DE1008796B

DE1008796B - Anordnung zur breitbandigen Anpassung eines belasteten Parallelresonanzkreises, insbesondere einer Antenne, an den Wellenwiderstand eines Zufuehrungskabels

Info

Publication number: DE1008796B
Application number: DES45523A
Authority: DE
Inventors: Albert Weissfloch
Original assignee: APPLIC RECH ELECTRONIQUE
Current assignee: APPLIC RECH ELECTRONIQUE
Priority date: 1954-09-13
Filing date: 1955-09-12
Publication date: 1957-05-23
Also published as: FR1113796A; FR1127995A

Description

DEUTSCHES

Die Erfindung betrifft Anordnungen, die belastete Parallelresonanzkreise breitbandig an den Wellenwiderstand eines Kabels anpassen. Belastete Resonanzkreise, insbesondere Antennen, die z.B. aus abstrahlenden Resonanzhohlräumen bestehen, sollen mit Hilfe dieser Anordnungen breitbandig an den Wellenwiderstand eines Zuführungskabels angepaßt werden.

Es ist bekannt, daß ein Parallelresonanzkreis oder Resonanzhohlraum schematisch stets durch Parallelschaltung einer Kapazität C (Fig. 1), einer Induktivität L und eines ohmschen Widerstandes R_P zwischen zwei Punkten A und B dargestellt werden kann. R_p stellt darin sowohl den ohmschen Verlust- als auch den Nutzwiderstand der Strahlung usw. dar.

Das Schema (Fig. 1) ist in Resonanznähe auch für kompliziertere Kreise gültig, z.B. für Schaltanordnungen, wie sie in Fig. 2 und 3 angegeben sind.

Die Fig. 2 stellt einen — beispielsweise zylinderförmigen — Hohlraumresonator 1 dar, wobei die metallische Deckplatte 2 eine strahlende Öffnung 3 läßt, und 4 bedeutet schematisch die Kapazität, die die Deckplatte mit den Seitenflächen des Zylinders bildet. Die Kopplung des Resonators mit dem Zuführungskabel erfolgt durch die Verbindungsleitung 5.

Fig. 3 zeigt schematisch einen Hohlraum 11 mit ringförmigem Schlitz 13 zwischen der Abschlußplatte 12 und den Seitenwänden. Die Kopplung an das Zuführungskabel erfolgt durch den Leiter 15.

Hohlraumresonatoren gemäß Fig. 2 und 3 strahlen elektromagnetische Energie durch die Schlitze ab und können daher als Antennen dienen.

Die Impedanzen, die man zwischen den Punkten A und B des Kreises (Fig. 1) in Abhängigkeit von der Frequenz mißt, ergeben, in der Ebene der komplexen Widerstände als Ortskurve aufgetragen, einen Kreis C (Fig. 4). Der Schnittpunkt des Kreises mit der reellen Achse ist der Resonanzwiderstand R_P für die Resonanzfrequenz f₀. Z₁ und Z₂ sind die Impedanzen für die Frequenzen /\ und f₂, die den 45"-Verstimmungen entsprechen. Ein wesentliches Kennzeichen des Kreises ist der Gütefaktor Q = --^ -■-. Der Pfeil in Fig. 4 gibt die

Ji — Jl

Richtung der Impedanzänderung mit steigender Frequenz an.

Es sei bemerkt, daß sich die Ortskurve der Impedanzen für einen komplizierteren Resonanzkreis nur in der Resonanznähe der Kreisform C (Fig. 4) nähert.

Der Resonanzwiderstand R_v ist im allgemeinen vom Wellenwiderstand R_c des Zuführungskabels verschieden. Zur Anpassung muß deshalb R_P in den Wert R_c transformiert werden. Dies kann durch eine geeignete induktive Kopplung geschehen — welche sich durch das Schema eines Transformators oder eines Autotransformators darstellen läßt — oder durch eine kapazitive Anordnung zur breitbandigen Anpassung eines belasteten Parallelresonanzkreises,

insbesondere einer Antenne,

an den Wellenwiderstand

eines Zuführungskabels

Anmelder:

Societe Technique d'Application
et de Recherche Electronique

S. T. A. R. E. C₁
Nogent-sur-Marne, Seine (Frankreich)

Vertreter: Dipl.-Ing. B. Wehr, Dipl.-Ing. H. Seiler,

Berlin-Grunewald, Lynarstr. 1,

und Dipl.-Ing. H. Stehmann, Nürnberg 2,

Patentanwälte

Beanspruchte Priorität:
Frankreich vom 13. September 1954 und 17. Juni 1955

Albert Weissfloch, Malakoff, Seine (Frankreich),
ist als Erfinder genannt worden

Kopplung, entsprechend einem kapazitiven Spannungsteiler. Bekanntlich kann die Stärke der Kopplung immer so einreguliert werden, daß für eine Frequenz exakte Anpassung vorliegt.

Die Variation der Stärke der Kopplung wirkt sich auf die Ortskurve der Impedanz — gemessen an der Anschlußstelle des Kabels ■— in erster Näherung als Vergrößerung oder Verkleinerung des Kreises (Fig. 4) aus.

Die Kreise C₁, C₂, C₃ entsprechen also verschieden starken Kopplungen für dieselbe Resonanzschaltung. Anpassung liegt vor, wenn der Schnittpunkt mit der reellen Achse R_v gleich dem Wert R₀ ist.

Oft reicht es nicht aus, daß die Anpassung nur für eine Frequenz verwirklicht wird; man verlangt, daß das Fehlanpassungsmaß U_maJU_m{n = k auf dem Kabel innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereiches einen bestimmten Wert nicht überschreitet.

Das Impedanzdiagramm der Fig. 5 entspricht z.B. der Kopplung, mit der man in bekannter Weise die größte Bandbreite erreicht, für den Fall, daß das maximal zugelassene Fehlanpassungsmaß k = 2 ist. C₄ ist der Fehlanpassungskreis für k = 2. Die Ortskurve der Impedanzen muß also im betrachteten Frequenzbereich

709 510/312

3 4

innerhalb dieses Kreises liegen. Die größte Bandbreite Fig. 7 zeigt eine Variante einer Einzelheit der Ererreicht man für jene direkte Kopplung, bei der die findung.

Ortskurve mit dem Kreis C₅ zusammenfällt. Der Kreis C₅ Fig. 8 gibt den Impedanzverlauf einer der Erfindung

ist geometrisch dadurch bestimmt, daß er durch den gemäß gebauten Antenne.

Ursprung verläuft und C₄ in den Berührungspunkten 5 Fig. 9 zeigt einen Querschnitt einer anderen Antenne

der vom Ursprung ausgehenden Tangenten an C₄ schnei- gemäß der Erfindung.

det. Der Resonanzkreis ist im Bereich f bis f" mit k < 2 Fig. 10 ist ein Querschnitt längs der Linie 10-10 der

an das Kabel angepaßt. Aus der Figur ist klar zu ersehen, Fig. 9.

daß (/"" — f) kleiner ist als (f₂ — f_x). Es ist ungefähr Fig. 11 und 12 sind schematische Schaltbilder der

/ r„ f>\ _njc rf f \ ¹⁰ Erfindung.

' Fig. 13 ist ein Diagramm zur Erklärung der wesent-

wobei die Frequenzen f_x und f₂ den 45°-Verstimmungen liehen Eigenschaften der Erfindung.

des Resonanzkreises entsprechen. Fig. 14 ist das bekannte Impedanz-Transformations-

In zahlreichen Fällen muß die direkte Kopplung des Diagramm einer homogenen Leitung.

Resonanzkreises an das Kabel bei der Anpassung, wie ¹O Fig. 15 stellt ein Diagramm dar, das im einzelnen die

sie eben beschrieben wurde, so stark sein, daß dadurch Bestimmung der notwendigen Kopplung erklärt.

die Eigenschaften des Kreises selbst geändert werden. Fig. 16 und 17 zeigen den Schnitt durch zwei der

Eine zu große Koppelschleife stellt z.B. eine zusätzliche Erfindung gemäß gebaute Antennen.

Induktivität dar und ändert dadurch wesentlich den Fig. 18 bringt den Schnitt durch eine säbelförmige

Impedanzverlauf. Das Auffinden der richtigen Werte für 20 Antenne, die ebenfalls der Erfindung gemäß konstruiert

die Kopplung wird damit wesentlich erschwert. ist.

Es ist bekannt, einen Widerstand R_a, z.B. einer Fig. 19 ist ein Schnitt gemäß der Linie 19-19 der

Antenne, mittels eines A/4-Iangen Leitungsstückes des Fig. 18.

Wellenwiderstandes R' = ]/^:R_aR_c an den Wellenwiderstand Ein erstes Anwendungsbeispiel der Erfindung ist in

R₀ eines Kabels anzupassen (A = Wellenlänge). Aber 25 Fig. 6 dargestellt. Es ist ein Schnitt längs der Rotations-

dadurch wird keine Breitbandigkeit erreicht. achse x=y einer Antenne dargestellt. Dieselbe ist aus

Die Erfindung hat als Gegenstand eine Anordnung zur einem koaxialen Hohlraum A mit der Rückwand B

breitbandigen Anpassung eines belasteten Parallel- gebildet, der mit seiner Achse senkrecht zu einer Reresonanzkreises, insbesondere einer Antenne, an den flektorebene R hinter diese montiert ist. Die Abstrahlung Wellenwiderstand R₀ eines Zuführungskabels mittels 30 erfolgt durch den ringförmigen Spalt C, der eventuell mit eines A/4-Leitungsstückes, dessen Wellenwiderstand R₀ Isoliermaterial bedeckt ist. Die Dimensionen des Hohlniedriger ist als der Wellenwiderstand R₀. Diese Schaltung raumes (Durchmesser und Länge) und die Abmessungen ist dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des des Schlitzes sind so gewählt, daß sich der Kreis für eine Leitungsstückes an den Resonanzkreis so lose erfolgt, Frequenz im Anwendungsbereich in Resonanz befindet, daß der an der Ankoppelstelle gemessene Resonanz- 35 Gemäß einem weiteren Kennzeichen der Erfindung widerstand R₁, des Kreises wesentlich niedriger ist als wird der Hohlraum zweckmäßig über mehrere Spalte F der Wellenwiderstand R₀ des Kabels, wobei, wie bekannt, angeregt, die im Innenleiter des Hohlraums A aus- R₁, <R₀ <R₀. geschnitten sind. Im Schema der Fig. 1 bedeutet das, Insbesondere sind der Resonanzwiderstand R₁, und der daß der Resonanzkreis an einer bestimmten Stelle 0 Wellenwiderstand R₀ der A/4-langen Leitung so gewählt, 4° angekoppelt ist. An 0 mißt man eine bestimmte Impedaß in der Mitte des Frequenzbereiches, für den die danzkurve, die sich in Resonanznähe einem Kreis C Anordnung vorgesehen ist, die Impedanz des Kreises in (Fig. 4) nähert, und die Stärke der Kopplung ist insden Wert RJk₁ und an den beiden Enden des Frequenz- besondere durch den Resonanzwiderstand R₁, festgelegt, bereiches annähernd in den Wert A₂ · R₀ transformiert Der Innenleiter D (Fig. 7) des Hohlraumes kann wird. k_x bedeutet hierin das Fehlanpassungsmaß, das 45 beispielsweise aus zwei Zylinderstücken t_x und t₂ bestehen, man in der Mitte des Frequenzbereiches, und A₂ das Fehl- die längs des Umfanges durch metallische Stützen e so anpassungsmaß, das man an den Bereichenden auf dem aufeinandergesetzt sind, daß zwischen den Stützen der Kabel des Wellenwiderstandes R₀ für die Anordnung Spalt F bleibt. Es ist offensichtlich, daß man die gleiche zuläßt. Das A/4-lange Leitungsstück kann durch einen Kopplung, d.h. die gleiche Impedanzkurve, mit Koppel-Vierpol beliebiger Form ersetzt sein, der für eine Frequenz 5° spalten verschiedener Zahl und verschiedener Form verdes Verwendungsbereiches die elektrischen Eigenschaften wirklichen kann.

eines A/4-langen Leitungsstückes vom Wellenwider- Gemäß einem Kennzeichen der Erfindung ist die stand R₀ hat. Der belastete Resonanzkreis kann z.B. Kopplung so lose gewählt (die Größe der Kopplung ist eine Antenne sein, die aus einem koaxialen Hohlraum- durch die Zahl der Stützen, ihre Länge und ihren Durchresonator A besteht (Fig. 6), der mit seiner Achse senk- 55 messer variierbar), daß der Resonanzwiderstand R₁, recht zu einer Reflektorebene R hinter diese montiert ist, wesentlich kleiner ist als der Wellenwiderstand R₀ des wobei die Strahlung durch einen — eventuell mit Isolier- Zuführungskabels. Der notwendige Wert von R_P ist, wie material bedeckten — ringförmigen Schlitz C erfolgt, der weiter unten beschrieben, eine Funktion der für die in der Reflektorebene im Hohlraum angebracht ist, wobei Antenne zugelassenen Abmessungen, des gewünschten erfindungsgemäß zweckmäßig die Kopplung an den 60 Frequenzbereiches und des auf dem Kabel zugelassenen Hohlraumresonator über einen Schlitz oder mehrere Fehlanpassungsmaßes und dementsprechend gewählt. Schlitze F erfolgt, die im Innenleiter D des koaxialen Die Koppelspalte F sind mit dem eigentlichen Zufüh-Hohlraumes A ausgeschnitten sind. rungskabel G über ein homogenes Leitungsstück E ver-Die beschriebene Antenne mit Hohlraumresonator und bunden. Am bekannten Impedanz-Transformationsringförmigem Schlitz ist nur ein Anwendungsbeispiel der 65 Diagramm für homogene Leitungen kann man erkennen, Erfindung. Weitere Kennzeichen derselben ergeben sich daß die Zwischenleitung E (mit den Abschnitten E₁ und aus der nachfolgenden Beschreibung und den folgenden JE₂) so gewählt werden kann, daß der an den Spalten F Figuren. gemessene Impedanzverlauf C (Fig. 4), in den Quer-

Fig. 6 stellt einen Längsschnitt einer Antenne gemäß schnitt P-P' transformiert, eine Ortskurve der Form /

der Erfindung dar. 70 (Fig. 8) ergibt. Man errechnet die notwendige Kopplung

und die Eigenschaften des Leitungsstückes E, d. h. seine elektrische Länge und seinen Wellenwiderstand R₀, aus dem maximal zugelassenen Fehlanpassungsmaß k — entsprechend dem Kreis I in Fig. 8 — und dem gewünschten Frequenzbereich. Die Länge der Leitung muß gleich λ/4 für die Frequenz /"„ sein. Im Falle der Fig. 6 ist die Kopplung magnetisch (induktiv) und ist schematisch in Fig. 11 dargestellt. In anderen Anwendungsfällen der Erfindung kann die Kopplung auch kapazitiv (Fig. 12) sein. Nachfolgende Berechnung wendet sich auf beide Fälle an und ist an Hand von Fig. 13, 14 und 15 näher erläutert.

L' (Fig. 11) stellt die λ/4-lange Zwischenleitung des Wellenwiderstandes R₀ dar. Diese Leitung kann offensichtlich durch einen anderen Vierpol beliebiger äußerer Form ersetzt werden — kann insbesondere konzentrierte Induktivitäten und Kapazitäten enthalten —, der die gleichen elektrischen Eigenschaften hat. In Fig. 6 besteht die λ/4-Leitung aus einem konischen und einem zylindrischen Teil.

Die im Diagramm der Fig. 13 dargestellten Werte entsprechen erfindungsgemäß der günstigsten Kopplung für einen Resonanzkreis, dessen Gütefaktor Q = 5 ist, um ihn mit einem Fehlanpassungsmaß k < 2 der Erfindung gemäß für den breitesten Frequenzbereich anzupassen.

Das Berechnungsverfahren zum Auffinden der günstigsten Kopplung und des Wellenwiderstandes R₀ ist nachfolgend als Beispiel für die Anwendung der Erfindung näher erläutert, um deren Vorteile klarzulegen.

Zum Verständnis sei zunächst das bekannte Impedanz-Transformations-Diagramm (Fig. 14) einer homogenen Leitung vom Wellenwiderstand R₀ in Erinnerung gebracht. Es besteht aus zwei orthogonalen Kreisscharen: den Fehlanpassungskreisen u, deren Zentren auf der reellen Achse liegen, und den Phasenkreisen v, deren Zentren auf der imaginären Achse liegen und die durch R₀ verlaufen. Irgendeine Abschlußimpedanz Z, die z.B. auf dem Kreis U₁ liegt, wird längs des Kabels so transformiert, daß sie auf dem Kreis U₁ bleibt. Wenn die Leitung z.B. die elektrische Länge D hat, so wird die Impedanz in den Wert Z' transformiert, wobei Z' als Schnittpunkt der Kreise U₁ und v_n bestimmt ist. Der

Kreis V_n ist durch den Transformationswinkel a = 4jE-r

gegeben, den die Tangenten von V₁ und V_n im Punkt R₀ miteinander bilden (λ ist die Wellenlänge auf dem Kabel für die betrachtete Frequenz).

Es sei bemerkt, daß die Fehlanpassungskreise u, wie ihr Name sagt, den Impedanzen konstanten Fehlanpassungsmaßes entsprechen und der Kreis u_n für das Fehlanpassungsmaß k die reelle Achse in den Werten R₀ ¹Jk und k · R₀ schneidet. Es sei ebenfalls darauf hingewiesen, daß die reelle Achse zur Kreisschar ν und die imaginäre Achse zur Kreisschar u gehört. Schließlich sei bemerkt, daß der ohmsche Widerstand R₀ ¹Jk durch ein λ/4-langes Leitungsstück in den ohmschen Widerstand k · R₀ transformiert wird.

In Fig. 13 stellt der Kreis C₆ die Impedanzkurve in Resonanznähe des anzupassenden Resonanzkreises mit der im Beispiel günstigsten losen Kopplung dar, deren Ermittlung noch später erläutert wird. Die Kurve C₇, die im Frequenzbereich zwischen F₁ und F₂ völlig innerhalb des Kreises C₈ — Fehlanpassungskreis für k = 2 — verläuft, gibt die Impedanzkurve nach der Transformation durch das Leitungsstück L' vom Wellenwiderstand R₀. In der Tat, R₀ ist so gewählt, daß und da R_v der Frequenz f₀ entspricht (für die L' die Länge 0,25 λ hat), wird R₁₁ längs des FehlanpassungS' kreises C₉ (Fehlanpassungskreis bezüglich des Wellenwiderstandes R₀) in den Wert RJ2 transformiert.
Der Kreis C₁₀ ist der Fehlanpassungskreis (bezüglich R₀), der durch den Punkt 2R₀ läuft. Er schneidet C, in zwei Punkten, die den Frequenzen F₁ und F₂ entsprechen. C₁₁ und C₁₂ sind die u-Kreise durch R₀', die durch die gleichen Punkte auf C₈ gehen. Im Beispiel

ίο der Fig. 13 bilden sie mit der reellen Achse die Winkel 150 und 210°. Andererseits ist für den Resonanzkreis des Beispiels mit Q = S die Kopplung so einreguliert, daß F₁ = 0,83 Z₀ und F₂ = 1,17 Z₀- Die Leitung L' hat also für die Frequenz F₁ die elektrische Länge 0,83 λ/4 und für F"₂ die elektrische Länge 1,17 λ/4. Der Transformationswinkel für F₁ ist somit

α = 4π· 0,83/4= 150°,
und für F₂ ist
_ao ß = 4 π 1,17/4 = 210°.

Man hat also entsprechend dem Gütefaktor Q des Resonanzkreises die Kopplung und den Wellenwiderstand R₀ so gewählt, daß die für die Frequenzen F₁ und F₂ wie oben errechneten Transformationswinkel mit den aus den Diagrammen entnommenen Winkeln übereinstimmen. Im Beispiel der Fig. 13 erreicht man auf diese Weise für ein zugelassenes Fehlanpassungsmaß k < 2 eine Bandbreite von

(1,17-0,83) f₀ = 0,34/0,

was, da Q = S, gleich 1,7(Z₂- f_t) ist. Da sich bei direkter Anpassung für k < 2 nur die Bandbreite 0,75 (f₂ — ΖΊ) ergibt, ist die Überlegenheit der Anpassung gemäß der Erfindung klar erwiesen.

Die optimale Kopplung und der Wellenwiderstand R₀ können graphisch ermittelt werden, wie nachstehend als Beispiel für die Anwendung der Erfindung erläutert wird. Zur Verallgemeinerung nennen wir das maximal auf dem Zuführungskabel zugelassene Fehlanpassungsmaß k. Als erstes wird man den Resonanzkreis lose ankoppeln und die Resonanzkurve messen. Es ergibt sich eine Kurve, die sich der Kreisform nähert, Z-B-S₁ (Fig. 15), die die reelle Achse im Punkt α (oä = R₁₁) schneidet. An die Kurve schreibt man die zugehörigen Frequenzen an. Nun sucht man den Punkt b derart, daß öbföä = \.\k^%, und legt durch b die Parallele zur imaginären Achse und erhält die Schnittpunkte c und d, welche den Frequenzen Z"o T Δ f entsprechen. Nun zeichnet man durch c den Kreis S₂, dessen Mittelpunkt auf der imaginären Achse liegt und der die reelle Achse unter dem Winkel (Fig. 15)

im Punkt e schneidet. Desgleichen zeichnet man durch e und d den Kreis S₃ mit Mittelpunkt auf der imaginären Achse. Dieser bildet mit der reellen Achse den Winkel

(π — α) = π

fo+Δί

oe = R₀ ist dann der optimale Wellenwiderstand der λ/4-Leitung für die gewählte Kopplung.

Man trägt auf der reellen Achse den Punkt f an, der sich aus öä · ο/ = öe² ergibt, und setzt ö/ = RJk. Es ist dann

R₉ ■ RcIk = i?V. (l)

Man kann also sagen, daß der Punkt a, die Impedanz R₁, für die Resonanzfrequenz ZO. durch die λ/4-lange Leitung des Wellen Widerstandes R₀ = öi in die Impedanz RJk (entsprechend dem Punkt Z") transformiert wird.

Die Punkte c und d, die Impedanzen für die Frequenzen fo^Af, werden längs des Fehlanpassungskreises S₄ zufolge der Werte von α und β in den Schnittpunkt g von S₄ mit der reellen Achse transformiert. Zwischen c und d fällt der Kreis S₄ nahezu mit der Sehne c3 zusammen und schneidet also die reelle Achse in b. Es ist also

Sb-Tg = R',?.

Da

ob = RJk*

und gemäß (1) R₁, = R₀ ¹^kIR₀, folgt

R '^s

~ob

= JiR₁₁.

Man erkennt also, daß die A/4-lange Leitung mit Wellenwiderstand R₀' die Impedanz des Resonanzkreises im Frequenzband zwischen f₀ — Af und f₀ -f- Af in Werte transformiert, die auf einem Kabel mit dem graphisch ermittelten Wellenwiderstand i?_e ein Fehlanpassungsmaß kleiner oder gleich k ergeben.

Im allgemeinen Fall, wenn der Wellenwiderstand des Kabels vorgegeben ist und den Wert η ■ R_c hat (n ist irgendeine Verhältniszahl), liefert eine geometrisch ahnliehe Vergrößerung oder Verkleinerung des Diagramms der Fig. 15 mit dem Faktor η — durch die gestrichelten Linien dargestellt — die wirklichen Werte. Man erkennt, daß es genügt, die Werte R₀' und R₁, mit demselben Faktor η zu multiplizieren. Die Kopplung muß also so geändert werden, daß der Resonanzwiderstand den Wert η ■ R_v annimmt, und für das A/4-lange Leitungsstück wählt man den Wellenwiderstand η · R₀'.

Im Falle, daß für die Mitte des Frequenzbereiches ein anderes Fehlanpassungsmaß, z. B. A₁, zugelassen ist als für die Grenzen, z. B. A₂, kann die oben beschriebene graphische Methode ebenfalls angewandt werden. Man wird in diesem Falle eine Transformation aufsuchen, die in der Bandmitte die Impedanz RJk₁ und an den Bandenden die Impedanz It₂R₀ ergibt.

In den Fig. 16 bis 19 sind einige Anwendungsbeispiele der Erfindung dargestellt.

Im Beispiel der Fig. 16 handelt es sich um einen Resonanzraum 31, der mit einem metallischen Band 32 bedeckt ist. Die schwache Kopplung erfolgt durch eine kleine Schleife 33, und zwischen das eigentliche Zuführungskabel 35 und die Schleife 33 ist ein A/4-langes Leitungsstück 36 kleineren Wellenwiderstandes geschaltet. Im Beispiel der Fig. 17 handelt es sich um einen koaxialen Hohlraum 41 mit ringförmigem Schlitz, wobei eine induktive Kopplung durch die Spalte 43 erfolgt. Die /l/4-lange Leitung kleineren Wellenwiderstandes 46 besteht aus einem konischen, 46_a, und einem zylindrischen Teil 46{,.

Im Beispiel der Fig. 18 und 19 handelt es sich um eine säbelförmige Antenne 50, die durch einen schlitzförmigen Resonanzkreis 51 angeregt ist. Die Kopplung des Kabels an letzteren erfolgt durch eine kleine Schleife 53 und die A/4-lange Leitung 56.

Die in der Erfindung beschriebene Anpassungsschaltung kann mit anderen bekannten Schaltungen zur Kompensation von Frequenzgängen — wie z. B. Serienoder Parallelschwingkreisen — kombiniert werden, um eine weitere Verbesserung der Anpassung — noch größerer Frequenzbereich oder geringeres Fehlanpassungsmaß — zu erreichen.

Im Beispiel der Antenne der Fig. 9 und 10 ist zu solchem Zweck ein zusätzliches A/2-langes gekrümmtes homogenes Leitungsstück H eingebaut. Diese Antenne überdeckt mit einem Fehlanpassungsmaß A < 2 den Wellenlängenbereich von λ = 1,55_α bis λ = 2,05_α (a = äußerer Durchmesser des Hohlraumes Fig. 9).

Ein besonderer Vorteil der Erfindung besteht auch darin, daß die schwache Ankopplung die elektrischen Eigenschaften des ungestörten Resonanzkreises nur schwach ändert; die Impedanz am Punkt 0 (Fig. 1) kann leicht gemessen werden, und die verschiedenen Parameter sind daraus ohne Schwierigkeiten zu errechnen. Diese beiden Vorteile erleichtern wesentlich das Studium und die technische Verwirklichung der Anordnung.

Im Anwendungsbeispiel der Fig. 6 bis 10 liefert die Erfindung eine in allen Teilen mechanisch leicht zu bearbeitende Antenne.

Es ist selbstverständlich, daß die Erfindung nicht auf die dargestellten und beschriebenen Anwendungsbeispiele begrenzt ist.

Claims

Patentansprüche:

1. Anordnung zur breitbandigen Anpassung eines belasteten Parallelresonanzkreises, insbesondere einer Antenne, an den Wellenwiderstand R₀ eines Zuführungskabels mittels eines λ/4-Leitungsstückes β = Wellenlänge), dessen Wellenwiderstand R₀' niedriger ist als der Wellenwiderstand R_c, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des Leitungsstückes an den Resonanzkreis so lose erfolgt, daß der an der Ankoppelstelle gemessene Resonanzwiderstand R_P des Kreises wesentlich niedriger ist als der Wellenwiderstand R₀ des Kabels, wobei, wie bekannt, R₁, < R₀ < R_c.

2. Anordnung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzwiderstand R₁, des Kreises und der Wellenwiderstand R „' der A/4-langen Leitung so gewählt sind, daß in der Mitte des Frequenzbereiches, für den die Anordnung vorgesehen ist, die

Impedanz des Kreises in den Wert -^- und an den beiden Enden des Frequenzbereiches annähernd in

den Wert A₂- R₀ transformiert wird.

bedeutet

hierin das Fehlanpassungsmaß U_maJU_min, das man in der Mitte des Frequenzbereiches, und A₂ das Fehlanpassungsmaß, das man an den Bereichenden auf dem Kabel des Wellenwiderstandes R_c für die Anordnung zuläßt.

3. Anordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das 2/4-lange Leitungsstück L' vom Wellenwiderstand R₀ durch einen Vierpol beliebiger Form ersetzt ist, der für eine Frequenz des Verwendungsbereiches die elektrischen Eigenschaften eines /l/4-langen Leitungsstückes vom Wellenwiderstand R₀ hat.

4. Anordnung gemäß Anspruch 1, bei der die Antenne aus einem koaxialen Hohlraumresonator^) besteht, der mit seiner Achse senkrecht zu einer Reflektorebene (R) hinter diese montiert ist, wobei die Strahlung durch einen — eventuell mit Isoliermaterial bedeckten — ringförmigen Schlitz (C) erfolgt, der in der Reflektorebene im Hohlraum angebracht ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung an den Hohlraumresonator über einen Schlitz oder mehrere Schlitze (F) erfolgt, die im Innenleiter (D) des koaxialen Hohlraums (^4) ausgeschnitten sind.

5. Anordnung gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelschlitze (F) dadurch gebildet sind, daß der Innenleiter (D) aus zwei Stücken (^₁, t₂) besteht, die durch metallische Stützen aufeinandergesetzt sind, so daß zwischen den Stützen (e) die Spalte (P) bleiben.

6. Anordnung gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die λ/4-lange Leitung des Wellenwiderstandes (R „') aus einem konischen [E₁) und einem zylindrischen Teil (E₂) zusammengesetzt ist.

7. Anordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne zylinder- oder säbelförmig ausgebildet und durch einen auf Resonanz abgestimmten Spalt angeregt ist.

8. Anordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kreis aus einem Hohlraum- ίο resonator besteht, der durch einen oder mehrere Spalte abstrahlt und durch Spalte angekoppelt ist.

9. Anordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kreis aus einem Hohlraumresonator besteht, der durch einen oder mehrere Spalte abstrahlt und durch eine Koppelschleife angekoppelt ist.

10. Anordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kreis aus einem Hohlraumresonator besteht, der durch einen oder mehrere Spalte abstrahlt und durch eine kapazitive Sonde angekoppelt ist. S.

11. Anordnung gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine weitere Verbreiterung des Frequenzbereiches durch eine zusätzliche bekannte Schaltanordnung vorgenommen ist.

12. Anordnung gemäß einem der Ansprüche 4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein A/2-langes Leitungsstück, dessen Wellenwiderstand von R_c' und R_e abweicht, zwischen das λ/4-lange Leitungsstück des Wellenwiderstandes R_e' und das eigentliche Kabel des Wellenwiderstandes R_c geschaltet ist.

13. Anordnung gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß das maximal auf dem Kabel zugelassene Fehlanpassungsmaß k = 2 ist.

14. Anordnung gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß das maximal auf dem Kabel zugelassene Fehlanpassungsmaß k = 5 ist.

In Betracht gezogene Oruckschriften:
Britische Patentschrift Nr. 436 012;
G. Megla, »Dezimeterwellentechnik«, Leipzig, 1952, bis 74.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen