DE10139642A1

DE10139642A1 - Vier Verfahren zur Erfassung und Unterdrückung der Totzeiteffekte bei einem Umrichter

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Publication number: DE10139642A1
Application number: DE10139642A
Authority: DE
Original assignee: Individual
Current assignee: Herty Frank 88677 Markdorf De
Priority date: 2001-08-08
Filing date: 2001-08-08
Publication date: 2003-04-24

Abstract

Vier Verfahren zur Erfassung und Unterdrückung der Totzeiteffekte bei einem Umrichter mit fester Schaltfrequenz, wobei Verfahren Nr. 1 die Instanz ersetzt, die zum Schutz des Umrichters eine Totzeit in die Schaltbefehle einfügt. Das Verfahren fügt keine Totzeit ein, solange der Phasenstrom ungleich Null ist. Der Kurzschlussschutz ist dennoch gewährleistet. Verfahren Nr. 2 ist ein Kompensationsverfahren, das die zeitliche Lage der Flanken der Schaltbefehle verändert. Ein Regelkreis hält die Lagen auf einen konstanten Sollwert. Verfahren Nr. 3 ist ebenfalls ein Kompensationsverfahren, das bei der Bestimmung des Sollspannungszeigers eingreift, indem eine Korrekturspannung dazu addiert wird. Es beinhaltet eine Stromsektorerkennung, die mit einer Hysterese arbeitet. Verfahren Nr. 4 dient zur Erkennung der Totzeit- und sonstiger Fehler, welche die Ausgangsspannung des Umrichters beeinflussen, indem der Istspannungszeiger, gemittelt über einen Schaltzyklus, bestimmt wird.

Description

1.1 Technisches Gebiet

Ein Umrichter ist eine elektronische Schaltung, die aus einer Gleichspannung ein System von Wechselspannungen erzeugt. Die Hauptanwendungen sind der Betrieb von elektrischen Maschinen, die ein Drehstromsystem benötigen sowie der Betrieb als Wechselrichter, um elektrische Energie in das Versorgungsnetz einspeisen zu können. Insbesondere spielt der Umrichter in der erstgenannten Anwendung eine zentrale Rolle bei den sogenannten feldorientiert arbeitenden Antriebssystemen.
Der Umrichter besteht aus einer Anzahl parallel geschalteter Halbbrücken. Am häufigsten wird die dreiphasige Konfiguration benutzt, siehe Fig. 2. Auf diese Konfiguration stützt sich auch die folgende Beschreibung; sie ist jedoch keine Voraussetzung für die Funktion der Erfindungen; es sei denn, es wird ausdrücklich darauf hingewiesen.

1.2 Zugrunde liegendes Problem

Bei allen Anwendungen wird von einem Umrichter verlangt, dass die erzeugte Wechselspannung gemittelt über die Dauer eines Schaltzyklus, dem gewünschten Wert (Sollwert) entspricht. Dies kann durch Pulsweitenmodulation erreicht werden. Man setzt Modulationsverfahren ein, die den Sollwert in ein Pulsmuster umrechnen. Das Pulsmuster besteht aus einer binären Schaltbefehlsfolge pro Halbbrücke.
Die Umrichterschaltung hat jedoch einen grundsätzlichen Nachteil. Die beiden Schalter in einer Halbbrücke dürfen nie gleichzeitig geschlossen sein, da sonst die Gleichspannungsquelle kurzgeschlossen würde. Man benötigt also eine Instanz, die diesen Zustand unter allen Umständen vermeidet. Diese besondere Anforderung wird jedoch nicht im Modulationsverfahren mit berücksichtigt. Vielmehr setzen die Modulationsverfahren einen "ideal" arbeitenden Umrichter voraus. Zwischen dem Modulator und den Steueranschlüssen einer Halbbrücke wird eine elektronische Schaltung eingefügt, die den kritischen Umschaltvorgang überwacht. Der Umschaltvorgang kann wegen der Kurzschlussgefahr nicht so durchgeführt werden, dass der betreffende Schalter geöffnet und der komplementäre geschlossen wird, da die Zeitdauern für das Öffnen und Schließen nicht gleich lang sind und da die Abkommutierung des Stromes von einem Schalter auf eine Freilaufdiode ebenfalls eine gewisse Zeit beansprucht. Daher wird, nachdem der betreffende Schalter den Befehl zum Öffnen erhalten hat, eine bestimmte Zeit gewartet. Erst dann erhält der komplementäre Schalter den Befehl zum Schließen. Diese Wartezeit heißt Totzeit. Im Englischen werden die Begriffe "Lag-Time" und "Dead-Time" benutzt. Diese Totzeit ist trotz der Namensgleicheit nicht mit jener aus dem Gebiet der Regelungstechnik zu verwechseln [1, 2].
Wenn die Totzeit nicht berücksichtigt wird, entsteht eine Abweichung der Ausgangsspannung des Umrichters vom Sollwert. Diese Abweichung wird vom Erfinder mit dem Begriff Fehlerspannung benannt. Sie kann in der komplexen Ebene als Zeiger dargestellt werden. Nun wäre es naheliegend, die Abweichung zum Beispiel durch ein Erhöhen des Sollwertes manuell zu kompensieren. Dies ist jedoch nicht möglich. Während die Totzeit aktiv ist, hat der Modulator keine Kontrolle über die Halbbrücke; es sei denn, er zieht den gerade ausgegebenen Schaltbefehl wieder zurück. In diesem Fall kann die Totzeit abgebrochen werden. Während der Totzeitphase führen die Freilaufdioden den Strom, und zwar je nach Stromrichtung die untere (DL) oder die obere Diode (DH), vgl. Fig. 2. Dies bedeutet jedoch, dass die Stromrichtung den Schaltzustand bestimmt. Je nach Stromrichtung und Schaltbefehl können sich also Situation ergeben, in denen gerade der gewünschte Schaltzustand in der betrachteten Halbbrücke gegeben ist oder eben nicht.

1.3 Stand der Technik

Die folgende Beschreibung benutzt die Raumzeigertheorie. Das heißt insbesondere, dass alle die Ströme und Spannungen des Umrichters in der Zeigerdarstellung betrachtet werden (Clark-Transformation). Die Raumzeiger spannen eine Modulationsfläche auf, die in sechs Spannungssektoren (I bis VI) unterteilt ist.
In einer Halbbrücke des können drei mögliche Schaltzustände auftreten. Wenn der obere Schalter (SH) oder die obere Freilaufdiode (DH) leitet, ist der Ausgang der Halbbrücke mit dem positiven Potenzial der Zwischenkreisspannung verbunden, von den Durchlassspannungen der Elemente einmal abgesehen. Dieser Zustand wird mit POS bezeichnet. Wenn der untere Schalter (SL) oder die untere Diode (DL) leitet, liegt der Ausgang auf dem negativen Potenzial der Zwischenkreisspannung (NEG). Der dritte Zustand tritt beim sogenannten "Current Clamping" auf (CLAMP): Die Halbbrücke führt keinen Strom und demzufolge wird die Spannung am Ausgang der Halbbrücke von der Last bestimmt, z. B. von der EMK einer elektrischen Maschine. Trotz dieser EMK kommt aber aufgrund der vorhandenen Zwischenkreisspannung kein Stromfluss zustande.
Die Raumzeiger und Nullzeiger können direkt aus der Schaltzustandskombination der Halbbrücken abgeleitet werden. Jede Schaltzustandskombination prägt einen bestimmten Spannungswert in jede Phase (Strang) der Last ein. Mit der Clark-Transformation können die diskreten Spannungswerte in einen Raumzeiger umgerechnet werden, vgl. dazu Tabelle 2.
Bei den Modulationsverfahren werden nur die (erwünschten) Schaltzustände POS und NEG berücksichtigt. Es ergeben sich dann sechs Raumzeiger und zwei Nullzeiger. Wird auch CLAMP berücksichtigt, ergeben sich sechs weitere Raumzeiger.
Das Verhalten des Umrichters lässt sich analytisch durch einen Fehlerspannungszeiger beschreiben, wenn zur Vereinfachung folgende Annahmen getroffen werden: Erstens wird der Schaltzustand CLAMP nicht berücksichtigt und zweitens sollen sich die Totzeitintervalle der Halbbrücken nicht überlagern.
Zuerst wird der Begriff Stromsektor eingeführt: Bei einem dreiphasigen System gibt es sechs unterschiedliche Kombinationen der Vorzeichen der Phasenströme. Jede Kombination dauert 60°. Man kann mit der Clark-Transformation die Augenblickswerte der Phasenströme in einen komplexen Zeiger umwandeln. Zeichnet man diejenigen Stromzeiger in ein Diagramm, bei denen ein Vorzeichenwechsel stattfindet, erkennt man, dass sechs Sektoren (a bis f) entstehen.
Das Modulationsverfahren arbeitet so, dass der Sollspannungszeiger v* in zwei Raumzeiger v _S1 und v _S2 und in zwei Nullzeiger v _N1 und v _N2 aufgeschlüsselt wird (Dekompositionsprinzip). Die Auswahl der zwei Raumzeiger ist durch den vorliegenden Spannungssektor festgelegt. Die Dekomposition, zunächst für einen "idealen" Umrichter lautet dann:
Die Reihenfolge der Aufschaltung alterniert mit jedem halben Schaltzyklus. Der Modulator gibt ein dreiphasiges Pulsmuster aus, das den Schaltzeiten t_S1 usw. entspricht. Die Schaltzeiten sind auf die halbe Dauer des Schaltzyklus (T_PWM) normiert. Die Gleichung (1a) kann auch im dreiphasigen Koordinatensystem formuliert werden:
Die Komponenten der Vektoren enthalten die Schaltbefehle der Halbbrücken (Pulsmuster). Weil bei jedem Spannungssektor andere Raumzeiger v _S1 und v _S2vorkommen, existiert auch für jeden Spannungssektor eine andere Reihenfolge der Basisvektoren des dreidimensionalen Vektorraumes. Während zum Beispiel im ersten Sektor die Phase T als erstes von Eins auf Null geschaltet wird, ist es im dritten Sektor die Phase R.
Während der Totzeit kann aber das Pulsmuster nicht immer den benötigten Schaltzustand herstellen, denn es sind beide Schalter (SH und SL) geöffnet. Dann hängt es vom Vorzeichen des Phasenstromes ab, welcher Schaltzustand sich einstellt. An dieser Stelle wird festgelegt, dass das Vorzeichen positiv ist, wenn der Strom in Richtung des Sternpunktes der Last fließt.
Während eines halben Schaltzyklus treten drei Umschaltvorgänge auf. Ein Umschaltvorgang wird so ausgeführt, dass zuerst der betreffende Schalter geöffnet wird. Dann läuft die Totzeit ab. Erst dann wird der komplementäre Schalter geschlossen. Die Umschaltvorgänge kann man sich nun so vorstellen, dass dadurch die Dekomposition gestört wird. Zum einen werden die Schaltzeiten auf Kosten der Totzeit verkürzt. Der erste Teil der tatsächlichen Ausgangsspannung lautet dann:
Ein Umschaltvorgang kommt immer beim Wechseln des Raumzeigers vor. Die Gleichung (2a) wird umgeformt:
Der zweite Teil der Ausgangsspannung drückt die Abhängigkeit vom Stromsektor aus. Bei positivem Phasenstrom ergibt die Funktion VZ[I_Phase] Null, ansonsten Eins.
Da die Zuordnung der Basisvektoren zu den Phasen (R, S, T) unbekannt ist, wird hier I_X, I_Y und I_Z verwendet, wobei I_X dann entweder I_R, I_S oder I_T sein kann, usw. Die Teilergebnisse werden addiert. Das Ergebnis ist die tatsächliche Ausgangsspannung des Umrichters.
Sie setzt sich aus dem Sollspannungsvektor und dem Schaltbefehlsvektor der Fehlerspannung ≙_LAG zusammen. Der Schaltbefehlsvektor muss unabhängig vom Spannungssektor sein, denn mit dem Spannungssektor ändert sich zwar die Reihenfolge der Basisvektoren, aber nicht der Punkt im Vektorraum.
Mit Gleichung (2d) erhält man die Konstruktionsvorschrift für den Fehlerspannungsvektor ≙_λ: Zu jeder möglichen Vorzeichenkombination, also zu jedem Stromsektor können die Spannungsniveaus für die Phasen bestimmt werden, siehe Tabelle 1.
Durch Koordinatentransformation kann der Fehlerspannungszeiger v _λ bestimmt werden. Sein Betrag ist konstant, sofern man von einer konstanten (effektiven) Totzeit und einer konstanten Zwischenkreisspannung V_DC ausgeht:
Das bedeutet, dass sich der Fehlerspannungszeiger um 60° weiterdreht, wenn ein neuer Stromsektor beginnt. Der Parameter ε ist die auf die Dauer eines Schaltzyklus bezogene Totzeit (üblicherweise liegt ε zwischen 1% bis 3%.).
Weiterhin muss beachtet werden, dass sich durch die Fehlerspannung das Symmetriezentrum des Pulsmusters von T_PWM/2 aus um t_d/2 nach rechts verschiebt. Tabelle 1 Fehlerspannungen im Dreiphasensystem
Die Wirkung des Fehlerspannungszeigers kann man sich erklären, indem man sich einen imaginären Umrichter denkt, der ideal arbeitet und keine Totzeit benötigt:
Der Sollwert wird durch das Modulationsverfahren so umgesetzt, dass die Ausgangsspannung des Umrichters, gemittelt über die Dauer eines Schaltzyklus, genau diesem Sollwert entspricht. Die Last habe dabei induktives Verhalten, d. h. sie wirkt als ein Integrator. Dabei kann der Sollwert zeitlich veränderlich sein, um z. B. eine sinusförmige Phasenspannung zu erhalten. Der Fehlerspannungszeiger ist dann ebenfalls zeitabhängig. Addiert man nun den Fehlerspannungszeiger zum Sollwert, dann erzeugt der imaginäre Umrichter die gleichen Abweichungen wie der totzeitbehaftete Umrichter, der nur mit dem Sollwert betrieben wird.
Die Ausgangsspannung des Umrichters kann dabei nicht direkt gemessen werden, da es sich um eine getaktete Schaltung handelt. Je nach Modulationsverfahren ist dieser Takt konstant oder bewegt sich zwischen zwei festgelegten Grenzen. Im ersten Fall liegt dann eine konstante Schaltfrequenz vor. Im Takte der Schaltfrequenz wird der Steueranschluss der Schalter betätigt; der Takt ist für jeden Schalter gleich. Im zweiten Fall arbeiten die Schalter unabhängig voneinander. Die Strategie, mit denen die Schalter angesteuert werden, ist eine Zweipunktregelung, auch Hystereseregelung genannt. Es wird direkt auf den Ausgangsstrom geregelt. Diese Strategien kompensieren durch die typisch hohe Regeldynamik den Totzeitfehler inhärent. Daher ist sind die Verfahren mit Hystereseregelung nicht Gegenstand der Betrachtung.
Die Ausgangsspannung des Umrichters erhält man, indem man über die Schaltzykluszeit (Kehrwert der Schaltfrequenz) die Lastspannung zeitlich mittelt. Genau diese Mittelung wird auch von der Last ausgeführt, da sich diese, wie vorausgesetzt, wie ein Integrator verhält. Die Schaltfrequenz wird, von Sonderanwendungen einmal abgesehen, wesentlich höher als die maximale Frequenz des Sollwertes gewählt.
Beim Betrieb eines totzeitbehafteten Umrichters stellen sich mehrere sekundäre Fehlereffekte ein, die alle durch das Vorhandensein der Fehlerspannung zu begründen sind [1].
Ein Effekt betrifft die Abweichungen des Phasenstromes von Sollwert; das ist in den meisten Fällen eine Sinusform. Die Abweichungen sind jedoch nicht zufälliger Art, sondern es ist ein typisches Muster zu erkennen, siehe Fig. 3. Im Bereich des Nulldurchgangs ist der Stromverlauf nahezu horizontal. Weiterhin erkennt man zwei Maxima pro Halbwelle. Bei elektrischen Maschinen wird das Drehmoment vom Wirkstrom erzeugt, der ebenfalls dieses Verzerrungsmuster aufweist. Daher sind Drehmomentwelligkeiten zu erwarten.
Ein anderer Effekt betrifft die nutzbare Zwischenkreisspannung. Sie wird durch den Totzeitfehler herabgesetzt. Bei elektrischen Antrieben kann dann der Fall eintreten, das die maximale vorgesehene Drehzahl nicht mehr erreicht werden kann.
Ein dritter Effekt ist das sogenannte "Current-Clamping" [3]. Er tritt auf, wenn der Strom in einer Phase gerade den Nulldurchgang erreicht hat. Falls der Nulldurchgang mit einem Totzeitintervall zusammenfällt, tritt ein undefinierter Schaltzustand auf, der in erster Linie von dem Augenblickswert der EMK der Last abhängt. Die Wahrscheinlichkeit des Zusammentreffens von Nulldurchgang und Totzeit ist jedoch sehr hoch, weil der Strom in der Nähe des Nulldurchgang ohnehin sehr lange verweilt, und zwar auch dann, wenn es keinen "Current-Clamping"-Effekte gäbe.
Der vierte Effekt betrifft die Verzögerte Umsetzung der Schaltbefehle des Modulators. Infolge der Totzeit wird der Schaltbefehl verspätet an den Schalter weitergegeben wird. Die Verspätung entspricht dem halben Wert der Totzeit, vgl. oben. Umrichtersysteme, die als Stellglied in eine Antriebsregelung eingebunden sind, erzeugen somit eine Totzeit im regelungstechnischen Sinne und erschweren dadurch den Entwurf der Regelung.

1.3.1 Verfahren zur Verringerung der Fehlereffekte

Die vier genannten Fehlereffekte (im folgenden als Sekundärfehler bezeichnet) können verringert oder sogar ganz beseitigt werden. In der Fachliteratur [3, 4, 5, 6, 7, 8] findet man entsprechende Verfahren. Wesentlich ist jedoch, dass kein Verfahren (das gilt auch für die Erfindungen) alle Sekundärfehler beseitigen kann. Jedes Verfahren hat seine bestimmte Stärke und auch manchmal unerwünschte Seiteneffekte. Die Wirkung der Verfahren auf die Sekundärfehler ist unterschiedlich gut - und ebenso unterschiedlich ist der notwendige Aufwand zur ihrer Realisierung.

1.3.1.1 Detektorschaltungen

Fast alle Verfahren benötigen eine Rückmeldung über den Zustand des Umrichters. Entweder werden Informationen über die Phasenströme oder der Schaltzustand der Halbbrücken verarbeitet. Zur Bestimmung des Schaltzustandes gibt es Detektorschaltungen, vgl. Fig. 8 und [8].
Die Detektorschaltung erkennt alle drei möglichen Schaltzustände. Jede Halbbrücke 1 des Umrichters ist mit einer eigenen Detektorschaltung versehen. Der mit zwei Bits kodierte Schaltzustand wird durch Lichtwellenleiter übertragen. Dazu gibt es zwei Sendestufen 4a und 4b. Die Schaltung vergleicht die Spannung an Klemme 11 mit zwei Schwellwerten (Prinzip eines Fensterkomparators). Wenn die Spannung innerhalb des Komparatorfensters ist, befindet sich die Halbbrücke im Schaltzustand CLAMP und beide Ausgänge der Komparatoren 3a und 4b sind logisch Eins. Liegt die Spannung oberhalb des Fensters, ist der Schaltzustand POS. Nur der Ausgang von Komparator 3b ist logisch Eins. Für Schaltzustand NEG gilt das Entsprechende.
Das Komparatorfenster wird durch den Zweig mit der Zenerdiode 9 eingestellt. Der untere Schwellwert entspricht der Zenerspannung und der obere ist um die Zenerspannung niedriger als die Zwischenkreisspannung. Durch die Optokoppler 2a und 2b können beide Komparatorausgänge auf Null gezogen werden. Damit wird der Kode für eine Fehlermeldung übertragen, die von einen anderen Schaltung erzeugt wird. Eine separate Rückleitung für die Fehlermeldung ist nicht mehr notwendig.
Die Spule 8 kompensiert parasitäre Kapazitäten der Spannungsteiler 6a und 6b. Das Filter 7 verhindert, dass Störungen auf dem Zwischenkreisbus in die Komparatorstufen weitergeleitet werden. Die Spannungsversorgung der Komparatorstufen übernehmen zwei DC/DC-Wandler 5a und 5b. Bezugszeichenliste 1 Halbbrücke
2a, b Optokoppler
3a, b Komparatoren
4a, b Sendestufen für LWL
5a, b DC/DC-Wandler
6a, b Spannungsteiler
7 LC-Filter
8 Filterspule
9 Zenerdiode als Referenz
10 Fehlereingang, potentialfrei
11 Anschlussklemme für Last
12 Anschlussklemmen für Zwischenkreisbus

1.3.1.2 Kurzbeschreibung bekannter Verfahren

Aus der Fachliteratur werden die zwei wichtigsten Verfahren vorgestellt. Die Namensgebung für die Verfahren wird in dieser Schrift vom Erfinder festgelegt, falls dies nicht von den entsprechenden Autoren geschehen ist.

1.3.1.3 Analyse der Fehlerspannung

Das erste Verfahren ist ein Kompensationsverfahren. Es beruht auf der Idee, dass man den Fehlerspannungszeiger im Vorzeichen umkehrt und zum Sollspannungszeiger addiert [7]. Der Fehlerspannungszeiger ist mit geringem Aufwand zu bestimmen. Die Problematik bei diesem Verfahren ist das richtige Erkennen der Nulldurchgänge der Phasenströme, weil der Stromsektor berechnet werden muss. Der Stromsektor bestimmt dann unmittelbar den Korrekturspannungsvektor.
Unglücklicherweise ist der Phasenstrom gerade im Bereich des Nulldurchgangs stark verzerrt, wie oben beschrieben. Die Erkennung des Nulldurchgangs ist so nicht möglich. Durch eine falsche Erkennung wird auch eine falsche Korrekturspannung aufgeschaltet. Dies kann den Nulldurchgang nochmals verschieben. Das Verfahren wird dann instabil.

1.3.1.4 Tastgradregelung

Bereits vor den Durchlaufen der Instanz, welche die Totzeit einfügt, wird das PWM-Signal (Schaltbefehl) verändert [5, 8]. Wenn durch die Totzeit gerade eine Verkürzung des Tastgrades zu erwarten ist, wird beim Schaltbefehl der Tastgrad vergrößert und umgekehrt. Für dieses Verfahren benötigt man den Schaltzustand jeder Halbbrücke. Damit kann man die Abweichungen von Sollwert (das ist hier der Schaltbefehl) feststellen und den Schaltbefehl dann entsprechen verändern. Diese Methode arbeitet jedoch nicht mehr sinnvoll, solange der Schaltzustand CLAMP auftritt. In diesem Falle kann nicht entschieden werden, in welcher Weise der Schaltbefehl verändert werden muss. Natürlich wird durch die Totzeit nicht nur der Tastgrad, sondern auch die Lage der steigenden und fallenden Flanke geändert; dies wird jedoch hier nicht berücksichtigt.

2. Beschreibung der Erfindungen 2.1 Erfindung 1 Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung

Die Erfindung 1 stellt sich zur Aufgabe, ein Verfahren zu schaffen, bei dem auf die Totzeit bei der Ansteuerung der Leistungsschalter fast vollständig verzichtet werden kann. Die totzeiteinfügenden Instanzen des Gesamtsystems werden durch solche ersetzt, auf denen das quasi-totzeitfreie Verfahren abläuft und die Instanzen sind mit je einer Detektorschaltung verbunden, so dass die (Kodes für die) Schaltzustände der jeweiligen Halbbrücke für das Verfahren zur Verfügung stehen.

Die Erfindung arbeitet nach der Grundregel, dass kein Schalter benutzt werden soll, wenn ebenso gut eine Freilaufdiode den gewünschten Schaltzustand aufrechterhalten kann. Ein Umschaltvorgang, bei dem zuerst ein Schalter geöffnet und dann der komplementäre geschlossen wird, kommt dann nicht mehr vor, und infolgedessen braucht man auch keine Totzeit mehr zu benutzen.

Die bisherige Methode, eine Totzeit einzufügen, kann durch eine Automatenmodell (Finite State Machine, FSM) mit vier Zuständen beschrieben werden, vgl. Fig. 4. Es handelt sich um ein Moore-Modell. Der damit realisierte Automat wird kurz mit LAG bezeichnet. Für jede Halbbrücke muss ein unabhängiger Automat benutzt werden, und der Automat samt Operationswerk ist als getaktetes Schaltwerk aufgebaut.

Der erforderliche Zähler für die Totzeit soll als Operationswerk zu diesem Automaten verstanden werden. Bei den vier Zuständen handelt es sich daher um Steuerzustände. Der Zähler wird gestartet, nachdem er mit der Zeitkonstanten T_LAG für die Totzeit geladen wurde. Mit jedem Taktimpuls verringert sich der Zählerstand. Ist der Zählerstand Null erreicht, wird dies dem Automaten gemeldet. Der Zähler kann jederzeit neu geladen werden.

Der Automat verarbeitet als Eingabe den Schaltbefehl, der vom Modulator erzeugt wird (PWM ON oder PWM OFF) und den Zustand des Zählers. Die Ausgaben sind die beiden Stellbefehle für die Schalter SH und SL in der Halbbrücke und das Ladesignal für den Zähler.

Durch eine Flanke des Schaltbefehls wird ein Umschaltvorgang ausgelöst und der Zähler läuft dann abwärts. Nach Ablauf des Zählers wird der verlangte Schalter geschlossen. Falls der Schaltbefehl vor Ablauf des Zählers wiederrufen wird, erfolgt sofort die Wiederherstellung der alten Schalterstellung.

Bei der Erfindung wird dieses Automatenmodell durch ein anderes ersetzt. Es ist genaugenommen eine Erweiterung des bisherigen Modells. Es wird mit Extended State Machine (ESM) bezeichnet, vgl. Fig. 1. Bei der ESM wird eine zusätzliche Eingabe verarbeitet, den Schaltzustand der Halbbrücke. Dafür ist eine Detektorschaltung notwendig. Die Anforderungen an diese Schaltung sind aber höher verglichen mit der Detektorschaltung für die Tastgradregelung. Es genügt nicht, dass nur ein Bit (POS oder NEG) als Information zurückgeliefert wird. Statt dessen müssen alle drei Schaltuzstände zurückgemeldet werden können (POS, NEG und CLAMP).

Für die Bestimmung des Schaltzustandes wird eine Detektorschaltung nach Fig. 8 benutzt. Der Schaltzustand wird als zweistelliges Binärwort übertragen. Weiterhin werden zwei Zähler gebraucht. Der erste Zähler wird für die Ausschaltzeit T_OFF des Halbleiterschalters benutzt. Die Laufzeiten der Treiberschaltung und der Potentialtrennung werden mit berücksichtigt. Der zweite Zähler dient zur Störungsunterdrückung. Er wird mit der Zeit T_TOL geladen, die der maximal zur erwartenden Dauer einer Störung entspricht. Die Störungen können bei der Detektorschaltung auftreten. Bei einem Schaltvorgang entstehen aufgrund der nicht ganz zu vermeidenden Induktivität auf den Zuleitungen zum Zwischenkreiskondensator (DC-Bus) Spannungsspitzen. Diese beeinflussen benachbarte Halbbrücken, so dass kurzzeitig ein falscher Schaltzustand zurückgemeldet wird.

Ausgehend vom Zustand SL wird nun ein Umlauf der ESM beschrieben. Im Zustand SL ist der untere Schalter geschlossen und dieser führt auch den Strom. Solange das PWM-Signal (Schaltbefehl) auf logisch Null (im Fig. 1 mit OFF beschriftet) ist, bleibt die ESM in diesem Zustand. Wechselt der Schaltbefehl auf ON, dann wird der Zähler für die Ausschaltzeit T_OFF und der Zähler für die Störungsunterdrückung T_TOL gestartet. Der Zustand wechselt auf WDH. Der untere Schalter erhält den Befehl zum Öffnen. Dieser Befehl ist dann sicher umgesetzt worden, wenn der Zähler für die Ausschaltzeit abgelaufen ist (T_OFF = 0). Wenn der Strom beginnt, auf die obere Freilaufdiode zu kommutieren, wechselt die ESM zu DH, und bleibt dort, solange die Diode leitend ist. Dies entspricht der oben genannten Grundregel, d. h. die Diode stellt den gewünschten Schaltzustand her. Ändert sich das PWM-Signal wieder zu OFF, wird zu SL gewechselt. Dabei ist aber keine Totzeit erforderlich; der untere Schalter kann sofort geschlossen werden; es besteht keine Kurzschlussgefahr. Die ESM befindet sich also nur in den Zuständen SL, WDH und DH, solange sich das Vorzeichen (Festlegung: negativ) des Stromes nicht verändert.

Der Phasenstrom kann im Zustand DH nicht sein Vorzeichen wechseln, sondern nur die Nulllinie erreichen; bei DH handelt es sich um einen Freilaufzustand. Abhängig von den Schaltzuständen der anderen Halbbrücken lautet nun der zurückgemeldete Schaltzustand CLAMP oder NEG. Der Nulldurchgang wird vorbereitet und die ESM wechselt nach WDH. An dieser Stelle greift nun die Störungsunterdrückung ein: Es muss für die Zeit T_TOL entweder CLAMP oder NEG zurückgemeldet werden. Dann kann man sicher sein, dass der Phasenstrom Null ist. Falls eine Störung auftritt, wechselt die ESM nach zurück nach DH, und die Zeit T_TOL muss erneut abgewartet werden. Nachdem also erkannt wurde dass der Phasenstrom Null ist, muss der obere Schalter geschlossen werden, damit der Phasenstrom positiv wird. Die ESM wechselt nach SH.

Die Funktionsweise für die Zustände SH, WDL und DL entspricht den bereits beschriebenen, sie werden jedoch für die positive Halbwelle des Phasenstromes benutzt.

Obwohl in der ESM zwei Wartezeiten vorkommen, kann das Verfahren als quasi totzeitfrei bezeichnet werden. Das ist aber kein Widerspruch. Solange der Phasenstrom ungleich Null ist, greift keine dieser Wartezeiten in das System ein. Beim Nulldurchgang gibt es mehrere denkbare Fälle. Der günstigste Fall tritt auf, wenn der Phasenstrom erst dann Null wird, wenn die ESM bereits im Zustand DH bzw. DL ist. Da die Zeit T_TOL im Vergleich zur Totzeit klein ist, kann der obere Schalter ausreichend schnell geschlossen werden. Der ungünstigste Fall tritt auf, wenn die der Phasenstrom gerade dann Null wird, wenn die ESM gerade SL bzw. SH verlässt. Dann kann der Befehl zum Schließen des oberen Schalters erst nach den Ablaufen der Zeit T_TOL + T_OFF ausgegeben werden. Insgesamt gesehen ist die Zeitdauer des Nulldurchgangs in Vergleich zur vollständigen Schwingung sehr gering.

2.1.1 Vorteile der Erfindung 1

Es wird bis auf wenige Ausnahmefälle keine Totzeit verwendet. Dadurch erreicht man eine starke Reduktion der Verzerrungen beim Phasenstrom. Die Zwischenkreisspannung kann besser ausgenutzt werden. Die Verzögerung des PWM-Signals durch die Totzeit entfällt.

Der Current-Clamping-Effekt kann nicht unterdrückt werden. Dieser tritt aber höchstens einmal pro Nulldurchgang auf, vgl. Abschnitt 1.2.

2.2 Erfindung 2 Kompensation des Totzeitfehlers nach dem Prinzip der Flankenregelung

Die Erfindung 2 stellt sich zur Aufgabe, ein Verfahren zu schaffen, das zur Kompensation des Totzeitfehlers eines Zweipunkt-Umrichters mit fester Schaltfrequenz und eingeprägter Zwischenkreisspannung dient. Im Vergleich zur Tastgradregelung kann die Erfindung konsequenterweise als Flankenregelung bezeichnet werden.

Der Einfluss der Kommutierungszeit ist nicht zu vernachlässigen. Man kann zeigen [1], dass die Kommutierungszeit sich in guter Näherung als zusätzliche Totzeit modellieren lässt. Das ist der Grund, warum die effektive Totzeit, das ist die Summe aus Totzeit und Kommutierungszeit, benutzt werden muss. Weiterhin muss bedacht werden, dass die Stellbefehle durch Treiberstufen laufen, die ebenfalls zur Gesamtverzögerung beitragen. Das Verfahren kompensiert dann auch (in guter Näherung) die Kommutierungseinflüsse - wie es auch bei der Tastgradregelung geschieht.

Bei dem Verfahren wird die Lage der Ein- und Ausschaltflanke des Schaltbefehls durch Regelkreise auf einem konstanten Sollwert T_MAX gehalten. Das ist der Werts des Maximums der effektiven Totzeit. Gemeinsamer Bestandteil der beiden Regelkreise ist eine Detektorschaltung, wie sie auch für die Tastgradregelung benutzt wird. Der Schaltzustand CLAMP wird nicht ausgewertet, weil dafür Informationen über den gesamten Schaltzustand des Umrichters notwendig sind. Das Verfahren arbeitet jedoch für jede Halbbrücke separat.

Für die ansteigende und abfallende Flanke gibt es unabhängige Regler. Das Verfahren ist durch ein Petrinetz (Fig. 6) modelliert. Das Teilnetz innerhalb der gestrichelten Linie ist beschreibt die Steuerung. Das Teilnetz am rechten Bildrand beschreibt das Verhalten des Leistungsteils und das Teilnetz am linken Bildrand zeigt den Modulator. Die Rechtecke, die mit "Zähler 1" und "Zähler 2" beschriftet sind, sollen keine Transitionen, sondern Teilnetze des Operationswerkes darstellen. Die Zeitverläufe sind in Fig. 5 dargestellt.

Wenn eine steigende Flanke des Schaltbefehls auftritt, wird der sogenannte Stellprozess des Reglers aktiviert. Angenommen, die maximale effektive Totzeit ist bekannt und damit auch T_MAX. Der Stellprozess des Reglers hat zur Aufgabe, dass die zuletzt gemessene Totzeit von T_MAX subtrahiert wird. Die steigende Flanke des Schaltbefehls wird dann gemäß des Ergebnisses der Subtraktion verzögert auf den Eingang der Instanz gegeben, welche die Totzeit einfügt (LAG-Automat). Im Petrinetz heißt dieses Signal PWM-Ausgang. Zeitgleich dazu wird der Regelprozess gestartet. Der Regler stellt mit Zähler 1 fest, wie lange es dauert, bis die Detektorschaltung meldet, dass der Schaltbefehl ausgeführt worden ist. Wenn die Detektorschaltung CLAMP ausgibt, wird dies als noch nicht ausgeführter Schaltbefehl verarbeitet.

Das Ergebnis ist die momentan effektiv wirksame Totzeit. Bei der nächsten steigenden Flanke wird es dann für die Subtraktion benutzt. Der Regelkreis für die fallende Flanke arbeitet auf dieselbe Weise.

Der Hauptunterschied gegenüber der Tastgradregelung ist folgender: Die Verzögerung des Stellbefehles wird auf die Konstante T_max ergänzt. Eine konstante Verzögerung erleichtert jedoch die Berechnung der Sollspannung im Gesamtsystem gegenüber einer variablen Verzögerung.

Das Verfahren arbeitet nach den Prinzipien einer phasengeregelten Schleife (PLL), der das PWM-Signal differenziert zugeführt wird.

2.2.1 Vorteile der Erfindung

Der entscheidende Vorteil der Erfindung ist, dass die Gesamtverzögerung vom Modulator bis zum Steuereingang des Leistungsschalters (Gate) geregelt wird, und zwar auf den konstanten Sollwert T_max. Mit einer konstanten und bekannten Verzögerungszeit kann die Vorgabe des Sollspannungszeigers (durch den Stromregler des Systems) vereinfacht werden. Es genügt, wenn man den Sollspannungszeiger um einem bestimmten, leicht berechenbaren Winkel vordreht. Da die Zeigerdrehung ohnehin Bestandteil vieler Systeme ist, entsteht kein Mehraufwand.

Es gibt ein Modulationsverfahren, das einen minimalen Oberschwingungsgehalt im Phasenstrom erzeugt (bei einem idealen Umrichter). Es ist das Raumzeigermodulationsverfahren. Dazu wird die Lage und die Dauer der Nullzeiger durch ein bestimmtes Schema berechnet. Bei der Tastradregelung wird auf die Verteilung der Nullzeiger keine Rücksicht genommen; es kommt nur auf den Tastgrad an. Bei der Flankenregelung bleibt die Verteilung der Nullzeiger unverändert.

2.3 Erfindung 3 Fehlerspannungsanalyse mit Hysterese

Die Erfindung 3 stellt sich zur Aufgabe, ein Verfahren zu schaffen, das zur Kompensation des Totzeitfehlers eines Zweipunkt-Umrichters mit fester Schaltfrequenz und eingeprägter Zwischenkreisspannung dient. Das Verfahren wird auf einer Instanz implementiert, die zwischen der Sollwertvorgabe und dem Modulator eingeschleift ist. Zudem muss das Gesamtsystem über eine Messeinrichtung der Phasenströme verfügen.

Das Verfahren beruht darauf, dass der Fehlerspannungszeiger u _λ bestimmt wird, und zwar in Abhängigkeit des Stromsektors. Die Fehlerspannung wird dann mit umgekehrtem Vorzeichen zu Sollspannung addiert. Dadurch wird die Kompensationswirkung erzielt.

Die Stromsektorgrenzen sind schwer zu erkennen, weil die Verzerrungen im Stromnulldurchgang besonders groß sind. Insbesondere bei geringer Aussteuerung des Umrichters (Modulationsgrad) ist dies der Fall, da das Nutzspannungs-Fehlerspannungsverhältnis gering ist. Zur Lösung dieses Problems wird ein Hystereseband definiert, das symmetrisch um die Nulllinie platziert ist. Das Hystereseband bewirkt eine Verdrehung der Sektorgrenzen. Anstatt der originalen Sektorgrenzen liegen zwei neue Systeme vor. Das eine ist um einen kleinen Winkel in mathematisch positiver Richtung verdreht (Bezeichnung: positives System), und das andere in negativer Richtung (negatives System).

Weiterhin erschweren die Offsetfehler der Strommesseinrichtung die Erkennung. Das Hystereseband muss die Breite 2.ΔI besitzen und den Betrag des maximalen Offsetfehlers überschreiten. Diese Breite legt unmittelbar den Drehwinkel der Systeme fest. Der Offsetfehler sollte statisch abgeglichen werden. Voraussetzung für die korrekte Funktion der Erkennung ist auch, dass die Amplitude der Phasenströme mindestens so groß sein muss wie ΔI. Wenn das nicht der Fall ist, sollte das Verfahren noch nicht aktiviert werden.

Die Sektorerkennung kann am schnellsten ausgeführt werden, wenn man direkt mit den Phasenströmen arbeitet. Eine dreistufige Fallunterscheidung (Entscheidungsbaum) kann den Stromsektor eindeutig bestimmen.

Der zugrunde liegende Algorithmus wird im folgenden beschrieben. Er wird pro Schaltintervall einmal aufgerufen. Als Eingangsgrößen werden die (abgetasteten) Phasenströme und die Zwischenkreisspannung verarbeitet und als Ausgangsgröße wird eine Korrekturspannung berechnet. Je nach Aufbau des Modulators ist es günstiger, die Korrekturspannung als Zeiger oder als Schaltbefehlsvektor auszugeben.

Eine binäre Variable speichert den Hysteresezustand. Es gibt zwei Entscheidungsbäume, einen für das positive System und einen für das negative System, siehe Fig. 7. Der Zustand der binären Variablen bestimmt, welcher Entscheidungsbaum benutzt wird. Der Baum liefert dann den neuen (gedrehten) Stromsektor. Mit dem Stromsektor wird nach Tabelle 1 die Fehlerspannung bestimmt. Dazu wird Gleichung (3) berechnet, wobei die Zwischenkreisspannung benötigt wird.

Nun muss der Hysteresezustand neu bestimmt werden. Falls der neue Stromsektor in mathematisch positiver Richtung gegenüber den alten liegt, dann soll beim nächsten Aufruf der Entscheidungsbaum für das negative System ausgewählt werden. Wenn dagegen der neue Stromsektor in mathematisch negativer Richtung gegenüber den alten liegt, dann soll das positive System ausgewählt werden. Ist keine der beiden Bedingungen erfüllt, so wird der Hysteresezustand nicht verändert.

Der Faktor ε in Gleichung (3) ist die effektive Totzeit des Umrichtersystems. Die effektive Totzeit setzt sich aus der Totzeit und der Kommutierungszeit zusammen, vgl. Abschnitt 2.2. Die effektive Totzeit sollte am besten gemessen werden, um eine Über- oder Unterkompensation auszuschließen. Die Implementation wird so ausgeführt, dass der Faktor ε von außen veränderbar ist. Bei niedrigem Modulationsgrad kann die Form des Phasenstromes beurteilt werden.

2.3.1 Vorteile der Erfindung

Der Vorteil gegenüber anderen Kompensations- oder Korrekturverfahren liegt im geringen Aufwand. Das Verfahren wird durch einen zusätzlichen Algorithmus realisiert, der mit dem Algorithmus für die Modulation verschmolzen werden kann. Selbst bestehende Systeme können damit nachgerüstet werden, sofern die Prozessorauslastung dies zulässt.

Der Vorteil gegenüber den bekannten Verfahren, die eine Fehlerspannung berechen, liegt in der zuverlässigen Erkennung des Stromsektors. Das Verfahren wird nicht instabil, wenn die Hysteresebreite richtig gewählt wird. Das Verfahren arbeitet schnell, weil die Sektorerkennung aus einfachen Entscheidungsbäumen besteht.

2.4 Erfindung 4 Verfahren zur Messung des Istspannungszeigers

Die Erfindung 4 stellt sich zur Aufgabe, ein Verfahren zu schaffen, das den Istspannungszeiger aus den Schaltzuständen eines dreiphasigen Zweipunkt-Umrichters mit fester Schaltfrequenz und eingeprägter Zwischenkreisspannung ermittelt. Genauer gesagt handelt es sich um den Mittelwert des Istspannungszeigers, wobei sich die Mittelung über einen Schaltzyklus erstreckt. Der Istspannungszeiger ist mit dem Abtastwert des Sollspannungszeigers identisch, falls ein idealer Umrichter vorausgesetzt wird. Andernfalls wird der Istspannungszeiger die tatsächlichen Verhältnisse am Umrichter wiedergeben.

Der Istspannungszeiger eröffnet die Möglichkeit, die Qualität eines Kompensationsverfahrens zu beurteilen. Ein direkter Soll-Ist Vergleich wird möglich. Man kann ein Gütekriterium definieren, dass die quadratische Abweichung des Sollspannung von der Istspannung in einem Referenzzeitraum bestimmt. Mit dem Gütekriterium ist auch ein automatischer Abgleich der Parameter für die Kompensationsverfahren denkbar.

Bei einem Umrichter kann, im Gegensatz zum Ausgangsstrom, keine kontinuierliche Ausgangsspannung gemessen werden, da es sich um ein getaktetes System handelt. Die Messung Grundschwingung der Spannung ist nicht vorteilhaft, da die Phase nicht erhalten bleibt.

Durch das Dekompositionsprinzip wird der Sollspannspannungszeiger innerhalb eines Schaltzyklus an der Last aufgebaut. Das Verfahren geht den umgekehrten Weg: Aus den Schaltzuständen wird der Sollspannungszeiger innerhalb eines Schaltzyklus zusammengesetzt.

Das Verfahren basiert auf einem Algorithmus, der die Kodes für die Schaltzustände der jeweiligen Halbbrücke verarbeitet. Daher ist eine Detektorschaltung notwendig. Der Algorithmus kann entweder ereignisgesteuert oder taktgesteuert aufgebaut sein. Die folgende Beschreibung bezieht sich auf die letztere Variante. Der Algorithmus wird zyklisch aufgerufen, und zwar mit einer Frequenz, die sehr hoch ist gegenüber der Schaltfrequenz (ca. 500- . . . 2000mal höher). Zuerst wird von jeder Halbbrücke der Schaltzustand eingelesen (abgetastet). Daraus kann dann ein diskreter Raumzeiger gemäß Tabelle 2 bestimmt werden. Die Tabelle enthält für jede vorkommende Kombination von Schaltzuständen den Real- und Imaginärteil des Raumzeigers, dem diese Kombination entspricht. Tabelle 2 Zuordnung zwischen Schaltzustandskombination und Raumzeiger

Der Schaltzustand ist binär kodiert, und zwar hat POS den Kode 10, NEG den Kode 01 und CLAMP den Kode 11. Aus des abgetasteten Kodes wird ein sechsstelliges Kodewort gebildet, indem die Kodewörter zusammenfügt werden (wobei z. B. die Phase R die höchstwertigen Stellen hat). Das Ergebnis ist eine Kodezahl, siehe Tabelle 2.

Der nach Tabelle 2 bestimmte Raumzeiger wird, getrennt nach Real- und Imaginärteil, auf einen Summenzeiger addiert. Nachdem ein Intervall T_PWM (Kehrwert der Schaltfrequenz) verstrichen ist, wurde eine große Anzahl von Raumzeigern summiert. Dieser Summenzeiger wird durch die Anzahl der Abtastungen geteilt. Somit liegt der Istspannungszeiger vor, gemittelt über T_PWM. Die kleinstmögliche Auflösung des Istspannungszeigers wäre, nebenbei bemerkt, die Mittelung über T_PWM/2. Der Istspannungszeiger kann nun der entsprechenden Anwendung übergeben werden.

Der dem Verfahren zugrunde liegende Algorithmus ist auf hohe Rechengeschwindigkeit ausgelegt, um eine hohe Abtastfrequenz und damit eine gute Messgenauigkeit zu erhalten.

2.4.1 Vorteile der Erfindung

Das Verfahren ermöglicht die Messung der tatsächlich ausgegebenen Spannungszeigers des Umrichters. Diese eignet sich für viele Zwecke, wie zum Beispiel für die Beurteilung der Fehler, die durch dem Umrichter entstehen (Totzeit, Durchlassspannung der Bauteile), den Abgleich der Parameter bei einem Kompensationsverfahren oder die Beurteilung der Effizienz eines Kompensationsverfahrens.

Der Istspannungszeiger ist jedoch nicht von der Art des Modulationsverfahrens, d. h. von der Verteilung und Lage der Nullzeiger bei der Dekomposition, abhängig. Unterschiedliche Modulationsverfahren können damit nicht beurteilt werden. 3. Literaturverweise [1] F. Herty, Dead-Time Behavior in PWM VSI Drives with Space-Vector Modulation Techniques. PCIM 2000, Intelligent Motion, Seite 233-238
[2] F. Herty, Totzeiteffekte in PWM Stromrichtern. Antriebstechnik April 2000, Seite 47-51
[3] J. W. Choi, S. I. Yong, S. K. Sul, New Dead Time Compensation eliminating Zero Current Clamping in Voltage-Fed PWM Inverter. IEEE IAS, Oktober 1994, Seite 977-984
[4] R. Ueda, T. Sonoda, S. Takata, Experimental Results and their Simplified Analysis on Instability Problems in PWM Inverter Induction Motor Drives. IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 25, No. 1, Jan/Feb 1989, Seite 86-95
[5] Y. Murai, T. Watanabe, H. Iwasaki, Waveform Distortion and Correction Circuit for PWM Inverters with switching Lag-Times. IEEE IAS, 1985, Seite 436-441
[6] Y. Murai, A. Riyanto, H. Nakamura, K. Matsui, PWM Strategy for High Frequency Carrier Inverters Eliminating Current Clamps during Switching Dead Time. IEEE Industry Applications Meeting Vol. 1, 1992, Seite 317-322
[7] Seung-Gi Jeong, Min-Ho Park, The Analysis and Compensation of Dead-Time Effects in PWM- Inverters. IEEE Transactions on Industry Electronics, Vol. 38, April 1991, Seite 108-114
[8] Offenlegungsschrift DE 100 32 321 A1, Deutsches Patent- und Markenamt.

Claims

1. Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung eines Zweipunkt- Umrichters mit fester Schaltfrequenz und eingeprägter Zwischenkreisspannung, dadurch gekennzeichnet, dass die totzeiteinfügenden Instanzen des Gesamtsystems durch solche ersetzt werden, auf denen das quasi-totzeitfreie Verfahren abläuft und dass diese Instanzen mit je einer Detektorschaltung verbunden sind, so dass die Kodes für die drei Schaltzustände der jeweiligen Halbbrücke für das Verfahren zur Verfügung stehen,
und wobei das Verfahren die quasi-totzeitfreie Ansteuerung dadurch ermöglicht, dass die Umschaltvorgänge in nicht mehr vorkommen, falls der Phasenstrom ungleich Null ist,
und wobei die Umschaltvorgänge dadurch vermieden werden, indem kein Schalter geschlossen wird, wenn ebenso gut eine Freilaufdiode den gewünschten Schaltzustand aufrechterhalten kann, wobei der Zustand der Freilaufdioden (vorwärts leitend oder sperrend) und das Vorzeichen des Phasenstromes von jeder der Halbbrücke anhand des Schaltzustandes mitverfolgt wird,
und dass für jede Halbbrücke eine eigene Instanz des Verfahrens vorhanden ist, wobei die Anzahl der Halbbrücken (Phasen) unbeschränkt ist.

2. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren als ein endlicher Zustandsautomat beschrieben werden kann und durch eine elektronische Schaltung, welche das Verhalten des Automaten bestimmt, realisiert werden kann.

3. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein vom Modulator eintreffender Schaltbefehl sofort wiederrufen werden kann, falls der Phasenstrom ungleich Null ist.

4. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Kode für den Schaltzustand erst im Automat dekodiert wird, wobei auch das Kodewort für eine Fehlermeldung nicht zum Versagen des Verfahrens führt.

5. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass der endliche Zustandsautomat mit Arbeitszuständen und einem Initialisierungszustand beschrieben werden kann, und dass der Automat mit einem Operationswerk verschaltet ist, dass Zähler für die Zeitkonstanten T_OFF Und T_TOL beinhaltet, und der Eingabevektor des Automaten aus dem Pegel des PWM-Signals, dem Kode für den Schaltzustand, und dem Ausgabevektor des Operationswerkes besteht, und der Ausgabevektor des Automaten aus den Stellbefehlen für die Leistungsschalter und dem Eingabevektor des Operationswerkes besteht, und die Zähler als Zeitgeber mit fester Zeitkonstante arbeiten, und zwar so, dass sie nach dem Prinzip eines retriggerbaren Monoflops arbeiten.

6. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass beim Absetzen eines Stellbefehls zum Öffnen der erste Zähler im Operationswerk gestartet wird, um sicherzustellen, dass nach dem Verstreichen der Zeitkonstanten T_OFF erstens der Schaltbefehl ausgeführt wurde und zweitens die Kommutierung des Stromes begonnen hat, so dass sich ein stabiler Schaltzustand eingestellt hat, und dass beim Absetzen eines Stellbefehls zum Öffnen zeitgleich ein zweiter Zähler für die Zeitkonstante T_TOL gestartet wird, um anhand bestimmter Schaltzustände den Nulldurchgang erkennen zu können, indem der Zähler sofort neu gestartet wird, falls kein Schaltzustand für den Nulldurchgang vorliegt, so dass nur dann ein stabiler Schaltzustand anerkannt wird, wenn der Zähler ganz abgelaufen ist.

7. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass der Automat und das Operationswerk als getaktete Schaltwerke ausgelegt sind, wobei die Takte synchronisiert oder identisch sind.

8. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass eine Metainstanz die Zeitkonstanten der Zähler vorgeben oder verändern kann, ohne den Ablauf des Verfahrens zu stören.

9. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren auf ein totzeiteinfügendes Verfahren reduziert werden kann, indem die Detektorschaltung abgetrennt und stets der Schaltzustand "CLAMP" eingegeben wird, wobei dann die Zeitkonstante T_OFF die Totzeit vorgibt.

10. Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Kompensation des Totzeitfehlers eines Zweipunkt- Umrichters mit fester Schaltfrequenz und eingeprägter Zwischenkreisspannung, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren auf einer Instanz implementiert wird, die mit einer Detektorschaltung verbunden ist, und dass die Instanz zwischen dem Modulator und der totzeiteinfügenden Instanz eingeschleift wird,
und der Schaltzustand zusammen mit dem vom Modulator berechneten PWM-Signal (originaler Schaltbefehl) die Eingangsgrößen des Verfahrens darstellen, und die Ausgangsgröße ein verfahrensgemäß veränderter Schaltbefehl ist,
und dass das Verfahren darauf beruht, dass die Flanken des originalen Schaltbefehls in ihrer zeitlichen Lage derart verändert werden, dass die Laufzeit, gerechnet von einer Flanke des originalen Schaltbefehls bis zum Auftreten des dadurch beabsichtigten Schaltzustandes auf eine konstant Zeit T_MAX eingeregelt wird, so dass sich dadurch eine Kompensationswirkung ergibt, und wobei die konstante Zeit T_MAX so zu bestimmen ist, dass sie gerade größer als die maximal zu erwartende Verzögerung ist,
und dass für jede Halbbrücke eine eigene Instanz des Verfahrens vorhanden ist, wobei die Anzahl der Halbbrücken (Phasen) unbeschränkt ist.

11. Verfahren zur Kompensation des Totzeitfehlers nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die steigende und die fallende Flanke des originalen Schaltbefehls durch zwei gleichartige, jedoch unabhängig voneinander arbeitende Schaltungsteile verarbeitet werden und in Konfliktfällen ein Schaltungsteil Vorrang hat.

12. Verfahren zur Kompensation des Totzeitfehlers nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, es pro Schaltungsteil eine geschlossene Regelschleife gibt, die als Abtastregelung ausgeführt ist,
und dass im Abtastschritt n die Regelabweichung, das ist die Zeitdifferenz t_d,n zwischen einer Flanke des veränderten Schaltbefehls bis zum Auftreten des dadurch beabsichtigten Schaltzustandes gemessen wird und einer Regeleinrichtung zugeführt wird,
und dass im Abtastschritt n die Regeleinrichtung auf die Flanke des veränderten Schaltbefehls wirkt, indem der originale Schaltbefehl um die Zeit T_MAX-t_d,n-1 verzögert ausgegeben wird, mit den Ziel, dass sich der gewünschte Schaltzustand genau dann einstellt, wenn die Zeit T_MAX verstrichen ist.

13. Verfahren zur Kompensation des Totzeitfehlers nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass es ausreicht, wenn die Detektorschaltung die Schaltzustände POS und NEG erkennen kann, wobei das Verhalten der Detektorschaltung beim Auftreten des Schaltzustandes CLAMP vorhersagbar sein muss.

14. Verfahren zur Kompensation des Totzeitfehlers nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren in zwei sequentielle Prozesse aufgeteilt werden kann, wobei der Stellprozess durch eine Flanke des eingehenden PWM-Signals gestartet wird und der Regelungsprozess mit dem Abschluss des Stellprozesses gestartet wird.

15. Verfahren zur quasi-totzeitfreien Ansteuerung nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastregelung als getaktetes Schaltwerk ausgelegt werden kann.

16. Verfahren zur Kompensation des Totzeitfehlers nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass die Bildung der Regeldifferenz und die Zeitmessung durch einen steuerbaren Zähler (pro Flanke) durchgeführt wird.

17. Verfahren zur Kompensation des Totzeitfehlers nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass eine Metainstanz die Zeit T_MAX vorgeben oder verändern kann, ohne den Ablauf des Verfahrens zu stören.

18. Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Fehlerspannungsanalyse eines Zweipunkt- Umrichters mit drei Phasen und mit fester Schaltfrequenz sowie mit eingeprägter Zwischenkreisspannung mit dem Ziel einer Kompensation des Totzeitfehlers, wobei das Verfahren auf einer Instanz implementiert wird, die zwischen der Sollwertvorgabe und dem Modulator eingeschleift wird, und das Gesamtsystem über eine Messeinrichtung der Phasenströme verfügt, derart, dass die Momentanwerte der Ströme für das Verfahren zur Verfügung stehen, dadurch gekennzeichnet, dass die Kompensation durch Addition eines Korrekturspannungszeigers geschieht und der Korrekturspannungszeiger aus dem Fehlerspannungszeiger durch Umdrehen des Vorzeichens gebildet wird,
und wobei der Fehlerspannungszeiger nach den Zusammenhängen aus Tabelle 1 und Gleichung (3) bestimmt wird,
und wobei die notwendige Erkennung des Stromsektors mit Hilfe einer Hysterese arbeitet, wobei die Hysterese die Stromsektorgrenzen in zwei Systeme aufteilt, das positives und das negatives System, und wobei, gemäß dem Prinzip der Hysterese, je nach Bewegungsrichtung des Iststromzeigers und dem Hysteresezustand das positive oder das negative System als Stromsektorgrenzen gewählt werden,
und wobei der Hysteresezustand durch eine Speicherinstanz für ein Bit gespeichert wird,
und wobei die Bewegungsrichtung des Iststromzeigers aus dessen Augenblickswert und mindestens einem Vergangenheitswert festgelegt ist.

19. Verfahren zur Fehlerspannungsanalyse mit Hysterese nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Hysterese durch ein Toleranzband der Breite 2.ΔI festgelegt ist, wobei sich daraus die Drehwinkel für das positive und negative System ergeben.

20. Verfahren zur Fehlerspannungsanalyse mit Hysterese nach den Ansprüchen 18 und 19, dadurch gekennzeichnet, dass das positive System durch einen dreistufigen Entscheidungsbaum definiert ist, der anhand der Augenblickswerte der Phasenströme den Augenblickswert des Stromsektors im positiven System bestimmen kann, und dass das negative System nach den gleichen Prinzip durch einen zweiten Entscheidungsbaum definiert ist, und dass die Entscheidungsbäume so aufgebaut sind, dass durch eine Sequenz von Fallunterscheidungen die in Anzahl der in Frage kommenden Stromsektoren reduziert wird, bis zuletzt nur noch der richtige übrigbleibt.

21. Verfahren zur Fehlerspannungsanalyse mit Hysterese nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, das der Algorithmus, der dem Verfahren zugrunde liegt, mit dem Algorithmus des Modulationsverfahren verschmolzen werden kann.

22. Verfahren Fehlerspannungsanalyse mit Hysterese nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass eine Metainstanz den Faktor ε aus Gleichung (3) vorgeben oder verändern kann, ohne den Ablauf des Verfahrens zu stören und wobei auch ε = 0 (Verfahren inaktiv) möglich ist.

23. Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Messung des Mittelwertes des Istspannungszeigers eines Zweipunkt-Umrichters mit drei Phasen und mit fester Schaltfrequenz sowie mit eingeprägter Zwischenkreisspannung, wobei sich die Mittelung über einen Schaltzyklus erstreckt, und wobei das Verfahren auf einer Instanz implementiert wird, die mit einer Detektorschaltung zur Erfassung des Schaltzustandes und mit der Instanz, die den Istspannungszeiger auswertet, verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Istspannungszeiger mit dem abgetasteten Sollspannungszeiger identisch ist, falls ein idealer Umrichter vorausgesetzt wird und andernfalls der Istspannungszeiger die tatsächlich erzeugten Spannungen am Umrichter wiedergibt.

24. Verfahren zur Messung des Mittelwertes des Istspannungszeigers nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass im Laufe eines Schaltzyklus die Schaltzustände gemessen werden und daraus der Sollspannungszeiger zusammengesetzt (rekonstruiert) wird,
und dass das Verfahren entweder zeitgesteuert ausgelegt werden kann, wobei dann ein fester Abtasttakt benutzt wird, der möglichst hoch gegenüber der Schaltfrequenz sein muss, und die Schaltzustände in jedem Taktzyklus gemessen werden und daraus ein Beitrag zum Mittelwert berechet wird,
oder ereignisgesteuert ausgelegt werden kann, wobei dann jede Veränderung des Schaltzustandes oder der Anfang eines neuen Schaltzyklus ein Berechnungsvorgang für den Beitrag zum Mittelwert auslöst.

25. Verfahren zur Messung des Mittelwertes des Istspannungszeigers nach den Ansprüchen 23 und 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Beitrag für den Mittelwert dadurch hervorgeht, dass aus der gemessenen Schaltzustandskombination gemäß Tabelle 2 der Real- und Imaginärteil des korrespondierenden Raumzeigers bestimmt wird,
wobei im Falle der zeitgesteuerten Auslegung der korrespondierende Raumzeiger mit der relativen Zeitdauer eines Abtasttaktes gewichtet wird und bei ereignisgesteuerter Auslegung der korrespondierende Raumzeiger mit der relativen Dauer des vergangenen Ereignisses gewichtet wird,
und zu Beginn eines neuen Schaltzyklus die Summe aller Beiträge als Ergebnis ausgegeben wird und eine neue Aufsummierung vorbreitet wird.

26. Verfahren zur Messung des Mittelwertes des Istspannungszeigers nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltzustandskombination in einen Kode übersetzt wird, mit dem der Tabelleneintrag adressiert werden kann.

27. Verfahren zur Messung des Mittelwertes des Istspannungszeigers nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest einmal nach der Inbetriebnahme des Verfahrens eine Synchronisation mit dem Beginn eines Schaltzyklus durchgeführt wird, so dass definierte Messintervalle vorliegen.

28. Verfahren zur Messung des Mittelwertes des Istspannungszeigers nach den vorangegangenen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, dass der dem Verfahren zugrunde liegende Algorithmus durch eine getaktete Schaltung abgewickelt wird und dass der Takt gleich dem Abtasttakt und synchron zur Schaltfrequenz ist.