DE4129261C1 - Digital control of four quadrant regulating element connected to AC voltage mains transformer - sampling control magnitudes at frequency time that of semiconductor switch pulse frequency - Google Patents
Digital control of four quadrant regulating element connected to AC voltage mains transformer - sampling control magnitudes at frequency time that of semiconductor switch pulse frequencyInfo
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Abstract
Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein solches Verfahren ist durch den Beitrag von T. Seger und M. Wächter "Direct digital control of four-quadrant power converter" in: Proceedings of EPE′ 87 (Grenoble) Seiten 123 bis 128 bekannt.The invention relates to a method according to the preamble of Claim 1. Such a method is through the contribution of T. Seger and M. Wächter "Direct digital control of four-quadrant power converter" in: Proceedings of EPE ′ 87 (Grenoble) pages 123 to 128 known.
Jeder zur digitalen Regelung eingesetzte Prozessor benötigt zum Abarbeiten des Regelalgorithmus, d. h. vom Einlesen von Meßwerten bis zur Ausgabe von Stellgrößen, eine gewisse Zeit.Every processor used for digital control requires processing the control algorithm, d. H. from reading measured values to output of Manipulated variables, a certain time.
Wird diese Reglerzykluszeit durch die Wahl der digitalen Hardware und durch eine geeignete Programmierung klein gegenüber der durchschnittlichen Pulsbreite der Halbleiterschalter des Vierquadrantenstellers gewählt, und wird der Reglerzyklus nach einem Durchlauf sofort wieder gestartet, so erhält man eine quasikontinuierlich arbeitende Regelung. Da die vom digitalen Regler ausgegebene Stellgröße erst über einen mit fester Trägerfrequenz arbeitenden Modulator auf die Halbleiterschalter wirkt, können zwei Fälle auftreten:This controller cycle time is determined by the choice of digital hardware and by a suitable programming small compared to the average pulse width the semiconductor switch of the four-quadrant controller is selected, and becomes the controller cycle restarted immediately after a run, so you get a quasi-continuous working regulation. Because the output from the digital controller Control value only via a modulator working with a fixed carrier frequency There are two cases that affect semiconductor switches:
- a) Die während eines Reglerzyklus berechnete Stellgröße im nächsten Reglerzyklus zu einer Beeinflussung des Pulsmusters. Diese Situation liegt vor, wenn zu einem Zeitpunkt k+1 Meßgrößen eingelesen, zu einem Zeitpunkt k+2 Stellgrößen ausgegeben und im Intervall k+2 . . . k+3 eine Beeinflussung des Pulsmusters (Schnittpunkt der Stellgröße mit einem üblicherweise verwendeten netzsynchronen Dreiecks-Träger) erfolgt. In diesem Fall ist die wirksame Rechentotzeit gleich einem Abtastschritt.a) The manipulated variable calculated during one controller cycle in the next Controller cycle to influence the pulse pattern. This situation lies before, if k + 1 measured values were read in at one point in time, at one point in time k + 2 manipulated variables are output and in the interval k + 2. . . k + 3 an influence the pulse pattern (intersection of the manipulated variable with a usually used network-synchronous triangular carrier). In this case the effective computing dead time is equal to one sampling step.
- b) Die vom Regler berechnete Stellgröße führt zu überhaupt keiner Beeinflussung des Pulsmusters. Die wirksame Rechentotzeit ist in diesem Falle Null, da bei konstanter Abtastfrequenz auch eine beliebig schnelle Berechnung der Stellgröße zu keinem anderen Ergebnis führen würde.b) The manipulated variable calculated by the controller has no influence whatsoever of the pulse pattern. The effective dead time is in this case Zero, because with a constant sampling frequency, any quick calculation the manipulated variable would not lead to any other result.
Der Nachteil einer quasi-kontinuierlich arbeitenden Regelung besteht also darin, daß über die wirksame Rechentotzeit keine allgemeingültige Aussage getroffen werden kann und daß wegen des asynchronen Zusammenspiels von Regelung und Pulsmustererzeugung eine korrekte zeitdiskrete Modellierung nicht möglich ist. Mit wachsender Rechentotzeit verschlechtert sich die Dynamik des Regelkreises merklich. Weiterhin ist der Prozessor stets zu 100% ausgelastet und kann damit keine weiteren Aufgabe bearbeiten.The disadvantage of a quasi-continuous control system is therefore in the fact that no generally valid statement about the effective dead time can be taken and that because of the asynchronous interaction of Control and pulse pattern generation are not correct, time-discrete modeling is possible. The dynamics deteriorate with increasing dead time of the control loop noticeably. Furthermore, the processor is always 100% busy and can’t process another task.
Das Problem der Rechentotzeit kann zwar mit schnellerer Hardware verringert werden. Es entzieht sich jedoch einer prinzipiellen Lösung mit regelungstechnischen Mitteln. Bei dem durch die eingangs genannte Literaturstelle bekannten Verfahren des "regular sampling", d. h. des zweimaligen Durchlaufens des Reglerzyklus pro Periode eines Dreiecks-Trägers, wird dagegen Einfluß auf die Rechentotzeit genommen.The problem of computer dead time can be reduced with faster hardware will. However, it eludes a basic solution with control engineering Means. In the known from the above-mentioned literature "Regular sampling" method, d. H. of going through the Controller cycle per period of a triangular carrier, however, will influence the computing dead time taken.
Die Verhältnisse sind in Fig. 2 dargestellt. Nach dem Abtasten der Meßwerte (z. B. zum Zeitpunkt k) und dem Durchlaufen des Regelalgorithmus wartet der Prozessor mit der Ausgabe der Stellgrößen bis zum nächsten Abtastschritt (also bis zum Zeitpunkt k+1). Erst dann erfolgt eine Aussteuerung des Vierquadrantenstellers aufgrund dieser Meßgröße während des Intervalls TR1, d. h. bis zum Schnittpunkt mit dem Dreiecks-Träger. Damit ist sichergestellt, daß eine vom Prozessor ausgegebene Stellgröße das Pulsmuster immer im nächsten Abtastschritt beeinflußt. Die wirksame Rechentotzeit ist also stets gleich einem Abtastschritt und damit, wie bereits gesagt, einer systematischen regelungstechnischen Behandlung zugänglich. Sie ist jedoch wegen der eingefügten Wartezeit bis zur Ausgabe der Stellgröße (in der der Prozessor jedoch andere Aufgaben bearbeiten kann) im allgemeinen größer als bei der zuvor beschriebenen quasi-kontinuierlichen Regelung.The relationships are shown in FIG. 2. After sampling the measured values (e.g. at time k) and running through the control algorithm, the processor waits until the next sampling step (that is, up to time k + 1) to output the manipulated variables. Only then is the four-quadrant actuator controlled based on this measured variable during the interval T R1 , that is to the point of intersection with the triangular carrier. This ensures that a manipulated variable output by the processor always influences the pulse pattern in the next sampling step. The effective dead time for the computer is therefore always the same as a sampling step and, as already mentioned, is therefore accessible to a systematic control engineering treatment. However, because of the inserted waiting time until the manipulated variable is output (in which the processor can, however, process other tasks), it is generally greater than in the previously described quasi-continuous control.
Als Vorteil der Regelung mit dem "regular-sampling" ergibt sich eine mit der Pulsbreitenmodulation synchronisierte Arbeitsweise einer zeitdiskreten Regelung sowie eine verringerte Anforderung an die Prozessorleistung und eine systematische Behandlung der Rechentotzeit von genau einem Abtastschritt.One advantage of the regulation with "regular sampling" is one with the pulse width modulation synchronized working of a time discrete Regulation and a reduced requirement for processor performance and a systematic treatment of the computing dead time of exactly one sampling step.
Der Einfluß der Rechentotzeit macht sich jedoch im wesentlichen auf zweifache
Weise nachteilig bemerkbar:
Die zur Bildung des Strom-Sollwertes in der unterlagerten Stromregelung
und bei einer (üblichen) Vorsteuerung der Stellerspannung verwendeten Winkelfunktionen
verwenden zum einen den aktuellen Phasenwinkel ωt+ϕ
der Netzspannung. Nach Ablauf der Rechentotzeit ist dieser Winkel jedoch
bereits um die vergangene Zeit überholt. Zum anderen ist der Meßwert für
den Strom vom Meßwert einen Abtastschritt später (er müßte - um exakt zu sein -
bei einer Totzeit Null verarbeitet werden) wegen der oft vorhandenen großen
Steilheit des in den Vierquadrantensteller fließenden Stromes unter Umständen
stark verschieden.The influence of dead time on the computer, however, has two major negative effects:
The angle functions used to form the current setpoint in the subordinate current control and in a (usual) pilot control of the actuator voltage use the current phase angle ωt + ϕ of the mains voltage. After the end of the dead time, this angle is already out of date. On the other hand, the measured value for the current differs from the measured value one sampling step later (it would have to be processed - to be exact - with a dead time of zero) due to the often present steepness of the current flowing into the four-quadrant actuator.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das eingangs angegebene Verfahren derart auszugestalten, daß der Einfluß der Rechentotzeit auf die digitale Regelung bei unveränderter Hardware vernachlässigbar ist, so daß sich eine Verbesserung des Regelverhaltens ergibt.The invention has for its object the method specified above in such a way that the influence of dead time on the digital control with unchanged hardware is negligible, so that there is an improvement of the control behavior.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.This object is achieved according to the invention by those characterized in claim 1 Features solved.
Der Stromregler arbeitet vorteilhafterweise zum Zeitpunkt k schon mit den Größen des Zeitpunktes k+1, d. h. mit prädizierten Größen. Im einzelnen heißt dies, daß zum aktuellen Phasenwinkel der Netzspannung die während des aktuellen Abtastschrittes hinzukommende Änderung bereits hinzuaddiert wird und daß zusätzlich statt des aktuellen Meßwerts des Stromes ein mit Hilfe eines Prädiktionsmodells auf der Grundlage aktueller Meßwerte berechneter zukünftiger Wert verwendet wird. Der Ausgang des Spannungsreglers und die Amplitude der Netzspannung werden dabei als gegenüber der Dynamik der Stromregelung nur langsam veränderlich angenommen, so daß bei diesen Größen keine Modifikation erforderlich ist.The current controller advantageously already works with the time k Sizes of the time k + 1, d. H. with predicted sizes. In detail is called this means that the current phase angle of the mains voltage during the current Scan step added change is already added and that additionally with the help of a prediction model instead of the current measured value of the current future value calculated on the basis of current measured values is used. The output of the voltage regulator and the amplitude of the mains voltage are considered as compared to the dynamics of current regulation only slowly changing, so that there is no modification in these sizes is required.
Durch die eingangs genannte Veröffentlichung ist es zwar schon bekannt, den Phasenwinkel der Spannung in einem Rechner zu aktualisieren, jedoch erfolgt dieses ausschließlich dazu, die übliche Spannungsvorsteuerung zu realisieren, d. h. den stationären Anteil der Stellerspannung, die am Ende des Abtastschrittes auftreten wird, vorauszuberechnen.Through the publication mentioned at the beginning, it is already known update the phase angle of the voltage in a calculator, however this is done exclusively to implement the usual voltage pre-control, d. H. the stationary part of the actuator voltage, which at the end of the Predicting step will occur.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Verfahrens nach der Erfindung ist im Unteranspruch gekennzeichnet.An advantageous embodiment of the method according to the invention is in Subclaim marked.
Die Erfindung soll im folgenden anhand der Zeichnung erläutert werden. Es zeigtThe invention will be explained below with reference to the drawing. It shows
Fig. 1 die Regelstruktur für eine unterlagerte Stromregelung mit Prädiktion gemäß der Erfindung, Fig. 1, the control structure for a subordinate current control with prediction according to the invention,
Fig. 2 (wie bereits erwähnt) die Rechentotzeit bei einer quasi-kontinuierlichen Regelung, Fig. 2 (as already mentioned) the computing dead at a quasi-continuous control,
Fig. 3 ein Ersatzschaltbild eines Vierquadrantenstellers, der mit dem Verfahren nach der Erfindung digital geregelt werden soll und Fig. 3 is an equivalent circuit diagram of a four-quadrant actuator, which is to be controlled digitally with the method according to the invention and
Fig. 4 eine Regelkreisstruktur für den gemäß der Erfindung mit unterlagerter Stromregelung eingesetzten Spannungsregler. Fig. 4 shows a control loop structure for the voltage regulator used according to the invention with subordinate current control.
Gemäß Fig. 3 ist der Vierquadrantensteller durch vier über ihren Steueranschluß abschaltbare Halbleiterschalter T1 bis T4 in Brückenschaltung gebildet. Die Halbleiterschalter können beispielsweise GTO-Thyristoren sein, denen jeweils eine Freilaufdiode antiparallel geschaltet ist. Ein solcher Vierquadrantensteller ist z. B. Teil des Antriebes einer Drehstromlokomotive, der aus dem Fahrdraht über einen Netztransformator mit einer Sekundärspannung uN gespeist wird. Der Anschluß des Vierquadrantenstellers an die Sekundärseite des Netztransformators ist hier ersatzbildmäßig durch die Induktivität LN (vornehmlich die Streuinduktivität des Transformators) und den ohmschen Widerstand RN wiedergegeben. Der netzseitige, in den Vierquadrantensteller fließende Strom ist mit iN, die Stellerspannung des Vierquadrantenstellers mit uST bezeichnet.Referring to FIG. 3 of the four-quadrant controller is constituted by four turn-off via its control terminal semiconductor switch T 1 to T 4 in the bridge circuit. The semiconductor switches can be, for example, GTO thyristors, each of which has a free-wheeling diode connected in anti-parallel. Such a four quadrant is z. B. Part of the drive of a three-phase locomotive, which is fed from the contact wire via a mains transformer with a secondary voltage u N. The connection of the four-quadrant actuator to the secondary side of the mains transformer is represented here by the inductance L N (primarily the leakage inductance of the transformer) and the ohmic resistance R N. The network-side current flowing into the four-quadrant actuator is denoted by i N , the actuator voltage of the four-quadrant actuator is denoted by u ST .
Gleichspannungsseitig ist der Vierquadrantensteller mit einem Zwischenkreis verbunden. Die Spannung uD im Zwischenkreis wird mittels eines aus einer Drosselspule LS, einem Filterkondensator CS und einem ohmschen Widerstand RS gebildeten Saugkreises (insbesondere zur Reduktion des 33 1/3 Hz-Anteils bei der Bahnanwendung) und eines stützenden Zwischenkreiskondensators CD (zur Reduktion der durch die Pulsfrequenz des Vierquadrantenstellers verursachten Oberschwingungen) geglättet. Der Zwischenkreis ist in der Praxis mit einem (hier nicht gezeigten) Pulswechselrichter verbunden, an den dann ein Antriebsmotor der Lokomotive angeschlossen ist. Der in den Zwischenkreis fließende Strom ist hiermit iD und der Laststrom mit iL bezeichnet.On the DC voltage side, the four-quadrant controller is connected to an intermediate circuit. The voltage u D in the intermediate circuit is determined by means of a suction circuit formed from a choke coil L S , a filter capacitor C S and an ohmic resistor R S (in particular to reduce the 33 1/3 Hz portion in the railway application) and a supporting intermediate circuit capacitor C D ( to reduce the harmonics caused by the pulse frequency of the four-quadrant actuator). In practice, the intermediate circuit is connected to a pulse inverter (not shown here), to which a drive motor of the locomotive is then connected. The current flowing into the intermediate circuit is hereby designated i D and the load current i l .
Die digitale Regelung des Vierquadrantenstellers gemäß der Erfindung soll sicherstellen, daß die Zwischenkreisspannung bei allen Betriebszuständen innerhalb zulässiger Grenzen konstant bleibt. Dabei sollen netzseitig Strom und Spannung in Phase (beim Fahrbetrieb) bzw. um 180° in der Phase versetzt (beim Bremsen) verlaufen, so daß der Vierquadrantensteller das Netz nur mit Wirkleistung belastet.The digital control of the four-quadrant according to the invention is intended Ensure that the DC link voltage is within all operating conditions permissible limits remains constant. Power and Voltage in phase (when driving) or offset by 180 ° in phase (when braking) run, so that the four-quadrant only the network loaded with active power.
Da es vor allem die Aufgabe der Regelung des Vierquadrantenstellers ist, für eine konstante Zwischenkreisspannung zu sorgen, wird ein Spannungsregler erforderlich. Der Ausgang des Spannungsreglers liefert einen Sollwert für den Mittelwert des in den Zwischenkreis fließenden Stromes iD. Dabei muß aber zusätzlich der Zusammenhang zwischen diesem Sollwert und dem Sekundärstrom iN des Netztransformators hergestellt werden. Um den Momentanwert des Stromes iN sinusförmig mit vorgegebener Amplitude und Phase einzustellen, wird eine Vorsteuerung der Stellerspannung uST vorgenommen.Since the primary task of regulating the four-quadrant controller is to ensure a constant DC link voltage, a voltage regulator is required. The output of the voltage regulator supplies a setpoint for the mean value of the current i D flowing into the intermediate circuit. However, the connection between this setpoint and the secondary current i N of the mains transformer must also be established. In order to set the instantaneous value of the current i N sinusoidally with a predetermined amplitude and phase, the actuator voltage u ST is precontrolled.
Dabei ist eine Synchronisation der Vierquadrantensteller-Regelung mit der Netzspannung aus zwei Gründen erforderlich: zum einen erfordert eine Vorsteuerung der Stellerspannung uST die Information über den aktuellen Phasenwinkel der Netzspannung, zum anderen erfolgt wegen der bei Bahn-Anwendungen üblichen relativ niedrigen Pulsfrequenzen die Impulsbildung durch Vergleich der Stellerspannung mit einer netzsynchronen Dreieckspannung (vgl. Fig. 2). Die Netzsynchronisation kann z. B. mittels eines zeitdiskret arbeitenden Phasenregelkreises (PLL) erfolgen, der neben dem aktuellen Phasenwinkel gleichzeitig einen Meßwert für die Amplitude der Netzspannung liefert.There is a need to synchronize the four-quadrant regulator control with the mains voltage for two reasons: firstly, pre-control of the regulator voltage u ST requires information about the current phase angle of the mains voltage, and secondly because of the relatively low pulse frequencies that are common in railway applications, the pulses are formed Comparison of the actuator voltage with a grid-synchronous delta voltage (see FIG. 2). The network synchronization can e.g. B. by means of a time-discrete phase locked loop (PLL), which in addition to the current phase angle also provides a measured value for the amplitude of the mains voltage.
Der Spannungsregler für die Zwischenkreisspannung wird als zeitdiskreter PI-Regler mit unterlagerter Stromregelung ausgeführt. Eine Aufschaltung des Laststromes ist aus Dynamikgründen sinnvoll.The voltage regulator for the DC link voltage is called a discrete-time PI regulator with subordinate current control. Activation of the Load current makes sense for dynamic reasons.
Die Regelkreisstruktur des Spannungsregelkreises zeigt Fig. 4. Der Spannungsregler GCU (mit dem Vergleich der Führungsgröße uD* mit der Regelgröße uD der Zwischenkreisspannung) liefert nach Addition der Vorsteuerung einen Sollwert iD* für den in den Zwischenkreis hineinfließenden Strom iD. Hier werden die durch die 33 ¹/₃ Hz. Pulsation und die Modulation verursachten Effekte vernachlässigt, so daß die unterlagerte Stromregelung als ideal arbeitend angenommen wird (in Fig. 4 durch die Zusammenfassung der vier Blöcke zwischen iD* und iD angedeutet).The control circuit structure of the voltage control circuit is shown in FIG. 4. The voltage regulator G CU (by comparing the reference variable u D * with the control variable u D of the intermediate circuit voltage) supplies a setpoint i D * for the current i D flowing into the intermediate circuit after adding the pilot control. Here the effects caused by the 33 ¹ / ₃ Hz. Pulsation and the modulation are neglected, so that the subordinate current control is assumed to work ideally (indicated in Fig. 4 by the combination of the four blocks between i D * and i D ).
In Fig. 4 sind mit TI der Stromregelkreis (Momentanwert), mit f/f-1 die Umsetzung zwischen harmonischen Größen und Gleichgrößen, mit dem Block sin (ωt+ϕ) das Zeitargument und mit GF die Impedanz des Zwischenkreisfilters bezeichnet.In Fig. 4, the current control loop (instantaneous value) is designated by T I , the conversion between harmonic quantities and constant quantities by f / f -1 , the time argument by the block sin (ωt + ϕ) and the impedance of the intermediate circuit filter by G F.
In der praktischen Realisierung wird als Ausgangsgröße des Spannungsreglers (d. h. als den Sollwert für den Stromregler) nicht der Soll-Gleichwert iD* von dem Strom iD, sondern die Soll-Amplitude N* des Transformator-Sekundärstromes iN gewählt.In practical implementation, it is not the target equivalent value i D * of the current i D that is selected as the output variable of the voltage regulator (ie as the target value for the current regulator), but rather the target amplitude N * of the transformer secondary current i N.
Der Spannungsregler liefert an seinem Ausgang nach Einbeziehung des Faktors f-1 (gemäß Fig. 4) einen Sollwert für die Amplitude N* des Transformator-Sekundärstromes. Die unterlagerte Stromregelung, deren Struktur in Fig. 1 gezeigt ist, sorgt nun dafür, daß dieser Sollwert zu jeder Zeit und ohne den störenden Einfluß der Rechentotzeit eingehalten wird. The voltage regulator supplies a setpoint for the amplitude N * of the transformer secondary current at its output after including the factor f -1 (according to FIG. 4). The subordinate current control, the structure of which is shown in FIG. 1, now ensures that this setpoint is maintained at all times and without the disruptive influence of the dead time.
Die Abtastfrequenz der Meßgrößen für die Regelung wird gleich der doppelten Pulsfrequenz der Halbleiterschalter des Vierquadrantenstellers gewählt. Wegen der Ansteuerung der Halbleiterschalter mittels pulsbreitenmodulierter Signale (Dreiecksmodulation) bestehen pro Puls nur zwei Eingriffsmöglichkeiten der Regelung in den Verlauf des Pulsmusters (d. h. an jeder Pulsflanke). Die Verwendung des "regular sampling" bei der Meßgrößenabtastung ermöglicht eine korrekte zeitdiskrete Modellbildung mit Berücksichtigung der Rechentotzeit bei gleichzeitig reduziertem Rechenaufwand.The sampling frequency of the measured variables for the control becomes twice Pulse frequency of the semiconductor switch of the four-quadrant actuator selected. Because of the control of the semiconductor switch by means of pulse width modulated signals (Triangular modulation), there are only two possibilities of intervention per pulse Regulation in the course of the pulse pattern (i.e. on each pulse edge). The Allows the use of "regular sampling" when measuring measured quantities correct, time-discrete modeling, taking into account computing dead time with reduced computing effort at the same time.
Um den Einfluß der Rechentotzeit bei der Stromregelung zu kompensieren, wird aus der zum Abtastzeitpunkt k erfaßten Meßgröße des iN auf der Sekundärseite des Netztransformators durch ein Prädiktionsmodell ein Wert vorausberechnet, der dem Strom iN zum nächsten Abtastzeitpunkt (k+1) möglichst nahe kommt. Dieser Strom iN (k+1) wird in der Regelung als Istwert zur Bestimmung der Stellerspannung für den Zeitpunkt (k+1) verwendet.In order to compensate for the influence of the dead time in the current control, a prediction model is used to calculate a value from the measured variable of the i N at the sampling time k on the secondary side of the power transformer that comes as close as possible to the current i N at the next sampling time (k + 1) . This current i N (k + 1) is used in the control as an actual value for determining the actuator voltage for the instant (k + 1).
Der Zusammenhang zwischen dem Strom iN und der Stellerspannung uST ist im Kontinuierlichen durch die Übertragungsfunktion (Laplace-Transformierte)The relationship between the current i N and the actuator voltage u ST is continuously due to the transfer function (Laplace transform)
beschrieben.described.
Der Verlauf des Stromes iN ist mithin von den Parametern LN, RN, uN und uST abhängig, da ja gemäß Fig. 3 sicher folgener Zusammenhang im stationären Fall ergibt:The course of the current i N is therefore dependent on the parameters L N , R N , u N and u ST , since yes, according to FIG.
uST = uN -j ω LN iN - RN iN u ST = u N -j ω L N i N - R N i N
Als z-Transformation für die im vorliegenden Fall angewandte zeitdiskrete Regelung ergibt sich entsprechend:As a z-transformation for the time-discrete used in the present case Regulation results accordingly:
Der benötigte zukünftige Stromwert iN (k+1) läßt sich durch die DifferenzengleichungThe required future current value i N (k + 1) can be determined by the difference equation
iN (k+1)=b iN (k)+a ΔuST (k)i N (k + 1) = bi N (k) + a Δu ST (k)
auf einfache Weise berechnen, wobei die Koeffizienten a und b durch die Parameter RN, LN und die Dauer des Abtastschrittes TA (Zeit zwischen den Zeitpunkten k und (k+1)) vollständig bestimmt sind. Die Koeffizienten a und b können analytisch oder empirisch als Konstanten bestimmt werden.calculate in a simple manner, the coefficients a and b being completely determined by the parameters R N , L N and the duration of the sampling step T A (time between the times k and (k + 1)). The coefficients a and b can be determined analytically or empirically as constants.
Die in Fig. 1 gezeigte Struktur der unterlagerten Stromregelung zeigt das Prädiktionsmodell, das erfindungsgemäß aus den ihm zugeführten Werten iN (k) und ûN (k)≈ûN (k+1) den der Regelung zugrundezulegenden prädiktiven Stromistwert iN (k+1) errechnet.The structure of the subordinate current control shown in FIG. 1 shows the prediction model which, according to the invention, uses the values i N (k) and û N (k) ≈û N (k + 1) supplied to it to determine the actual predictive current value i N (k +1) calculated.
Vorgegeben wird einem gestrichelt umrandet in Fig. 1 dargestellten Prozessor vom Spannungsregler (vgl. Fig. 4) die Führungsgröße der Amplitude N* (k) des Stromes iN, die in etwa der Amplitude N* (k+1) zum Abtastzeitpunkt (k+1) entspricht. Diese Führungsgröße wird zum einen zur Bestimmung des Vorsteuerungssollwertes uST0* nach der BeziehungThe voltage regulator (cf. FIG. 4) prescribes a processor shown in dashed lines in FIG. 1 to determine the reference variable of the amplitude N * (k) of the current i N , which is approximately the amplitude N * (k + 1) at the time of sampling (k +1) corresponds. This reference variable is used on the one hand to determine the pilot control setpoint u ST0 * according to the relationship
uST0* = ûN* sin (ωt(k+1) + ϕ) - N* RN sin (ωt(k+1) + ϕ)u ST0 * = û N * sin (ωt (k + 1) + ϕ) - N * R N sin (ωt (k + 1) + ϕ)
- N* LN cos (ωt(k+1) + ϕ)- N * L N cos (ωt (k + 1) + ϕ)
und zum anderen zur Bildung der sinusförmigen Führungsgröße des Stromes iN* (k+1) herangezogen. Dabei wird die während des Zeitraumes von k bis (k+1) auftretende Änderung des Phasenwinkels der Netzspannung mit berücksichtigt.and on the other hand to form the sinusoidal command variable of the current i N * (k + 1). The change in the phase angle of the mains voltage occurring during the period from k to (k + 1) is also taken into account.
Mittels eines Stromreglers GCI erfolgt die Verarbeitung der Regelgröße als Differenz der Führungsgröße iN* (k+1) mit der vom Prädiktionsmodell gelieferten (zukünftigen) Regelgröße iN (k+1). Am Ausgang des Stromreglers wird die Stellerspannung bei sinusförmig angenommener Netzspannung mit dem Vorsteuerungssollwert uST0* vorgesteuert, woraus sich am Ausgang des Prozessors die für den Zeitpunkt (k+1) benötigte Sollgröße uST* (k+1) ergibt. Nach Modulation aufgrund der Sollgröße uST* (k+1) entsteht die den Strom iN beeinflussende Stellerspannung uST. Mit GI ist hier der Einfluß der netzseitigen Glieder RN, LN gegeben (Modell der Transformator-Sekundärwicklung). By means of a current controller G CI , the controlled variable is processed as the difference between the reference variable i N * (k + 1) and the (future) controlled variable i N (k + 1) provided by the prediction model. At the output of the current controller, the actuator voltage is pre- controlled with the supply control setpoint u ST0 * when the mains voltage is assumed to be sinusoidal, resulting in the setpoint u ST * (k + 1) required for the time (k + 1) at the output of the processor. After modulation based on the target value u * ST (k + 1) that the current i N influencing actuator voltage U ST is produced. With G I the influence of the network-side elements R N , L N is given here (model of the transformer secondary winding).
In der Praxis hat sich gezeigt, daß nur ein kleiner Regelfehler auftritt, wenn der Stromregler GCI lediglich als P-Regler und nicht als PI-Regler ausgebildet ist, so daß auf den Integralanteil aus Gründen der Einfachheit vorteilhafterweise verzichtet werden kann.In practice, it has been shown that only a small control error occurs if the current controller G CI is designed only as a P controller and not as a PI controller, so that the integral part can advantageously be dispensed with for reasons of simplicity.
Claims (3)
- - die Halbleiterschalter des Vierquadrantenstellers in einem mit der sinusförmigen Netzspannung synchronisierten Pulsmuster geschaltet und die stellerseitigen Ströme und Spannungen des Netztransformators gleichphasig oder in der Phase um 180 Grad versetzt gehalten werden,
- - die für die digitale Regelung erforderlichen Regelgrößen mit einer Abtastfrequenz erfaßt werden, die der doppelten Pulsfrequenz der Halbleiterschalter entspricht (regular sampling) und
- - die digitale Regelung durch eine Spannungsregelung mit unterlagerter Stromregelung unter Abarbeiten eines Regelalgorithmus nach dem zu einem Abtast-Zeitpunkt k erfolgenden Abtasten der Regelgrößen eine über einen Modulator mit fester Trägerfrequenz bereitgestellte Stellerspannung derart beeinflußt, daß die durch einen Kondensator gestützte Klemmengleichspannung des Vierquadrantenstellers konstant gehalten wird,
- the semiconductor switches of the four-quadrant actuator are switched in a pulse pattern synchronized with the sinusoidal mains voltage and the currents and voltages of the mains transformer on the actuator side are kept in phase or offset in phase by 180 degrees,
- - The control variables required for digital control are detected with a sampling frequency that corresponds to twice the pulse frequency of the semiconductor switch (regular sampling) and
- - The digital control by a voltage control with subordinate current control while processing a control algorithm after the sampling of the control variables at a sampling time k influences a control voltage provided via a modulator with a fixed carrier frequency in such a way that the terminal DC voltage of the four-quadrant control supported by a capacitor is kept constant ,
wobei a und b durch die wechselspannungsseitige Reaktanz, den wechselspannungsseitigen Widerstand und die Zeitdauer des Abtastschrittes bestimmte Koeffizienten sind und ΔUST die Änderung der Stellerspannung zum Abtast-Zeitpunkt k darstellt. characterized in that from the control variable acquired at the sampling time k for the current i N (k) flowing into the four-quadrant controller, the current i N (k + 1) flowing at the next sampling time k + 1 is predictive according to the relationship i N ( k + 1) = bi N (k) + a Δ U ST (k) is determined and as a current control variable in the computational determination of the actuator voltage to be set at the sampling time k + 1 starting at the sampling time k, taking into account that at the sampling time k + 1 (ie during the scanning step) serves the changed phase angle of the mains voltage,
where a and b are coefficients determined by the AC-side reactance, the AC-side resistance and the duration of the sampling step and ΔU ST represents the change in the actuator voltage at the sampling time k.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19914129261 DE4129261C1 (en) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | Digital control of four quadrant regulating element connected to AC voltage mains transformer - sampling control magnitudes at frequency time that of semiconductor switch pulse frequency |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19914129261 DE4129261C1 (en) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | Digital control of four quadrant regulating element connected to AC voltage mains transformer - sampling control magnitudes at frequency time that of semiconductor switch pulse frequency |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DE4129261C1 true DE4129261C1 (en) | 1992-10-08 |
Family
ID=6439755
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DE19914129261 Expired - Lifetime DE4129261C1 (en) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | Digital control of four quadrant regulating element connected to AC voltage mains transformer - sampling control magnitudes at frequency time that of semiconductor switch pulse frequency |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| DE (1) | DE4129261C1 (en) |
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-
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- 1991-08-30 DE DE19914129261 patent/DE4129261C1/en not_active Expired - Lifetime
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