DE10017923C2 - Messanordnung mit zwei phasenselektiven Gleichrichtern - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Messanordnung mit zwei phasen­ selektiven Gleichrichtern gemäß dem Oberbegriff des An­ spruchs 1.

Phasenselektive Gleichrichter werden in Messanordnungen dazu benutzt, aus einem stark verrauschten Messignal die Amplitude derjenigen Schwingung zu bestimmen, die eine konstante Pha­ senlage zu einem vorgegebenen Steuersignal und darüber hinaus die gleiche Frequenz wie das Steuersignal aufweist. Zum Betrieb eines derartigen phasenselektiven Gleichrichters ist deshalb eine Steuerschaltung erforderlich, die das Steuer­ signal - auch als Inphasesignal bezeichnet - sowie ein zu diesem phasenverschobenes Signal - auch als Quadatursignal bezeichnet - erzeugt. Bei herkömmlichen Messanordnungen besteht diese Steuerschaltung aus einem Mikrocontroller bei­ spielsweise des Typs Siemens C164CI, der das Inphasesignal und das Quadratursignal unabhängig voneinander erzeugt, was jedoch hohe Anforderungen an die Leistungsfähigkeit des Mikrocontrollers stellt.

Aus EP 0 448 835 A1 ist ein Phasenteiler bekannt, der zwei um 90° zueinander phasenverschobene Ausgangssignale erzeugt. Hierzu wird ein Master-Slave-D-Flip-Flop verwendet, was je­ doch schaltungstechnisch relativ aufwändig ist.

Ferner ist aus EP 0 922 963 A2 eine Messschaltung zur Messung komplexer Impedanzen bekannt, die unter anderem eine Steuer­ schaltung aufweist, um zwei zueinander phasenverschobene Signale zu erzeugen. Diese bekannte Messschaltung folgt jedoch einem grundsätzlich anderen Messprinzip.

Weiterhin sind aus EP 0 831 625 A2, US 5 578 947, US 5 557 222 und US 5 530 382 Phasendetektorschaltungen bekannt, welche die Phasenverschiebung eines Eingangssignals gegenüber einem Referenzsignal erfassen. Hierbei handelt es sich jedoch nicht um Messanordnungen in dem erfindungsgemäßen Sinne.

Schließlich ist aus US 4 875 108 eine Phase-Lock-Loop-Schal­ tung bekannt, wobei es sich ebenfalls nicht um eine Messan­ ordnung in dem erfindungsgemäßen Sinne handelt.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Mess­ anordnung der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, die keinen aufwändigen Mikrocontroller zur Ansteuerung benötigt.

Die Aufgabe wird, ausgehend von einer bekannten Messanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, durch die kennzeich­ nenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung umfaßt die allgemeine technische Lehre, zur schaltungstechnischen Realisierung einer derartigen Steuer­ schaltung ein synchrones bistabiles Kippglied zu verwenden, wobei vorzugsweise ein D-Flip-Flop verwendet wird. Das Quadratursignal erscheint hierbei am Ausgang des Kippglieds, während das Inphasesignal direkt aus dem Eingangssignal abgelei­ tet wird. Hierzu kann der Signalausgang für das Inphasesignal beispielsweise direkt mit dem Signaleingang verbunden sein.

Vorzugsweise ist das Kippglied taktflankengesteuert, wobei die steigende Flanke des Quadratursignals vorzugsweise mit der steigenden Flanke des Taktsignals zusammenfällt. Es ist jedoch auch möglich, dass die steigende Flanke des Quadratur­ signals mit der fallenden Flanke des Taktsignals zusammen­ fällt.

Vorzugsweise ist die Phasenverschiebung zwischen dem Inphase­ signal und dem Quadratursignal gleich einem Viertel der Wel­ lenlänge des Eingangssignals, was eine Ansteuerung der her­ kömmlichen phasenselektiven Gleichrichter erlaubt.

Die Taktfrequenz des Kippgliedes ist vorzugsweise doppelt so groß wie die Grundfrequenz des Eingangssignals bzw. des Inphasesignals und kann beispielsweise 200 kHz betragen, wenn die Grundfrequenz gleich 100 kHz ist.

Andere vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben und werden nachstehend zusammen mit der Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine erfindungsgemäße Steuerschaltung zur Ansteue­ rung eines phasenselektiven Gleichrichters als Blockschaltbild,

Fig. 2 ein Impulsdiagramm der Steuerschaltung aus Fig. 1 und

Fig. 3 die Gesamtanordnung als Blockschaltbild.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung besteht aus einem nur schematisch wiedergegebenen phasenselektiven Gleichrichter 1 herkömmlicher Bauart, der im Rahmen einer Messanordnung ein stark verrauschtes Messignal MESS aufnimmt und daraus die Amplitude derjenigen Schwingung bestimmt, de­ ren Frequenz gleich einer vorgegeben Steuerfrequenz ist und eine konstante Phasenlage zu dem Steuersignal aufweist. Als Ergebnis gibt der phasenselektive Gleichrichter 1 ein Aus­ gangssignal OUT3 aus.

Zur Ansteuerung des phasenselektiven Gleichrichters ist eine erfindungsgemäß ausgebildete Steuerschaltung 2 vorgesehen, die eingangsseitig ein Steuersignal IN aufnimmt und daraus ein phasengleiches Steuersignal OUT1 - auch als Inphasesignal bezeichnet - sowie ein phasenverschobenes Ausgangssignal OUT2 - auch als Quadratursignal bezeichnet - ableitet. Hierzu weist die Steuerschaltung 2 ein D-Flip-Flop 3 auf, dessen Signaleingang von dem Steuersignal IN angesteuert wird, wäh­ rend am Signalausgang des D-Flip-Flops 3 das Quadratursignal OUT2 erscheint. Das Inphasesignal OUT1 wird dagegen direkt aus dem Steuersignal IN abgeleitet. Zur Erzeugung der ge­ wünschten Phasenverschiebung zwischen dem Quadratursignal OUT2 und dem Inphasesignal OUT1 ist das D-Flip-Flop mit einem Takteingang CLK verbunden.

Fig. 2 zeigt das Impulsdiagramm der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung. Die Ansteuerung des Takteingangs CLK des D-Flip-Flops 3 erfolgt hierbei durch eine Rechteckimpulsfolge mit einer Frequenz f_CLK = 200 kHz, während die Grundfrequenz des Eingangssignals IN lediglich f_I = 100 kHz ist. Da das D- Flip-Flop 3 taktflankengesteuert ist und jeweils bei einer steigenden Flanke des Taktsignals CLK schaltet, ist die Zeit­ verzögerung zwischen den Impulsen des Quadratursignals OUT2 und den Impulsen des Inphasesignals OUT1 T_V = 2,5 µs. Die Phasenverschiebung zwischen dem Quadratursignal und dem Inphasesignal ist also gleich einer Viertelwellenlänge des Eingangssignals IN.

Die dargestellte Schaltungsanordnung ermöglicht eine Ansteue­ rung eines herkömmlichen phasenselektiven Gleichrichters mit einem Quadratursignal und einem Inphasesignal, ohne einen aufwendigen Mikrocontroller zu benötigen, wodurch die Her­ stellungskosten wesentlich verringert werden können.

Das in Fig. 3 dargestellte Blockschaltbild zeigt die Gesamt­ anordnung zur Sitzbelegungserkennung in einem PKW unter Ver­ wendung der vorstehend beschriebenen Steuerschaltung für ei­ nen phasenselektiven Gleichrichter.

Die eigentliche Sitzbelegungserkennung erfolgt durch mehrere Sensoren 4.1, 4.2, 4.3, wobei die Sensoren 4.1, 4.2 jeweils zur Messung dienen, wohingegen der Sensor 4.3 lediglich ein Referenzsignal liefert. Die Sensoren 4.1, 4.2, 4.3 bilden je­ weils eine Kapazität, die Bestandteil jeweils ein Hochpaßfil­ ters 5.1, 5.2 bzw. 5.3 ist, wobei sich die Kapazität der Sen­ soren 4.1, 4.2 bzw. 4.3 in Abhängigkeit von der Sitzbelegung ändert, so daß das Übertragungsverhalten der Hochpaßfilter 5.1, 5.2 bzw. 5.3 durch die jeweilige Sitzbelegung beeinflußt wird.

Anstelle der Hochpaßfilter 5.1, 5.2 bzw. 5.3 können auch an­ dere Arten von Übertragungssystemen verwendet werden, die ei­ ne Kapazität beinhalten, deren Wert von der Sitzbelegung beeinflußt wird. So können anstelle der Hochpaßfilter 5.1, 5.2 bzw. 5.3 beispielsweise auch Tiefpßafilter oder Bandpaß­ filter eingesetzt werden.

Zur Steuerung der Gesamtanordnung ist ein Mikrocontroller 6 vorgesehen, der unter anderem ein binäres Rauschsignal zur Ansteuerung der Hochpaßfilter 5.1, 5.2 bzw. 5.3 erzeugt. Die­ ses Rauschsignal wird von dem Mikrocontroller 6 über eine Ausgangsleitung 7 einem Demultiplexer 8 zugeführt, der aus­ gangsseitig mit den einzelnen Hochpaßfiltern 5.1, 5.2 bzw. 5.3 verbunden ist und über eine Steuerleitung 9 von dem Mik­ rocontroller 6 angesteuert wird, so daß der Mikrocontroller 6 bestimmen kann, welchem Hochpaßfilter 5.1, 5.2 bzw. 3.5 das binäre Rauschsignal zugeführt wird. Am Ausgang der Hochpaßfilter 5.1, 5.2 bzw. 5.3 erscheint deshalb bei der Ansteue­ rung mit dem binären Rauschsignal ein Meßsignal, das von der Sitzbelegung des jeweiligen Sitzes abhängt. Die Ausgangssig­ nale der einzelnen Hochpaßfilter 5.1, 5.2 bzw. 5.3 werden ei­ nem Multiplexer 10 zugeführt, der ebenfalls über die Steuer­ leitung 9 von dem Mikrocontroller 6 angesteuert wird, so daß der Mikrocontroller 6 bestimmen kann, welches Ausgangssignal der Hochpaßfilter 5.1, 5.2 bzw. 5.3 als Meßsignal ausgewertet wird.

Das am Ausgang des Multiplexers 10 erscheinende Meßsignal wird einem Korrelator 11 zugeführt, der aus zwei phasenselek­ tiven Gleichrichtern 12.1, 12.2 besteht, wobei die beiden Gleichrichte 12.1 und 12.2 als Eingangssignal das Meßsignal von dem Multiplexer 10 erhalten. Die phasenselektiven Gleich­ richter 12.1, 12.2 sollen aus dem Meßsignal die Amplitude derjenigen Schwingung bestimmen, die die gleiche Frequenz wie das von dem Mikrocontroller 6 über die Ausgangsleitung 7 aus­ gegebene binäre Rauschsignal aufweist und zu diesem eine kon­ stante Phasenlage hat. Hierzu ist der phasenselektive Gleich­ richter 12.1 eingangsseitig über einen Steuereingang direkt mit der Ausgangsleitung 7 des Mikrocontrollers 6 verbunden und nimmt somit direkt das binäre Rauschsignal als Referenz­ signal auf, das in diesem Zusammenhang auch als Inphasesignal bezeichnet wird. Der phasenselektive Gleichrichter 12.2 er­ hält dagegen eingangsseitig an einem Steuereingang ein Quad­ ratursignal, das zu dem Inphasesignal phasenverschoben ist. Dieses Quadratursignal wird - wie vorstehend unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 beschrieben - durch ein D-Flip-Flop 13 erzeugt, das eingangsseitig das binäre Rauschsignal sowie ein Taktsignal von dem Mikrocontroller 6 aufnimmt.

Die Ausgänge der beiden phasenselektiven Gleichrichter 12.1, 12.2 sind über jeweils einen Filter 14.1, 14.2 jeweils mit einem A/D-Wandlereingang des Mikrocontrollers 6 verbunden, um das Signal anschließend auszuwerten.

Darüber hinaus weist der Mikrocontroller 6 noch Schnittstel­ len zum Anschluß eines Kommunikationsbausteins 15 sowie einer Spannungsförderung 16 auf.

Die Erfindung ist nicht auf das vorstehend beschriebene Aus­ führungsbeispiel beschränkt. Vielmehr ist eine Anzahl von Va­ rianten möglich, die von dem erfindungsgemäßen Gedanken Gebrauch machen und ebenfalls in den Schutzbereich fallen.

Claims (3)

1. Messanordnung, insbesondere zur Sitzbelegungserkennung in einem PKW, mit zwei phasenselektiven Gleichrichtern (12.1, 12.2) zur Aufnahme eines verrauschten Messsignals, wobei der eine phasenselektive Gleichrichter (12.1) einen Steuereingang zur Aufnahme eines binären Rauschsignals als Inphasesignal aufweist, während der andere phasenselektive Gleichrichter (12.2) einen Steuereingang zur Aufnahme eines zu dem Inphase­ signal phasenverschobenen Quadratursignals aufweist, gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (2) mit einem Takteingang (CLK) zur Auf­ nahme eines binären Taktsignals, einem Signaleingang (IN) zur Aufnahme des binären Rauschsignals, einem ersten Signalaus­ gang (OUT1) zur Ausgabe des Inphasesignals und einem zweiten Signalausgang (OUT2) zur Ausgabe des zu dem Inphasesignals phasenverschobenen Quadratursignals, wobei zur Erzeugung der Phasenverschiebung (T_V) ein synchrones bistabiles Kippglied (3) in Form eines taktflankengesteuerten D-Flip-Flops vorge­ sehen ist, das entweder bei einer steigenden oder bei einer fallenden Flanke des Taktsignals (CLK) schaltet, wobei das D-Flip-Flop eingangsseitig mit dem Takteingang (CLK) und dem Signaleingang (IN) und ausgangsseitig mit dem zweiten Signal­ ausgang (OUT2) verbunden ist, während der erste Signalausgang (OUT1) unter Umgehung des Kippglieds (3) direkt mit dem Sig­ naleingang (IN) verbunden ist.

2. Messanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (T_v) ein Viertel der Wellenlänge des Eingangssignals (IN) ist.

3. Messanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, dass die Frequenz des Taktsignals (CLK) doppelt so gross ist, wie die Frequenz des Eingangssignals (IN).