MODE sein, oder sonstige Werte, mit
denen die Anordnung programmiert werden soll. Ebenso können über den Bus 18
digitale Daten aus dem Regler 24 nach außen übertragen werden, z. B. Drehzahl n,
Alarmsignal etc.
Bevorzugte sind sowohl der Regler 24 wie die Kommutierungssteuerung 49 durch
Software im gleichen Mikrocontroller 23 realisiert. In Fig. 1 sind diese Funktionen aus
Gründen der Anschaulichkeit separat dargestellt.
Sofern der Regler 24 digital arbeitet, erhält man an seinem Ausgang die Signale
PWM1, PWM_I+ und PWM_I- in digitaler Form, nämlich als PWM-Signale. Diese
Signale werden in den Strombegrenzern 131, 161 bevorzugt in analoger Form
verarbeitet, weil auf diese Weise ein extrem schneller Ablauf des Regelvorgangs
möglich ist, der digital nur mit größerem Aufwand zu erreichen wäre. Anschließend
wird das resultierende Signal gemäß Fig. 11 in einem A/D-Wandler 182 wieder in ein
digitales Signal PWM2 umgesetzt, das gemäß Gleichung (1) die Spannung an der
Statoranordnung 114 und damit den Strom durch diese steuert.
Die Vorteile einer Anordnung gemäß Fig. 1 werden vor allem in folgenden Aspekten
gesehen:
Wenn der Wert PWM1 (z. B. über den Eingang MODE) auf einen hohen Wert
eingestellt wird (vgl. Fig. 16, S520), der z. B. einer Drehzahl von 9.300 U/min
entsprechen würde, während die gewünschte Drehzahl n_s niedriger ist und z. B. nur
6.800 U/min beträgt, kann man die Drehzahl über den Strombegrenzer 131 regeln,
also durch Veränderung des Signals PWM_I+. Dies hat, wie in Fig. 19B dargestellt,
die Folge, dass der Strom im Motor 32 im wesentlichen einen konstanten Wert
annimmt, wobei die Steilheit von Anstieg und Abfall des Stromes groß ist. Dadurch
arbeitet der Motor 32 mit sehr niedrigen Schwankungen (ripple) seines
Drehmoments und einem exzellenten Wirkungsgrad.
Bei dieser Betriebsart ist also die Strombegrenzung 131 ständig aktiv und begrenzt
den Strom im Motor 32 auf einen (innerhalb vorgegebener Grenzen) variablen Wert,
der ihr vom Drehzahlregler 24 als Signal PWM_I+ vorgegeben wird.
Man kann dies vergleichen mit der Kurve der Fig. 19A, bei welcher die
Drehzahlregelung durch das Signal PWM1 erfolgt (vgl. Fig. 16, S504), das in diesem
Fall wesentlich kleiner sein muss, wodurch sich eine sehr viel ungleichmäßigere
Form des Stromes im Motor 32 ergibt, mit entsprechend höheren Schwankungen
des erzeugten Drehmoments (torque ripple) und einem schlechteren Wirkungsgrad.
Man kann den Motor 32 mit konstantem antreibendem Drehmoment T+ betreiben.
Dies geschieht gemäß Fig. 16, S512, dadurch, dass PWM1 auf einen hohen Wert
eingestellt wird, der z. B. 9.300 U/min entsprechen würde, so dass die positive
Strombegrenzung 131 ständig aktiv ist, und dass dem Strombegrenzer 131 ein Wert
PWM_I+ vorgegeben wird, der dem gewünschten antreibenden Drehmoment T+
entspricht. Dies ist deshalb möglich, weil das Drehmoment T bei einer
Gleichstromrnaschine dem Wicklungsstrom i_3, welcher über den Antriebsstrom i_2
indirekt gemessen wird, weitgehend proportional ist. Der Wert PWM_I+ wird also in
diesem Fall auf einen konstanten Wert eingestellt. Der Motor 32 arbeitet dann mit
konstantem antreibendem Drehmoment.
Bei einem Radiallüfter, wie er beispielhaft in Fig. 33 dargestellt ist, ist diese
Betriebsart sehr vorteilhaft, weil bei ihr ein Radial- oder Diagonallüfter bei
steigendem Gegendruck automatisch seine Drehzahl stark erhöht, wie das die Kurve
790 der Fig. 35 zeigt. Gerade bei Radiallüftern ist dies eine sehr wertvolle
Eigenschaft, weil die geförderte Luftmenge bei steigendem Gegendruck weniger
stark abfällt als bei anderen Lüfterbauarten, also weniger stark vom Gegendruck
beeinflusst wird.
Die Gleichstrommaschine 32 kann auch mit konstantem Bremsmoment T- betrieben
werden, sofern ein Bremsbetrieb vorgesehen ist. Dies zeigt S516 in Fig. 16. Hierbei
wird PWM1 so eingestellt, so dass die negative Strombegrenzung 161 ständig aktiv
ist, z. B. auf PWM1 = 0% bei der Drehzahl 0, auf 50% bei 10.000 U/min. und
dazwischen auf linear veränderliche Zwischenwerte. Der Strombegrenzer 161 erhält
einen Wert PWM_I- vorgegeben, der dem gewünschten Bremsmoment T- entspricht,
so dass ein impulsförmiger Bremsstrom i_2' fließt, der das gewünschte Drehmoment
T- bestimmt. Dies ist möglich, weil das Bremsmoment T- dem Bremsstrom in der
Gleichstromrnaschine 32 weitgehend proportional ist.
Man kann schließlich in der "normalen" Weise durch Veränderung des Signals
PWM1 die Drehzahl regeln, wobei über den Strombegrenzer 131 (und ggf. 161) der
Motorstrom auf einen zulässigen Wert begrenzt wird. Dies ist in Fig. 16 bei S504
dargestellt, und im Detail in Fig. 27. Dabei entfällt aber der Vorteil, dass der
Motorstrom besonders konstant ist, und man erhält einen Stromverlauf, wie er in Fig.
19A dargestellt ist und bei welchem die Schwankungen des antreibenden
Drehmoments und die Motorgeräusche größer sind.
Man kann ferner über das Signal MODE zwischen allen diesen Betriebsarten
softwaremäßig hin- und herschalten, wie das Fig. 16 zeigt. Z. B. kann man eine
Gleichstrommaschine 32 beim Start eines Geräts als Bremse mit konstantem
Drehmoment T- verwenden, und nach dem Hochlauf des Geräts als Antriebsmotor,
entweder mit geregelter Drehzahl (Fig. 16, S504 oder S520), oder mit konstantem
antreibendem Drehmoment (Fig. 16, S512).
Ein anderes Beispiel ist, dass die Gleichstrommaschine 32 durch eine
Drehzahlregelung über Spannungs- oder Stromsteuerung auf eine gewünschte
Drehzahl n_s gebracht und so der Geschwindigkeit eines zu bremsenden
Transportbandes angepasst wird. Dann wird die Gleichstrommaschine 32 an das
Transportband angekoppelt, und die Betriebsart MODE wird auf konstantes
Bremsmoment umgestellt, um das Band zu bremsen. Andere Beispiele werden
nachfolgend anhand der Fig. 44 und 45 beschrieben.
Die Erfindung eignet sich also für vielfältige Antriebsaufgaben, wobei ein besonders
bevorzugtes Anwendungsgebiet der Antrieb eines Radial- oder Diagonallüfters mit
einem im wesentlichen konstanten Drehmoment T+ ist, wie nachfolgend anhand der
Fig. 33 bis 43 erläutert.
Fig. 2 zeigt wieder die dreiphasige elektronisch kommutierte Gleichstrommaschine
(ECM) 32 mit ihren Wicklungsanschlüssen L1, L2 und L3, ferner eine als Vollbrücke
ausgebildeten Endstufe 78 mit drei Brückenzweigen, in denen Halbleiterschalter 80
bis 85 angeordnet sind. Die Erfindung eignet sich in gleicher Weise auch für andere
Gleichstrommaschinen, z. B. für ECMs mit nur einer Phase, mit zwei Phasen, oder mit
mehr als drei Phasen, oder für Kollektormaschinen.
Eine Wechselspannung aus einer Wechselspannungsquelle 70 wird in einem
Gleichrichter 72 gleichgerichtet und einem Gleichstromzwischenkreis (DC link) 73,
74 zugeführt. Ein Kondensator 75 glättet die Gleichspannung U_B am Zwischenkreis
73, 74, welche den einzelnen Brückenzweigen der Vollbrücke 78 zugeführt wird. Die
Spannung U_B kann an einem Anschluss 76 gemessen werden.
Als Leistungsschalter werden in diesem Ausführungsbeispiel sowohl für die oberen
Leistungsschalter 80, 82 und 84 als auch für die unteren Leistungsschalter 81, 83
und 85 N-Kanal MOSFETs verwendet. Zu den Leistungsschaltern 80 bis 85 sind
Freilaufdioden 90, 91, 92, 93, 94 und 95 antiparallel geschaltet. Die Freilaufdioden
90 bis 95 sind üblicherweise in die zugehörigen N-Kanal MOSFETs integriert. Die
Gleichspannung U_B am Zwischenkreis 73, 74 wird auch Verbrauchern 77
zugeführt, z. B. elektronischen Komponenten der Gleichstrommaschine 32.
Über die oberen Leistungsschalter 80, 82 und 84 kann der jeweilige
Wicklungsanschluss L1, L2 bzw. L3 mit der Plusleitung 73 verbunden werden, und
über die unteren Leistungsschalter 81, 83 und 85 und einen Messwiderstand 87
kann der jeweilige Wicklungsanschluss L1, L2 bzw. L3 mit der negativen Leitung 74
verbunden werden.
Die Gleichstrommaschine 32 hat eine zentrale Steuereinheit 34. Diese steuert die
oberen und unteren Leistungsschalter 80 bis 85.
Der Messwiderstand 87 dient dazu, den durch die unteren Brückentransistoren 81,
83 und 85 fließenden Strom i_2 anhand der Spannung zwischen dem Punkt 88 und
Masse GND zu messen und einer Strombegrenzungsanordnung in der zentralen
Steuereinheit 34 zuzuführen. Man spricht auch von einer Fußpunktmessung. Bei der
vorliegenden Schaltung kann dieser Strom in beide Richtungen fließen: In der
dargestellten Richtung, wenn die Gleichstrommaschine 32 elektrische Leistung
aufnimmt, und in der umgekehrten Richtung, wenn die Gleichstrommaschine als
Generator arbeitet und Leistung abgibt, die dann in den Kondensator 75 fließt.
Wie in Fig. 2 dargestellt, ist der Strom i_2 in der Zuleitung zum Motor 32, wie er am
Messwiderstand 87 gemessen wird, ein impulsförmiger Gleichstrom, meist mit einer
Frequenz von etwa 20 kHz. Dagegen hat der Strom durch die Phasen 115, 116, 117
des Motors 32 - wegen der Freilaufdioden 90 bis 95, der Regelung, und wegen der
bevorzugten "wechselseitigen Taktung", wie sie nachfolgend beschrieben wird - die
Form von relativ niederfrequenten Stromimpulsen variabler Amplitude, wie in Fig.
19A und 19B dargestellt. Bei der bevorzugten Version nach Fig. 19B ist der Strom I
im Bereich des Impulsdachs Z praktisch konstant.
Die Elektronik des Motors 32 misst also den impulsförmigen Strom i_2 in der
Zuleitung zum Motor 32 und bewirkt damit im Motor 32 Impulse mit einer im
wesentlichen konstanten Amplitude, wie beispielhaft in Fig. 19B dargestellt.
Die Rotorstellungssensoren 111, 112 und 113 sind mit einem Winkelabstand von
jeweils 120° el. voneinander um den Rotor 110 angeordnet und dienen zur
Bestimmung von dessen Lage. So ist der Rotorstellungssensor 111 bei 0° el.
(0° mech.), der Rotorstellungssensor 112 bei 120° el. (60° mech.) und der
Rotorstellungssensor 113 bei 240° el. (120° mech.) angeordnet, oder in äquivalenten
Stellungen.
Der Zusammenhang zwischen elektrischem Winkel phi_el und mechanischem
Winkel phi_mech ist gegeben durch
phi_el = phi_mech.PZ/2 (2),
wobei PZ = Polzahl des Rotors 110.
Der Rotorstellungssensor 111 liefert ein Hallsignal HS1, der Rotorstellungssensor
112 ein Hallsignal HS2 und der Rotorstellungssensor 113 ein Hallsignal HS3, vgl.
die Fig. 3 und 15. Die Hallsignale HS1, HS2, HS3 werden der zentralen Steuer
vorrichtung 24 zugeführt, welche daraus die Stellung des Rotors 110 und dessen
Drehzahl n bestimmt.
Fig. 3 zeigt eine Tabelle, welche die Bestromung der oberen Leistungsschalter 80,
82 und 84 (Spalte 704) und der unteren Leistungsschalter 81, 83 und 85 (Spalte
702) in Abhängigkeit von den Hallsignalen HS1, HS2 und HS3 (Spalte 700) für eine
Laufrichtung der Gleichstrommaschine angibt. Hierzu ist auch der Winkelbereich des
elektrischen Winkels phi_el angegeben, z. B. 0° el. bis 60° el.
Nachfolgend wird bei Fig. 4 der Fall beschrieben, dass z. B. die MOSFETs 80 und 81
alternierend eingeschaltet werden, was man als "wechselseitige Taktung"
bezeichnet. Die Werte im Bereich 706, also den Spalten 80 bis 85, gelten für eine
Gleichstrommaschine ohne wechselseitige Taktung, Die Werte im Bereich 708, also
in den Spalten EN1, EN2, EN3, IN1, IN2, IN3, gelten für eine Gleichstrommaschine
32 mit wechselseitiger Taktung, wie sie anhand von Fig. 4 beschrieben wird.
Bei einer Position des Rotors 110 im Bereich 0° . . . 60° el. haben die Hallsignale die
Werte HS1 = 1, HS2 = 0 und HS3 = 1. Daraus ergibt sich die dargestellte
Ansteuerung der Leistungsschalter 80 bis 85. Bei einer Ansteuerung ohne Taktung
liegt dann der Wicklungsanschluss L1 über den Leistungsschalter 80 an der
Plusleitung 73 ("1" bei Schalter 80 in Fig. 3), der Wicklungsanschluss L2 liegt über
den Leistungsschalter 83 an der Minusleitung 74 ("1" bei Schalter 83 in Fig. 3), und
beim Wicklungsanschluss L3 sind beide Leistungsschalter 84 und 85 (jeweils "0" bei
Schalter 84 und 85 in Fig. 3) offen, ebenso die Leistungsschalter 81 und 82.
Bei einer einfachen Taktung (siehe Fig. 3 und 4) bedeutet eine "1" bei einem der
unteren Leistungsschalter 81, 83, 85, dass dieser durch ein PWM-Signal getaktet,
also mit einem bestimmten Tastverhältnis aus- und eingeschaltet wird.
Bei einer wechselseitigen Taktung (siehe Fig. 4) bedeutet eine "1" bei einem unteren
Leistungsschalter, dass dieser durch ein PWM-Signal (Fig. 5C) getaktet wird, und
dass der zugehörige obere Leistungsschalter durch das invertierte PWM-Signal (Fig.
5B) ebenfalls getaktet, also aus- und eingeschaltet wird. Näheres zu der einfachen
und zu der wechselseitigen Taktung ist bei Fig. 4 ausgeführt.
Die Spalten EN1, EN2, EN3 und IN1, IN2, IN3 bestimmen die Ansteuerung eines
Treiberbausteins 200 (Fig. 14), der daraus eine wechselseitige Taktung erzeugt.
Hierbei bedeutet z. B. EN1 = 0, dass der Treiberbaustein für den Brückenzweig zu L1
aktiviert ist, und EN1 = 1 bedeutet, dass dieser Treiberbaustein nicht aktiviert ist, d. h.
dass die Transistoren 80 und 81 gesperrt sind. IN1 = 1 bedeutet, dass bei aktiviertem
Treiberbaustein 200 der obere Leistungsschalter 80 geschlossen wird, IN1 =
TRISTATE (TRI) bedeutet, dass bei aktiviertem Treiberbaustein 200 das PWM-Signal
PWM2 (vgl. Beschreibung zu Fig. 4) abwechselnd den oberen Treiber 210 oder den
unteren Treiber 212 des Treiberbausteins 200 aktiviert, so dass entweder der
Transistor 80 leitet und der Transistor 81 sperrt, oder umgekehrt der Transistor 80
sperrt und der Transistor 81 leitet. Diese Umschaltung erfolgt z. B. mit einer Frequenz
von 20 kHz. Bei ihr wird ständig Ladung in einen Kondensator 230 (Fig. 14)
gepumpt, so dass dieser stets geladen bleibt. Bei ausgeschaltetem Treiberbaustein
(z. B. EN1 = 1) hat der Wert von IN1 keine Auswirkung. Er wird jedoch in diesem Fall
üblicherweise auf 1 gesetzt, vgl. Fig. 3.
Für das obige Beispiel mit einem Rotor 110 in dem Bereich 0°. . .60° el. bedeutet
dies, dass die Treiberbausteine zu den Brückenzweigen der Wicklungsanschlüsse
L1 und L2 eingeschaltet sind (EN1 = 0 und EN2 = 0), der Brückenzweig zu
Wicklungsanschluss L3 jedoch ausgeschaltet ist (EN3 = 1). Bei dem Brückenzweig
zu L1 ist der obere Leistungsschalter 80 geschlossen (IN1 = 1), und beidem
Brückenzweig zu L2 wird durch das PWM-Signal PWM2 zwischen den
Leistungsschaltern 83 und 82 hin- und hergeschaltet (IN2 = TRI), wie oben
beschrieben.
Bei jeder Stellung des Rotors 110 wird also - bei wechselseitiger Taktung - durch die
Ansteuerlogik 49 genau einer der Wicklungsanschlüsse L1, L2 und L3 überhaupt
nicht bestromt, ein zweiter liegt an der Betriebsspannung U_B, und ein dritter wird
zwischen der positiven und der negativen Betriebsspannung hin- und hergeschaltet.
Es ist deshalb möglich, im Ersatzschaltbild den nicht bestromten Wicklungsanschluss
wegzulassen und den Stator 114 als Zweipol zu betrachten, wie das Fig. 4 zeigt.
Dies ermöglicht es im folgenden, nur eine Wicklung zu betrachten. Die anderen
Wicklungen verhalten sich analog.
Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild mit den für die Rotorstellung im Bereich von
0°. . . 60° el. aktiven Schaltungsteilen. Gleiche Teile wie in Fig. 1 und 2 erhalten die
gleichen Bezugszeichen und werden nicht nochmals beschrieben. Die
Leistungsschalter 80, 81, 82 sind symbolisch in Form von Schaltern dargestellt.
Der zwischen L1 und L2 geschaltete Wicklungsstrang 116 (zu dem die seriell
geschalteten Stränge 115 und 117, wie in Fig. 1 und 2 zu sehen, parallelgeschaltet
sind) wird dargestellt als Induktivität 120, Wicklungswiderstand 121 und
Spannungsduelle 122 für die beim Drehen des Rotors 110 in die Wicklung 116
induzierte Spannung U_i, welche gemäß
U_i = n.k_e (3)
proportional zur Drehzahl n des Motors und einer Motorkonstanten k_e ist.
Der durch die Wicklung 116 fließende Wicklungsstrom wird mit i_3 bezeichnet, der
Zwischenkreis-Gleichstrom i_1 ist der geglättete Strom aus dem Zwischenkreis 73,
74, und i_2 ist der impulsförmige Strom der Endstufe.
Der obere Leistungsschalter 82 ist bei einer Rotorstellung im Bereich 0°. . .60° el.
geschlossen.
Die Stromzufuhr zur Statorwicklung 114 kann auf verschiedene Arten erfolgen:
Bei einer einfachen Taktung wird der untere Leistungsschalter 81 durch ein PWM-
Signal 228 (pulsweitenmoduliertes Signal) geschlossen und geöffnet; der obere
Leistungsschalter 80 bleibt geöffnet. Durch das sogenannte Tastverhältnis tON/T (Fig.
13) eines PWM-Signals 228 (Fig. 4) wird die Motordrehzahl gesteuert.
Bei geschlossenem Schalter 81 fließt der Wicklungsstrom i_3 von der Plusleitung 73
über den Leistungsschalter 82, den Wicklungswiderstand 121 und die Induktivität
120 zum Leistungsschalter 81. Der Wicklungsstrom i_3 wird durch die Spannung am
Zwischenkreis 73, 74 erhöht, und der Motor wird angetrieben. Der Strom i_2 ist bei
geschlossenem Schalter 81 gleich dem Strom i_3. Daher kann bei
geschlossenem Schalter 81 durch eine Messung des Stroms i_2 der Wicklungsstrom
i_3 bestimmt und auch geregelt werden.
Wird der Leistungsschalter 81 geöffnet, so fällt der Wicklungsstrom i_3 nicht sofort
auf 0, sondern die Induktivität 120 ist bestrebt, den Strom i_3 aufrechtzuerhalten. Da
die Diode 91 für den Strom i_3 nichtleitend ist, fließt der Wicklungsstrom i_3 über die
Freilaufdiode 90 und über den geschlossenen Schalter 82.
Bei einer ausreichend schnellen Taktung durch das PWM-Signal 228 (z. B. mit der
Frequenz 20 kHz) stellt sich ein von dem Tastverhältnis des PWM-Signals 228
abhängiger annähernd konstanter Wicklungsstrom i_3 ein, und der Antriebsstrom i_2
entspricht bei geschlossenem Schalter 81 jeweils dem Wicklungsstrom i_3. Der
arithmetische Mittelwert des impulsförmigen Stromes i_2 entspricht hierbei dem
Zwischenkreis-Gleichstrom i_1.
Bei einer wechselseitig getakteten Endstufe, wie sie hier bevorzugt verwendet wird,
wird der Leistungsschalter 81 wie bei der einfachen Taktung durch das PWM-Signal
228 ein- und ausgeschaltet. Gleichzeitig wird zusätzlich der Leistungsschalter 80
durch ein PWM-Signal 227 geöffnet, wenn der Leistungsschalter 81 geschlossen ist,
und umgekehrt. Das PWM-Signal 227 entspricht also im wesentlichen dem
invertierten PWM-Signal 228. Näheres hierzu ist bei Fig. 5 ausgeführt.
Durch das wechselseitige Takten wird zum einen erreicht, dass durch den leitenden
MOSFET 80 die Freilaufdiode 90 überbrückt wird, an der bei der einfachen Taktung
ein Hauptteil der Verlustleistung entsteht. Hierbei wird ausgenutzt, dass bei
MOSFETs der Strom in beiden Richtungen fließen kann. Zum anderen ist durch das
wechselseitige Takten ein Wicklungsstrom i_3 in beiden Richtungen möglich, also
motorisch undl generatorisch. Bei der einfachen Taktung kann der Wicklungsstrom
i_3 durch die Diode 90 nur in eine die Gleichstrommaschine 32 antreibende
Richtung fließen.
Ein Wicklungsstrom i_3 in die entgegengesetzte Richtung bewirkt eine Bremsung der
Gleichstrommaschine 32.
Auch bei der wechselseitigen Taktung stellt sich bei ausreichend schneller Taktung
durch die PWM-Signale 227, 228 (z. B. mit der Frequenz 20 kHz) ein von dem
Tastverhältnis der PWM-Signale 227, 228 abhängiger annähernd konstanter
Wicklungsstrom i_3 ein, und der Strom i_2 entspricht bei geschlossenem Schalter 81
dem Wicklungsstrom i_3, welcher positiv oder negativ sein kann. Ein negativer, also
bremsender Strom ist in Fig. 1 mit i_2' bezeichnet. Da der Strom i_2 oder i_2',
solange er fließt, gleich groß ist wie i_3, kann dieser Strom verwendet werden, um
i_3 auf einen gewünschten Wert zu regeln.
Fig. 5A bis Fig. 5F zeigen Diagramme der in Fig. 4 auftretenden Spannungen,
Ströme und Leistungen bei einer wechselseitigen Taktung.
Fig. 5A zeigt ein PWM-Signal PWM2 180, welches z. B. eine Frequenz von 20 KHz
hat und in Fig. 12 und 13 näher beschrieben ist, und mit dem die Signale 227 zur
Ansteuerung des Leistungsschalters 80 (Fig. 4) und 228 zur Ansteuerung des
Leistungsschalters 81 (Fig. 4) von dem Treiberbaustein 200 (Fig. 14) generiert
werden. Die Signale 227 und 228 verlaufen im wesentlichen spiegelbildlich
zueinander, d. h. wenn das Signal 227 hoch ist, ist das Signal 228 niedrig, und wenn
das Signal 227 niedrig ist, ist das Signal 228 hoch. Diese Signale 227, 228 sind
durch Totzeilen Δt (z. B. 1 µs) voneinander getrennt, während derer beide
Transistoren 80, 81 nichtleitend sind. Während dieser Totzeiten fließt ein Strom i_90
(Fig. 5D) durch die Diode 90.
Fig. 5B zeigt schematisch den Strom i_80, der in Abhängigkeit von dem PWM-Signal
227 durch den Transistor 80 fließt, wenn dieser leitend und der Transistor 81
gesperrt ist. Der maximale Strom i_max hat z. B. den Wert 4 A.
Fig. 5C zeigt schematisch den Strom i_81, der in Abhängigkeit von dem PWM-Signal
228 durch den Transistor 81 fließt, wenn dieser leitend und der Transistor 80
gesperrt ist. Der maximale Strom i_max hat z. B. den Wert 5 A.
Fig. 5D zeigt den Strom i_90, der in jeder Totzeit Δt durch die Diode 90 fließt. Der
maximale Strom i_max hat z. B. den Wert 5 A. Die Totzeit Δt muss eingehalten
werden, da bei gleichzeitigem Leitend werden des Transistors 80 und des Transistors
81 ein Kurzschluss entstehen würde, der die Vollbrücke zerstören würde.
Der Wicklungsstrom i_3 (siehe Fig. 4) fließt also bei der wechselseitigen Taktung
abwechselnd über den unteren Schalter 81 und über den oberen Schalter 80. Bei
der Umschaltung fließt er jeweils während einer kurzen Totzeit Δt über die
Freilaufdiode 90.
Fig. 5E zeigt die entstehende Verlustleistung P80 von Transistor 80 und P90 von der
Diode 90. Die maximale Verlustleistung P80_max des Transistors 80 beträgt z. B. 1 W,
die maximale Verlustleistung P90_max der Diode 90 beträgt z. B. 6 W. Durch das
wechselseitige Takten wird also die Verlustleistung während der Zeit, die der
Transistor 811 geöffnet ist, außerhalb der Totzeit von 6 W auf 1 W reduziert, da
während der Zeit T_80 (Fig. 5E) der Transistor 80 mit seinem niedrigen
Innenwiderstand (z. B. 60 mΩ) die Diode 90 überbrückt.
Fig. 5F zeigt die Verlustleistung P81 des Transistors 81. Die maximale
Verlustleistung P81_max des Transistors 81 beträgt z. B. 1 W.
Durch das "wechselseitige Takten" der Transistoren 80 und 81 wird also ein Großteil
der Verlustleitung, welche bei der "einfachen Taktung" in der Diode 90 entsteht,
vermieden. Dasselbe gilt in Fig. 2 für die Dioden 92 und 94. Bei Reduzierung der
Verlustleistung in den Dioden 90, 92, 94 werden die Bauteile der Schaltung weniger
stark erwärmt, eine kompaktere Bauweise wird möglich, und der Wirkungsgrad der
Gleichstrommaschine 32 wird verbessert.
Sowohl ein zu hoher Antriebsstrom i_2 als auch ein zu hoher Bremsstrom i_2'
können die Gleichstrommaschine 32 beschädigen oder zerstören. Daher ist der
Messwiderstand 87 (vgl. Fig. 1) in dem Gleichstromzwischenkreis vorgesehen. An
ihm wird der Antriebsstrom i_2 bzw. der Bremsstrom i_2' gemessen.
Die Strombegrenzung gemäß Fig. 6 und 8 beruht auf einem Vergleich zwischen
einem ersten Signal (z. B. dem Signal am Eingang 138 des Komparators 137,
welches durch das Signal PWM_I+ beeinflussbar ist), das bevorzugt in Form eines
geglätteten analogen Werts vorliegt, und einem zweiten Signal, das in Form von
Impulsen vorliegt, (z. B. dem Signal am Eingang 140 des Komparators 137, welches
von dem Antriebsstrom i_2 abgeleitet wird).
Auch das erste Signal wird bevorzugt von einem impulsförmigen Signal (PWM_I+)
abgeleitet, sofern ein digitaler Regler verwendet wird.
Als zweites Signal wird bei Fig. 6 und 8 ein impulsförmiges Signal verwendet, das
von den Motorstromimpulsen i_2 bzw. i_2' abgeleitet ist. Die Höhe der
Motorstromimpulse i_2 bzw. i_2' entspricht der Höhe des Wicklungsstroms i_3 (vgl.
Beschreibung zu Fig. 4). Es wäre auch möglich, die Stromimpulse i_2 bzw. i_2' vor
dem Vergleich zu glätten und als analoges zweites Signal zuzuführen. Durch die
Glättung geht aber ein Teil der Informationen bezüglich der Höhe des
Wicklungsstroms i_3 verloren.
Das Signal PWM2, welches das Ein- und Ausschalten der getakteten Endstufe und
damit den Strom i_2 bzw. i_2' bestimmt, wird durch das Potenzial an einem Punkt
156 (Fig. 6 und 8) gesteuert, und dieses Potential wird unter anderem durch einen
analogen Stellwert SWA1 bestimmt. Die Strombegrenzungsanordnung ändert das
am Punkt 156 vorliegende Potenzial, wenn der Strom i_2 bzw. i_2' zu groß wird.
Diese Änderung ist außerordentlich schnell, weshalb sie gemäß der Erfindung auch
für Regelaufgaben eingesetzt werden kann.
Fig. 6 zeigt die Strombegrenzungsanordnung 131 für den durch den
Messwiderstand 87 fließenden, impulsförmigen Antriebsstrom i_2. Sie ist nur
wirksam, wenn der Strom i_2 die dargestellte Richtung hat (Motor 32 treibt an) und
wird deshalb als "positive" Strombegrenzung bezeichnet. Ihre Funktion ist es, das
Tastverhältnis des Signals PWM2 sofort zu verkleinern, wenn der Strom i_2 größer
als ein Wert wird, der durch das Tastverhältnis des Signals PWM_I+ vorgegeben
wird, und dadurch den Strom i_2 auf den eingestellten Wert zu begrenzen.
Wie Fig. 6 zeigt, erzeugt der Regler 24 ein PWM-Signal PWM_I+. Ferner erzeugt er
an seinem Ausgang 157 ein PWM-Signal PWM1, das über einen Widerstand 158
einem Knotenpunkt 154 zugeführt wird, der über einen Kondensator 159 mit Masse
GND verbunden ist. R 158 und C 159 bilden zusammen ein Integrierglied. Am
Knotenpunkt 154 erhält man deshalb ein analoges Sollwertsignal SWA1, dessen
Höhe von der Größe des Tastverhältnisses von PWM1 abhängt. Wenn PWM1 eine
Amplitude von 5 V und ein Tastverhältnis von 100% hat, liegt der Ausgang 157
ständig auf +5 V, und deshalb ist SWA1 = +5 V. Bei einem Tastverhältnis von 0%
liegt der Ausgang 157 ständig auf 0 V, und deshalb ist SWA1 = 0 V. Bei PWM1 = 50%
gilt SWA1 = 2,5 V. (Das Signal SWA1 könnte auch direkt als analoges Signal von
dem Regler 24 ausgegeben werden.)
Der Knotenpunkt 154 ist über einen hochohmigen Widerstand 152 mit einem
Knotenpunkt 156 verbunden, der mit dem Eingang eines Analog-PWM-Wandlers
182 (vgl. Fig. 12 und 13) verbunden ist, an dessen Ausgang man ein PWM-Signal
PWM2 erhält, das gemäß Fig. 1 und 11 den Treiberstufen 50, 52, 54 zugeführt wird
und die Höhe des Antriebs- oder Bremsstroms in der Statorwicklung 114 bestimmt.
Der Knotenpunkt 156 ist über einen Widerstand 150 mit einem Knotenpunkt 146
verbunden. Der Widerstand 150 ist niederohmiger als der Widerstand 152, vgl. die
nachfolgende Tabelle. Ein kleiner Kondensator 148 liegt zwischen dem Punkt 146
und GND.
Wie die Fig. 6 und 7A zeigen, bewirken die Stromimpulse i_2 des Motorstroms
positive Spannungsimpulse u_2 am negativen Eingang 140 des Komparators
137, während am positiven Eingang 138 ein analoges Potenzial PHI1 liegt,
dessen Höhe durch das (variable) Tastverhältnis PWM_I+ bestimmt wird.
Haben die Stromimpulse i_2 im Messwiderstand 87 eine Amplitude, die höher ist
als der durch PWM_I+ vorgegebene Sollwert PHI1, so wird PWM2 dadurch
reduziert, dass der Ausgang 142 des Komparators 137 auf Masse gezogen wird.
Dieser Ausgang 142 ist über einen Widerstand 144 mit dem Knotenpunkt 146
verbunden.
Der Minus-Eingang 140 des Komparators 137 ist über einen Widerstand 130 mit
dem Knotenpunkt 88 am Messwiderstand 87 verbunden. Außerdem liegt ein
kleiner Siebkondensator 132 (z. B. 1 nF) zwischen dem Minuseingang 140 und
Masse GND, um Störsignale vom Messwiderstand 87 auszufiltern. Der
Siebkondensator 132 dient in diesem Auführungsbeispiel also nicht zur
Mittelwertbildung des Motorstroms i_2, sondern zur Filterung von Spitzen (Spikes)
am Anfang jedes Impulses; deshalb ist dieser Kondensator nur sehr klein. Der
Messwiderstand 87 ist hier so ausgelegt, dass beim maximal zulässigen Strom
i_2 an ihm ein Spannungsabfall von ca. 200 mV auftritt.
Einem Eingang 304 des Strombegrenzers 131 wird vom Regler 24 das PWM-
Signal PWM_1+ zugeführt, das zwischen einem positiven Potenzial von +5 V und
Massepotenzial GND alterniert. Zwischen diesem Eingang 304 und einem
Knotenpunkt 311 liegt ein Widerstand 310, und zwischen dem Knotenpunkt 311
und Masse SND liegt ein Kondensator 312. Je nach dem Tastverhältnis des
Signals PWM_I+ stellt sich also am Knotenpunkt 311 eine Gleichspannung ein,
die z. B. beim Tastverhältnis 100% +5 V beträgt und mit sinkendem Tastverhältnis
abnimmt.
Da die maximale Spannung u_2 am Messwiderstand 87 hier ca. 0,2 V beträgt, wäre
eine Spannung von +5 V am Pluseingang 138 des Komparators 137 zu hoch.
Deshalb liegt zwischen dem Knotenpunkt 311 und dem Pluseingang 138 ein
Widerstand 314, und zwischen dem Pluseingang 138 und Masse ein Widerstand 136.
Die Widerstände 311, 314, 136 bilden einen Spannungsteiler, der das Potenzial PHI1
am Pluseingang 138 bestimmt. PHI1 wird also bestimmt durch das Tastverhältnis des
Signals PWM_I+, und der Spannungsteiler 311, 314, 136 ist so
gewählt, dass auch beim Tastverhältnis 100% der maximale Strom i_2 nicht
überschritten werden kann, der für den Motor 32 zulässig ist, z. B. 5 A.
Die Fig. 7A und 7B erläutern die Wirkungsweise von Fig. 6. Steigt in Fig. 7A ein
Impuls u_2 zwischen den Zeitpunkten t10 und t11 über einen Wert hinaus an, der
durch das augenblickliche Potenzial PHI1 am Pluseingang 138 vorgegeben ist, so
schaltet der Komparator 137 zwischen den Zeitpunkten t10 und t11 um. Dabei wird
sein bisher hochohmiger Ausgang 142 intern mit Masse GND verbunden, so dass
zwischen t10 und t11 über den Widerstand 144 ein Entladestrom vom Kondensator
148 nach Masse GND fließt und folglich das Potenzial am Punkt 146 abnimmt.
Dadurch wird auch das Potenzial u_156 am Punkt 156 reduziert, vgl. Fig. 7B, und
das analoge Eingangssignal des Analog-PWM-Wandlers 182 sinkt, so dass das
Tastverhältnis des Signals PWM2 abnimmt. PWM2 bestimmt die Amplitude der
Impulse i_2. Deshalb nimmt diese Amplitude ab und wird auf den Wert begrenzt, der
durch PWM_I+ vorgegeben ist.
Anschließend bleibt in Fig. 7A zwischen t11 und t12 das Potenzial PHI1 dauernd
größer als u_2, so dass in diesem Zeitraum das Potenzial u_156 und damit die
Amplitude der Stromimpulse i_2 ansteigt, vgl. Fig. 7B. Die Steigung des Anstiegs
hängt von der Größe des eingestellten Werts von PWM1 ab. Aus diesem Grund wird
bei bestimmten Betriebsarten ein hoher Wert von PWM1 eingestellt.
Ab t14 wird bei diesem Beispiel der Wert PHI1 dadurch verringert, dass das
Tastverhältriis PWM_I+ langsam abgesenkt wird. Deshalb ist zwischen t12 und t13
die Amplitude u_2 größer als PHI1, so dass der Ausgang 142 auf Masse geschaltet
wird und folglich das Potenzial u_156 am Knotenpunkt 156 abnimmt, wie in Fig. 7B
dargestellt. Dasselbe geschieht zwischen den Zeitpunkten t15 und t16, den
Zeitpunkten 1117 und t18, sowie den Zeitpunkten t19 und t19A.
Die Folge ist, dass das Potenzial u 156 mit einer geringen Verzögerung dem
Sollwert PHI1 folgt, welcher seinerseits durch den (variablen) Wert PWM_I+
vorgegeben wird, und da u_156 die Spannung an der Statorwicklung 114 und damit
die Amplitude des Motorstroms i_2 bestimmt, sinkt der Motorstrom i_2 entsprechend
und wird folglich durch das Signal PWM_I+ festgelegt.
Wie man ohne weiteres erkennt, könnten bei einer solchen Anordnung die Signale
PWM_I+ und PWM1 auch als analoge Signale vorgegeben werden, doch haben
digitale Signale den großen Vorteil, dass sie mit digitaler Präzision in einem (oder
mehreren) Mikroprozessoren sehr rasch berechnet, erzeugt und geändert werden
können.
Da der Widerstand 150 wesentlich kleiner ist als der Widerstand 152, hat das
Potenzial des Punktes 146 Vorrang vor dem Potenzial SWA1 des Punktes 154, so
dass bei einem zu hohen Strom i_2 das Potenzial u_156 am Punkt 156 sofort
erniedrigt wird, auch wenn PWM1 hoch ist.
Folglich kann durch Einstellen des Tastverhältnisses des Signals PWM_I+ der
maximal zulässige Strom i_2 sehr bequem im Rahmen des Verstellbereichs der
Strombegrenzungsanordnung 131 eingestellt werden, also z. B. von 0. . .5 A, wenn
der maximal zulässige Strom i_2 5 A beträgt. Je kleiner das Tastverhältnis PWM_I+
ist, umso kleiner wird der Strom i_2, bei dem die Strombegrenzung einsetzt.
Die Strombegrenzungsanordnung 131 kann dazu benutzt werden, durch Verändern
des Wertes FWM_I+ die Drehzahl des Motors 32 zu regen. Wenn der Motor 32 eine
Last antreibt, wird in diesem Fall PWM1 ständig auf einen hohen Wert gesetzt, z. B.
auf 100%.
Wenn der Motor 32 eine Last bremst, was bei Fig. 8 erläutert wird, wird PWM1 auf
einen drehzahlabhängigen Wert eingestellt, z. B. auf 0% bei der Drehzahl 0, auf
50% bei 10.000 U/min. und dazwischen auf linear veränderliche Zwischenwerte.
Die Strombegrenzungsanordnung 131 kann auch dazu verwendet werden, den
Strom im antreibenden Motor 32 auf einen konstanten Wert zu regeln, wobei auch in
diesem Fall PWM1 auf 100% gesetzt wird. PWM_I+ wird in diesem Fall auf einen
konstanten Wert eingestellt, und der Motor 32 liefert dann in einem größeren
Drehzahlbereich ein konstantes Antriebsmoment, vgl. die Kurve 796 in Fig. 36.
Die Anordnung 131 kann auch in üblicher Weise dazu dienen, den Motorstrom i_2
auf einen maximal zulässigen Wert zu begrenzen, z. B. auf 5 A, wobei PWM_I+ in
diesem Fall auf seinen maximalen Wert eingestellt und die Drehzahl n durch
Veränderung des Signals PWM1 geregelt wird.
Falls der Motor 32 nur zum Antrieb und nicht zum Bremsen verwendet wird, kann die
Strombegrenzungsanordnung 161 (Fig. 8) entfallen. In diesem Fall kann der Motor
mit einseitiger Taktung betrieben werden, wie vorstehend beschrieben. Alternativ
kann auch in diesem Fall eine wechselseitige Taktung verwendet werden, die
hinsichtlich des Wirkungsgrads besondere Vorteile hat.
Fig. 8 zeigt die "negative" Strombegrenzungsanordnung 161. Ihre Funktion ist es,
das Tastverhältnis des Signals PWM2 zu erhöhen, wenn der Bremsstrom i_2' höher
als ein Wert ist, der durch das Tastverhältnis des Signals PWM_I- vorgegeben wird.
In der nachfolgenden Beschreibung von Fig. 8 werden für gleiche oder gleich
wirkende Teile wie in Fig. 6 dieselben Bezugszeichen verwendet. Zu diesen wird auf
Fig. 6 verwiesen.
Hier sind folgende Zusammenhänge zu beachten:
Maximaler Bremsstrom: PWM_I- = 0% (4)
Minimaler Bremsstrom: PWM_I- = 100% (5)
Der maximale Bremsstrom betrug bei diesem Beispiel 5 A, der minimale 0 A.
Die Anordnung 161 der Fig. 8 enthält einen Komparator 167, dessen Ausgang 172
mit der Anode einer Diode 176 verbunden ist, deren Katode an den Punkt 146
angeschlossen ist. Ferner ist der Ausgang 172 über einen Widerstand 174 mit der
geregelten Spannung +Vcc (hier: +5 V) verbunden. Vcc ist auch über einen
Widerstand 1162 mit dem Minus-Eingang 170 des Komparators 167 verbunden, der
über einen Widerstand 160 mit dem Knotenpunkt 88 und über einen kleinen
Kondensator 163 mit Masse GND verbunden ist.
Der Plus-Eingang 168 des Komparators 167 ist über einen Widerstand 166 mit
Masse und direkt mit einem Knotenpunkt 324 verbunden, der über einen
Kondensator 322 mit Masse und über einen Widerstand 320 mit einem Eingang 308
verbunden ist, dem das Signal PWM_I- zugeführt wird. In Verbindung mit den
Widerständen 166 und 320 dient der Kondensator 322 als Tiefpassfilter.
Wie bereits bei Fig. 6 beschrieben, wird der analoge Stellwert SWA1 am Punkt 154
über den hochohmigen Widerstand 152 dem Punkt 156 zugeführt. Durch das
Potenzial u_156 am Punkt 156 wird die Bestromung der Statorwicklung 114 und
damit auch der Strom durch den Messwiderstand 87 bestimmt. Ist dieser Strom
negativ, so wird von einem Bremsstrom i_2' gesprochen. Steigt dieser Bremsstrom
über einen Wert hinaus an, der durch das Tastverhältnis von PWM_I- bestimmt ist, so
zieht die Strombegrenzung 161 das Potenzial am Punkt 156 sofort so weit nach
oben und erhöht dadurch PWM2 so weit, dass der Bremsstrom i_2' maximal den
durch PWM_I- vorgegebenen Wert annehmen kann.
Vom Regler 24 wird dem Eingang 308 das Signal PWM_I- zugeführt. Die Amplitude
der Impulse von PWM_I- beträgt +5 V.
Bei maximalem Bremsstrom i_2' (hier: 5 A) beträgt die Spannung u_2' am
Messwiderstand 87 hier ca. 0,2 V, d. h. der Punkt 88 ist dann 0,2 V negativer als
GND. Beim Bremsstrom Null hat der Punkt 88 Massepotenzial.
Dementsprechend ergeben sich durch den Spannungsteiler, der von den
Widerständen 160 (z. B. 1 kΩ) und 162 (z. B. 22 kΩ) gebildet wird, am Minuseingang
170 des Komparators 167 die folgenden Potenziale:
Bei einer Amplitude des Bremsstroms von 0 A:
5 V/23 = 0,22 V (6)
Bei einer Amplitude des Bremsstroms von 5 A:
-0,2 V + 5,2 V/23 = +0,02 V (7)
Fig. 9A zeigt typische Potenzialverläufe u_2" am Minuseingang 170, wenn ein
Bremsstrom i_2' fließt. In den Impulspausen, z. B. zwischen t21 und t22, hat man dort
ein Potenzial von etwa +0,22 V, und bei einem Bremsstromimpuls sinkt dieses
Potenzial auf einen Wert, der umso niedriger ist, je höher die Amplitude des
Bremsstromimpulses ist.
Das Potenzial PHI2 am Plus-Eingang 168 des Komparators 167 wird bestimmt vom
Tastverhältnis des Signals PWM_I-, dessen Amplitude (hier: +5 V), und dem
Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 320 (z. B. 22 kΩ) und 166 (z. B. 10 kΩ).
Bei einem Tastverhältnis des Signals PWM_I- von 0% (entsprechend einem
maximalen Bremsstrom) hat man am Eingang 308 die Spannung 0 V, und folglich
beträgt auch das Potenzial PHI2 am Plus-Eingang 168 0 V.
Beim Tastverhältnis 100% liegt am Eingang 308 ständig eine Spannung von +5 V,
und durch den Spannungsteiler 320, 166 ergibt sich ein Potenzial PHI2 von
(5 V.10 kΩ)/(10 kΩ + 220 kΩ) = 5 V/23 = 0,22 V (8)
Mit ansteigendem Tastverhältnis des Signals PWM_I-, also abnehmendem
Bremsstrom, steigt das Potenzial PHI2 von 0 V auf +0,22 V an. In Fig. 9A ist ein
Potenzial PHI2 von etwa 0,1 V beispielhaft dargestellt, welches bei diesem Beispiel
einem Soll-Bremsstrom von ca. 2,6 A entsprechen würde.
Wenn das Potenzial am Minus-Eingang 170 positiver ist als das Potenzial PHI2 am
Plus-Eingang 168, ist der Ausgang 172 des Komparators 167 intern mit Masse
verbunden. Dadurch sperrt die Diode 176, und das Potenzial der Punkte 146 und
156 wird durch einen Strom zum Punkt 154 reduziert. Der Punkt 154 hat in diesem
Fall ein niedriges Potenzial, z. B. bei PWM1 = 0% ein Potenzial von 0 V. (PWM1 ist
beim Bremsen bevorzugt drehzahlabhängig und steigt mit steigender Drehzahl z. B.
von 0% auf 50% an.)
Überschreitet der augenblickliche Wert des Bremsstroms i_2' den Wert PHI2, der
durch das Tastverhältnis von PWM_I- vorgegeben wird, so wird der Eingang 170
negativer als der Eingang 168, und der Ausgang 172 wird hochohmig. Dies ist z. B. in
Fig. 9A zwischen t20 und t21 der Fall, ebenso zwischen t22 und t23.
Während dieser Zeitintervalle fließt ein Strom von +Vcc über den Widerstand 174,
die Diode 176 und den Widerstand 150 zum Knotenpunkt 156, so dass das
Potenzial u_156 während dieser Zeitintervalle ansteigt, wie in Fig. 9B dargestellt,
wodurch das Tastverhältnis des Signals PWM2 ansteigt und die Amplitude der
Bremsstromimpulse - infolge der Änderung des Tastverhältnisses PWM2 - so weit
abnimmt, dass das Potenzial des Eingangs 170 nicht mehr negativer wird als das
Potenzial PHI2 des Punktes 168. Dies ist in Fig. 9 z. B. zwischen t24 und t25 der Fall.
Der Ausgang 172 wird dann auch während dieser Zeitintervalle mit Masse GND
verbunden, und die Diode 176 sperrt, so dass das Potenzial u_156 abnimmt, weil
ein Strom vom Punkt 156 zum Punkt 154 fließt. - Der (kleine) Kondensator 148
verhindert abrupte Spannungsänderungen am Punkt 146. Der Widerstand 174 ist
kleiner als der Widerstand 152, so dass die Strombegrenzung 161, die den
Kondensator 148 auflädt, Vorrang vor dem Wert SWA1 am Punkt 154 hat. - Der
kleine Kondensator 163 verhindert, dass kurze Störimpulse (Spikes) den
Komparator 167 beeinflussen.
Die Höhe des zulässigen Bremsstroms i_2' wird also durch das Tastverhältnis des
Signals PWM_I- direkt beeinflusst, und der Bremsstrom kann den Wert nicht
überschreiten, der durch dieses Tastverhältnis vorgegeben wird. Durch die schnelle
Arbeitsweise der Anordnungen nach Fig. 6 und 8 können diese sehr gut für
Regelaufgaben verwendet werden, wie das nachfolgend beschrieben wird.
Bei der "negativen" Strombegrenzung durch die Strombegrenzungsanordnung 161
(Fig. 8) muss für PWM2 ein minimales Tastverhältnis SW_MIN_CONST von z. B.
15% eingehalten werden, da unterhalb dieses Wertes die durch den
Messwiderstand 87 fließenden Stromimpulse so kurz werden, dass keine Messung
mehr möglich ist. Hierdurch wird der Drehzahlbereich des Motors nach unten
eingeschränkt. Es gibt jedoch Möglichkeiten, diese Einschränkung des
Drehzahlbereichs dadurch zu umgehen, dass man die Software entsprechend
auslegt, vgl. die nachfolgende Beschreibung.
Bei der "positiven" Strombegrenzungsanordnung 131 tritt dieses Problem nicht auf,
da bei einem sehr kleinen Tastverhältnis nur ein niedriger Antriebsstrom i_2 auftritt.
Dagegen könnten bei einem kleinen Tastverhältnis und einer zu hohen Drehzahl n
des Motors 32 sehr große Bremsströme i_2' fließen, was durch entsprechende
Maßnahmen verhindert werden muss. Deshalb erhöht man PWM1 bei bremsendem
Motor mit steigender Drehzahl, wie bereits beschrieben.
Wenn man mit einem variablen Wert für PWM_I+ bzw. PWM_I- arbeitet, hat der
Geber für PWM1 die Funktion einer digital steuerbaren Spannungsquelle und
könnte naturgemäß auch durch eine andere steuerbare Spannungsquelle, oder eine
umschaltbare Spannungsquelle, ersetzt werden.
Fig. 46 zeigt für einen konventionellen Gleichstrommotor, z. B. einen Kollektormotor,
eine Darstellung des Drehmoments T über der Drehzahl n. Wird der Motor nicht
geregelt, so erreicht er im Leerlauf eine Drehzahl n_max. Mit zunehmendem
Drehmoment nimmt die maximale Drehzahl etwa längs einer Geraden 790 ab, die
man als Motorkurve bezeichnen kann. Wie dargestellt, geht bei diesem Motor die
Drehmoment-Drehzahl-Kennlinie 792 asymptotisch in die Motorkurve 790 über.
Dadurch ergibt sich ein schraffiert eingezeichneter Bereich 794, in welchem kein
Betrieb des Motors möglich ist. Die Motorkurve 790 wird erreicht, wenn der
Motorstrom i_2 ununterbrochen fließt, wenn also PWM2 = 100% ist.
Fig. 47 zeigt eine bevorzugte Motorauslegung gemäß der Erfindung. Durch
elektronische Maßnahmen, wie sie bei den vorhergehenden Figuren beschrieben
wurden, ist die maximale Drehzahl n max auf einen Wert links von der Motorkurve
790' festgelegt, d. h. zwischen diesem Wert und der Motorkurve 790' liegt ein Bereich
795, der nicht benutzt wird, weil der Betrieb in diesem Bereich gewöhnlich zu einer
Überlastung des Motors 32 führen würde. Der Motor 32 arbeitet nur in einem Bereich
797, der durch T_max und n_max definiert ist.
Die Drehmoment-Drehzahl-Kennlinie 792' hat folglich den Verlauf gemäß Fig. 47,
d. h. bis zur vorgegebenen Drehzahl n_max bringt der Motor praktisch sein volles
Drehmoment T_max, weil der (strichpunktiert angedeutete) abfallende Ast 796 der
Drehmoment-Drehzahl-Kennlinie nicht verwendet wird.
Das Arbeiten in einem Abstand 795 von der Motorkurve 790' hat zur Folge, dass der
Motorstrom i_2 ständig begrenzt werden muss, weil die induzierte Spannung des
Motors 32 relativ niedrig ist und Motorstrom und Motordrehzahl deshalb ständig das
Bestreben haben, bis zur Kennlinie 790' anzusteigen. Dies bedeutet, dass das
Tastverhältnis PWM2 des antreibenden Motorstroms i_2 ständig kleiner als 100%
gehalten werden muss, wie in Fig. 47 angegeben, d. h. der Motorstrom i_2 hat
ständig die Form von Stromimpulsen mit einer Frequenz von z. B. 20 bis 25 kHz. Der
Motor 32 verhält sich dann - bildlich gesprochen - wie eine komprimierte Feder, d. h.
seine Drehzahl hätte an sich (bei PWM2 = 100%) das Bestreben, entlang der
Kennlinie 798 bis zur Motorkurve 790' anzusteigen, wird aber daran durch die
Elektronik des Motors 32 gehindert. Deshalb hat der Motor 32 in dem Bereich 797
bis zur zulässigen Drehzahl n_max seine volle Leistung, und bei Betrieb mit
konstantem Strom (I = const) ergibt sich praktisch ein konstantes Drehmoment T
zwischen der Drehzahl 0 und der Drehzahl n_max.
Vorteilhaft ist hierbei, dass gemäß Fig. 19B der Strom durch einen Strang des Motors
32 nach der Kommutierung (bei K) gemäß einem Kurvenabschnitt 338 sehr rasch auf
den eingestellten Maximalstrom I_max ansteigt, bis zur nächsten Kommutierung K'
auf diesem Wert bleibt, und danach rasch wieder auf 0 abfällt.
Durch den breiten Dachbereich Z mit im wesentlichen konstantem Strom erhält man
eine exzellente Ausnutzung des Motors, nämlich ein im wesentlichen konstantes
Drehmoment (entsprechend dem konstanten Strom I_max) bei ruhigem Lauf des
Motors. Besonders vorteilhaft ist diese Ausführungsform dann, wenn der Rotor 110
des Motors 32 eine trapezförmige Magnetisierung hat, bei der die Lücken zwischen
den Polen nur klein sind, vgl. die DE 23 46 380.
Zum Vergleich zeigt Fig. 19A die Form des Motorstroms bei Fig. 46 und PWM2 = 100%.
Hier ergibt sich eine starke Welligkeit des Stroms 335, und dadurch ergeben sich
stärkere Schwankungen des Drehmoments, stärkere Motorgeräusche, und eine
schlechtere Ausnutzung des Motors, weil nur während eines kleinen Prozentsatzes
des in Fig. 19A dargestellten Stromblocks der volle Motorstrom I fließt. Die Fig. 19A
und 19B zeigen diesen Unterschied mit großer Deutlichkeit. Dieser Unterschied
ermöglicht es bei Fig. 19B, aus einem vorgegebenen Motor 32 ein höheres
Drehmoment T und damit eine höhere Leistung herauszuholen. Ein zusätzlicher
Vorteil ist, dass das Drehmoment hierbei sehr niedrige Schwankungen hat.
Fig. 10 zeigt eine Kombination aus "positiver" Strombegrenzung 131 (Fig. 6) und
"negativer" Strombegrenzung 161 (Fig. 8), welche zusammen das Potenzial an
Punkt 156 so beeinflussen, dass der Motorstrom i_2 kleiner als ein durch PWM_I+
bestimmter Wert und der Bremsstrom i_2' kleiner als ein durch PWM_I- bestimmter
Wert ist. Das Potenzial am Punkt 88 wird sowohl der positiven Strombegrenzung 131
als auch der negativen Strombegrenzung 161 zugeführt.
Die Ausgänge der Strombegrenzungen 131 und 161 sind beide an den Kondensator
148 angeschlossen.
Findet keine Strombegrenzung durch die Strombegrenzer 131 oder 161 statt, so wird
der kleine Kondensator 148, der wichtig für das Potenzial an Punkt 156 ist, über die
Widerstände 152 und 150 auf das Potenzial SWA1 am Punkt 154 aufgeladen. Wenn
die Strombegrenzer 131 oder 161 nicht aktiv sind, wird das Potenzial am Punkt 156
also nur durch das Signal PWM1 von RGL 24 bestimmt.
Wird jedoch die positive Strombegrenzung 131 (Fig. 6) bzw. die negative
Strombegrenzung 161 (Fig. 8) aktiv, so wird der Kondensator 148 (z. B. 100 pF)
aufgeladen bzw. entladen, wie bereits beschrieben.
Beim Aufladen bzw. Entladen des Kondensators 148 hat die Hardware-
Strombegrenzung Priorität vor dem Signal SWA1, da der Widerstand 144 (Fig. 6)
zum Entladen des Kondensators 148 und der Pullup-Widerstand 174 (Fig. 8) zum
Aufladen des Kondensators 148 viel kleiner als der Widerstand 152 sind. - Nach dem
Ende eines Strombegrenzungsvorgangs wird der Kondensator 148 wieder auf das
Potenzial von Punkt 154 aufgeladen.
Nachfolgend werden für das Ausführungsbeispiel der Fig. 6 bis 10 bevorzugte Werte
für die Komponenten angegeben:
Widerstand 81 | 41 mΩ |
Widerstände 130, 144, 160 | 1 kΩ |
Widerstände 136, 150, 166 | 10 kΩ |
Widerstände 152, 310, 320 | 220 kΩ |
Widerstände 158, 162, 174 | 22 kΩ |
Wichtig erscheint, dass der Widerstand 150 wesentlich kleiner ist als der Widerstand
152, z. B. 5% von R152.
Komparatoren 137, 167 | LM2901 |
Kondensatoren 132, 163 | 1 nF |
Kondensator 148 | 100 pF |
Kondensatoren 159, 312, 322 | 100 nF |
Diode 176 | 8AS216 |
A/D-Wandler 182 | Fig. 12 zeigt eine mögliche Ausführung |
Die Frequenzen aller Signale PWM1, PWM2, PWM_I+, PWM_I- lagen bei diesem
Ausführungsbeispiel in der Größenordnung von 20 kHz.
Das Tastverhältnis PWM1 beim Bremsen ist bevorzugt drehzahlabhängig, z. B. 0%
beim Stillstand des Motors, 50% bei 10.000 U/min, dazwischen linear ansteigend.
Fig. 11 zeigt eine Übersicht über ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel eines
erfindungsgemäßen elektronisch kommutierten Motors 32.
Die dargestellte Anordnung enthält einen Mikroprozessor oder Mikrocontroller 23, im
folgenden µC 23 genannt (z. B. PIC 16C72A von Microchip, gegebenenfalls mit
zusätzlichen Bauteilen).
Die drei Rotorstellungssensoren 111, 112 und 113 sind seriell geschaltet und über
einen Widerstand 64 mit +12 V und über einen Widerstand 65 mit Masse (GND)
verbunden. Die Signale der Rotorstellungssensoren 111, 112 und 113 werden in
Signalaufbereitern 61, 62 und 63 aufbereitet und dem µC 23 als Hallsignale HS1,
HS2 und HS3 zugeführt, die in Fig. 15 schematisch dargestellt sind.
Drei Potentiometer 43, 45, 47 sind jeweils zwischen der Spannung +Vcc und Masse
(GND) geschaltet. Die durch die Potentiometer 43, 45 und 47 einstellbaren
Potenziale werden drei analogen Eingängen 44, 46 und 48 des µC 23 zugeführt. Der
µC 23 weist einen AID-Wandler 30 auf. Zwei Steuerkanäle IN_A und IN_B des µC 23
können über einen Schalter 41 bzw. 42 mit einem Potenzial +5 V verbunden werden.
Der Bus 18 (Fig. 1) ist an den µC 23 angeschlossen, und das EEPROM 20
(nichtflüchtiger Speicher) ist über einen Bus 19 an den µC 23 angeschlossen.
Die Betriebsspannung +U_B des Motors 32 wird am Punkt 76 (Fig. 1) abgegriffen
und dem Eingang 68 des µC 23 über zwei als Spannungsteiler geschaltete
Widerstände 66 und 67 zugeführt.
Der µC 23 ist über die Ausgänge EN1, IN1 mit der Treiberstufe 50, über die
Ausgänge EN2, IN2 mit der Treiberstufe 52, und über die Ausgänge EN3, IN3 mit der
Treiberstufe 54 verbunden. Die Treiberstufen 50, 52 und 54 sind ihrerseits mit der
Endstufe 78 (Fig. 2) verbunden.
Ein PWM-Generator 182 (Fig. 12, 13) erzeugt ein Signal PWM2 180, welches den
Treiberstufen 50, 52 und 54 zugeführt wird. Sein Ausgang 180 ist über einen
Widerstand 184 mit +5 V und über eine Zenerdiode 186 mit Masse (GND)
verbunden. Letztere begrenzt die Amplitude des Signals PWM2 180, und der
Widerstand 184 dient als Pullup-Widerstand für den Open-Collector-Ausgang des
PWM-Generators 182.
Der µC 23 weist den Regler RGL 24 und drei durch diesen steuerbare PWM-
Generatoren 25, 27 und 29 auf.
Der PWM-Generator 25 hat einen Ausgang PWM1 157, welcher über das aus dem
Widerstand 1158 und dem Kondensator 159 gebildete RC-Glied und den Widerstand
152 mit dem Punkt 156 verbunden ist.
Der PWM-Generator 27 hat einen Ausgang PWM_1-, welcher über die Leitung 308
mit der negativen 99999 00070 552 001000280000000200012000285919988800040 0002010141124 00004 99880 Strombegrenzung 161 (Fig. 8) verbunden ist.
Der PWM-Generator 29 hat einen Ausgang PWM_I+, der über die Leitung 304 mit
der positiven Strombegrenzung 131 (Fig. 6) verbunden ist.
Der Punkt 88 am Messwiderstand 87 ist mit der positiven Strombegrenzung 131 und
der negativen Strombegrenzung 161 verbunden.
Die positive Strombegrenzung 131 und die negative Strombegrenzung 161 sind
über den gegen Masse (GND) geschalteten Kondensator 148 und den Widerstand
150 mit dem Punkt 156 verbunden, wie in Fig. 6, 8 und 10 ausführlich erläutert.
Die Treiberstufen 50, 52 und 54 steuern die Brückenzweige in der Endstufe 78, über
die die Statorwicklungen 114 bestromt werden (Fig. 2).
Die Treiberstufen 50, 52 und 54 werden zum einen durch den µC 23 über die
Leitungen EN1, IN1, EN2, IN2, EN3 und IN3 und zum anderen über das Signal
PWM2 180 gesteuert.
Die Signale EN1, IN1, EN2, etc. steuern, welche der Statorwicklungen 114 bestromt
werden (vgl. Beschreibung zu Fig. 2 und 3).
Das Signal PWM2 180 steuert, wie groß der Strom ist, der durch die
Motorwicklungen fließt (vgl. Beschreibung zu Fig. 4).
Der µC 23 erhält über die Rotorlagegeber 111, 112 und 113 drei
Rotorstellungssignale HS1, HS2 und HS3, aus denen er die Lage des Rotors 110
und damit die notwendige Kommutierung über die Ausgänge EN1, IN1, EN2 etc.
bestimmen kann.
Der µC 23 weist den Regler RGL 24 auf, welcher über den PWM-Generator 25 das
Signal PWM1, über den PWM-Generator 27 das Signal PWM_I- und über den PWM-
Generator 29 das Signal PWM_I+ steuert.
Das Signal PWM1 wird über den aus dem Widerstand 158 und dem Kondensator
159 gebildeten Tiefpass zu einem analogen, geglätteten Signal SWA1 umgeformt
(transformiert) und über den Widerstand 152 dem Punkt 156 zugeführt, der mit dem
PWM-Generator 182 verbunden ist. Das Potenzial am Punkt 156 bestimmt deshalb
das Tastverhältnis des Signals PWM2, welches den Strom durch die
Statorwicklungen 114 steuert.
Ein größeres Tastverhältnis des Signals PWM1 erhöht das Tastverhältnis PWM2 und
damit den Strom i_2 durch die Statorwicklungen. Das Signal PWM1 wird also über
den Tiefpass 152, 158, 159 und den PWM-Generator 182 in ein PWM-Signal PWM2
"transformiert". Diese "Transformation" wird beeinflusst durch die beiden
Strombegrenzungen 131, 161, sofern diese aktiv sind.
Das Signal PWM_I+ steuert die Schwelle, ab der die positive Strombegrenzung 131
aktiv wird, und das Signal PWM_I- steuert die Schwelle, ab der die negative
Strombegrenzung 161 aktiv wird.
Wenn der Motorstrom i_2 größer als der durch das Signal PWM_I+ steuerbare
Schwellwert der positiven Strombegrenzung 131 ist, wird das Potenzial u_156 so
weit reduziert, bis der Motorstrom i_2 wieder unter dem Schwellwert ist.
Wenn der Bremsstrom i_2' größer als der durch das Signal PWM_I- steuerbare
Schwellwert der negativen Strombegrenzung 161 ist, wird das Potenzial u_156 so
weit angehoben, bis der Bremsstrom i_2' wieder unter dem Schwellwert ist.
Dabei hat sowohl die positive Strombegrenzung 131 als auch die negative
Strombegrenzung 161 an Punkt 156 Vorrang vor dem durch PWM1 gesteuerten
analogen Signal SWA1 (vgl. Fig. 6, 8, 10).
Der Regler RGL 24 des µC 23 hat mehrere Möglichkeiten, den Motor 32 zu regeln:
Eine Möglichkeit besteht darin, die Drehzahl des Rotors 110 über den PWM-
Generator 25 (Fig. 11) und das Signal PWM1 zu regeln, und die Signale PWM_I+
und PWM_I- zur Steuerung der positiven und negativen Strombegrenzung 131, 161
auf einen konstanten Wert zu setzen, damit die Strombegrenzung 131, 161 bei zu
großen Strömen i_2 bzw i_2' aktiv wird und eine Beschädigung des Motors 32
verhindert. In diesem Fall ist also PWM1 variabel; PWM_I+ wird z. B. auf 100%
gesetzt, und PWM_I- z. B. auf 0%.
Über die drei Potentiometer 43, 45 und 47 können dem µc 23 analoge Stellgrößen
zugeführt werden. Die Potenziale an den Eingängen 44, 46 und 48 können über den
A/D-Wandler 30 digitalisiert und als Stellwertvariablen, z. B. für einen
Drehzahlsollwert n_s, gespeichert werden.
Die beiden Eingänge IN_A und IN_B des µC 23 können über die Schalter 41 und 42
auf HIGH (Schalter geschlossen) oder LOW (Schalter offen) gestellt werden, um z. B.
einen Betriebsmodus MODE des µC 23 einzustellen.
Über den Bus 18 kann der µC 23 mit anderen Geräten, z. B. einem PC oder einer
Steuereinrichtung verbunden werden, um z. B. Steuerbefehle und Daten in beide
Richtungen auszutauschen, oder Daten in das EEPROM 20 zu schreiben oder aus
diesem zu lesen. Das EEPROM 20 (nichtflüchtiger Speicher) ist über den Bus 19 mit
dem µC 23 verbunden, und der µC 23 kann z. B. Betriebsparameter aus dem
EEPROM 20 lesen bzw. in das EEPROM 20 schreiben.
Die Betriebsspannung +U_B des Motors 32 wird am Punkt 76 (Fig. 1) abgegriffen
und dem µC 23 über die beiden als Spannungsteiler arbeitenden Widerstände 66
und 67 zugeführt. In dem µC 23 wird das Potenzial am Punkt 68 durch den A/D-
Wandler 30 digitalisiert. Die Widerstände 66, 67 transformieren die
Betriebsspannung +U_B in einen für den A/D-Wandler 30 geeigneten Bereich. Der
µC 23 hat somit die momentane Betriebsspannung +U_B zur Verfügung, um z. B.
eine Spannungsüberwachung zu realisieren, vgl. Fig. 25 und 26.
Fig. 12 zeigt beispielhaft eine bekannte Schaltung für den PWM-Generator 182.
Gleiche oder gleich wirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren sind mit
denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und werden gewöhnlich nicht
nochmals beschrieben.
An dem Pluseingang eines Komparators 188 liegt der Stellwert u_156 in Form des
Potenzials am Punkt 156 (Fig. 11) vor. An dem Minuseingang des Komparators 188
liegt ein durch einen Dreieckoszillator (Sägezahnoszillator) 183 erzeugtes
Dreiecksignal 198 (Fig. 12 und 13).
Der Dreiecksoszillator 183 weist einen Komparator 190 auf. Vom Ausgang P3 des
Komparators 190 führt ein Mitkopplungswiderstand 192 zu dessen Pluseingang.
Ebenso führt ein Gegenkopplungswiderstand 191 vom Ausgang P3 des
Komparators 190 zum Minuseingang P1 des Komparators 190. Ein Kondensator 195
liegt zwischen dem Minuseingang des Komparators 190 und Masse. Der Ausgang
P3 des Komparators 190 ist ferner über einen Widerstand 193 mit +Vcc verbunden.
Der Pluseingang P2 des Komparators 190 ist über zwei Widerstände 194 und 196
mit +Vcc bzw. Masse verbunden. - Zur Erläuterung der Wirkungsweise des
Dreiecksgenerators 183 wird auf DE 198 36 882.8 (intern: D216) verwiesen.
Liegt das Potenzial des Dreiecksignals 198 am Minuseingang des Komparators 188
unter dem des Signals u_156 am Pluseingang des Komparators 188, so ist der
Ausgang des Komparators 188 hochohmig, und der Pullup-Widerstand 184 zieht die
Leitung PWM2 180 auf HIGH. Liegt die Spannung des Dreieckssignals 198 über der
des Signals u_156, so ist der Ausgang des Komparators 188 niederohmig, und das
Signal PWM2 180 ist LOW. Wird ein invertiertes PWM-Signal benötigt, so werden der
Plus-Eingang und der Minus-Eingang am Komparator 188 vertauscht.
Fig. 13A zeigt das Dreieckssignal 198 und den Stellwert u_156 am Punkt 156, und
Fig. 13B das aus Fig. 13A resultierende PWM-Signal PWM2 180.
Das Dreieckssignal 198 des Dreiecksgenerators 183 ist idealisiert dargestellt. In
Wirklichkeit hat es keine perfekte Dreiecksform, was jedoch an der Arbeitsweise des
PWM-Generators 182 aus Fig. 12 nichts ändert. Das Dreieckssignal 198 hat einen
Offset 199 von der Spannung 0 V. Der Stellwert u_156 bewirkt also erst ein
Tastverhältnis TV < 0, wenn er über dem Offset 199 liegt.
Das Tastverhältnis TV des Signals PWM2 (Fig. 5A, Fig. 13) ist definiert als
TV = tON/T (9)
TV kann zwischen 0% und 100% liegen. Ist die Motordrehzahl z. B. zu hoch, so wird
u_156 erniedrigt und dadurch TV verkleinert, vgl. Fig. 13. Dies wird als
Pulsweitenmodulation (PWM) bezeichnet. Die Tastverhältnisse werden zur besseren
Verständlichkeit mit PWM1 und PWM2 bezeichnet.
Fig. 14 zeigt die Treiberstufe 50 für den Wicklungsanschluss L1. Die beiden
anderen Treiberstufen 52 und 54 sind gleich aufgebaut. Die Treiberstufe 50 schaltet
ausgehend von den Signalen EN1, IN1 und in Verbindung mit dem Signal PWM2
180 den oberen Leistungsschalter 80 und den unteren Leistungsschalter 81.
Verwendet wird bei diesem Ausführungsbeispiel ein Treiberbaustein 200 vom Typ
L6384 der Firma SGS-Thomson.
Der Treiberbaustein 200 weist einen Totzeitgenerator 202, eine Freigabelogik 204,
eine Logik 206, eine Diode 208, einen oberen Treiber 210, einen unteren Treiber
212 sowie die Anschlüsse 221 bis 228 auf.
An den Anschlüssen EN1 und IN1 wird der µC 23, oder gegebenenfalls eine
einfachere Logikschaltung, angeschlossen, vgl. Fig. 11.
Ist EN1 auf HIGH oder auf TRISTATE, so schaltet ein Transistor 250 ein und wird
niederohmig. Ein Widerstand 252, welcher, wie unten erläutert, eine Totzeit des
Treiberbausteins 200 bestimmt, wird hierdurch überbrückt, und dadurch wird der
Eingang 223 niederohmig. Dadurch werden der obere Treiber 210 und der untere
Treiber 212 und damit auch der Brückenzweig mit den Leistungsschaltern 80, 81
ausgeschaltet. Das Signal IN1 hat in diesem Zustand keinen Einfluss auf den
Treiberbaustein 200. Der µC 23 erhält über den Transistor 250 Kontrolle über den
Treiberbaustein 200 und damit auch über den Wicklungsanschluss L1.
Wird EN1 auf LOW gesetzt, so wird der Transistor 250 gesperrt und hochohmig. Ein
Konstantstrom aus dem Treiberbaustein 200 fließt über den Widerstand 252 (z. B.
150 kΩ) nach Masse. Dabei fällt an dem Widerstand 252 eine Spannung ab, die am
Eingang 223 anliegt. Liegt diese Spannung über z. B. 0,5 V, so wird der
Treiberbaustein 200 aktiviert. Ist der Transistor 250 dagegen leitend, so fällt diese
Spannung auf praktisch Null, und der Treiberbaustein 200 wird deaktiviert. Die
Spannung am Eingang 223 dient gleichzeitig zur Einstellung der Totzeit.
Bei einem Resetvorgang am µC 23 sind alle Ein- und Ausgänge des µC 23
hochohmig, also auch IN1 und EN1. In diesem Fall wird über die Widerstände 242
und 244 der Transistor 250 eingeschaltet und dadurch der Treiberbaustein 200
ausgeschaltet. Dies bringt zusätzliche Sicherheit.
Eine Schaltung ohne den Transistor 250 und die Widerstände 242, 244 und 248
wäre theoretisch ebenfalls möglich. In diesem Fall müsste das Signal EN1 zum
Einschalten des Treiberbausteins 200 auf TRISTATE gesetzt werden und zum
Ausschalten auf LOW. Bei einem Reset des µC 23 werden jedoch, wie oben
aufgeführt, die Ein- und Ausgänge des µC 23 hochohmig, und damit wäre der
Treiberbaustein 200 und damit auch der jeweilige Brückenzweig eingeschaltet, was
zu unkontrollierten Schaltzuständen führen könnte und deshalb nicht erwünscht ist.
Bei aktiviertem Treiberbaustein 200 (EN1 = LOW) kann über den Eingang 221
eingestellt werden, ob der obere Leistungsschalter 80 oder der untere
Leistungsschalter 81 leitend gemacht werden soll.
Ist der Eingang 221 auf LOW, so ist der untere Treiber 212 eingeschaltet und der
Leistungsschalter 81 leitend. Der obere Leistungsschalter 80 ist gesperrt.
Ist der Eingang 221 dagegen auf HIGH, so ist es genau umgekehrt. Der obere
Leistungsschalter 80 ist leitend, und der untere Leistungsschalter 81 ist gesperrt.
Bei jedem Wechsel des Signals am Eingang 221 des Treiberbausteins 200 wird
durch den Totzeitgenerator 202 eine Totzeit erzeugt, während der beide Treiber 210
und 212 ausgeschaltet sind, damit es in den einzelnen Brückenzweigen nicht zum
Kurzschluss kommt. Die Totzeit kann über die Größe des Widerstands 252 eingestellt
werden und beträgt z. B. 1 µs.
Der Eingang IN1 kann bei aktiviertem Treiberbaustein (EN1 = 0) auf drei
unterschiedliche Arten benutzt werden.
Bei IN1 = TRISTATE wird PWM2 über die Diode 260 vorrangig eingeschleust, und
dieses Signal bewirkt die wechselseitige Taktung des dargestellten Brückenzweigs
80, 81 mit dem Tastverhältnis von PWM2. Der Widerstand 262 zieht dabei die
Spannung am Eingang 221 auf 0 V, wenn PWM2 auf LOW ist, da dies über die
Diode 260 nicht möglich ist. Bei IN1 = TRISTATE hat also PWM2 Vorrang vor dem
Ausgang IN1 des µC 23.
Durch Setzen von IN1 auf HIGH schaltet der µC 23 den oberen Treiber 210 des
Treiberbausteins 200 ein. Das Signal des Ausgangs IN1 ist vorrangig vor PWM2,
wenn IN1: = 1 ist, d. h. PWM2 hat dann keinen Einfluss.
Durch Setzen von IN1 auf LOW schaltet der µC 23 den unteren Treiber 212 des
Treiberbausteins 200 ein. Das Signal des Ausgangs IN1 ist auch hier vorrangig vor
PWM2, d. h. dieses hat auch hier keinen Einfluss. Das Signal IN1 wird nur auf Null
gesetzt, wenn über den µC 23 "gepumpt" wird, d. h. der Treiberbaustein 200 kann so
gesteuert werden, dass die Brückentransistoren 80, 81 als Ladungspumpe dienen.
Dies wird nachfolgend beschrieben.
Durch das Einschleusen von PWM2 über die Diode 260, in Verbindung mit dem
Widerstand 262, kann der µC 23 bestimmen, ob das Signal PWM2 Vorrang für die
Ansteuerung des Eingangs 221 des Treiberbausteins 200 haben soll. Soll PWM2
Vorrang haben, dann setzt der µC 23 IN1 auf TRISTATE. Der µC 23 hat jedoch
Vorrang, wenn er IN1 auf HIGH oder LOW setzt.
Es ist eine Besonderheit dieser Schaltung, dass das Signal PWM2 erst so kurz vor
dem Treiberbaustein 200 eingeschleust wird und der µC 23 trotzdem die Kontrolle
über den Treiberbaustein behält. Die Signale IN1, EN1 etc. von der Ansteuerlogik
werden zuerst ausgegeben, und erst daraufhin wird das Signal PWM2
eingeschleust.
Ein Kondensator 230 und die im Treiberbaustein 200 integrierte Diode 208 stellen
eine BOOTSTRAP-Schaltung dar. Die BOOTSTRAP-Schaltung ist notwendig, wenn
für den oberen Leistungsschalter 80 N-Kanal MOSFETs verwendet werden, weil
diese eine Ansteuerspannung benötigen, welche über der zu schaltenden
Spannung - hier +U_B - liegt.
Ist der Leistungsschalter 81 geschlossen, so liegt der Wicklungsanschluss L1 auf
Masse und der Kondensator 230 wird über die Diode 208 auf +12 V aufgeladen, vgl.
Fig. 14. Wird der Leistungsschalter 81 ausgeschaltet und der Leistungsschalter 80
eingeschaltet, so steht dem oberen Treiber über den Eingang 228 eine Spannung
zur Verfügung, welche 12 V über der Spannung des Wicklungsanschlusses L1 liegt.
Der obere Treiber 210 kann somit den oberen Leistungsschalter 80 einschalten,
solange der Kondensator 230 geladen ist.
Der Kondensator 230 muss also in regelmäßigen Abständen aufgeladen werden,
was als "Pumpen" bezeichnet wird. Dieses Prinzip ist dem Fachmann als
Ladungspumpe bekannt. Das Pumpen wird durch den µC 23 überwacht und
gesteuert, vgl. S616 in Fig. 20.
Zwei Widerstände 232 und 234 begrenzen den maximalen Treiberstrom für die
Transistoren 80, 81, und ein Kondensator 236 liefert einen für den Treiberbaustein
200 benötigten kurzzeitig hohen Strom.
Wird bei der Schaltung gemäß Fig. 14 der untere Treiber 212 längere Zeit nicht
eingeschaltet, so entlädt sich der Kondensator 230, und der obere Treiber 210 kann
den oberen Leistungsschalter 80 nicht mehr einschalten. Deshalb muss in einem
solchen Fall Ladung in den Kondensator 230 gepumpt werden.
Im normalen Betrieb des Motors 32 in einer bestimmten Drehrichtung wird gemäß
Fig. 4 ein Brückenzweig ständig wechselseitig aus- und eingeschaltet ("getaktet").
Dies geschieht so oft, dass ein ausreichendes Pumpen gewährleistet ist und der
Kondensator 230 stets ausreichend geladen ist.
Wird der Motor 32 jedoch sehr langsam oder bleibt stehen, so ist das ausreichende
Pumpen nicht mehr gewährleistet. Dieser Fall kann anhand der Hallzeit t_HALL (Fig.
15), also der Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Änderungen des Hallsignals
HS (Fig. 15D), überprüft werden. Überschreitet die Hallzeit z. B. 10 ms, so muss neu
gepumpt werden.
Ein weiterer Fall, bei dem zwar Hallwechsel stattfinden, ein ausreichendes Pumpen
jedoch nicht gewährleistet ist, ist ein Oszillieren des Motors um eine Ruhestellung,
z. B. weil der Rotor 110 blockiert ist. Es kann vorkommen, dass sich der Rotor 110
immer zwischen zwei Bereichen hin- und herbewegt, in denen die wechselseitige
Taktung nur beim Wicklungsanschluss L1 bzw. L2 stattfindet. L3 muss in diesem Fall
gepumpt werden.
Ein ausreichendes Pumpen kann in diesem zweiten Fall gewährleistet werden,
indem bei jedem Richtungswechsel des Motors 32 gepumpt wird. Der
Richtungswechsel wird in der Kommutierungsroutine über die Rotorstellungs
sensoren 111, 112 und 113 detektiert. Bei einem Richtungswechsel wird das Flag
FCT_PUMP (S368 in Fig. 23, S614 in Fig. 20) auf 1 gesetzt. Hierdurch wird dem
Hauptprogramm (Fig. 20) im µC 23 mitgeteilt, dass gepumpt werden soll.
Ist FCT_PUMP = 1, so wird von einem Funktionsmanager 601 (Fig. 20) eine Routine
PUMP S616 (Fig. 24) aufgerufen. In dieser Routine werden alle Ausgänge EN1, IN1,
EN2, IN2, EN3, IN3 des µC 23 (Fig. 11) für eine Zeit von ca. 15 bis 20 µs auf LOW
gesetzt. Hierdurch werden die unteren Leistungsschalter 81, 83 und 85 (Fig. 2)
eingeschaltet, die oberen Leistungsschalter 80, 82, 84 werden ausgeschaltet, und
somit werden alle Treiberstufen 50, 52 und 54 (Fig. 11) gepumpt. Nach dem Pumpen
werden die Treiberstufen wieder entsprechend der gespeicherten Hallsignale HS1,
HS2 und HS3 aktiviert, wie bei Fig. 2 und Fig. 3 beschrieben.
Fig. 15 zeigt die Bildung eines Hallsignals HS 265 als Summe bzw. Antivalenz aus
den Hallsignalen HS1, HS2 und HS3 der Rotorstellungssensoren 111, 112, 113.
Das Hallsignal HS 265 wechselt bei jedem auftretenden Wechsel der Hallsignale
HS1, HS2 bzw. HS3 von HIGH auf LOW bzw. LOW auf HIGH, so dass das Hallsignal
HS 265 alle 60° el. (30° mech.) wechselt. Diese Wechsel des Hallsignals HS 265
werden Hallwechsel 267 genannt.
Aus der Hallzeit t_HALL (Fig. 15D) zwischen zwei Hallwechseln 267 kann die
Drehzahl n des Rotors 110 ermittelt werden.
Da eine elektrische Umdrehung (360° el.) in diesem Ausführungsbeispiel sechs
Hallwechseln entspricht, erfolgen pro mechanischer Umdrehung 12 Hallwechsel. Für
die Istdrehzahl n gilt
n = 1/(12 × t_HALL) (10)
Der Motor 32, wie er in Fig. 1 und 11 dargestellt ist, kann in verschiedenen Betriebsarten
betrieben werden.
Fig. 16 zeigt eine Übersicht über vier mögliche Betriebsarten.
Die erste Unterscheidung liegt bei S500 in der Wahl zwischen einer Spannungsstellung
(U-Stellung bzw. U_CTRL) und einer Stromstellung (I-Stellung bzw. I_CTRL).
Bei der Spannungsstellung U_CTRL wird in S502 eine Drehzahlregelung durchgeführt.
Hierzu wird in S504 das Signal PWM1 und damit der analoge Stellwert SWA1 durch
den Stellwert des Reglers RGL 24 gesteuert, welcher hierdurch die Drehzahl n des
Motors 32 regelt. Die Werte I_max+ und I_max- für die Strombegrenzung in positiver und
negativer Richtung werden entsprechend den Daten des Motors 32 festgelegt.
Bei der Stromsteuerung I_CTRL wird in S506 zwischen zwei weiteren Fällen
unterschieden. Entweder wird in S508 ein Drehmoment T des Motors 32 eingestellt
(T_CTRL), oder in S518 wird eine Drehzahlregelung (n_CTRL) via Einstellung des
Stroms (I_CTRL) durchgeführt.
Die Drehzahlregelung über Stromstellung in S518 wird - wie in S520 dargestellt -
durchgeführt, indem PWM1 auf einen Wert U_max gesetzt wird, wobei U_max bevorzugt
so groß ist, z. B. 100%, dass die positive Strombegrenzung immer aktiv ist. Der Stellwert
PWM_I+ für die positive Strombegrenzung wird nun durch einen Stellwert des Reglers
RGL 24 gesteuert, und hierdurch wird die Drehzahl n des Motors 32 geregelt. Der
zulässige Bremsstrom I_max- wird gemäß den Daten des Motors 32 festgelegt.
Bei der Drehmomentstellung via Stromstellung besteht die Möglichkeit, das
Drehmoment T positiv (S510) oder negativ (S514) zu steuern.
Die positive Drehmomenteinstellung (S510), welche den Motor 32 antreibt, wird
durchgeführt, indem gemäß S512 das Signal PWM1 auf einen Wert U_max gesetzt wird,
der bevorzugt so groß ist, z. B. 100%, dass die positive Strombegrenzung immer aktiv
ist. Der Stellwert PWM_I+ wird dann auf einen zu dem positiven Drehmoment T+
gehörenden Wert I(T+) gesetzt, z. B. ein Tastverhältnis, das 2,3 A entspricht. Der Stellwert
PWM_I- wird auf den Wert I_max- gesetzt, welcher dem maximal zulässigen Bremsstrom
i_2' entspricht, also z. B. auf 0%.
Die negative Drehmomenteinstellung (S514), welche den Motor 32 bremst, wird
durchgeführt, indem gemäß S516 das Signal PWM1 auf einen Wert U_min gesetzt wird,
der bevorzugt so klein ist, dass die negative Strombegrenzung immer aktiv ist. Der
Stellwert PWM_I- wird auf einen zu dem negativen Drehmoment T- gehörenden Wert I(T-)
gesetzt. Der Stellwert PWM_I+ wird auf den Wert I_max+ gesetzt, welcher dem maximal
zulässigen Antriebsstrom i_2 entspricht.
Im folgenden wird näher auf die einzelnen Betriebsarten eingegangen.
Das von dem Elektromotor 32 erzeugte Drehmoment ist im wesentlichen proportional zu
dem Strom i_2 während der Zeit, während der der jeweilige untere Leistungsschalter 81,
83 bzw. 85 geschlossen ist.
Fig. 17 zeigt die beiden Betriebsarten für die Einstellung des Drehmoments.
- - Die positive Drehmomenteinstellung (S510 in Fig. 16) findet in einem Bereich 290 statt. Der Motor 32 treibt dabei mit einem einstellbaren positiven Drehmoment T+ an.
- - Die negative Drehmomenteinstellung (S514 in Fig. 16) findet in einem Bereich 292 statt. Der Motor 32 bremst dabei mit einem einstellbaren negativen Drehmoment T- ab.
Beim dargestellten Ausführungsbeispiel besteht bei der Drehmomenteinstellung die
Möglichkeit, ein gewünschtes Drehmoment T des Motors 32 in beiden Richtungen
einzustellen, also antreibend oder bremsend. Sofern kein bremsendes Drehmoment
erforderlich ist, kann der betreffende Teil entfallen.
Fig. 18 zeigt ein Motormodell, welches die physikalischen Vorgänge im Motor 32 in
vereinfachter Weise darstellt.
An einem Punkt 300 liegt eine Spannung U an, die einen Wicklungsstrom I 308 (der
Strom I an der Stelle 308) durch die Statorwicklung 303 bewirkt, welch letztere zwischen
den Punkten 302 und 308 liegt. Sie kann als Parallelschaltung einer Induktivität L 304
und eines Widerstands R 306 betrachtet werden.
Durch die Statorwicklung 303 entsteht eine Zeitverzögerung zwischen der sich
ändernden Spannung U 300 und dem daraus resultierenden Wicklungsstrom I 308. Man
spricht von einem Verzögerungsglied oder pT1 -Glied.
Der Strom I 308 durch die Statorwicklung 303 bewirkt über die Gerätekonstante K_T der
Wicklung 303 bzw. des Motors 32 eine bestimmte Magnetflussdichte und damit ein
Drehmoment T 312 auf den permanentmagnetischen Rotor (110 in Fig. 1).
Das Drehmoment T 312 beeinflusst die Kreisfrequenz ω 318 des Rotors in Abhängigkeit
vom Trägheitsmoment J 314 des Rotors 110 (Fig. 1) und der angelegten Last LOAD 316.
Die Drehung des Rotors 110 (Fig. 1) mit der Kreisfrequenz ω induziert über die
Gerätekonstante K_E 324 des Motors 32 eine Gegen-EMK (Counter-EMF) in der
Statorwicklung 303, welche der Spannung U 300 entgegenwirkt.
Die Kreisfrequenz ω 318 ergibt schließlich über einen Umrechnungsfaktor 60/(2π) die
Drehzahl n 328 in U/min.
Die Drehzahlregelung n_CTRL über U-Stellung U_CTRL (S502 in Fig. 16) verändert
über den Punkt 330 die Spannung U auf den durch den Regler RGL 24 (Fig. 11)
berechneten Stellwert, um so die Drehzahl n des Rotors 110 zu beeinflussen. Die U-
Stellung hat infolge der durch die Statorwicklung 303 bewirkten Zeitverzögerung eine
lange Regelstrecke (pT1-Glied), was insbesondere bei sich schnell ändernden Lasten
LOAD zu einer schlechten Regelung führt.
Die Drehzahlregelung n_CTRL über I-Stellung I_CTRL (S518 in Fig. 16) bzw. die
Drehmomentstellung T_CTRL über I-Stellung (S510 bzw. S514 in Fig. 16) steuert den
Wicklungsstrom I 308. Hierzu wird der Wicklungsstrom 308 am Punkt 332 gemessen,
und die Spannung U 300 wird über den Punkt 330 so eingestellt, dass der durch die
Drehzahlregelung über I-Stellung (S518 in Fig. 16) bzw. die Drehmomentstellung
T_CTRL über I-Stellung (S510 bzw. S514 in Fig. 16) vorgegebene Wicklungsstrom I 308
durch die Statorwicklung 303 fließt.
Fig. 19A zeigt zur Erläuterung von Fig. 18 den Strom I 334 durch einen der
Wicklungsanschlüsse L1, L2 oder L3 (Fig. 1) bei der Drehzahlregelung n_CTRL über U-
Stellung (S502 in Fig. 16), bei der die Spannung U 300 (Fig. 18) über einen kurzen
Zeitraum hinweg betrachtet konstant ist. Die Zeitverzögerung durch die Statorwicklung
303 (Fig. 18) führt zu einem langsamen Ansteigen des Stroms I an der Stelle 335 der
Fig. 19A. An der Stelle 336 wird kommutiert, d. h. eine andere Statorwicklung 303 wird
bestromt, und der Strom I 334 steigt aufgrund der geringeren Gegen-EMK 324 (Fig. 18)
kurzzeitig an.
Fig. 19B zeigt den Strom I 337 durch einen der Wicklungsanschlüsse L1, L2 oder L3
(Fig. 1) bei der Drehzahlregelung über I-Stellung (S518 in Fig. 16) bzw. der
Drehmomentstellung T_CTRL über I-Stellung (S510 bzw. S514 in Fig. 16).
Bei der I-Stellung ist der Strom I 337 vorgegeben, und die Vorgabe ist über einen kurzen
Zeitraum betrachtet konstant (I = const). Der Anstieg des Stroms I 337 an der Stelle 338
ist steiler, da über die Strombegrenzung 131 oder 161 die Spannung U 300 (Fig. 18) so
eingestellt wird, dass der vorgegebene Wert I = const schnell erreicht wird. Der Strom I
337 ist zwischen dem Beginn der Bestromung bei 338 und der folgenden Kommutierung
an der Stelle 339 weitestgehend konstant, und bei der Kommutierung an der Stelle 339
hat der Strom I 337 keinen wesentlichen Anstieg wie bei 336 in Fig. 19A, sondern wird
praktisch konstant gehalten. Der Motor wird am Ende dieser Bestromung gemäß
Ansteuerlogik über einen anderen der Wicklungsanschlüsse L1, L2, L3 bestromt, z. B.
über den Wicklungsanschluss L2, was nicht dargestellt ist.
Der Stromverlauf bei der I-Stellung I_CTRL ist also nahezu konstant. Dies reduziert die
Welligkeit des vom Motor erzeugten Drehmoments und dadurch die Geräusche und
verbessert die EMV (Elektromagnetische Verträglichkeit). Deshalb sind für die
Stromversorgung eines solchen Motors wegen seiner besseren EMV weniger große
Kondensatoren und ein geringerer Schaltungsaufwand erforderlich. Weiterhin werden
Netzteile und Kabel weniger belastet, da keine Stromspitzen auftreten, oder man kann
kleinere Netzteile verwenden.
Der von der Drehzahlregelung eingestellte Strom I wird im Vergleich zu Fig. 19A
schnell erreicht, und dadurch kann schnell auf Laständerungen reagiert werden. Dies
erhöht bei einer Drehzahlregelung via I-Stellung I_CTRL die Regelgüte. Eine
Drehzahlregelung via Spannungssteuerung U_CTRL kann auf Laständerungen nicht so
schnell reagieren, da bei der Spannungssteuerung U_CTRL durch das pT1-
Verzögerungsglied der Strom I und damit das Drehmoment T langsamer ansteigen oder
fallen.
Die physikalischen Grenzen des Motors 32 werden durch die I-Stellung nicht verändert.
So wird z. B. der Strom I 337 im Bereich 338 bei großer Leistung flacher ansteigen, da
die Spannung U nicht beliebig hoch gewählt werden kann. Bei Fig. 19 wird also der
Motor 32 in einem Bereich unterhalb seiner natürlichen Kennlinie betrieben, wie das bei
Fig. 47 erläutert wird.
Fig. 20 zeigt ein Flussdiagramm mit einer möglichen Ausführungsform des in dem µC
23 ablaufenden Gesamtprogramms.
Ganz oben stehen zwei Interruptroutinen Hall-Interrupt S631 (Fig. 21) und TIMER∅-
Interrupt S639 (Fig. 23), welche beim Auftreten des jeweiligen Interrupts 630 bzw 638
ausgeführt werden und über 632 bzw. 640 auf das Hauptprogramm einwirken. Dabei
nimmt die Priorität, also die Reihenfolge, in der die einzelnen Programmteile ausgeführt
werden, von oben nach unten ab. Die Prioritäten sind deshalb auf der rechten Seite mit
L1 bis L9 bezeichnet, wobei eine kleinere Zahl eine höhere Priorität bedeutet. L1 hat
also die höchste Priorität.
Unterhalb der Interruptroutinen beginnt das Hauptprogramm. Nach dem Einschalten des
Motors 32 wird in dem µC 23 ein interner Reset ausgelöst. In S600 erfolgt die
Initialisierung des µC 23.
Nach der Initialisierung erfolgt ein Sprung in den sogenannten Funktionsmanager 601,
der in S602 beginnt. Der Funktionsmanager FCT_MAN regelt den Ablauf der einzelnen
Unterprogramme bzw. Routinen.
Als erstes werden die Routinen abgearbeitet, die zeitkritisch sind und bei jedem
Durchlauf ausgeführt werden müssen. Ein Beispiel hierfür ist eine
Kommunikationsfunktion COMM S604, welche die Datenübertragung zwischen dem µC
23 und dem EEPROM 20 (Fig. 11) bzw. dem Bus (Datenleitung) 18 durchführt. S606
steht für eine beliebige andere zeitkritische Funktion.
Nach S606 kommen anforderbare Funktionen S612, S616, S620, S624 und S628. Für
jede dieser Funktionen besteht ein Anforderungsbit, welches mit den Buchstaben "FCT_"
anfängt. Zu der Funktion XY S612 gehört beispielsweise ein Anforderungsbit FCT_XY.
So kann an jeder Stelle des in dem µC 23 ablaufenden Programms jede anforderbare
Funktion durch Setzen des zugehörigen Anforderungsbits auf 1 angefordert werden, z. B.
FCT_XY := 1. Ist die zugehörige anforderbare Funktion abgearbeitet, so setzt sie ihr
Anforderungsbit automatisch wieder auf 0, z. B. FCT_XY := 0.
Nach S606 wird in einer vorbestimmten Reihenfolge, von der wichtigsten anforderbaren
Funktion ausgehend, geprüft, ob deren Anforderungsbit gesetzt ist. Ist dies bei einer
Funktion der Fall, so wird diese ausgeführt, und daraufhin wird wieder an den Anfang
FCT_MAN S602 des Funktionsmanagers 601 gesprungen. Die Reihenfolge der
Überprüfung der Anforderungsbits ergibt die Priorität der anforderbaren Funktionen. Je
höher eine Funktion im Funktionsmanager 601 steht, desto höher ist ihre Priorität.
Ein Beispiel erläutert die Arbeitsweise des Funktionsmanagers 601: Springt z. B. das
Programm von S610 nach S614, so wird dort überprüft, ob das Funktionsregisterbit
FCT_ PUMP = 1 ist, ob also die Routine PUMP S616 angefordert wurde, die in Fig. 24
dargestellt ist. Ist dies der Fall, so wird nach S616 gesprungen, und die Funktion PUMP
S616 wird ausgeführt. Bei Beendigung setzt die Funktion PUMP S616 das
Anforderungsbit FCT_PUMP wieder auf 0 zurück, vgl. S378 in Fig. 24, und es wird
wieder nach S602 gesprungen.
War in keiner der Abfragen bis S626 ein Anforderungsbit gesetzt, so wird ohne eine
Aktion nach S602 zurückgesprungen, und die Funktion S604, die bei jedem Durchlauf
des Funktionsmanagers 601 ausgeführt wird, wird erneut abgearbeitet.
Durch den Funktionsmanager erhält man eine optimale Ausnutzung der Ressourcen des
µC 23.
Fig. 21 zeigt ein Ausführungsbeispiel für die Routine Hall-Interrupt S631, welche
bei jedem durch das Auftreten eines Hallwechsels (z. B. 267 in Fig. 15D) des
Signals HS (HALL) ausgelösten Hall-Interrupt 630 (Fig. 20) ausgeführt wird.
Selbstverständlich könnte der Interrupt auch durch einen optischen oder
mechanischen Sensor ausgelöst werden, und man kann ihn deshalb auch als
"sensorgesteuerten Interrupt" bezeichnen.
Es werden folgende Variablen benutzt:
t_END: Zeitpunkt des aktuellen Flanken- bzw. Hallwechsels
t_TIMER1: Ringzähler TIMER1 zur Zeitmessung
t_HALL: Zeit zwischen zwei Hallwechseln, vgl. Fig. 15
t_END_OLD: Zeit des vorhergehenden Hallwechsels
n: Drehzahl
n_CONST: Drehzahlberechnungskonstante
FCT_RGL: Anforderungsbit des Reglers RGL
t_END: Zeitpunkt des aktuellen Flanken- bzw. Hallwechsels
t_TIMER1: Ringzähler TIMER1 zur Zeitmessung
t_HALL: Zeit zwischen zwei Hallwechseln, vgl. Fig. 15
t_END_OLD: Zeit des vorhergehenden Hallwechsels
n: Drehzahl
n_CONST: Drehzahlberechnungskonstante
FCT_RGL: Anforderungsbit des Reglers RGL
Die Routine Hall-Interrupt S631 erfasst den Zeitpunkt t_END des Hallwechsels,
berechnet daraus die Hallzeit t_HALL und die Drehzahl n. Daraufhin wird die
Kommutierung durchgeführt und der Regler S624 wird aufgerufen.
Der Schritt S340 steht für Aktionen, welche eventuell in der Routine Hall-Interrupt
S631 durchgeführt werden.
In S342 beginnt die Berechnung der Drehzahl n aus der Hallzeit t_HALL.
In S344 wird die Zeit des aktuellen Hallwechsels 267 (Fig. 15D) in der Variablen
t_END gespeichert. Die Zeit wird dem Ringzähler t_TIMER1 entnommen.
Daraufhin wird die Zeit t_HALL aus der Differenz zwischen der Zeit t_END des
aktuellen Hallwechsels und der Zeit t_END_OLD des vorhergehenden
Hallwechsels berechnet. Nach der Berechnung wird der Wert t_END - für die
Berechnung des nächsten t_HALL - in t_END_OLD gespeichert.
In S346 wird die Drehzahl n aus dem Quotienten der Drehzahlberechnungs
konstante n_CONST und der Hallzeit t_HALL berechnet. Vergleiche hierzu
Beschreibung zu Fig. 15 und Gleichung (10).
In S348 findet die Kommutierung COMMUT der Endstufe 78 mittels der
Treiberstufen 50, 52, 54 statt, vgl. Fig. 22.
In S350 wird der Regler RGL S624 durch Setzen von FCT_RGL auf 1 angefordert,
und in S352 wird die Interruptroutine Hall-Interrupt S631 verlassen.
Fig. 22 zeigt das Unterprogramm COMMUT S348, welches die Kommutierung der
Endstufe 78 (Fig. 1 und 2) gemäß der Kommutierungstabelle der Fig. 3 mit Hilfe der
Treiberstufen 50, 52, 54 (Fig. 11) durchführt. Das Unterprogramm COMMUT S348
wird in der Routine Hall-Interrupt S631 aufgerufen.
Bei einem Motor mit einer von der Drehzahl n des Motors 32 abhängigen zeitlich
verfrühten Kommutierung wird das Unterprogramm COMMUT S348 z. B. erst nach
Ablauf einer von der Drehzahl n des Motors 32 abhängigen Zeit nach dem
Hallwechsel 267 ausgeführt. In vielen Fällen ist jedoch eine solche zeitlich verfrühte
Kommutierung ("Frühzündung") nicht erforderlich.
Es werden folgende Variablen benutzt:
U_OFF: Flag, ob Endstufe 78 abgeschaltet
CNT_P: Zähler für Pumpüberwachung
CNT_P_MAX: Maximal zulässige Zeit zwischen zwei Pumpvorgängen
HL_COMB: Zustand der Signale HS1 bis HS3
TEN1, TEN2, TEN3: Kommutierungstabellen (Fig. 2)
EN1_S, EN2_S, EN3_S: Kommutierungssollwerte
TIN1, TIN2, TIN3: Kommutierungstabellen (Fig. 2)
IN1_S, IN2_S, IN3_S: Kommutierungssollwerte
EN1, EN2, EN3: Kommutierungswerte
IN1, IN2, IN3: Kommutierungswerte
U_OFF: Flag, ob Endstufe 78 abgeschaltet
CNT_P: Zähler für Pumpüberwachung
CNT_P_MAX: Maximal zulässige Zeit zwischen zwei Pumpvorgängen
HL_COMB: Zustand der Signale HS1 bis HS3
TEN1, TEN2, TEN3: Kommutierungstabellen (Fig. 2)
EN1_S, EN2_S, EN3_S: Kommutierungssollwerte
TIN1, TIN2, TIN3: Kommutierungstabellen (Fig. 2)
IN1_S, IN2_S, IN3_S: Kommutierungssollwerte
EN1, EN2, EN3: Kommutierungswerte
IN1, IN2, IN3: Kommutierungswerte
In S302 wird überprüft, ob durch die Spannungsüberwachung UBT S620 (Fig. 25)
die Endstufe ausgeschaltet wurde (U_OFF = 1). Dies bedeutet, dass die Spannung
am Gleichstrom-Zwischenkreis (dc link) 73, 74 (Fig. 2) zu hoch oder zu tief ist.
In diesem Fall wird nach S330 gesprungen. In S330 werden alle Treiberbausteine
200 deaktiviert. Dies geschieht durch Setzen der Ausgänge EN1, EN2, EN3 auf 1.
In S332 werden die Signale IN1, IN2, IN3 auf 1 gesetzt. Dies hat zwar bei
deaktivierten Treiberbausteinen 200 keine Auswirkung, der Zustand der Signale IN1,
IN2, IN3, der gespeichert bleibt, ist jedoch dadurch für nachfolgende Vorgänge
definiert. - Daraufhin wird an das Ende S334 gesprungen.
War in S302 U_OFF = 0, d. h. die Spannung am Gleichstrom-Zwischenkreis (dc link)
73, 74 ist normal, so wird gemäß der Kommutierungstabelle der Fig. 2 normal
kommutiert.
In S304 wird der Zähler CNT_P, der für die Pumpüberwachung PUMP S616
(Fig. 24) verwendet wird, auf CNT_P_MAX gesetzt, da im folgenden kommutiert und
folglich auch gepumpt wird.
In S306 werden die Sollwerte EN1_S, EN2_S, EN3_S für die Signale EN1 bis EN3
entsprechend der Kombination HL_COMB der Hallsignale HS1, HS2, HS3 aus der
Tabelle der Fig. 3 geladen. Die Tabellenwerte aus Fig. 3 werden mit TEN1, TEN2
und TEN3 bezeichnet. Wenn sich z. B. der Rotor 110 in der Winkelstellung 0°. . . 60° el.
befindet, so ist die Kombination HL_COMB der Hallsignale (HS1 = 1, HS2 = 0,
HS3 = 1), und es werden die folgenden Werte geladen: EN1_S = 0, EN2_S = 0,
EN3_S = 1.
Ebenso werden in S308 die Sollwerte IN1_S, IN2_S, IN3_S für die Signale IN1 bis
IN3 entsprechend der Kombination HL_COMB der Hallsignale HS1, HS2, HS3 aus
der Tabelle der Fig. 3 geladen. Die Tabelle für die IN-Werte wird mit TIN1, TIN2, TIN3
bezeichnet. Für das Beispiel aus S306 ergibt sich IN1_S = 1, IN2_S = TRISTATE,
IN3_S = 1 (für die Winkelstellung 0°. . .60° el.).
Vor der Kommutierung waren zwei der Treiberbausteine aktiviert und ein
Treiberbaustein war deaktiviert. Z. B. waren vor der Kommutierung in Fig. 11 die
Treiberstufen 52 und 54 aktiviert, und die Treiberstufe 50 war deaktiviert. Nach der
Kommutierung ist z. B. die Treiberstufe 54 deaktiviert, und die Treiberstufen 50 und
52 sind aktiviert.
Die Schritte S310 bis S320 dienen zum Ausschalten der Treiberstufe, die vor der
Kommutierung aktiviert war, und nach der Kommutierung deaktiviert sein soll, im
obigen Beispiel der Treiberstufe 54. Eine Treiberstufe, die vor und nach der
Kommutierung aktiviert sein soll, wird nicht zwischendurch abgeschaltet, wodurch
Verluste im Motor 32 vermieden werden.
In Fig. 3 sind in den Spalten EN1, EN2, EN3 die Felder mit einem Rahmen 740
versehen, bei denen der respektive Treiberbaustein während zweier
aufeinanderfolgender Winkelbereiche aktiviert ist.
Deshalb wird in S310 überprüft, ob der Sollwert EN1_S für das Signal EN1 gleich 1
ist, ob also EN1 nach der Kommutierung ausgeschaltet werden soll. In diesem Fall
wird EN1 in S312 auf 1 gesetzt, und der Treiberbaustein des Brückenzweigs des
Wicklungsanschlusses L1 wird deaktiviert. War EN1 vor der Kommutierung
deaktiviert, so hat ein neuerliches Deaktivieren keine Auswirkung.
In S314 bis S320 geschieht das gleiche für die Brückenzweige der
Wicklungsanschlüsse L2 und L3.
In S322 werden die Signale IN1, IN2 und IN3 auf die Sollwerte IN1_S, IN2_S und
IN3_S gesetzt.
In S324 werden die Signale EN1, EN2 und EN3 auf die Sollwerte EN1_S, EN2_S
und EN3_S gesetzt. Da die Treiberbausteine, die nach der Kommutierung deaktiviert
sein sollen, bereits in S310 bis S320 deaktiviert wurden, bewirkt S324 ein
Einschalten des Treiberbausteins, der zuvor ausgeschaltet war. Der andere
Treiberbaustein, der sowohl vor der Kommutierung als auch nach der Kommutierung
eingeschaltet ist, wurde ja in S310 bis S320 nicht ausgeschaltet, um
Leistungsverluste im Motor 32 zu vermeiden, die bei einer Stromunterbrechung
auftreten würden.
In S324 wird das Unterprogramm COMMUT beendet.
Falls gewünscht wird, den Motor 32 in beiden Drehrichtungen zu betreiben, muss
eine zweite Kommutierungstabelle für die andere Drehrichtung analog zu Fig. 3
gegeben sein. Der Sollwert EN1_S wird dann in S306 z. B. durch eine Funktion
TEN1(HL_COMB, DIR) ermittelt, wobei DIR für die gewünschte Drehrichtung steht. In
vielen Fällen, z. B. bei Radiallüftern, wird aber nur der Betrieb in einer Drehrichtung
gefordert. Der Betrieb mit einer Kommutierungstabelle für die umgekehrte Richtung
ist für den Fachmann problemlos möglich und wird deshalb nicht weiter beschrieben,
da dies für das Verständnis der Erfindung nicht notwendig ist und die Beschreibung
ohnedies sehr lang ist.
Fig. 23 zeigt die Routine TIMER∅-Interrupt S639 (vgl. Fig. 20), welche bei jedem
Auftreten eines Interrupts 638 ausgeführt wird, der durch den in dem µC 23 integrierten
Timer TIMER∅ ausgelöst wird.
Es werden folgende Variablen benutzt:
CNT_T1: Zähler für die Anforderung der Routine MODE S628
T1_TIME: Zeit zwischen zwei Anforderungen der Routine MODE S628
FCT_MODE: Anforderungsbit für die Routine MODE S628
FCT_UBT: Anforderungsbit für die Routine UBT S620
CNT_P: Zähler für Pumpüberwachung
FCT_PUMP: Anforderungsbit für die Routine PUMP S616 (Fig. 24)
CNT_T1: Zähler für die Anforderung der Routine MODE S628
T1_TIME: Zeit zwischen zwei Anforderungen der Routine MODE S628
FCT_MODE: Anforderungsbit für die Routine MODE S628
FCT_UBT: Anforderungsbit für die Routine UBT S620
CNT_P: Zähler für Pumpüberwachung
FCT_PUMP: Anforderungsbit für die Routine PUMP S616 (Fig. 24)
Der Timer TIMER∅ ist z. B. 1 Byte (256 Bit) groß, und bei einer Prozessorfrequenz von
10 MHz und einer Vorskalierung (Prescale) von 8 erreicht er alle
256 × 8 × 0,4 µs = 820 µs
den Wert 0, und ein Interrupt 638 wird ausgelöst. Die 0,4 µs ergeben sich daraus, dass bei einer Prozessorfrequenz von 10 MHz ein Takt 0,1 µs benötigt und der Prozessor für jeden Befehl vier Takte und damit 0,4 µs benötigt. Daran ist auch der Timer TIMER∅ gebunden.
256 × 8 × 0,4 µs = 820 µs
den Wert 0, und ein Interrupt 638 wird ausgelöst. Die 0,4 µs ergeben sich daraus, dass bei einer Prozessorfrequenz von 10 MHz ein Takt 0,1 µs benötigt und der Prozessor für jeden Befehl vier Takte und damit 0,4 µs benötigt. Daran ist auch der Timer TIMER∅ gebunden.
In S353 werden evtl. weitere, hier nicht ausgeführte Schritte durchlaufen, falls z. B.
durch den TIMER∅ andere Programmteile gesteuert werden sollen.
In S354 beginnt ein Zähler Subtimer T1. Subtimer bedeutet, dass durch die im
folgenden erläuterten Schritte S356, S358 und S362 die eigentliche Aktion in S360
erst nach einer bestimmten Anzahl von TIMER∅-Interrupts ausgelöst wird. Dies hat den
Vorteil, dass der Timer TIMER∅ auch für andere Zwecke verwendet werden kann,
welche häufiger aufgerufen werden müssen.
In S356 wird der interne Zähler CNT_T1 um 1 erhöht.
in S358 wird überprüft, ob CNT_T1 größer oder gleich dem Wert T1_TIME ist. Falls
nein, so wird sofort nach S362 gesprungen.
Falls jedoch in S358 der Zähler CNT_T1 den Wert T1_TIME erreicht hat, wird in S360
FCT_MODE auf 1 gesetzt und damit die Routine MODE S628 (Fig. 20) angefordert.
Weiterhin wird FCT_UBT auf 1 gesetzt und damit die Routine UBT S620 angefordert.
Der Zähler CNT_T1 wird wieder auf 0 gesetzt.
Der Aufruf in S360 findet z. B. alle 24,6 ms statt, falls der TIMER∅-Interrupt 638 alle 820 µs
ausgelöst wird, und der Wert T1_TIME = 30 ist. Die Zeit T1_TIME muss an den
jeweiligen Motor angepasst werden.
In S362 beginnt der Zähler Subtimer CNT_P.
In S364 wird der Zähler CNT_P um 1 dekrementiert.
In S366 wird CNT_P überprüft. Falls CNT_P < 0 ist, wird an das Ende S369
gesprungen. Falls CNT_P = 0 ist, so ist seit der letzten Kommutierung bzw. seit dem
letzten Pumpen eine erhebliche Zeit verstrichen, und die Routine PUMP S616 muss
in S368 angefordert werden.
In S368 wird das Anforderungsbit FCT_PUMP auf 1 gesetzt und dadurch die
Funktion PUMP S616 (Fig. 24) angefordert. Danach wird an das Ende S369
gesprungen und die Routine TIMER∅-Interrupt wird verlassen.
Fig. 24 zeigt die Routine PUMP S616, welche durch die Routine TIMER∅-Interrupt
S639 aufgerufen wird, wenn gepumpt werden muss.
In S367 wird der momentane Zustand COMMUT_STATE der Kommutierung
gesichert. In S372 werden alle Ausgänge EN1, EN2, EN3, IN1, IN2, IN3 auf 0
gesetzt, wodurch die unteren Leistungsschalter 81, 83 und 85 geschlossen werden,
so dass gepumpt wird. In S374 wird die für das Pumpen notwendige Zeit
PUMP_TIME gewartet.
Daraufhin wird in S376 der in S367 gespeicherte Zustand COMMUT_STATE der
Kommutierung wieder hergestellt. Dies kann auch geschehen, indem die Sollwerte
EN1_S, EN2_S. EN3_S, IN1_S, IN2_S und IN3_S verwendet werden.
In S378 wird das Anforderungsbit FCT_PUMP der Routine PUMP S616 wieder
zurückgesetzt, und es wird nach FCT_MAN S602 (Fig. 20) gesprungen.
Fig. 25 zeigt das Unterprogramm UBT S620, welches zur Überwachung der
Betriebsspannung +U_B dient, die in Fig. 11 am Anschluss 68 des µC 23 gemessen
werden kann. Liegt +U_B außerhalb eines erlaubten Bereichs, so wird die
Vollbrückenschaltung 78 entsprechend beeinflusst, damit die am Zwischenkreis 73,
74 angeschlossenen Bauteile, z. B. die Leistungstransistoren 80 bis 85, die
Freilaufdioden 90 bis 95, der Kondensator 75, der Motor 32 und die Bauteile 77 (Fig.
2) nicht zerstört werden.
Das Unterprogramms UBT wird in der Interruptroutine TIMER∅-Interrupt S639 (S360
in Fig. 23) angefordert.
Es werden folgende Variablen benutzt:
U_B: Wert für die Betriebsspannung +U_B
U_MIN_OFF: Unterer Grenzwert für die Betriebsspannung +U_B
U_MAX_OFF: Oberer Grenzwert für die Betriebsspannung +U_B
U_MIN_ON: Unterer Grenzwert für Einschalten der Bestromung
U_MAX_ON: Oberer Grenzwert für Einschalten der Bestromung
U_OFF: Flag, ob Endstufe abgeschaltet
FCT_UBT: Anforderungsbit für die Funktion UBT S620
U_B: Wert für die Betriebsspannung +U_B
U_MIN_OFF: Unterer Grenzwert für die Betriebsspannung +U_B
U_MAX_OFF: Oberer Grenzwert für die Betriebsspannung +U_B
U_MIN_ON: Unterer Grenzwert für Einschalten der Bestromung
U_MAX_ON: Oberer Grenzwert für Einschalten der Bestromung
U_OFF: Flag, ob Endstufe abgeschaltet
FCT_UBT: Anforderungsbit für die Funktion UBT S620
In S380 wird über den A/D-Wandler (im µC 23) abgefragt, wie hoch die Spannung
am Eingang 68 des µC 23 ist, und das Resultat wird als digitaler Wert in der
Variablen U_B gespeichert.
Fig. 26 zeigt beispielhaft einen zeitlichen Verlauf der digitalisierten Größe U_B, die
der analogen Größe +U_B (Betriebsspannung des Motors 32) entspricht.
Der Wert U_B kann zu klein werden, weil z. B. bei einem Elektrofahrzeug der
Akkumulator entladen ist. Dann sinkt die Betriebsspannung unter einen unteren
Grenzwert U_MIN_OFF, und der Motor 32 muss automatisch abgeschaltet werden.
Steigt dann diese Spannung über einen höheren unteren Grenzwert U_MIN_ON an,
so kann der Motor 32 wieder eingeschaltet werden. Hierdurch erhält man eine untere
Schalthysterese.
Beim Bremsen kann die Größe U_B zu groß werden, weil der Motor 32 generatorisch
Energie in den Kondensator 75 (Fig. 2) zurückliefert, so dass U_B ansteigt, weil
diese Energie von den Verbrauchern 77 nicht verbraucht werden kann. Ein zu hoher
Anstieg der Spannung U_B muss verhindert werden, da sonst die Bauteile 77
zerstört werden könnten.
Bei 340 ist ein Anstieg der Größe U_B dargestellt, der durch einen Bremsvorgang
des Motors 32 entsteht. Bei 342 wird ein oberer Schwellwert U_MAX_OFF
überschritten und alle Transistoren 80 bis 85 des Motors 32 werden gesperrt.
Dadurch sinkt bei 344 der Wert U_B und erreicht bei 346 den niedrigeren
Schwellwert U_MAX_ON, bei dem die Kommutierung der Transistoren 80 bis 85
wieder normal eingeschaltet wird, so dass bei 348 U_B wieder ansteigt. Bei 350
werden die Transistoren 80 bis 85 erneut gesperrt, so dass der Wert U_B erneut
sinkt, und bei 352 wird wieder der Schwellwert U_MAX_ON erreicht, wo wieder die
Kommutierung des Motors 32 eingeschaltet wird. Da jetzt bei diesem Beispiel der
Bremsvorgang beendet ist, weil der Motor seine Solldrehzahl n_s erreicht, fällt U_B
weiter bis auf einen "normalen" Wert 354, der im "sicheren Bereich" 356 liegt.
Ein "verbotener Bereich" mit zu niedriger Betriebsspannung U_B ist mit 360
bezeichnet, und ein verbotener Bereich mit zu hoher Betriebsspannung U_B mit 362.
Das Programm gemäß Fig. 25 dient zur Realisierung der soeben beschriebenen
Abläufe. In den Schritten S382, S384 wird überprüft, ob die Größe U_B außerhalb
des erlaubten Bereichs zwischen U_MIN_OFF und U_MAX_OFF liegt. Ist dies der
Fall, so wird nach S386 gesprungen, ansonsten nach S390.
In S386 wird anhand der Variablen U_OFF überprüft, ob die Endstufe 78 bereits
abgeschaltet ist. Ist dies der Fall, also U_OFF = 1, so kann die Routine UBT S620
verlassen werden, und es wird nach S398 gesprungen. Ansonsten wird in S388
U_OFF auf 1 gesetzt, und alle Ausgänge EN1, EN2, EN3 (Fig. 11) werden auf HIGH
gesetzt, so dass alle Brückentransistoren 80 bis 85 (Fig. 2) nichtleitend gesteuert
werden. Da die in den Phasen 115, 116, 117 induzierte Spannung bei geöffneten
Leistungsschaltern 80 bis 85 unter der Spannung U_B am Kondensator 75 liegt, sind
alle Freilaufdioden 90 bis 95 gesperrt, und es kann kein Strom und damit auch keine
Leistung aus dem Motor 32 in den Zwischenkreis (dc link) 73, 74 fließen. Der Motor
32 ist also "freigeschaltet", d. h. er nimmt weder Leistung auf, noch gibt er Leistung
ab.
In S390, 3392 wird überprüft, ob sich U_B in dem erlaubten Bereich 356 (Fig. 24)
befindet. Durch diesen erlaubten Bereich 356, der kleiner ist als der nicht erlaubte
Bereich, welcher durch die Schritte S382 und S384 definiert ist, erhält man eine
Hysterese der Strombegrenzung, was die Arbeitsweise des Motors verbessert. Ist
keine Hysterese notwendig, so wird S394 direkt an die Alternative "N" von S384
angehängt, und die Schritte S390, S392 können entfallen.
Befindet sich U_B im erlaubten Bereich 356, so wird von S390 bzw. S392 nach
S394 gesprungen; ansonsten wird nach S398 gesprungen.
In S394 wird überprüft, ob U_OFF schon 0 war, die Endstufe 78 also bereits normal
kommutiert wurde. War U_OFF = 0, so wird nach S398 gesprungen, und sonst wird
in S396 die Variable U_OFF auf 0 gesetzt, und bei COMMUT wird die Endstufe 78
gemäß der Tabelle in Fig. 3 normal in Abhängigkeit von den Hallsignalen HS1, HS2,
HS3 kommutiert (vgl. Fig. 22). Hierbei kann man auch den Beginn der Kommutierung
mit zunehmender Drehzahl in Richtung nach früh verlegen, vgl. hierzu beispielhaft
die DE 197 00 479 A1.
Auf diese Weise kann der Motor 32 beim Bremsen, also dann, wenn er die vom
Drehzahlregler vorgegebene gewünschte Drehzahl n_s überschreitet, Energie
generatorisch in den Kondensator 75 (Fig. 2) zurückliefern, ohne dass dabei die
Spannung U_B an diesem Kondensator unzulässige Werte annehmen kann.
Ebenso wird sichergestellt, dass der Motor 32 abgeschaltet wird, wenn seine
Betriebsspannung U_B unter einen zulässigen Wert U_MIN_OFF absinkt, wodurch
Fehlfunktionen des Motor 32 vermieden werden. Dies ist besonders wichtig, wenn
ein solcher Motor aus einem - nicht dargestellten - Akkumulator betrieben wird, den
man sich in Fig. 2 an der Stelle des Gleichrichters 72 denken muss, wie dem
Fachmann geläufig ist.
In dem Unterprogramm COMMUT S348 (Fig. 22) wird die Endstufe 78 in
Abhängigkeit von den Hallsignalen HS1, HS2, HS3 kommutiert, falls keine
Störungen vorliegen. Das Unterprogramm COMMUT, das auch allgemein zur
Kommutierung dient, berücksichtigt bei der Kommutierung den Wert von U_OFF. Hat
U_OFF den Wert 1, so bleiben alle Signale EN1, EN2, EN3 (Fig. 11) auf HIGH, vgl.
S302 in Fig. 22, d. h. alle Treiberbausteine 200 (Fig. 14) bleiben deaktiviert.
In S398 der Fig. 25 wird die Variable FCT_UBT auf 0 zurückgesetzt, und es wird an
den Anfang des Funktionsmanagers FCT_MAN S602 (Fig. 20) gesprungen.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele des Reglers RGL 24 für die in Fig. 16
aufgeführten Betriebsarten des Motors 32 gezeigt.
Fig. 27 zeigt die Routine RGL_U S624_1, welche eine Drehzahlregelung n_CTRL
via Spannungsstellung U_CTRL durchführt, vgl. S502 in Fig. 16, d. h. die Drehzahl n
wird dadurch geregelt, dass die Spannung am Motor 32 verändert wird. Die Routine
RGL_U wird von der Interruptroutine HALL-Interrupt S631 (Fig. 21) nach der
Berechnung der Drehzahl n angefordert, dort S350.
Es werden folgende Variablen benutzt:
RGL_DIFF: Regeldifferenz
n_s: Gewünschte Drehzahl
n: Tatsächliche Drehzahl
RGL_PROP: Proportionalanteil
RGL_P: Proportionalfaktor
RGL_INT: Integralanteil
RGL_I: Integralfaktor
RGL_VAL: Vom Regler berechneter Stellwert
RGL_MAX: Maximaler Stellwert
PWM1: Stellwert für das Signal PWM1
PWM_I+: Stellwert für die positive Strombegrenzung 131
PWM_I-: Stellwert für die negative Strombegrenzung 161
FCT_RGL: Anforderungsbit der Routine RGL S624_1
RGL_DIFF: Regeldifferenz
n_s: Gewünschte Drehzahl
n: Tatsächliche Drehzahl
RGL_PROP: Proportionalanteil
RGL_P: Proportionalfaktor
RGL_INT: Integralanteil
RGL_I: Integralfaktor
RGL_VAL: Vom Regler berechneter Stellwert
RGL_MAX: Maximaler Stellwert
PWM1: Stellwert für das Signal PWM1
PWM_I+: Stellwert für die positive Strombegrenzung 131
PWM_I-: Stellwert für die negative Strombegrenzung 161
FCT_RGL: Anforderungsbit der Routine RGL S624_1
Die Routine RGL_U führt bei diesem Beispiel eine PI-Regelung zur Berechnung des
Stellwerts RGL_VAL aus. Der Stellwert RGL_VAL wird auf Zulässigkeit überprüft und
dem PWM-Generator 25 (Fig. 11) zur Erzeugung des Signals PWM1 zugeführt.
In S400 wird die Regeldifferenz RGL_DIFF als Differenz der gewünschten Drehzahl
n_s und der aktuellen Drehzahl n berechnet.
In S402 wird der Proportionalanteil RGL_PROP durch Multiplikation der
Regeldifferenz RGL_DIFF mit dem Proportionalfaktor RGL_P berechnet. Der neue
Integralanteil RGL_INT wird durch Addition des alten Integralanteils RGL_INT zu dem
Ergebnis der Multiplikation der Regeldifferenz RGL_DIFF mit dem Integralfaktor
RGL_I berechnet, und der Stellwert RGL_VAL ergibt sich aus der Summe des
Proportionalanteils RGL_PROP und des Integralanteils RGL_INT.
In den Schritten S404 bis S410 wird geprüft, ob sich der Stellwert RGL_VAL in
einem zulässigen Bereich befindet.
Ist der Stellwert RGL_VAL kleiner als 0, so wird er in S406 auf 0 gesetzt.
Ist der Stellwert RGL_VAL größer als der maximal zulässige Wert RGL_MAX, so wird
er in S410 auf RGL_MAX gesetzt.
In S412 wird der Wert PWM1 auf den - ggf. begrenzten - Stellwert RGL_VAL
gesetzt, und die Werte PWM_I+ bzw. PWM_I- werden auf die für den maximalen
Strom i_2 bzw i_2' maximal zulässigen Werte I_max+ bzw. I_max- gesetzt. Mit
diesen Werten findet eine Regelung der Drehzahl n auf den gewünschten Wert n_s
via Spannungsstellung statt. Die positive Hardware-Strombegrenzung 131 (Fig. 6)
begrenzt den Strom i_2 auf I_max+, und die negative Hardware-Strombegrenzung
161 (Fig. 8) begrenzt den Strom i_2' auf I_max-.
In S414 wird die Routine RGL_U durch Setzen von FCT_RGL auf 0 beendet, und es
erfolgt ein Sprung nach FCT_MAN S602 (Fig. 20).
Anstelle eines PI-Reglers kann selbstverständlich auch ein anderer Regler, z. B. ein
PID-Regier, verwendet werden, wie das dem Fachmann bekannt ist.
Fig. 28 zeigt die Routine RGL_I S624_2, welche eine Drehzahlregelung n_CTRL
via Stromstellung I_CTRL durchführt, vgl. S518 in Fig. 16, d. h. die Drehzahl wird
dadurch geregelt, dass der Strom verändert wird, auf den die
Strombegrenzungsanordnung 131 und/oder 161 eingestellt wird.
Die Routine RGL_I wird von der Interruptroutine HALL-Interrupt S631 (Fig. 21) nach
der Berechnung der Drehzahl n angefordert, dort S350.
Es werden folgende Variablen benutzt:
RGL_DIFF: Regeldifferenz
n_s: Gewünschte Drehzahl
n: Tatsächliche Drehzahl RGL_PROP: Proportionalanteil
RGL_P: Proportionalfaktor
RGL_INT: Integralanteil
RGL_I: Integralfaktor
RGL_VAL: Vom Regler berechneter Stellwert
RGL_MAX: Maximaler Stellwert
PWM1: Stellwert für das Signal PWM1
PWM_I+: Stellwert für die positive Strombegrenzung 131
PWM_I-: Stellwert für die negative Strombegrenzung 161
FCT_RGL: Anforderungsbit der Routine RGL S624_ 2
RGL_DIFF: Regeldifferenz
n_s: Gewünschte Drehzahl
n: Tatsächliche Drehzahl RGL_PROP: Proportionalanteil
RGL_P: Proportionalfaktor
RGL_INT: Integralanteil
RGL_I: Integralfaktor
RGL_VAL: Vom Regler berechneter Stellwert
RGL_MAX: Maximaler Stellwert
PWM1: Stellwert für das Signal PWM1
PWM_I+: Stellwert für die positive Strombegrenzung 131
PWM_I-: Stellwert für die negative Strombegrenzung 161
FCT_RGL: Anforderungsbit der Routine RGL S624_ 2
Die Routine RGL_I (Fig. 28) führt eine PI-Regelung zur Berechnung des Stellwerts
RGL_VAL aus, welcher auf Zulässigkeit überprüft und dem PWM-Generator 29 (Fig.
11) zugeführt wird, der die positive Strombegrenzung 131 steuert.
Die Schritte S420 bis S430 entsprechen den analogen Schritten S400 bis S410 der
Routine RGL_U S624_1. Die Regeldifferenz RGL_DIFF wird in S420 berechnet, der
PI-Regler berechnet in S422 den Stellwert RGL_VAL, und in S424 bis S430 findet
eine Bereichsüberprüfung des Stellwerts RGL_VAL statt. Die Begrenzung von
RGL_VAL auf RGL_MAX erscheint wichtig, da damit eine Begrenzung des
maximalen Motorstroms i_2 erreicht wird.
In S432 wird der Wert PWM1 auf einen Wert U_max gesetzt, der so groß ist, dass die
positive Strombegrenzung immer aktiv ist, also z. B. auf 100%, so dass der
Motorstrom ständig die Form von Stromimpulsen hat. Der Wert PWM_I+ wird auf den
- ggf. durch S424 bis S430 begrenzten - Stellwert RGL_VAL gesetzt. Damit findet
eine Regelung der Drehzahl n auf den gewünschten Wert n_s via Stromstellung statt.
Der Wert PWM_I- wird auf den für den maximalen Strom i_2' und die augenblickliche
Drehzahl maximal zulässigen Wert I_max- gesetzt. Die negative Hardware-
Strombegrenzung 161 begrenzt den Strom i_2'.
Da der Stellwert RGL_VAL den Wert festlegt, bei dem die positive Strombegrenzung
131 wirksam wird, muss der Wert RGL_MAX der Bereichsüberprüfung in S428 und
S430 so gewählt werden, dass der Strom i_2 nicht größer als der zulässige
Maximalstrom I_max+ werden kann.
In S434 wird die Routine RGL_I S624_2 durch Setzen von FCT_RGL auf 0 beendet,
und es erfolgt ein Sprung nach FCT_MAN S602 (Fig. 20).
Anstelle eines PI-Reglers kann selbstverständlich auch ein anderer Regler, wie z. B.
ein PID-Regler, verwendet werden, wie dem Fachmann bekannt ist.
Fig. 29 zeigt die Routine RGL_T+ S624_3, welche eine positive
Drehmomenteinstellung T_CTRL pos. via Stromstellung I_CTRL durchführt, vgl.
S510 in Fig. 16, d. h. das gewünschte Drehmoment T+ wird dadurch eingestellt, dass
der Strom i_2 auf einen vorgegebenen Wert geregelt wird.
Die Routine RGL S624_3 wird von der Interruptroutine HALL-Interrupt S631 (Fig. 21)
nach der Berechnung der Drehzahl n angefordert, dort S350. Da in diesem Fall
keine Drehzahlregelung stattfindet, wäre auch ein von der Berechnung der Drehzahl
n unabhängiger Aufruf möglich.
Folgende Variablen werden benutzt:
PWM1: Stellwert für das Signal PWM1
U_max: Wert für PWM1, bei dem die Strombegrenzung 131 aktiv ist
PWM_I+: Stellwert für die positive Strombegrenzung 131
I(T+): Wert für PWM_I+, der dem Drehmoment T+ entspricht
PWM_I-: Stellwert für die negative Strombegrenzung 161
I_max-: Wert für den maximal zulässigen Bremsstrom i_2'
FCT_RGL: Anforderungsbit der Routine RGL_T+ S624_3
PWM1: Stellwert für das Signal PWM1
U_max: Wert für PWM1, bei dem die Strombegrenzung 131 aktiv ist
PWM_I+: Stellwert für die positive Strombegrenzung 131
I(T+): Wert für PWM_I+, der dem Drehmoment T+ entspricht
PWM_I-: Stellwert für die negative Strombegrenzung 161
I_max-: Wert für den maximal zulässigen Bremsstrom i_2'
FCT_RGL: Anforderungsbit der Routine RGL_T+ S624_3
Die Routine RGL_T+ stellt in S440 das Signal PWM1 auf einen Wert U_max ein, bei
dem die positive Strombegrenzung 131 ständig aktiv ist, also gewöhnlich auf 100%.
Das Signal PWM_I+ wird auf einen Wert I(T+) gesetzt, der dem gewünschten
positiven Drehmoment T+ entspricht, und PWM_I- wird auf einen Wert I_max-
gesetzt, der dem maximal zulässigen Bremsstrom i_2' entspricht, vgl. S512 in Fig.
16.
In S442 wird das Anforderungsbit FCT_RGL wieder auf 0 gesetzt, da die Routine
RGL_T+ abgearbeitet ist.
Daraufhin wird wieder an den Anfang FCT_MAN S602 des Funktionsmanagers 601
(Fig. 20) gesprungen.
Da - wegen PWM1 = U_max - die positive Strombegrenzung ständig wirksam ist,
wird durch sie der Strom auf den gewünschten Wert geregelt, und dadurch wird das
Drehmoment des Motors konstant gehalten. Die Kurve 796 der Fig. 36 zeigt die
Konstanthaltung des Stroms über einen großen Lastbereich, die Kurve 802 der Fig.
37 die sich daraus ergebende Konstanthaltung der vom Motor aufgenommenen
Leistung P, und die Kurve 790 der Fig. 35 zeigt, wie sich infolge des konstanten
Drehmoments die Drehzahl eines Lüfters bei unterschiedlicher Belastung stark
ändert. Die Aufnahme einer konstanten Leistung erlaubt es, Netzteile, Batterien etc.
knapper zu dimensionieren und führt - indirekt - zu einer starken Reduzierung der
Investitionskosten.
Fig. 30 zeigt die Routine RGL_T- S624_4, welche eine negative
Drehmomenteinstellung T_CTRL neg. via Stromstellung I_CTRL durchführt, vgl.
S514 in Fig. 16, d. h. das gewünschte Bremsmoment T- wird dadurch eingestellt,
dass der Strom i_2' auf einen vorgegebenen Wert geregelt wird.
Die Routine RGL_T- wird z. B. von der Interruptroutine HALL-Interrupt S631 (Fig. 21)
nach der Berechnung der Drehzahl n angefordert, dort S350. Da in dieser
Betriebsart keine Drehzahlregelung stattfindet, wäre auch ein von der Berechnung
der Drehzahl n unabhängiger Aufruf möglich.
Es werden folgende Variablen benutzt:
PWM1: Stellwert für das Signal PWM1
U_min: Wert für PWM1, bei dem die Strombegrenzung 161 aktiv ist
PWM_I+: Stellwert für die positive Strombegrenzung 131
I_max+: Wert für den maximal zulässigen Antriebsstrom i_2
PWM_I-: Stellwert für die negative Strombegrenzung 161
I(T-): Wert für PWM_I-, der dem Drehmoment T- entspricht
FCT_RGL: Anforderungsbit der Routine RGL S624_4
PWM1: Stellwert für das Signal PWM1
U_min: Wert für PWM1, bei dem die Strombegrenzung 161 aktiv ist
PWM_I+: Stellwert für die positive Strombegrenzung 131
I_max+: Wert für den maximal zulässigen Antriebsstrom i_2
PWM_I-: Stellwert für die negative Strombegrenzung 161
I(T-): Wert für PWM_I-, der dem Drehmoment T- entspricht
FCT_RGL: Anforderungsbit der Routine RGL S624_4
Die Routine RGL_T- stellt in S450 das Signal PWM1 auf einen Wert U_min ein, bei
dem die negative Strombegrenzung 161 ständig aktiv ist. Das Signal PWM_I- wird
auf den Wert I(T-) gesetzt, welcher dem gewünschten negativen Drehmoment T-
entspricht, und PWM_I+ wird auf den dem maximal zulässigen Antriebsstrom i_2
entsprechenden Wert I_max+ gesetzt, z. B. auf 100%, vgl. S516 in Fig. 16.
In S452 würd das Anforderungsbit FCT_RGL wieder auf 0 gesetzt, da die Routine
RGL_T- abgearbeitet ist.
Daraufhin wird wieder an den Anfang FCT_MAN S602 des Funktionsmanagers 601
(Fig. 20) gesprungen.
Auf diese Weise wird das Bremsmoment in einem großen Drehzahlbereich auf
einem konstanten Wert gehalten.
Fig. 31 zeigt die Routine RGL S624. Diese ermöglicht eine Auswahl, welche der
Routinen RGL_U S624_1 (Fig. 27), RGL_I S624_2 (Fig. 28), RGL_T+ S624_3
(Fig. 29) und RGL_T- S624_4 (Fig. 30) für den Regler RGL 24 (Fig. 11) verwendet
werden soll. Alternativ kann man in einem Motor auch nur eine oder zwei dieser
Routinen vorsehen. Z. B. braucht ein Lüfter gewöhnlich keine Bremsroutine.
Die Routine RGL S624 wird z. B. von der Interruptroutine HALL-Interrupt S631
(Fig. 21) nach der Berechnung der Drehzahl n angefordert, dort S350.
Es werden folgende Variablen benutzt:
MODE: gewählte Betriebsart
RGL_U: Wert für Betriebsart RGL_U S624_1
RGL_I: Wert für Betriebsart RGL_I S624_2
RGL_T+: Wert für Betriebsart RGL_T+ S624_3
RGL_T-: Wert für Betriebsart RGL_T- S624_4
MODE: gewählte Betriebsart
RGL_U: Wert für Betriebsart RGL_U S624_1
RGL_I: Wert für Betriebsart RGL_I S624_2
RGL_T+: Wert für Betriebsart RGL_T+ S624_3
RGL_T-: Wert für Betriebsart RGL_T- S624_4
Die Variable MODE gibt die Betriebsart vor, in der der Motor 32 betrieben wird. Die
Variable MODE wird in der Routine MODE S628 (Fig. 20) gesetzt. Ein
Ausführungsbeispiel für die Routine MODE S628 ist in Fig. 32 gegeben.
In S460 wird überprüft, ob die gewählte Betriebsart MODE gleich der Betriebsart
RGL_U ist. Falls ja, so wird die Routine RGL_U S624_1 aufgerufen.
Ansonsten wird in S462 überprüft, ob die gewählte Betriebsart MODE gleich der
Betriebsart RGL_I ist. Falls ja, so wird die Routine RGL_I S624_2 aufgerufen.
In gleicher Weise wird in S464 und S466 überprüft, ob die Betriebsarten RGL_T+
S624_3 oder RGL_T- S624_4 gewählt sind, und die entsprechenden Routinen
werden aufgerufen.
Fig. 32 zeigt die Routine MODE S628. Diese Routine setzt in Abhängigkeit von den
Eingabeleitungen IN_A, IN_B, 44, 46 und 48 des µC 23 (Fig. 11) die Betriebsart des
Motors 32. Sie wird von der Routine TIMER∅-Interrupt S639 (Fig. 23) in S360
angefordert und durch den Funktionsmanager 601 (Fig. 20) in S626 aufgerufen.
Es werden folgende Variablen benutzt:
MODE: gewählte Betriebsart
n_s: Drehzahlvorgabe (gewünschte Drehzahl)
I_max+: Wert für den maximal zulässigen Antriebsstrom i_2
I_max-: Wert für den maximal zulässigen Bremsstrom i_2'
U_max: Wert für PWM1, bei dem die positive Strombegrenzung 131 aktiv ist
I(T+): Wert für PWM_I+, der das Drehmoment T+ bewirkt
I(T-): Wert für PWM_1- der das Drehmoment T- bewirkt
U_min: Wert für PWM1, bei dem die negative Strombegrenzung 161 aktiv ist
MODE: gewählte Betriebsart
n_s: Drehzahlvorgabe (gewünschte Drehzahl)
I_max+: Wert für den maximal zulässigen Antriebsstrom i_2
I_max-: Wert für den maximal zulässigen Bremsstrom i_2'
U_max: Wert für PWM1, bei dem die positive Strombegrenzung 131 aktiv ist
I(T+): Wert für PWM_I+, der das Drehmoment T+ bewirkt
I(T-): Wert für PWM_1- der das Drehmoment T- bewirkt
U_min: Wert für PWM1, bei dem die negative Strombegrenzung 161 aktiv ist
In der Routine MODE S628 wird anhand der Eingänge IN_A und IN_B (Fig. 11),
welche z. B. von außerhalb des Motors 32 eingestellt oder über den Bus 18
übermittelt werden können, ausgewählt, welche Betriebsart MODE verwendet
werden soll. Bei der gewählten Betriebsart werden die Parameter für den Regler RGL
S624 (Fig. 31) gesetzt, indem über den A/D-Wandler 30 (Fig. 11) durch eine
Funktion AD[x] der analoge Wert am Eingang x digitalisiert wird. Der Wert x ist einer
der Eingänge 44, 46 oder 48 des µC 23, und ihr analoger Wert wird durch die
Potentiometer 43, 45 bzw. 47 bestimmt.
In S470 wird überprüft, ob IN_A = LOW und IN_B = LOW ist. Falls ja, wird nach S472
gesprungen. Die gewählte Betriebsart MODE wird auf RGL_U gesetzt, so dass durch
die Routine RGL S624 (Fig. 31) die Routine RGL_U S624_1 (Fig. 27) aufgerufen
wird, die eine Drehzahlregelung n_CTRL via Spannungseinstellung U_CTRL
durchführt. Die Drehzahlvorgabe n_s wird auf den digitalisierten Wert AD[44], der
Wert I_max+ für den maximal zulässigen Antriebsstrom i_2 wird auf den Wert AD[46]
und der Wert I_max- für den maximal zulässigen Bremsstrom i_2' wird auf den Wert
AD[48] gesetzt. Daraufhin erfolgt ein Sprung zu FCT_MAN S602. AD[44] bedeutet
z. B. den Wert am Eingang 44 der Fig. 11.
In gleicher Weise wird in S474 überprüft, ob IN_A = LOW und IN_B = HIGH ist. Falls
ja, wird in S476 die Betriebsart MODE auf RGL_I gesetzt, die Drehzahlvorgabe n_s
wird auf den digitalisierten Wert AD[44], der Wert U_max auf den Wert AD[46] und
der Wert I_max- auf den Wert AD[48] gesetzt.
In S478 wird überprüft, ob IN_A = HIGH und IN_B = LOW ist. Falls ja, wird in S480
die Betriebsart MODE auf RGL_T+ gesetzt, der Wert I(T+) wird auf den Wert AD[44],
der Wert U_max auf den Wert AD[46] und der Wert I_max- auf den Wert AD[48]
gesetzt.
In S482 wird überprüft, ob IN_A = HIGH und IN_B = HIGH ist. Falls ja, wird in S484
die Betriebsart MODE auf RGL_T- gesetzt, der Wert I(T-) wird auf den Wert AD[44],
der Wert I_max+ auf den Wert AD[46] und der Wert U_min auf den Wert AD[48]
gesetzt.
Selbstverständlich kann man die Betriebsart auch auf andere Weise eingeben, z. B.
über den Bus 18 oder das EEPROM 20 (Fig. 11). Die Betriebsparameter, die in
diesem Ausführungsbeispiel über die Eingänge IN_A, IN_B, 44, 46 und 48
eingegeben wurden, können auch über den Bus 18 oder das EEPROM 20
eingegeben werden, z. B. durch Austausch des EEPROMs oder eines ROMs.
Bei der Bestimmung der Betriebsart in MODE (Fig. 32) können auch Parameter des
Motors 32 einbezogen werden. Z. B. kann der Motor 32 auf ein Signal IN_A hin die
Betriebsart RGL_I für eine Drehzahlregelung n_CTRL via Stromsteuerung I_CTRL
durchführen, um eine gewünschte Drehzahl n_s zu erreichen. Nach Erreichen der
Drehzahl n_s wird dann z. B. in der Routine MODE S628 auf die Betriebsart RGL_T-
umgeschaltet, und die Gleichstrommaschine 32 arbeitet mit einem konstanten
bremsenden Drehmoment, also als Generator. Der anfängliche Antrieb der
Gleichstrommaschine 32 auf eine Drehzahl n_s kann z. B. deshalb notwendig sein,
weil sonst eine zu große Relativgeschwindigkeit zwischen der Gleichstrommaschine
32 und einem zu bremsenden Objekt entstehen würde.
Fig. 33 zeigt einen Radiallüfter 370 mit einem Gehäuse 771, welches einen
Lufteinlass 772 und einen Luftauslass 774 aufweist. Ein Motor 32 treibt ein
Radiallüfterrad 776 an, um Luft vom Lufteinlass 772 zum Luftauslass 774 zu
transportieren. Über zwei Leitungen 778 wird dem Motor 32 eine Betriebsspannung
+U_B zugeführt. Die elektrischen und elektronischen Komponenten des Motors 32
befinden sich bevorzugt im Gehäuse 771.
Fig. 34 zeigt Kennlinien des Radiallüfters 370 der Fig. 33, bei denen die
Druckerhöhung Δp über dem Volumenstrom V/t aufgetragen ist. Bei den Kurven 780
und 782 wurde der Radiallüfter mit Drehzahlregelung n_CTRL via
Spannungssteuerung U_CTRL betrieben, wobei er bei der Kurve 780 auf 3800 U/min
und bei der Kurve 782 auf 4000 U/min geregelt wurde. Bei der Kurve
784 wurde der Radiallüfter mit positiver Drehmomentensteuerung betrieben, bei der der
Motorstrom I auf einen konstanten Wert gesetzt wurde, damit das Lüfterrad 776 in
einem weiten Drehzahlbereich mit einem im wesentlichen konstanten Drehmoment
angetrieben wird.
Die Kennlinie 784 des Radiallüfters, der mit einem positiven konstanten Drehmoment
betrieben wird, ist wesentlich besser als die Kurven 780 und 782, da auch bei
großen Druckdifferenzen Δp noch ein ausreichender Volumenstrom generiert wird,
oder anders gesagt: Ein Lüfter mit der Kennlinie 784 kann bei einem erheblich
höheren Gegendruck noch einen ausreichend hohen Volumenstrom erzeugen. Ein
Radiallüfter mit der Kennlinie 784 hat folglich mehr Anwendungsgebiete. (Je steiler
die Kennlinie 784 ist, desto günstiger für den Betrieb eines solchen Lüfters.)
Sehr vorteilhaft ist auch, dass in einer gegebenen Installation eines Radiallüfters, der
mit konstantem Drehmoment angetrieben wird, die Drehzahl ansteigt, wenn ein Filter
verstopft ist und folglich der Gegendruck ansteigt. Bei einem vorgegebenen Anstieg
der Drehzahl kann also automatisch ein Alarmsignal ausgelöst werden, damit das
Filter kontrolliert und ggf. ausgewechselt wird. Dies zeigt Fig. 38.
In den nachfolgenden Fig. 35, 36 und 37 gelten folgende Entsprechungen:
Die Kurve 780 (3800 U/min) entspricht den Kurven 786 bzw. 792 bzw. 798.
Die Kurve 782 (4000 U/min) entspricht den Kurven 788 bzw. 794 bzw. 800.
Die Kurve 784 (konstantes Drehmoment) entspricht den Kurven 790 bzw. 796 bzw. 802.
Die Kurve 780 (3800 U/min) entspricht den Kurven 786 bzw. 792 bzw. 798.
Die Kurve 782 (4000 U/min) entspricht den Kurven 788 bzw. 794 bzw. 800.
Die Kurve 784 (konstantes Drehmoment) entspricht den Kurven 790 bzw. 796 bzw. 802.
Fig. 35 zeigt Kennlinien für verschiedene Lüftertypen, wobei die Drehzahl n über
den Volumenstrom V/t aufgetragen ist.
Die Kurve 786 zeigt, dass eine Regelung auf die Drehzahl n_s = 3800 rpm stattfindet.
Die Kurve 788 zeigt dementsprechend eine Regelung auf die Drehzahl n_s = 4000.
Bei der der Kurve 790 (für den Radiallüfter 370) steigt die Drehzahl zu geringerem
Volumenstrom V/t hin an. Hierdurch wird gemäß Fig. 34 auch bei höheren
Druckdifferenzen Δp noch ein großer Volumenstrom V/t ermöglicht. Bei der Kurve
790 arbeitet der Radiallüfter 370 mit einem konstanten Drehmoment T+.
Fig. 36 zeigt Kennlinien für verschiedene Lüftertypen, bei denen der Strom I durch
den Motor 32 über dem Volumenstrom V/t aufgetragen ist.
Der Strom I bei der Kurve 796 ist in einem großen Bereich konstant, nimmt jedoch zu
kleineren Volumenströmen hin leicht ab. Dies geht vermutlich auf Probleme mit dem
Netzteil zurück, das bei der vorliegenden Messung verwendet wurde. Bei den
Kurven 792 und 794 nimmt der Strom I mit zunehmendem Volumenstrom V/t zu.
Fig. 37 zeigt für verschiedene Lüftertypen Kennlinien 798, 800 und 802, bei denen
die Leistung P über dem Volumenstrom V/t aufgetragen ist.
Bei der Kurve 802 für den Radiallüfter 370 ist die Leistung bei größeren
Volumenströmen V/t ziemlich konstant, wie es bei konstantem Motorstrom I zu
erwarten ist; zu kleinerem Volumenstrom V/t hin nimmt die Leistung P leicht ab. Dies
ist ebenfalls auf Probleme mit dem für die Messungen verwendeten Netzteil
zurückzuführen. Bei den Kurven 798, 800 nimmt die Leistung mit zunehmendem
Volumenstrom V/t zu.
Ein Betrieb gemäß der Kurve 802, also mit konstanter Leistung P, kann deshalb sehr
vorteilhaft sein, weil das Netzteil des Motors 32 nur für diese Leistung dimensioniert
zu werden braucht.
Ein Radiallüfter, der mit konstantem positivem Drehmoment arbeitet (Kennlinie 802),
also mit etwa konstantem Motorstrom I, ist für einen größeren Bereich von
Druckdifferenzen Δp (Fig. 34) geeignet, so dass er z. B. in einem Hochhaus gleich gut
im 1. wie im 12. Stock verwendet werden kann, um eine Toilette oder Küche über
einen gemeinsamen Abluftkanal zu entlüften. Dies wird nachfolgend anhand der Fig.
40 bis 43 erläutert.
Hierdurch kann ein Radiallüfter 370 mit positiver Drehmomentensteuerung z. B. in
allen Stockwerken eines Hochhauses, bei denen im Lüftungsschacht in
Abhängigkeit von dem Stockwerk sehr unterschiedliche Drücke herrschen, zur
Entlüftung verwendet werden, während ein Radiallüfter 370 mit Drehzahlregelung
n_CTRL via Spannungssteuerung U_CTRL nur in vorgegebenen Stockwerken
verwendet werden könnte, d. h. eine größere Typenvielfalt von Axiallüftern bzw. nicht
erfindungsgemäßen Radiallüftern kann durch einen einzigen Typ oder weniger
Typen eines erfindungsgemäßen Radiallüfters ersetzt werden, der mit einem im
wesentlichen konstanten Drehmoment T+ betrieben wird.
Fig. 38 zeigt schematisch eine Mobilfunkstation 650. Diese hat unten ein Filter 652
für die bei 654 zuströmende und bei 656 abströmende Kühlluft. Oben befindet sich
ein Radiallüfter 370, z. B. von der Art, wie sie in Fig. 33 dargestellt ist. Dieser Lüfter
erhält seinen Strom über einen Regler 658. Sein Stromanschluss ist wie in Fig. 33
mit 778 bezeichnet. - In einem Raum 660 befinden sich die zu kühlenden, nicht
dargestellten Bauelemente der Station 650.
Es sei angenommen, dass das Filter 652 im neuen Zustand einen Druckabfall Δp von
300 Pa verursacht. Dann ergibt sich gemäß Fig. 39 auf der Kurve 784 (Regler 658 =
Stromregler, der auf einen konstanten Strom regelt) ein Arbeitspunkt 662
entsprechend einem Volumenstrom der Kühlluft von 107 m3/h.
Wenn der Regler 658 ein Drehzahlregler ist, der den Lüfter 370 auf eine konstante
Drehzahn von 4000 U/min regelt, ergibt sich auf der Kurve 782 ein Arbeitspunkt 664
entsprechend einem Volumenstrom von 103 m3/h, d. h. bei neuem Filter 652
unterscheiden sich die Arbeitspunkte 662 und 664 kaum.
Verschmutzt das Filter 652 so, dass der Druckabfall Δp auf 600 Pa ansteigt, so ergibt
sich gemäß Fig. 39 kein Schnittpunkt mehr mit der Kurve 782, d. h. bei Regelung auf
eine konstante Drehzahl von 4000 U/min fördert der Lüfter 370 keine Luft mehr durch
das Filter 652, und die Elektronik im Raum 660 wird nicht mehr gekühlt.
Dagegen ergibt sich auf der Kurve 784 (Regelung auf konstanten Strom, also
konstantes Drehmoment) ein Arbeitspunkt 666 entsprechend einem Volumenstrom
von 76 m3/h. Wie man Fig. 35 entnimmt, ist dies die Folge davon, dass an diesem
Arbeitspunkt die Drehzahl des Radiallüfters 370 auf 4500 U/min angestiegen ist,
während sie beim Arbeitspunkt 662 nur 4150 U/min beträgt.
Trotz der Verdoppelung des Druckabfalls nimmt also in diesem Fall die
Kühlluftmenge nur um 29% ab, weil - wegen der Regelung auf I = const - die
Drehzahl n des Lüfters 370 um 8,4% angestiegen ist.
In der Praxis wird man den Lüfter 370 in einem solchen Fall so auslegen, dass die
Kühlluftmenge bei stärker verschmutztem Filter 652 noch 100% beträgt.
Ein wesentlicher Vorteil ist, dass dann, wenn der Regler 658 den Radiallüfter 370 auf
konstanten Strom regelt, bei Fig. 38 meist ein einziger Lüfter genügt, während dann,
wenn der Regler 658 den Lüfter 370 auf eine konstante Drehzahl von z. B. 4000 U/min
regelt, aus Sicherheitsgründen meist zwei parallele Lüfter 370 verwendet
werden müssen, damit auch bei verschmutztem Filter 652 die Kühlung der
Komponenten 660 gewährleistet ist.
Wie man Fig. 39 entnimmt, kann der Lüfter 370 mit Stromregelung (Kurve 784) auch
noch bei einem Druckabfall Δp von 900 Pa eine Kühlung aufrecht erhalten. Dies ist
der Arbeitspunkt 668, an dem sich noch ein Volumenstrom von 44 m3/h ergibt, weil
dort gemäß Fig. 35 die Drehzahl n des Lüfters 370 auf 5150 U/min angestiegen ist.
Der Anstieg der Drehzahl n mit zunehmender Verschmutzung des Filters 652 kann
dazu ausgenutzt werden, um automatisch ein Warnsignal zu erzeugen, wenn das
Filter 652 stärker verschmutzt ist. Hierzu dient ein Drehzahl-Überwachungsglied 672,
z. B. eine entsprechende Routine im Programm, welche bei Überschreiten einer
Drehzahl n0 (z. B. 4500 U/min) ein Signal ALARM erzeugt, das per Telemetrie an
eine Zentralstation übertragen wird, damit das Filter 652 bei der nächsten
Routinewartung ausgetauscht wird. Wenn das Filter 652 nicht ausgetauscht wird,
bleibt das Signal ALARM bestehen, und man hat so in der Zentralstation eine
Kontrolle darüber, ob die Wartungsarbeiten ordnungsgemäß erledigt wurden oder
nicht.
Fig. 41 zeigt einen Entlüftungskanal 676, dessen Auslass mit 678 bezeichnet ist
und an den sechs Radiallüftern 370A bis 370F des in Fig. 33 dargestellten Typs
angeschlossen sind, die alle auf eine konstante Drehzahl von 4000 rpm geregelt
werden. Fig. 40 zeigt die zugehörige Lüfterkennlinie 782, d. h. bei einem
Gegendruck von 0 Pa fördert ein solcher Lüfter etwa 144 m3 Luft pro Stunde, und bei
einem Gegendruck von 400 Pa etwa 88 m3/h.
Die sechs Lüfter 370A bis 370F, welche in den Kanal 676 fördern, erzeugen z. B. am
rechten Lüfter 370F einen Druck von etwa 100 Pa, der nach links bis auf 600 Pa
(beim Lüfter 370A) zunimmt. Dadurch ergeben sich die Fördermengen gemäß
folgender Tabelle:
Man erkennt, dass die geförderte Luftmenge in Fig. 41 nach links rasch abnimmt, und
dass der Lüfter 370A überhaupt keine Luft fördern kann, sondern dass Luft aus ihm
herausströmt, wie durch einen Pfeil 680 angedeutet. Wenn es sich z. B. um die
Entlüftung von Toiletten handelt, würde also dem Lüfter 370A der Geruch der Toilette
des Lüfters 370B entströmen.
Fig. 42 und Fig. 43 zeigen zum Vergleich dieselbe Anordnung mit dem Kanal 676
und den sechs Lüftern 370A bis 370F, wobei aber diese Lüfter jeweils mit
konstantem Strom, also einem im wesentlichen konstanten Drehmoment, betrieben
werden. Wie man Fig. 42 direkt entnimmt, kann ein solcher Lüfter einen wesentlich
höheren Druck erzeugen, weil bei zunehmendem Gegendruck seine Drehzahl
automatisch ansteigt. Dies zeigt die nachfolgende Tabelle:
Man erkennt, dass der Lüfter 370F in Fig. 43 eine Luftmenge von 130 m3 pro Stunde
fördert, und dass der Lüfter 370A eine Luftmenge von 76 m3 pro Stunde fördert. Dies
ist eine Folge des Drehzahlanstiegs, d. h. der Lüfter 370F rotiert mit 4100 U/min und
der Lüfter 370A mit 4500 U/min, so dass nirgendwo ein negativer Luftstrom entsteht.
Ein derartiger Lüfter hat also ein sehr breites Einsatzgebiet, z. B. bei der Entlüftung in
Hochhäusern oder an langen Luftkanälen. Auch bei noch höheren Gegendrücken
kann ein solcher Radiallüfter Anwendung finden, dessen Antriebsmotor auf
konstantes Drehmoment geregelt wird. Sofern derartige Lüfter an einen Datenbus
angeschlossen sind, über den sich ihre Betriebsdaten von einer Zentrale aus
verändern lassen, erweitern sich die Anwendungsmöglichkeiten noch mehr, da man
dann einzelne Lüfter zentral auf ein anderes konstantes Drehmoment umstellen
kann, bei einer Funkstation 650 z. B. abhängig von der Außentemperatur oder einem
sonstigen Parameter.
Fig. 44 zeigt eine Testroutine TEST1 S802 zum Testen eines Motors auf einen
Lagerschaden und zum Erzeugen eines Alarmsignals, wenn ein Lagerschaden
vorliegt. Die Testroutine TEST1 kann ebenfalls zum Test eines Lüfters auf einen
verstopften Filter und zum Erzeugen eines Alarmsignals verwendet werden, wenn
ein verstopfter Filter vorliegt. Die zweite Variante wird nach der ersten Variante
beschrieben.
In S800 wird überprüft, ob die Routine TEST1 angefordert wurde (vgl. Fig. 20). Der
Schritt S800 wird bevorzugt in dem Funktionsmanager 601 in Fig. 20 zwischen den
Schritten S622 und S626 ausgeführt.
Ein entsprechender Testbefehl, welcher den Wert FCT_TEST1 auf 1 setzt, kann in
regelmäßigen Abständen erzeugt werden, z. B. alle 24 Stunden, oder er kann
beispielsweise über den Datenbus 18 dem Motor 32 zugeführt werden. Der Motor
wird dann im laufenden Betrieb getestet. Bei einem Lüfter ist das normalerweise
möglich.
Der Test läuft so ab, dass der Motor auf eine bestimmte niedrige Drehzahl n_TEST1
(z. B. n_TEST1 = 1000 rpm) eingestellt wird, und dass der dem Motorstrom
entsprechende Wert PWM_I+ bei dieser Drehzahl geprüft wird, ob er über einem
zulässigen Wert PWM_TEST1 liegt. Falls ja, so liegt ein Lagerschaden vor, und es
wird ein Alarm ausgelöst. Denn bei der niedrigen Drehzahl n_TEST1 entstehen
hauptsächlich Reibungsverluste durch ein schadhaftes Lager, Verluste durch eine
Einwirkung der Luft sind dagegen zu vernachlässigen.
Liegt der Testbefehl FCT_TEST1 = 1 vor, so wird in S804 überprüft, ob IN_TEST1 =
1 ist, ob die Routine TEST1 also bereits gestartet wurde.
Falls nein, so wird im Schritt S806 die bisherige Betriebsart MODE des Motors 32
und die bisherige Solldrehzahl n_s gespeichert. In S808 wird der Motor auf die
Betriebsart RGL_I (Fig. 28) umgeschaltet, und ihm wird die gewünschte Drehzahl
n_TEST1 vorgegeben, bei einem Lüfter z. B. 1000 rpm. Auf diese Drehzahl wird der
Motor durch Einstellung des Stromes über den Wert PWM_I+ geregelt. Man erhält so
direkt den Strom im Motor 32 bei der Drehzahl n_TEST1; dieser entspricht dem Wert
PWM_I+. Die Testroutine ist jetzt gestartet, und die Variable IN_TEST1 wird in S810
auf 1 gesetzt. Daraufhin erfolgt ein Sprung zum Start des Funktionsmanagers
FCT_MAN S602.
War in S804 die Routine TEST1 bereits gestartet (IN_TEST = 1), so wird in S812
überprüft, ob die Drehzahl n bereits die Drehzahl n_TEST1 erreicht hat, z. B. 1000 rpm.
Der Test kann z. B. so ablaufen, dass überprüft wird, ob sich die Drehzahl n in
einem Bereich von ±2% um den Wert n_TEST1 befindet. Falls der Test in S812
negativ ist, so wird an den Beginn des Funktionsmanagers FCT_MAN S602
gesprungen, damit andere wichtige Funktionen ausgeführt werden können. Anstelle
des Tests der Drehzahl könnte z. B. auch mit Hilfe des Timer TIMER1 eine bestimmte
Zeit abgewartet werden, in der der Motor 32 sicher die Drehzahl n_TEST1 erreicht.
Ist in S812 die Drehzahl n_TEST1 erreicht, so werden in S814 die Werte PWM_I+
und PWM_TEST1 verglichen. Bei der ersten Variante wird mit der Funktion
COMPARE geprüft, ob der Wert PWM_I+, der einem bestimmten Strom im Motor 32
entspricht, größer als ein vorgegebener Wert PWM_TEST1 ist, der z. B. einem Strom
von 60 mA entspricht. Letzteres bedeutet, dass ein Lagerschaden vorliegt, und in
diesem Falle geht das Programm zum Schritt S816, wo ein Alarmsignal erzeugt wird
(SET ALARM1). Anschließend geht das Programm zum Schritt S818, wo die alte
Betriebsart MODE und die alte Solldrehzahl n_s wieder hergestellt wird.
Ist der Motorstrom (entsprechend dem Wert PWM_I+) kleiner als der dem Wert
PWM_TEST1 entsprechende Strom, so geht das Programm von S814 direkt zum
Schritt S818, der bereits beschrieben wurde.
In S819 werden die Variablen IN_TEST1 und FCT_TEST1 auf den nächsten Test
vorbereitet.
Die Testroutine TEST1 kann deshalb sehr leicht implementiert werden, weil bei der
Drehzahlregelung gemäß Fig. 28 die Drehzahl dadurch geregelt wird, dass dem
Motor ein Stromwert als Sollwert PWM_I+ vorgegeben wird, so dass der Strom im
Motor 32 bei dieser Betriebsart automatisch bekannt ist und leicht getestet werden
kann, ohne dass dazu eine spezielle Strommessung erforderlich wäre. Bei dieser Art
von Regelung entspricht nämlich der Strom-Sollwert PWM_I+ dem tatsächlichen
Strom durch den Motor 32, und dieser Sollwert liegt im Regler 24 in digitaler Form
vor, kann also problemlos mit den vorgegebenen Wert PWM_TEST1 verglichen
werden.
Die Routine kann auch zum Testen auf ein verstopftes Filter verwendet werden.
Hierzu wird die Drehzahl n_TEST1 auf einen hohen Wert, z. B. 5000 rpm, gesetzt. Bei
hohen Drehzahlen ist die Einwirkung eines defekten Lagers gegenüber der
Einwirkung der Luft und ggf. eines verstopften Filters zu vernachlässigen. Ist das
Filter verstopft, so hat der Lüfter weniger zu arbeiten, und der Motorstrom sinkt bei
gleicher Drehzahl gegenüber einem Lüfter mit sauberem Filter. Die
Vergleichsfunktion COMPARE in S814 testet daher umgekehrt, ob der Wert PWM_I+
kleiner als der Grenzwert PWM_TEST1 ist. Falls ja, so wird in S816 mit SET ALARM1
ein Alarm ausgelöst.
Natürlich kann in dem erfindungsgemäßen Motor 32 sowohl eine Routine TEST1
gemäß enster Variante zum Testen auf einen Lagerschaden als auch eine Routine
TEST1' gemäß zweiter Variante zum Testen auf ein verstopftes Filter ausgeführt
werden.
Fig. 45 zeigt eine Testroutine TEST2 S822 zum Testen eines Motors 32 auf
Lagerschäden. In S820 wird anhand des Funktionsmanagerbits FCT_TEST2
überprüft, ob die Routine TEST2 angefordert wurde (vgl. Fig. 20). Der Schritt S820
wird bevorzugt in dem Funktionsmanager 601 in Fig. 20 zwischen den Schritten
S622 und S626 ausgeführt.
Ein entsprechender Testbefehl FCT_TEST2 := 1 kann in regelmäßigen Abständen
erzeugt werden, z. B. alle 24 Stunden, oder er kann über den Datenbus 18 dem
Motor 32 zugeführt werden, oder in sonstiger Weise.
Die Testroutine TEST2 S820 beruht auf einem sogenannten Auslaufversuch. Bei
einem solchen Versuch wird zuerst der Motor auf eine konstante Drehzahl
n_TEST2_BEG eingestellt, z. B. auf 1000 U/min. Dann wird der Motor zu einem
Zeitpunkt t_MEAS2 abgeschaltet, und man misst mittels Timer TIMER1 die Zeit
t_TIMER1-t_MEAS2, bis der Motor 32 die Drehzahl n_TEST2_END (z. B. 50 rpm)
erreicht hat.
Wenn der Motor hierfür z. B. eine Zeit von 10 Sekunden benötigt, weiß man, dass die
Lager in Ordnung sind. Bleibt dagegen der Motor z. B. bereits 3 Sekunden nach dem
Abschalten stehen, so geht man davon aus, dass ein Lagerschaden vorliegt und
erzeugt ein Alarmsignal. Naturgemäß sind die angegebenen Zeitwerte nur Beispiele,
und die Auslaufzeiten hängen von verschiedenen Parametern ab und werden
gewöhnlich durch Versuche ermittelt. Sie können über den Datenbus 18 eingegeben
werden.
Im Schritt S824 der Fig. 45 wird überprüft, ob IN_TEST2 < = 1 ist, ob die Routine
TEST2 S822 also bereits gestartet wurde.
Falls nein, so wird im Schritt S826 die bisherige Betriebsart MODE und die bisherige
Solldrehzahl n_s abgespeichert. In S828 wird durch MODE := RGL_I die Betriebsart
RGL_I gemäß Fig. 28 eingestellt, und dem Motor 32 wird die gewünschte Drehzahl
n_TEST2_BEG vorgegeben, z. B. 1000 U/min. Die Testroutine ist jetzt gestartet, und
die Variable IN_TEST1 wird in S830 auf 1 gesetzt. Daraufhin erfolgt ein Sprung zum
Start des Funktionsmanagers FCT_MAN S602.
Bei dem folgenden Aufruf der Routine TEST2 S822 ist diese bereits gestartet
(IN_TEST2 = 1), und es erfolgt ein Sprung von S824 nach S832. In S832 wird
überprüft, ab der Wert IN_TEST2 gleich 1 ist. Falls ja, wird in S834 überprüft, ob die
Drehzahl n gleich der gewünschten Drehzahl n_TEST2_BEG ist (vgl. Beschreibung
zu S812, Fig. 44).
Falls die Drehzahl n noch nicht gleich der Drehzahl n_TEST2_BEG ist, so wird nach
FCT_MAN S602 gesprungen. Falls die Drehzahl n_TEST2_BEG in S834 erreicht ist,
wird in S836 die Betriebsart MODE auf OFF geschaltet, wodurch der Motor 32
stromlos gemacht wird. Dies kann z. B. geschehen, indem alle drei Werte EN1, EN2,
EN3 auf 1 gesetzt werden (vgl. Beschreibung zu Fig. 3).
Der Zeitpunkt, zu dem der Motor 32 abgeschaltet wurde, wird in t_MEAS2
gespeichert. Der Wert IN_TEST2 wird in S838 auf 2 gesetzt, da jetzt die
Auslaufphase begonnen hat.
Beim nächsten Aufruf der Routine TEST2 hat IN_TEST2 den Wert 2, so dass die
Schritte S824, S832 durchlaufen werden. In S840 wird überprüft, ob die Drehzahl n
bereits auf die untere Drehzahl n_TEST2_END (z. B. 50 rpm) gesunken ist. Falls
nein, so wird zurück zu FCT_MAN S602 gesprungen. Falls jedoch die Drehzahl
n_TEST2_END erreicht wurde, wird in S842 die Auslaufzeit t_TIMER1-t_MEAS2
berechnet, die der Motor 32 seit der Abschaltung benötigt hat, und diese Auslaufzeit
wird mit einem Wert T_TEST2 (z. B. 10 s) verglichen. Ist die Auslaufzeit größer als
T_TEST2, so liegt kein Lagerschaden vor, und es wird nach S846 gesprungen. Ist
die Auslaufzeit jedoch kleiner als T_TEST2, so liegt ein Lagerschaden vor, und es
wird in S844 ein Alarmsignal gesetzt (SET ALARM2).
In S846 werden die ursprüngliche Betriebsart MODE und die ursprüngliche
Solldrehzahl n_s wieder gesetzt.
In S848 werden die Variablen IN_TEST2 und FCT_TEST2 für die nächste Messung
vorbereitet, indem sie auf 0 gesetzt werden.
Die Testroutine S820 nach Fig. 45 beruht also auf einer Zeitmessung, während die
Testroutine S800 nach Fig. 44 auf einer Strommessung beruht.
Die Reduzierung der Drehzahl vor einer Messung ist vor allem bei Lüftern sinnvoll,
um einen Einfluss des Wertes Δp weitgehend auszuschließen, z. B. den Einfluss
eines verschmutzten Luftfilters.
Im Normalfall wird es für die Ermittlung eines Lagerschadens genügen, entweder die
Testroutine TEST1 oder die Testroutine TEST2 vorzusehen, doch mag es
sicherheitskritische Anwendungen geben, wo man in zeitlichen Abständen beide
Testroutinen automatisch durchführen wird.
Selbstverständlich kann man auch den Wert (t_TIMER1-t_MEAS2) speichern, den
man bei einem Test erhält, und durch einen Vergleich feststellen, ob sich dieser Wert
im Laufe der Zeit signifikant verschlechtert. Dasselbe gilt für den Stromwert PWM_I+,
den man bei der Testroutine TEST1 erhält. Diese Daten können auch über den
Datenbus 18 zu einer Zentralstation übertragen werden, damit man dort laufende
Aufzeichnungen über den mechanischen Zustand des Motors 32 erhält, oder man
kann sie intern im Motor in einem nichtflüchtigen Speicher speichern, so dass der
Motor seine "Historie" in sich trägt und man diese bei einer Wartung leicht abfragen
kann.
In bevorzugter Weise können beide Routinen TEST1 und TEST2 über das EEPROM
20 und den Bus 18 vollständig parametriert, konfiguriert und auf den jeweiligen
Motor angepasst werden.
Bei einem Verfahren zum Regeln einer Gleichstrommaschine auf einen
gewünschten Wert, z. B. eine Drehzahl oder ein Drehmoment, geht man also wie folgt
vor: Die Gleichstrommaschine verwendet eine Strombegrenzungsanordnung und
erhält an ihrer Zuleitung ständig einen impulsförmigen Gleichstrom zugeführt, weil
die Strombegrenzungsanordnung ständig aktiv ist. Der gewünschte Wert, z. B.
Drehzahl, Leistung, Antriebsmoment oder Bremsmoment, wird geregelt, indem der
Strom-Sollwert für das Ansprechen der Strombegrenzungsanordnung verändert
wird, was bei einer der 00866 00070 552 001000280000000200012000285910075500040 0002010141124 00004 00747artigen Gleichstrommaschine so wirkt, als würde ihr dieser
Strom-Sollwert vorgegeben bzw. "eingeprägt". Dabei wird das Tastverhältnis des
zugeführten impulsförmigen Gleichstroms geändert, um diesen Strom-Sollwert in der
Gleichstrommaschine einzuhalten.
Bevorzugt wird die Gleichstrommaschine für ein derartiges Verfahren so
dimensioniert, dass ihre Wicklung einen Widerstand hat, der zu niedrig für einen
direkten Betrieb der Maschine an der vorgesehenen Betriebsspannung wäre, also
den Betrieb mit Strombegrenzung voraussetzt. Im Beispiel 1 ist dieser Aspekt
anhand von Zahlenwerten erläutert.
Naturgemäß sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung ganz außerordentlich viele
Abwandlungen und Modifikationen möglich.
Claims (45)
1. Elektronisch kommutierte Gleichstrommaschine (32) mit einem Rotor (110) und
einem Stator (114),
mit einer Statorwicklungsanordnung (114), welche über eine Vollbrückenschaltung (78) mit Strom aus einer Gleichstromquelle (73, 74) speisbar ist,
welche Vollbrückenschaltung (78) in jedem Brückenzweig einen oberen Halbleiterschalter, der mit einer positiven Leitung (73) verbunden ist, und einen unteren Halbleiterschalter, der mit einer negativen Leitung (74) verbunden ist, aufweist,
mit einer Kommutierungsanordnung (49, 50, 52, 54) zum Kommutieren dieser Halbleiterschalter,
welche Kommutierungsanordnung (49, 50, 52, 54) dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit zumindest von der Stellung des Rotors (110) jeweils bei einem ersten Brückenzweig nur einen Halbleiterschalter einzuschalten und bei einem zweiten Brückenzweig, gesteuert durch ein Taktungssignal (PWM2), einen dem eingeschalteten Halbleiterschalter des ersten Brückenzweigs zugeordneten Halbleiterschalter alternierend ein- und auszuschalten,
und mit einer Anordnung, welche zur Erzeugung eines Taktungsvorgabesignals (PWM1) ausgebildet ist, welches durch seine Größe das Tastverhältnis für das alternierende Aus- und Einschalten des dem jeweils ersten Brückenzweig zugeordneten Halbleiterschalters steuert,
ferner mit einer durch ein Strom-Sollwertsignal (PWM_I+; PWM_I-) steuerbaren Strombegrenzungsanordnung (131, 161), welche bei Erreichen eines durch das Strom-Sollwertsignal definierten Stromes in der Gleichstrommaschine das Taktvorgabesignal so modifiziert, dass der Strom in der Gleichstrommaschine nicht größer als ein Grenzstrom wird, welcher durch das Strom-Sollwertsignal bestimmt ist.
mit einer Statorwicklungsanordnung (114), welche über eine Vollbrückenschaltung (78) mit Strom aus einer Gleichstromquelle (73, 74) speisbar ist,
welche Vollbrückenschaltung (78) in jedem Brückenzweig einen oberen Halbleiterschalter, der mit einer positiven Leitung (73) verbunden ist, und einen unteren Halbleiterschalter, der mit einer negativen Leitung (74) verbunden ist, aufweist,
mit einer Kommutierungsanordnung (49, 50, 52, 54) zum Kommutieren dieser Halbleiterschalter,
welche Kommutierungsanordnung (49, 50, 52, 54) dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit zumindest von der Stellung des Rotors (110) jeweils bei einem ersten Brückenzweig nur einen Halbleiterschalter einzuschalten und bei einem zweiten Brückenzweig, gesteuert durch ein Taktungssignal (PWM2), einen dem eingeschalteten Halbleiterschalter des ersten Brückenzweigs zugeordneten Halbleiterschalter alternierend ein- und auszuschalten,
und mit einer Anordnung, welche zur Erzeugung eines Taktungsvorgabesignals (PWM1) ausgebildet ist, welches durch seine Größe das Tastverhältnis für das alternierende Aus- und Einschalten des dem jeweils ersten Brückenzweig zugeordneten Halbleiterschalters steuert,
ferner mit einer durch ein Strom-Sollwertsignal (PWM_I+; PWM_I-) steuerbaren Strombegrenzungsanordnung (131, 161), welche bei Erreichen eines durch das Strom-Sollwertsignal definierten Stromes in der Gleichstrommaschine das Taktvorgabesignal so modifiziert, dass der Strom in der Gleichstrommaschine nicht größer als ein Grenzstrom wird, welcher durch das Strom-Sollwertsignal bestimmt ist.
2. Gleichstrommaschine nach Anspruch 1, bei welcher die
Kommutierungsanordnung (49, 50, 52, 54) dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit
zumindest von der Stellung des Rotors (110) jeweils bei einem ersten
Brückenzweig nur einen Halbleiterschalter einzuschalten und bei einem zweiten
Brückenzweig, gesteuert durch ein Taktungssignal (PWM2), den oberen und den
unteren Halbleiterschalter alternierend einzuschalten.
3. Gleichstrommaschine nach Anspruch 1 oder 2, bei welcher die oberen und
unteren Halbleiterschalter der Vollbrückenschaltung (78) als MOSFET-
Transistoren ausgebildet sind.
4. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher
die Strombegrenzungsanordnung (131, 161) das Taktungsvorgabesignal (PWM1)
derart beeinflusst, dass der antreibende Strom (i_2) in der
Statorwicklungsanordnung (114) auf einen ersten Grenzstrom (I_max+) begrenzt
wird, welcher erste Grenzstrom durch ein der Strombegrenzungsanordnung (131,
161) zuführbares erstes Signal (PWM_I+) steuerbar ist.
5. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher
die Strombegrenzungsanordnung (131, 161) das Taktungsvorgabesignal (PWM1)
derart beeinflusst, dass ein Bremsstrom (i_2') in der Brückenschaltung auf einen
zweiten Grenzstrom (I_max-) begrenzt wird, welcher letzterer durch ein der
Strombegrenzungsanordnung (131, 161) zuführbares zweites Signal (PWM_I-)
steuerbar ist.
6. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher
die Strombegrenzungsanordnung (131, 161) das Taktungsvorgabesignal (PWM1)
derart beeinflusst, dass sowohl der antreibende Strom (i_2) in der
Brückenschaltung auf einen ersten Grenzstrom (I_max+) als auch der Bremsstrom
(i_2') in der Brückenschaltung auf einen zweiten Grenzstrom (I_max-) begrenzt
werden, wobei der erste Grenzstrom (I_max+) und der zweite Grenzstrom (I_max-)
jeweils durch das der Strombegrenzungsanordnung (131, 161) zuführbare erste
bzw. zweite Signal steuerbar sind.
7. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche, welche einen
Regler (24) zur Regelung der Drehzahl (n) auf einen vorgegebenen Drehzahlwert
(n_s) aufweist, welcher Regler (24) ein Taktungsvorgabesignal (PWM1) als
Stellwert ausgibt (n_CTRL via U_CTRL).
8. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher
das Taktungsvorgabesignal (PWM1) auf einen Wert einstellbar ist, welcher die
den antreibenden Strom (i_2) begrenzende Strombegrenzungsanordnung (131)
im wesentlichen ständig aktiviert.
9. Gleichstrommaschine nach Anspruch 8, bei welcher das den ersten Grenzstrom
(I_max+) steuernde erste Signal (PWM_I+) auf einen vorgegebenen Wert
einstellbar ist, um ein dem ersten Grenzstrom entsprechendes positives
Drehmoment (T+) zu erzeugen (T_CTRL via I_CTRL).
10. Gleichstrommaschine nach Anspruch 8, welche einen Regler (24) zur Regelung
der Drehzahl (n) auf einen vorgegebenen Drehzahlwert (n_s) aufweist, welcher
Regler (24) als Stellwert ein den ersten Grenzstrom (I_max+) steuerndes erstes
Signal (PWM_I+) ausgibt (n_CTRL via I_CTRL).
11. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welcher
das Taktungsvorgabesignal (PWM1) derart einstellbar ist, dass die den
Bremsstrom (i_2') begrenzende Strombegrenzungsanordnung (161) im
wesentlichen ständig aktiviert ist.
12. Gleichstrommaschine nach Anspruch 11, bei welcher das den zweiten
Grenzstrom (I_max-) steuernde zweite Signal (PWM_I-) auf einen vorgegebenen
Wert einstellbar ist, um ein dem zweitem Grenzstrom (I_max-) entsprechendes
negatives Drehmoment (T-) zu erzeugen (T_CTRL via I_CTRL).
13. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem zur
Motorsteuerung dienenden digitalen Steuerglied (23) nach Art eines
Mikroprozessors oder Mikrocontrollers, bei welchem das der
Strombegrenzungsanordnung (131, 161) zuführbare Signal (PWM_I+ bzw.
PWM_I-) durch das digitale Steuerglied (23) steuerbar ist.
14. Gleichstrommaschine nach Anspruch 13, bei welchem das
Taktungsvorgabesignal (PWM1) durch das digitale Steuerglied (23) steuerbar ist.
15. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer
Anordnung zur Überwachung der Spannung (UB) an der Gleichstromquelle (73,
74), welche Anordnung beim Überschreiten eines vorgegebenen oberen
Grenzwerts (U_MAX_OFF) dieser Spannung (UB) alle Halbleiterschalter der
Vollbrückenschaltung (78) sperrt.
16. Gleichstrommaschine nach Anspruch 15, mit einem zur Steuerung dienenden
digitalen Steuerglied (23) nach Art eines Mikroprozessors oder Mikrocontrollers,
welches einen A/D-Wandler aufweist, der die Spannung (UB) an der
Gleichstromquelle in einen digitalen Wert (U_AD) für die Weiterverarbeitung im
digitalen Steuerglied (23) umsetzt.
17. Gleichstrommaschine nach einem oder mehreren der vorhergehenden
Ansprüche, mit einem zur Steuerung dienenden digitalen Steuerglied (23) nach
Art eines Mikroprozessors oder Mikrocontrollers, welches im Betrieb
Ausgangssignale zur Steuerung der Vollbrückenschaltung (78) liefert,
wobei jedem Brückenzweig ein Kommutierungsbaustein (50, 52, 54) zum
alternierenden Einschalten seines oberen und unteren Halbleiterschalters
zugeordnet ist, welcher Kommutierungsbaustein mindestens zwei
Signaleingänge (z. B. IN1, EN1) aufweist, die durch separate Signalausgänge des
digitalen Steuerglieds (23) steuerbar sind,
und das PWM-Signal (PWM2) einem dieser Signaleingänge (IN1, IN2, IN3) zuführbar ist,
und ein diesem Signaleingang zugeordneter Signalausgang (IN1, IN2, IN3) des digitalen Steuerglieds (23) auf einen hochohmigen Zustand umschaltbar ist, um vom digitalen Steuerglied aus ein alternierendes Einschalten der Halbleiterschalter dieses Brückenzweigs durch das PWM-Signal (PWM2) zu aktivieren.
und das PWM-Signal (PWM2) einem dieser Signaleingänge (IN1, IN2, IN3) zuführbar ist,
und ein diesem Signaleingang zugeordneter Signalausgang (IN1, IN2, IN3) des digitalen Steuerglieds (23) auf einen hochohmigen Zustand umschaltbar ist, um vom digitalen Steuerglied aus ein alternierendes Einschalten der Halbleiterschalter dieses Brückenzweigs durch das PWM-Signal (PWM2) zu aktivieren.
18. Gleichstrommaschine nach einem oder mehreren der vorhergehenden
Ansprüche, mit einem zur Steuerung dienenden digitalen Steuerglied (23) nach
Art eines Mikroprozessors oder Mikrocontrollers, welches zur Drehzahlregelung
der Gleichstrommaschine dient und an mindestens einem Ausgang ein Signal
(PWM1) zur Beeinflussung der Drehzahl der Gleichstrommaschine liefert,
und mit einer Anordnung zum Begrenzen dieses Signals auf einen
drehzahlabhängigen Wert.
19. Gleichstrommaschine nach Anspruch 18, bei welcher dieses Signal (PWM1) beim
Bremsvorgang auf einen Wert begrenzt wird, der mit abnehmender Drehzahl (n)
der Gleichstrommaschine (32) abnimmt.
20. Gleichstrommaschine nach Anspruch 18 oder 19, bei der dieses Signal durch
sein Tastverhältnis (PWM1) den Ladezustand eines ersten Kondensators (159)
beeinflusst,
ferner ein zweiter Kondensator (148) vorgesehen ist, welcher über eine Widerstandsanordnung (150, 152) mit dem ersten Kondensator (159) verbunden ist,
und das Tastverhältnis (PWM2) des der Vollbrückenschaltung (78) zugeführten PWM-Signals im wesentlichen durch die Spannung an einem dieser beiden Kondensatoren (148, 159) gesteuert ist.
ferner ein zweiter Kondensator (148) vorgesehen ist, welcher über eine Widerstandsanordnung (150, 152) mit dem ersten Kondensator (159) verbunden ist,
und das Tastverhältnis (PWM2) des der Vollbrückenschaltung (78) zugeführten PWM-Signals im wesentlichen durch die Spannung an einem dieser beiden Kondensatoren (148, 159) gesteuert ist.
21. Gleichstrommaschine nach Anspruch 20, bei welcher der zweite Kondensator
(148) eine kleinere Kapazität hat als der erste Kondensator (159).
22. Gleichstrommaschine nach Anspruch 20 oder 21, bei welcher eine
Strombegrenzungsanordnung (131) vorgesehen ist, welche bei Überschreiten
eines durch ein Strom-Sollwertsignal (PWM_I+) vorgegebenen Grenzwerts des
Antriebsstroms die Ladung dieses zweiten Kondensators (148) verändert, um den
Antriebsstrom auf das Strom-Sollwertsignal zu begrenzen.
23. Gleichstrommaschine nach einem der Ansprüche 20 bis 22, bei welcher eine
Strombegrenzungsanordnung (161) vorgesehen ist, welche bei Überschreiten
eines durch ein Strom-Sollwertsignal (PWM_I-) vorgegebenen Grenzwerts des
Bremsstroms (i_2') die Ladung dieses zweiten Kondensators (148) verändert, um
den Bremsstrom auf das Strom-Sollwertsignal zu begrenzen.
24. Gleichstrommaschine nach Anspruch 22 oder 23, bei welcher die
Strombegrenzungsanordnung einen Vergleicher für einen Vergleich zwischen
einem Strom-Sollwertsignal (PHI1; PHI2) und einem vom Antriebsstrom oder
Bremsstrom abgeleiteten impulsförmigen Signal (u_2; u_2") aufweist.
25. Gleichstrommaschine nach Anspruch 24, bei welcher dem Vergleicher ein
Integrierglied (310, 312; 320, 322) zugeordnet ist, um ein impulsförmiges Strom-
Sollwertsignal (PWM_I+; PWM_I-) in ein geglättetes Signal (PHI1; PHI2) zum
Vergleich mit einem impulsförmigen stromabhängigen Signal (u_2; u_2")
umzuformen.
26. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei welcher dem oberen Transistor eines Brückenzweigs jeweils ein
Speicherkondensator (230) zugeordnet ist, der über den unteren Transistor
dieses Brückenzweigs ladbar ist und dazu dient, diesen oberen Transistor mit
ein er Steuerspannung zu versorgen,
mit einer Kommutierungsanordnung zum Kommutieren dieser Transistoren, welche Kommutierungsanordnung dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit zumindest von der Stellung des Rotors (110) bei einem ersten Brückenzweig nur einen Transistor einzuschalten und bei einem zweiten Brückenzweig den oberen und den unteren Transistor alternierend einzuschalten,
wobei die Drehzahl (n) überwacht wird und bei Unterschreiten eines vorgegebenen Drehzahlwerts nach Ablauf einer vorgegebenen Zeit kurzzeitig die oberen Transistoren der Vollbrückenschaltung gesperrt und die unteren Transistoren eingeschaltet werden,
um die Speicherkondensatoren (230) der oberen Transistoren zu laden und dadurch eine sichere Steuerung dieser oberen Transistoren auch bei niedrigen Drehzahlen oder einem Stillstand der Gleichstrommaschine zu gewährleisten (Fig. 24).
mit einer Kommutierungsanordnung zum Kommutieren dieser Transistoren, welche Kommutierungsanordnung dazu ausgebildet ist, in Abhängigkeit zumindest von der Stellung des Rotors (110) bei einem ersten Brückenzweig nur einen Transistor einzuschalten und bei einem zweiten Brückenzweig den oberen und den unteren Transistor alternierend einzuschalten,
wobei die Drehzahl (n) überwacht wird und bei Unterschreiten eines vorgegebenen Drehzahlwerts nach Ablauf einer vorgegebenen Zeit kurzzeitig die oberen Transistoren der Vollbrückenschaltung gesperrt und die unteren Transistoren eingeschaltet werden,
um die Speicherkondensatoren (230) der oberen Transistoren zu laden und dadurch eine sichere Steuerung dieser oberen Transistoren auch bei niedrigen Drehzahlen oder einem Stillstand der Gleichstrommaschine zu gewährleisten (Fig. 24).
27. Gleichstrommaschine nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei welcher den beiden Transistoren (80, 81) eines Brückenzweigs jeweils eine
Ansteuerschaltung (50, 52, 54) zugeordnet ist, welche abhängig von einem ersten
Eingangssignal (EN1) aktivierbar und deaktivierbar ist und im deaktivierten
Zustand beide Transistoren (80, 81) des zugeordneten Brückenzweigs sperrt,
und welche abhängig von einem zweiten Eingangssignal (IN1) im durch das erste
Eingangssignal (EN1) aktivierten Zustand so umschaltbar ist, dass entweder der
obere Transistor (80) oder der untere Transistor (81) leitend gesteuert wird,
ferner mit einem zur Steuerung dienenden digitalen Steuerglied (23) nach Art
eines Mikroprozessors oder Mikrocontrollers zum Erzeugen des ersten
Eingangssignals an einem ersten Ausgang (EN1) und zum Erzeugen des zweiten
Eingangssignals an einem zweiten Ausgang (IN1),
und mit einem dritten Eingangssignal (80) in Form eines PWM-Signals mit einem
steuerbaren Tastverhältnis (PWM; PWM2), welches dritte Eingangssignal der
Ansteuerschaltung (50) parallel zum zweiten Eingangssignal (IN1) von einer
PWM-Signalquelle (182) zuführbar ist und nur wirksam wird, wenn der zweite
Ausgang (IN1) des digitalen Steuerglieds (23) in einen vorgegebenen
Schaltzustand umgeschaltet ist.
28. Gleichstrommaschine nach Anspruch 27, bei welcher der vorgegebene
Schaltzustand des zweiten Ausgangs (IN1) des digitalen Steuerglieds (23) ein
hochohmiger Zustand (TRISTATE) ist.
29. Gleichstrommaschine nach Anspruch 27 oder 28, bei welcher das dritte
Eingangssignal (180) der Ansteuerschaltung (50, 52, 54) über eine Diode (260)
zuführbar ist.
30. Gleichstrommaschine nach einem oder mehreren der Ansprüche 27 bis 29, bei
welcher die Amplitude des dritten Eingangssignals (180) begrenzt ist,
insbesondere durch eine Zenerdiode (186).
31. Gleichstrommaschine nach einem oder mehreren der Ansprüche 27 bis 30, bei
welcher die Ansteuerschaltung einen Eingang (223) aufweist, an den ein
Widerstand (252) angeschlossen ist, dessen Größe die Größe einer Totzeit (Δt)
beim Umschalten zwischen den Transistoren (80, 81) des zugeordneten
Brückenzweigs beeinflusst,
und dieser Widerstand (252) durch ein steuerbares Schaltglied (250) mindestens
teilweise überbrückbar ist, welches durch das erste Eingangssignal (EN1)
steuerbar ist.
32. Gleichstrommaschine nach Anspruch 31, bei welcher das steuerbare Schaltglied
(250) in einen vorgegebenen Schaltzustand gesteuert wird, wenn der erste
Ausgang (EN1) des digitalen Steuerglieds (23) einen hochohmigen Zustand
annimmt, um hierbei den zugeordneten Brückenzweig (80, 81) zu sperren.
33. Gleichstrommaschine nach einem oder mehreren der Ansprüche 27 bis 32, bei
welcher das Tastverhältnis (PWM2) der PWM-Signalquelle (182) durch die
Spannung an einem Kondensator (148) steuerbar ist, welche Spannung beim
Fließen eines zu hohen Antriebsstroms in der Statorwicklungsanordnung durch
eine erste Strombegrenzungsanordnung (131) in einer vorgegebenen Richtung
veränderbar ist, damit dieser Antriebsstrom durch eine entsprechende
Veränderung des Tastverhältnisses (PWM2) abgesenkt wird,
und welche beim Fließen eines zu hohem Bremsstromes in der
Statorwicklungsanordnung durch eine zweite Strombegrenzungsanordnung
(161) in einer zur vorgegebenen Richtung entgegengesetzten Richtung
veränderbar ist, um den Bremsstrom durch eine entsprechende Änderung des
Tastverhältnisses (PWM2) abzusenken.
34. Gleichstrommaschine nach Anspruch 33, bei welcher eine
Begrenzungsvorrichtung für das Tastverhältnis (PWM2) vorgesehen ist, um zu
verhindern, dass bei einem Extremwert des Tastverhältnisses (PWM2) der untere
Transistor (81) eines Brückenzweigs ständig geöffnet und der obere Transistor
(80) ständig geschlossen ist.
35. Gleichstrommaschine nach einem oder mehreren der Ansprüche 27 bis 34,
welche mindestens dreiphasig ausgebildet ist, und mindestens drei
Ansteuerschaltungen (50, 52, 54) für die Brückenzweige (21, 22, 23) aufweist, und
mit einer Anordnung (Fig. 31), welche bei einer Kommutierung eine Unterbrechung
des ersten Eingangssignals (EN1) einer Ansteuerschaltung verhindert, wenn
diese Ansteuerschaltung vor und nach der Kommutierung aktiviert sein muss.
36. Verwendung einer Gleichstrommotors nach einem der vorhergehenden
Ansprüche zum Antrieb eines Lüfters.
37. Verwendung nach Anspruch 36, bei welcher der Lüfter mit im wesentlichen
konstantem Antriebsstrom betrieben wird.
38. Verwendung nach Anspruch 36 oder 37, bei welcher der Gleichstrommotor
mehrsträngig ausgebildet ist.
39. Verwendung nach Anspruch 38, bei welcher zur Bestromung der Stränge eine
Vollbrückenschaltung vorgesehen ist.
40. Verwendung nach einem der Ansprüche 36 bis 39, bei welcher der Lüfter als
Diagonal- oder Radiallüfter ausgebildet ist.
41. Verwendung nach Anspruch 40, bei welcher ein Drehzahlregler für den
Gleichstrommotor (32) vorgesehen ist,
und eine Überwachungsanordnung (672) vorgesehen ist, welche bei Betrieb des
Lüfters (370) mit einer vorgegebenen Drehzahl den Motorstrom überwacht,
und bei Überschreiten eines vorgegebenen Stromwerts ein Alarmsignal erzeugt
(Fig. 38).
42. Verwendung nach Anspruch 41, bei welcher der Drehzahlregler so ausgebildet
ist, dass er als Stellwert zum Einstellen der Drehzahl einen Strom-Sollwert für
einen Stromregler des Gleichstrommotors (32) erzeugt,
und dieser Strom-Sollwert überwacht wird, um bei Überschreiten eines
vorgegebenen Wertes das Alarmsignal zu erzeugen.
43. Verwendung nach einem der Ansprüche 36 bis 42, bei welcher ein
Drehzahlregler für den Gleichstrommotor vorgesehen ist, ferner eine Schalt- und
Messvorrichtung, welche eine automatische Abschaltung des Gleichstrommotors
nach Erreichen einer vorgegebenen ersten Drehzahl, eine Zeitmessung für die
Zeitspanne nach dem Abschalten bis zum Erreichen einer vorgegebenen zweiten
Drehzahl, und eine Bewertungsvorrichtung aufweist, welche zur Bewertung dieser
Zeitspanne ausgebildet ist.
44. Verwendung nach Anspruch 43, bei welcher die Bewertungsvorrichtung dazu
ausgebildet ist, bei Unterschreiten eines vorgegebenen Wertes der Zeitspanne
ein Alarmsignal zu erzeugen.
45. Verwendung nach einem der Ansprüche 36 bis 44,
bei welcher der Lüfter als Diagonal- oder Radiallüfter ausgebildet ist,
bei welcher ferner die Stromversorgung des Gleichstrommotors über einen Stromregler erfolgt, welcher auf einen vorgegebenen Strom eingestellt ist,
ferner eine Vorrichtung zur Erfassung der Drehzahl des Gleichstrommotors vorgesehen ist,
und eine Alarmvorrichtung vorgesehen ist, welche bei Überschreiten eines vorgegebenen Wertes dieser Drehzahl ein Alarmsignal erzeugt.
bei welcher der Lüfter als Diagonal- oder Radiallüfter ausgebildet ist,
bei welcher ferner die Stromversorgung des Gleichstrommotors über einen Stromregler erfolgt, welcher auf einen vorgegebenen Strom eingestellt ist,
ferner eine Vorrichtung zur Erfassung der Drehzahl des Gleichstrommotors vorgesehen ist,
und eine Alarmvorrichtung vorgesehen ist, welche bei Überschreiten eines vorgegebenen Wertes dieser Drehzahl ein Alarmsignal erzeugt.
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DE10141124A1 true DE10141124A1 (de) | 2002-03-28 |
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