DE10006493C2

DE10006493C2 - Verfahren und Vorrichtung zur optoelektronischen Entfernungsmessung

Info

Publication number: DE10006493C2
Application number: DE10006493A
Authority: DE
Inventors: Torsten Gogolla
Original assignee: Hilti AG
Current assignee: Hilti AG
Priority date: 2000-02-14
Filing date: 2000-02-14
Publication date: 2002-02-07
Anticipated expiration: 2020-02-15
Also published as: DE10006493A1; US6633367B2; ATA21132000A; US20010013929A1; JP2001255369A; AT413451B

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur optoelektronischen Entfernungs messung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. eine auf dem Verfahren basierende Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 11.

Die optoelektronische Messung von Distanzen bis zu 100 m mit Genauigkeiten von wenigen Millimetern hat für zahlreiche Anwendungen, insbesondere in der Bauindustrie und im Anlagenbau, Bedeutung erlangt. Die Dynamik derartiger Entfernungsmeßsysteme sollte möglichst hoch sein, um sowohl sehr schwache als auch starke Signale verarbeiten zu können. Hierdurch wird die Verwendung definierter Zielmarken am Objekt, dessen Distanz von einem Beobachtungsort aus bestimmt werden soll, überflüssig. Die Möglichkeit der direkten Distanz messung an bestimmten Oberflächen, d. h. ohne den Einsatz von Zielmarken, ermöglicht insbesondere in den genannten Branchen reduzierte Fertigungszeiten und Kosteneinsparungen bei gleichzeitiger Verringerung der Fertigungstole ranzen.

Verfahren und Vorrichtungen zur genauen optoelektronischen Distanzmessung sind bekannt. In den meisten Fällen wird dabei, wie auch im Falle der Erfin dung, ein vorzugsweise sinusförmig intensitätsmodulierter Strahl einer Licht quelle, insbesondere einer Laserdiode auf ein Meßobjekt gerichtet. Das vom Meßobjekt zurückgestreute intensitätsmodulierte Licht wird von einer Photo diode detektiert. Die zu messende Distanz ergibt sich aus der Phasenverschie bung der vom Meßobjekt zurückgestreuten sinusförmig modulierten Lichtinten sität in Bezug zur emittierten Lichtintensität der Lichtquelle.

Ein Hauptproblem bei hochgenauen Distanz- bzw. Phasenmeßsystemen der genannten Art ist die Eliminierung von temperatur- und alterungsabhängigen parasitären Phasenänderungen der Lichtquelle, also insbesondere im Laser diodensender und/oder im Photodiodenempfänger. Um diesem Problem zu begegnen sind verschiedene Verfahren bekannt.

Eine in der Druckschrift EP 0 701 702 B1 beschriebene Möglichkeit ist der Einsatz einer mechanisch umschaltbaren Referenzstrecke. Dabei wird ein inten sitätsmodulierter Laserstrahl bei einer ersten Messung zunächst auf das Meßobjekt und bei einer zweiten Referenzdistanzmessung über einen verkippbaren Spiegel direkt auf den Photoempfänger geleitet. Durch Subtraktion der gemesse nen Phasen sollen Temperatur- und Alterungseinflüsse der Bauteile eliminiert werden. Da bei der abwechselnden Distanz- und Referenzdistanzmessung jedoch mit stark unterschiedlichen optischen Empfangsleistungen zu rechnen ist, wird ein hieraus hervorgehender Meßfehler nicht beseitigt. Ein wesentlicher Nachteil dieses Konzepts ist auch der Einsatz beweglicher mechanischer Komponenten, wodurch die Zuverlässigkeit und Lebensdauer des gesamten Meßsystems ein geschränkt werden.

Andere bekannte in DE 196 43 287 A1 beschriebene Entfernungsmeßgeräte der hier in Rede stehenden Art arbeiten mit einem Referenzphotoempfänger und einem Hauptphotoempfänger. Dabei wird ein Teil des intensitätsmodulierten Laserlichts auf das Meßobjekt und von dort auf den Hauptphotoempfänger und ein vom Laserlichtstrahl getrennter anderer Teil direkt auf den Referenz photoempfänger geleitet. Da der Referenzphotoempfänger bei einer Messung ständig beleuchtet ist, wird kein beweglicher mechanischer Umschalter benötigt. Bei diesem Konzept wird zwar der Phasengang des Laserdiodensenders elimi niert, nicht jedoch das zeitlich veränderliche Phasenverhalten der Empfangs komponenten, welches für den Meß- und Referenzmeßzweig im allgemeinen ver schieden ist. Außerdem ist auch bei Entfernungsmeßgeräten dieser Art mit stark unterschiedlichen Empfangsleistungen in beiden Zweigen zu rechnen, woraus weitere Phasenfehler resultieren.

Bei einer weiteren Art einer bekannten optoelektronischen Distanzmeßvorrich tung (vgl. US-4,403,857), die den Ausgangspunkt für die hier zu beschreibende Erfindung bildet, werden zwei Laseremitter und zwei Photodiodenempfänger verwendet, um die genannten Phasenfehler zu eliminieren. Wie in den Ober begriffen der Patentansprüche 1 bzw. 12 im einzelnen angegeben, wird bei die sem Gerät ein Teil der intensitätsmodulierten Leistung eines Hauptlichtemitters direkt auf das Meßobjekt gerichtet, von wo aus es als Streulicht auf einen Hauptphotoempfänger gelangt. Ein weiterer Teil dieser Sendeleistung wird über eine genau bekannte erste Referenzdistanz auf einen Referenzphotoempfänger geleitet. Weiterhin ist ein Referenzlichtemitter vorhanden, dessen Abgabe leistung ebenfalls intensitätsmoduliert ist und von der ein Teil über eine zweite Referenzdistanz auf den Hauptphotoempfänger gelangt, während ein anderer Teil über eine dritte Referenzdistanz direkt auf den Referenzphotoempfänger geführt wird.

Der Haupt- und der Referenzlichtemitter werden über einen elektronischen Umschalter zeitlich nacheinander aktiviert. Dieses Meßprinzip erfordert keine mechanischen Umschalter. Zudem werden temperatur- und alterungsbedingte Phasenänderungen sowohl in der Sende- als auch in der Empfangseinheit voll ständig eliminiert. Da aber bei den Messungen mit den Signalen des Haupt- und Referenzlichtemitters mit erheblichen Empfangsleistungsunterschieden zu rechnen ist, werden die sich hieraus ergebenden Phasenfehler auch bei dem diesem bekannten Entfernungsmeßgerät zugrundeliegenden Konzept nicht besei tigt. Empfangsleistungsabhängige Phasenfehler machen sich vor allem bei Avalanche-Photodioden (APD) stark bemerkbar, die wegen anderer Vorteile als Hauptempfänger bevorzugt werden. Bei hohen Verstärkungen kommt es hier mit steigender Leistung allmählich zu Sättigungseffekten, wodurch die Avalanche- Verstärkung abhängig wird von der empfangenen Leistung. Somit entsteht zusätzlich eine leistungsabhängige Phasendrehung bei Empfang hochfrequent modulierter optischen Strahlung. Außerdem variiert mit der Empfangsleistung die generierte Ladung in der Sperrschicht der APD, wodurch die Sperrschicht weite und damit auch die Sperrschichtkapazität beeinflußt wird. Mit der Sperr schichtkapazität ändert sich das Phasenverhalten des durch sie gebildeten Tief passes. Bei hohen APD-Verstärkungsfaktoren kann hierdurch bei einer Empfangsleistungsvariation von zwei Größenordnungen eine Phasendrehung von in der Regel größer als 5° hervorgerufen werden.

Der Erfindung liegt damit die Aufgabe zugrunde, ein Entfernungsmeßverfahren und eine nach diesem Verfahren arbeitende Vorrichtung anzugeben, mit denen sich eine hochgenaue Distanzmessung erreichen läßt und die vollständig unab hängig ist von temperatur-, alterungs- und empfangsleistungsabhängigen Phasenfehlern. Auf mechanische oder elektronische Umschalter soll verzichtet werden und die Gesamtmeßzeit zur Gewinnung zuverlässiger Meßergebnisse soll deutlich verkürzt werden.

Die Erfindung ist bei einem Verfahren zur optoelektronischen Entfernungs messung durch die Gesamtheit der Merkmale des Patentanspruchs 1 definiert.

Vorteilhafte Weiterbildungen dieses erfindungsgemäßen Entfernungsmeß verfahrens sind in rückbezogenen abhängigen Patentansprüchen angegeben.

Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur optoelektronischen Entfernungsmes sung ist durch die Merkmale des Patentanspruchs 11 umschrieben.

Vorteilhafte Ausgestaltungen dieser erfindungsgemäßen Entfernungsmeßvor richtung sind ebenfalls in weiteren abhängigen Patentansprüchen definiert.

Ähnlich wie bei dem in US-4,403,857 beschriebenen Distanzmeßverfahren werden auch beim Gegenstand der Erfindung zwei Lichtsender, insbesondere Laser und zwei Photodiodenempfänger verwendet. Abweichend von diesem bekannten Verfahren jedoch wird gemäß der Erfindung das mit einer ersten Modulationsfrequenz f₁ vorzugsweise sinusförmig intensitätsmodulierte Licht des als Hauptemitter bezeichneten ersten Lichtsenders auf die Oberfläche eines Meßobjekts geleitet. Das von dort rückgestreute, ebenfalls intensitätsmodulierte Licht gelangt zum Beispiel über eine Empfangsoptik auf den als Hauptempfänger bezeichneten zweiten Photoempfänger. Gleichzeitig wird ein Teil des modulierten Lichts des Hauptemitters direkt über eine erste Referenz strecke auf den als Referenzempfänger bezeichneten zweiten Photoempfänger geführt. Der Referenzemitter wird mit einer zweiten Modulationsfrequenz f₂ ebenfalls vorzugsweise sinusförmig intensitätsmoduliert. Ein Teil seiner modu lierten optischen Strahlung gelangt über eine zweite bekannte Referenzstrecke und insbesondere über ein streuendes Medium, auf den Hauptempfänger, während ein anderer Anteil seiner modulierten optischen Strahlung über eine dritte Referenzstrecke auf den Referenzempfänger gelangt. Um eine eindeutige Distanzmessung sowie eine weiter unten in Einzelheiten erläuterte Verbesse rung der Meßergebnisse zu erzielen, werden in zeitsequentieller Folge mehrere Meßvorgänge durchgeführt, wobei die Modulationsfrequenzen f₁, f₂ für die In tensitätsmodulation nach einem festgelegten Schema vertauscht und gegebe nenfalls zusätzlich gleichermaßen verändert werden.

Beide Empfänger werden gleichzeitig von beiden Emittersignalen beaufschlagt, so daß im Gegensatz zu dem in der genannten US-Patentschrift beschriebenen Distanzmeßverfahren kein Umschalter benötigt und die Meßzeit deutlich verkürzt wird. Die Photoempfänger konvertieren die detektierten modulierten optischen Leistungen in Photoströme, welche anschließend vorzugsweise mit Transimpedanzverstärkern in Spannungen konvertiert werden.

Die beiden so gewonnenen Signalspannungen werden anschließend unter Verwendung einer lokal erzeugten Frequenz durch zugeordnete Mischer in geeignete Zwischenfrequenzbereiche umgesetzt und anschließend nach Analog- Digitalwandlung einer Signalauswertung zur fehlerfreien Bestimmung der signallaufzeitbedingten Phasenverschiebung und damit der Distanz ausgewertet.

Die aus US 4,531,833 und US 5,082,364 bekannten optoelektronischen Distanzmeßverfahren verwenden ein grundsätzlich anderes Signalempfangsver fahren, bei dem mit einer optischen Lichtintensitätsmodulation als Lokaloszilla torsignal gearbeitet wird. Eine solche Modulationsart läßt sich jedoch mit Photo dioden nicht oder nur schwer realisieren.

Die Erfindung und vorteilhafte Einzelheiten werden nachfolgend unter Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt einen prinzipiellen, bevorzugten Aufbau einer Entfernungs meßeinrichtung die auf dem erfindungsgemäßen Verfahren basiert, und

Fig. 2 verdeutlicht ein am Ausgang des Vertärkers 16 in Fig. 1 erhaltenes Zwischenfrequenzsignalgemisch im Zeitbereich (links) bzw. im Frequenzbereich (rechts).

Die Prinzipanordnung eines nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeiten den Entfernungsmeßgeräts enthält einen als Hauptemitter 1 bezeichneten ersten Lichtsender, insbesondere Laser und einen als Referenzemitter 2 bezeich neten zweiten Lichtsender, bevorzugt ebenfalls ein Laser, sowie einen als Referenzempfänger 4 bezeichneten ersten Photoempfänger bzw. einen als Hauptempfänger 5 bezeichneten zweiten Photoempfänger. Der Hauptemitter 1 kann eine vergleichsweise leistungsstarke kantenemittierende Laserdiode (EEL: Edge Emitting Laser Diode) sein, deren Emissionswellenlänge, wie in der Zeichnung angegeben, beispielsweise λ₁ = 650 nm beträgt. Als Referenzemitter 2 wird eine vorzugsweise auf einer anderen Wellenlänge, beispielsweise λ₂ = 850 nm strahlende Laserdiode z. B. eine VCSEL (Vertical Cavity Emitting Laser Diode) verwendet. Die Wahl unterschiedlicher Wellenlängen für Haupt- und Referenzemitter ermöglicht eine weiter unten näher erläuterte optische Filte rung, so daß sich mögliche Probleme durch optisches Übersprechen reduzieren lassen. Als Referenzempfänger 4 dient vorzugsweise eine PIN-Photodiode, wäh rend als Hauptempfänger 5 bevorzugt eine Avalanche-Photodiode vorgesehen ist.

Für die Erfindung von ausschlaggebender Bedeutung ist der Gedanke, die vom Hauptemitter 1 bzw. vom Referenzemitter 2 abgegebene Strahlungsleistung zu einem bestimmten Meßzeitpunkt mit unterschiedlichen Frequenzen, vorzugs weise sinusförmig, in ihrer Intensität zu modulieren. So wird beispielsweise der Hauptemitter 1 (zunächst) mit der Frequenz f₁ und der Referenzemitter 2 (zunächst) mit der Frequenz f₂ intensitätsmoduliert. Die beiden Modulations frequenzen f₁, f₂ werden über zwei von einem gemeinsamen Oszillator 20 angesteuerte Frequenzsynthesizer 21 bzw. 22 gewonnen. Die Einspeisung der Modulationssignale mit den Frequenzen f₁ bzw. f₂ in den (nicht dargestellten) Erregerstromkreis für den Hauptemitter 1 bzw. den Referenzemitter 2 erfolgt beispielsweise über Hochfrequenzverstärker 23 bzw. 24.

Der vom Hauptemitter 1 abgegebene, gebündelte Hauptlichtstrahl 30 gelangt, beispielsweise geführt in einem Rohr 40, zunächst auf einen Strahlteiler 3, der den Hauptlichtstrahl 30 in zwei Anteile, nämlich einen Hauptanteil 32, der auf das Meßobjekt geleitet wird und in einen abgezweigten Anteil 33 aufteilt, der über eine erste bekannte Referenzdistanz D₁, unter Zwischenschaltung eines Diffusers 51 bzw. Scatters auf den Referenzempfänger 4 gelangt. Durch den Diffuser 51 bzw. den Scatter wird eine homogene Modulationsphasenverteilung im Strahlquerschnitt vor dem Referenzempfänger 4 gewährleistet. Als Strahl teiler 3 kann ein halbdurchlässiger Spiegel, ein Prisma, eine Glasplatte, ein integriert-optischer Strahlteiler, ein diffraktives Element, z. B. ein Hologramm oder dgl. vorgesehen werden. Es sei jedoch betont, daß die Strahlen der Referenzstrecken nicht unbedingt kollimiert oder durch Strahlteiler umgelenkt werden müssen. Alternativ kann beispielsweise eine Volumenstreuung oder eine direkte Beleuchtung der Empfänger z. B. über einen Diffuser vorgesehen werden. Der vom entfernten Meßobjekt rückgestreute Anteil 36 des Meßstrahls 32 gelangt über eine Sammeloptik 37 auf den Hauptempfänger 5. Der vom Referenzemitter 2 abgegebene in der Regel kollimierte Referenzlichtstrahl 31 wird mittels eines Strahlteilers 6 ebenfalls in zwei Anteile aufgeteilt, wobei ein erster Anteil 34 über eine zweite Referenzdistanz D₂ und über einen bzw. den Diffuser 51 bzw. Scatter auf den Referenzempfänger 4 gelangt, während ein zweiter Anteil 35 über eine dritte Referenzdistanz D₃, vorzugsweise über ein auf die Wellenlänge des Referenzemitters abgestimmtes optisches Filter 41, zunächst ein streuendes Medium (Scatter) 11 und sodann als gestreuter Anteil zusammen mit dem vom Meßobjekt rückgestreuten Anteil 36 des Hauptlicht strahls den Hauptempfänger 5 beaufschlagt. Als Scatter 11 kann im Prinzip jedes streuende Material verwendet werden. Selbst die Gehäusewand wäre geeig net. Zur Kontrolle der Streulichtleistung des Referenzemitterlichtes sollte der Streugrad des Scatter-Materials jedoch auf das Empfangssystem abgestimmt sein. Da aufgrund der in der Regel schwachen Meßsignale eine starke Leistungsdämpfung des Referenzemitterstrahls 35 angestrebt wird, ist zumin dest beim Hauptempfänger 5 ein Scatter-Material mit geringem Streugrad von Vorteil, z. B. schwarzes Papier, schwarzer Samt oder dgl.

Der im Zusammenhang mit der Erfindung sehr vorteilhaften Verwendung des Scatters 11 liegt folgende Beobachtung zugrunde: Im Strahlquerschnitt von Laserdioden ist die Modulationsphase nicht homogen, d. h., verschiedene Punk te des Strahlquerschnitts besitzen verschiedene Phasen bezüglich der modulier ten Lichtintensität. Bei einer homogenen Rückstreuung wird eine über den Strahlquerschnitt gemittelte Phase gemessen. In dem Fall jedoch, daß bestimm te Bereiche des Strahls von der Meßobjektoberfläche ausgeblendet werden, z. B. wenn ein Teil des Leuchtflecks auf schwarze, absorbierende Bereiche trifft und ein anderer Teil auf weiße, stark rückstreuende Bereiche der Meßobjektober fläche, so verändert sich die mittlere Phase und es entsteht ein Meßfehler, der von der unbekannten Meßobjektoberfläche abhängt. Dieser Fehler läßt sich nicht kompensieren. In den meisten Fällen werden jedoch alle Punkte des Leuchtflecks nahezu in gleicher Stärke zurückgestreut.

Bei einem direkt auf den Hauptempfänger 5 geführten Referenzemitterstrahl 35 würde aufgrund der kleinen APD-Fläche nur ein kleiner Teil des Strahlquer schnitts detektiert. Die somit gemessene Phase des Strahles repräsentiert dann in der Regel nicht die mittlere Modulationsphase. Zudem ist die Phasenver teilung im Strahlquerschnitt nicht zeitlich konstant und hängt überdies von der Temperatur ab. Durch die Verwendung des Scatters 11 wird gewährleistet, daß von allen Punkten des Strahlquerschnitts Signalanteile erfaßt werden. Somit wird eine mittlere Phase gemessen, welche ein konstanteres Verhalten aufweist als eine punktuelle Phase. Dabei werden Fehler, die durch punktuelle Messung der Phase des Referenzemitterstrahles 35 entstehen, durch den Scatter 11 redu ziert.

Zur Vermeidung derartiger Phasenfehler kann es auch von Vorteil sein die Strahlen 33 bzw. 34 über einen Scatter, z. B. den Diffuser 51, zu führen, bevor das modulierte Licht vom Referenzempfänger 4 erfaßt wird.

Eine weitere Aufgabe des Scatters 11 ist eine starke Leistungsdämpfung des Referenzemitterlichtes. Aufgrund der sehr schwachen Meßsignale ist das Empfangssystem sehr empfindlich. Durch die Leistungsdämpfung wird verhin dert, daß die APD im Hauptempfänger 5 übersteuert wird. Außerdem wird hier durch das mit der detektierten Lichtleistung ansteigende Schrotrauschen redu ziert.

Wichtig ist, die Streuleistung des Referenzemitterlichtes auf das System abzustimmen, damit ein optimiertes Signal-Rausch-Verhältnis (SNR = Signal-to- Noise-Ratio) erzielt wird. Bei zu starken Streulichtleistungen ist mit großem Schrotrauschen und somit bei schwachen Meßsignalen bei der Bestimmung der Phase des Meßsignals mit einem schlechten SNR zu rechnen. Bei zu geringen Streulichtleistungen andererseits ist das SNR bei der Bestimmung der Phase des Referenzemittersignals schlecht. Da diese Phase auch in die Entfernungs messung eingeht, kann hierdurch ein Meßfehler entstehen. Es ist also zweck mäßig einen geeigneten Kompromiß zu finden. Für einen Entfernungsmeß bereich bis 100 m hat sich bei Versuchen ergeben, daß die detektierte Streu lichtleistung des Referenzemitterstrahles 35 ungefähr so groß sein sollte wie eine aus einer Entfernung von 15 m zurückgestreute Leistung des Meßstrahls 36. Dabei wird von einem Rückstreukoeffizienten der Meßobjektoberfläche von 0,5 und homogener Rückstreuung ausgegangen. Bei einer Leistung des Meß strahles 32 von 1 mW und einem Durchmesser der Empfangsoptik 37 von 50 mm entspricht dies einer detektierten Streulichtleistung des Referenzemitter strahls von 0,7 nW.

Die vom Referenzempfänger 4 bzw. vom Hauptempfänger 5 gelieferten Photo ströme werden zunächst über Transimpedanzverstärker 9 bzw. 10 in entsprechende Meßspannungen x₂ bzw. x₁ konvertiert.

Anstelle der Transimpedanzverstärker können pinzipiell auch impedanz kontrollierte (50 Ohm) HF-Leistungsverstärker eingesetzt werden. Sie besitzen in der Regel aber schlechtere Rauscheigenschaften und geringere Verstärkungen. Für den Referenzzweig kann es anstelle des Tranzimpedanzverstärkers 9 jedoch schon aus Kostengründen sinvoll sein, einen impedanzkontrollierten HF- Leistungsverstärker einzusetzen, wobei sich ein starkes Signal bei geringerer Stromaufnahme erreichen läßt.

Das vom Referenzempfänger 4 stammende Signal x₂ beaufschlagt sodann einen Meßsignaleingang eines ersten Mischers 7, während das Signal x₁ auf den Meß signaleingang eines zweiten Mischers 8 gelangt. Die beiden Mischer 7 und 8 werden vom gleichen lokalen Frequenzoszillator 20 (Mutteroszillator) via Frequenzsynthesizer 12 mit einer Frequenz f_LO angesteuert, die so gewählt ist, daß auch im ausgangsseitig entstehenden Zwischenfrequenzbereich jeweils ein Signalgemisch mit den Frequenzanteilen f_ZF1 und f_ZF2 vorliegt. Hierbei ist wichtig, daß die Modulationsfrequenzen des Hauptemitters 1 bzw. des Referenzemitters 2 unterschiedlich sind und der Hauptempfänger 5 bzw. der Referenzempfänger 4 beide ein Signalgemisch liefern, das aus zwei Signalen mit den Frequenzen f₁ und f₂ besteht. Dieses Signalgemisch wird in den beiden Signalzweigen mit den in der Regel gleich aufgebauten Mischern 7 und 8 und dem Lokaloszillatorsignal der Frequenz f_LO in den erwähnten Zwischenfrequenz bereich konvertiert. Auch eine Direktmischung über Avalanche-Photodioden (APD) ist in diesem Zusammenhang denkbar, wobei der APD-Betriebshoch spannung direkt das Signal des Lokaloszillators 12 überlagert wird. Durch die resultierende Modulation der Avalanche-Verstärkung wird dieses Lokaloszilla torsignal mit dem Empfangssignal gemischt, so daß der APD-Ausgangsstrom die beiden ZF-Signalanteile f_ZF1 und f_ZF2 enthält. Auf Hochfrequenzverstärker und Hochfrequenzmischer kann somit verzichtet werden. Sowohl für den Referenz- als auch für den Meßzweig sind in diesem Fall allerdings Avalanche-Photo dioden zu verwenden. Das erste Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_ZF1 wird anschließend aus dem Empfangssignal mit der ersten Modulationsfrequenz f₁ und das Zwischenfrequenzsignal mit der zweiten Zwischenfrequenz f_ZF2 aus dem Empfangssignal mit der zweiten Modulationsfrequenz f₂ abgeleitet. Nach einer Tiefpaßfilterung 13 bzw. 14 zur Eliminierung der Signalanteile mit den Summenfrequenzen f₁ + f_LO und f₂ + f_LO sowie zur Rauschsignalreduzierung und einer Verstärkung 15 bzw. 16 werden die geeignet verstärkten ZF-Signale x₄ bzw. x₃ mit Analog-Digital-Wandlern 17 bzw. 18 abgetastet. Die erste und die zweite Zwischenfrequenz f_ZF1 bzw. f_ZF2 und die Abtastzeiten der Analog-Digi talwandler 17, 18, also das Meßfenster, werden dabei zweckmäßigerweise so gewählt, daß jeweils eine ganzzahlige Anzahl von Perioden der beiden Zwischen frequenzsignale f_ZF1, f_ZF2 im Meßfenster der digitalen Abtastung liegen. Hierdurch wird ein sog. Leckeffekt vermieden, der bei der digitalen, diskreten Fouriertransformation (DFT) auftritt, wenn die Frequenzanteile nicht im Frequenzraster der DFT liegen; z. B. 40 kHz und 60 kHz für ein 1-kHz- Frequenzraster, d. h., der Abstand der diskreten Frequenzwerte beträgt 1 kHz und das zugehörige Meßfenster 1/1 kHz = 1 ms.

Eine digitale Fouriertransformation 19 des abgetasteten Signalgemisches x₃ des Hauptempfängerzweigs 42 und unabhängig davon des abgetasteten Signal gemisches x₄ des Referenzempfängerzweigs 43, z. B. für ein bestimmtes Meß fenster wie oben angegeben, liefert die Phasen der Lichtsignalanteile 33 und 36 des Hauptemitters 1, die Phasen der Lichtsignalanteile 34 und 35 des Referen zemitters 2 sowie temperatur-, alterungs- und empfangsleistungsabhängige Phasenverschiebungen, welche im Haupt- und Referenzempfängerzweig hervor gerufen werden. Es werden also vier Phasenbeziehungen ermittelt.

Da die Phase nur in einem Intervall von 0 bis 2π eindeutig gemessen werden kann, die Meßdistanz aber in den meisten Fällen wesentlich größere Phasenver schiebungen produziert, werden gemäß einer signifikanten Verbesserung des Grundgedankens der Erfindung - um eine eindeutige Distanzmessung zu erzie len und um die Meßergebnisse zu verbessern - bei einem zweiten Meßdurchgang die Modulationsfrequenzen gewechselt, d. h., der Hauptemitter 1 wird jetzt mit der Frequenz f₂ und der Referenzemitter 2 mit der Frequenz f₁ sinusförmig intensitätsmoduliert. Der oben beschriebene Meßvorgang wird mit diesen neuen Einstellungen wiederholt, so daß sich für diese neuen Einstellungen vier weitere Phasen für die abgetasteten Signalgemische im Haupt- und Referenzempfänger zweig ergeben.

Da das Singal des Hauptemitters 1 und das Singal des Referenzemitters 2 im Zweig des Hauptempfängers 5 bzw. im Zweig des Referenzempfängers 4 - wie dargestellt - dieselben Komponenten durchlaufen, wird durch Bildung von Phasendifferenzen bezüglich der im Hauptempfangszweig 42 bzw. im Referenzempfangszweig 43 gemessenen Signalphasen das Phasenverhalten der jewei ligen Empfängerkomponenten vollständig eliminiert. Außerdem sind die Empfangsverhältnisse konstant, da Haupt- und Referenzemittersignale gleich zeitig die jeweiligen Empfangszweige passieren. Die Trennung der Signale erfolgt - wie ebenfalls dargestellt - über die unterschiedlichen Modulationsfrequenzen f₁ bzw. f₂. Empfangsleistungsabhängige Phasenfehler werden somit ebenfalls beseitigt.

Durch weitere Bildung von Phasendifferenzen wird zusätzlich das Phasenver halten des Hauptemitters 1 und das Phasenverhalten des Referenzemitters 2 beseitigt, so daß letztendlich nur noch eine konstante Phasendifferenz übrig bleibt, welche durch die angegebenen geräteinternen Wegdifferenzen der Refe renzdistanzen D₁, D₂ und D₃ sowie durch die (in Fig. 1 nicht näher bezeichne te) Meßdistanz D₀ beider Emittersignale außerhalb der beiden Laseremitter ent steht. Die Meßdistanz D₀ beeinflußt dabei die Phase des modulierten und vom Hauptempfänger 5 detektierten Lichtanteils 32 des Hauptemitters 1, die Refe renzdistanz D₁ die Phase des modulierten und vom Referenzempfänger detek tierten Lichtanteils 33 des Hauptemitters 1, die Referenzdistanz D₂ die Phase des modulierten und vom Referenzempfänger detektierten Lichtanteils 34 des Referenzemitters 2 und die Referenzdistanz D₃ die Phase des modulierten und vom Referenzempfänger detektierten Lichtanteils 35 des Referenzemitters 2. Da die geräteinternen Laufzeiten über die Referenzdistanzen D₁, D₂ und D₃ außer halb der Emitter 1, 2 bekannt und konstant sind, läßt sich die zu messende Distanz bestimmen. Sie wird demnach mit dem erfindungsgemäßen Verfahren völlig unabhängig vom Phasenverhalten der Sende- und Empfangseinheiten ermittelt.

Die Phasendifferenzermittlung mittels Fouriertransformation wird nachfolgend erläutert. Die prinzipielle Form der ZF-Signale, welche von den Analog-Digital- Wandlern 17 und 18 abgetastet werden, ist in Fig. 2 zu sehen. Dort ist im rechten Diagramm auch das Signalgemisch im Frequenzbereich dargestellt.

Zunächst emittiert der Hauptemitter 1 Strahlung mit der Modulationsfrequenz f₁ und der Referenzemitter 2 Strahlung mit der Modulationsfrequenz f₂. Die Mischereingangssignale x₁ und x₂ besitzen jeweils zwei sinusförmige Signalanteile mit den Frequenzen f₁ und f₂ der Modulation. Es gilt

x₁ = _1,1cos(2πf₁t + ϕ_HS(f₁) + ϕ_HE(f₁) - 2πf₁2D₀/c) + _1,2cos(2πf₂t + ϕ_RS(f₂) + ϕ_HE(f₂) - 2πf₂D₃/c) (1)

x₂ = _2,1cos(2πf₁t + ϕ_HS(f₁) + ϕ_RE(f₁) - 2πf₁D₁/c) + _2,2cos(2πf₂t + ϕ_RS(f₂) + ϕ_RE(f₁) - 2πf₂D₂/c) (2)

mit
ϕ_HS(f₁) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (21) und Phasenverschiebung des Treibers (23) und Hauptemitters (1) bei der Frequenz f₁; temperatur- und alterungsabhängig;
ϕ_RS(f₂) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (22) und Phasenverschiebung des Treibers (24) und Referenzemitters (2) bei der Frequenz f₂; temperatur- und alterungsabhängig;
ϕ_HE(f₁) Summe aus Phasenverschiebung des Hauptempfängers (5) und des Transimpedanzverstärkers (10) bei der Frequenz f₁; temperatur- und alterungsabhängig;
ϕ_HE(f₂) Summe aus Phasenverschiebung des Hauptempfängers (5) und des Transimpedanzverstärkers (10) bei der Frequenz f₂; temperatur- und alterungsabhängig;
ϕ_RE(f₁) Summe aus Phasenverschiebung des Referenzempfängers (4) und des Transimpedanzverstärkers (9) bei der Frequenz f₁; temperatur- und alterungsabhängig;
ϕ_RE(f₂) Summe aus Phasenverschiebung des Referenzempfängers (4) und des Transimpedanzverstärkers (9) bei der Frequenz f₂; temperatur- und alteningsabhängig;
D₀ Meßdistanz;
D₁ konstante und bekannte geräteinterne Distanz;
D₂ konstante und bekannte geräteinterne Distanz;
D₃ konstante und bekannte geräteinterne Distanz;
c Lichtgeschwindigkeit in Luft.

Durch Mischung (Multiplikation) der Signale aus Gl. (1) und (2) mit dem Lokaloszillator signal der Frequenz f_LO und anschließender Tiefpaßfilterung folgt

x₃ = _3,1cos(2πf_ZF1t + ϕ_HS(f₁) + ϕ_HE(f₁) + ϕ_ZF3(f_ZF1) - 2πf₁2D₀/c) + _3,2cos(2πf_ZF2t + ϕ_RS(f₂) + ϕ_HE(f₂) + ϕ_ZF3(f_ZF2) - 2πf₂D₃/c) (3)

x₄ = _4,1cos(2πf_ZF1t + ϕ_HS(f₁) + ϕ_RE(f₁) + ϕ_ZF4(f_ZF1) - 2πf₁D₁/c) + _2,2cos(2πf_ZF2t + ϕ_RS(f₂) + ϕ_RE(f₂) + ϕ_ZF4(f_ZF2) - 2πf₂D₂/c) (4)

mit den Zwischenfrequenzen

f_ZF1 = |f₁ - f_LO| (5)

und

f_ZF2 = |f₂ - f_LO| (6)

Durch die Tiefpaßfilterung werden die Signalanteile mit den Summenfrequenzen f₁ + f_LO und f₂ + f_LO, welche auch durch den nichtlinearen Mischprozeß entstehen, eliminiert. Auch der Rauschpegel wird hierdurch herabgesetzt.

Es bedeuten:
ϕ_ZF3(f_ZF1) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (12), Anfangsabtastphase des ADC (18) und Phasenverschiebung des Tiefpaß (14) und Verstärkers (16) bei der Frequenz f_ZF1;
ϕ_ZF3(f_ZF2) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (12), Anfangsabtastphase des ADC (18) und Phasenverschiebung des Tiefpaß (14) und Verstärkers (16) bei der Frequenz f_ZF2;
ϕ_ZF4(f_ZF1) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (12), Anfangsabtastphase des ADC (17) und Phasenverschiebung des Tiefpaß (13) und Verstärkers (15) bei der Frequenz f_ZF1;
ϕ_ZF4(f_ZF2) Summe aus Anfangsphase des Synthesizers (12), Anfangsabtastphase des ADC (17) und Phasenverschiebung des Tiefpaß (13) und Verstärkers (15) bei der Frequenz f_ZF2.

Die ZF-Signale x₃ und x₄ werden nun mit den A/D-Wandlern 17, 18 synchron abgetastet. Durch diskrete Fouriertransformation der abgetasteten Signale x₃ und x₄ in Block 19 lassen sich die Signalanteile mit den verschiedenen Zwi schenfrequenzen f_ZF1 und f_ZF2 separieren.

In Fig. 2 ist links als Beispiel ein Signalgemisch x₃ im Zeitbereich mit den Fre quenzanteilen f_ZF1 = 40 kHz und f_ZF2 = 60 kHz dargestellt. Rechts ist der Be trag des fouriertransformierten Signalgemisches über die Zwischenfrequenz f_ZF aufgetragen. Es sind zwei scharfe Signalpeaks bei den jeweiligen Zwichenfre quenzen zu erkennen. Bei anderen Frequenzen sind die Werte des Spektrums nahezu Null. Die unterschiedlichen Höhen der Peaks resultieren aus unter schiedlichen Amplituden der Signalanteile im Zeitbereich (0,7 V, 0,4 V).

Die Werte des transformierten Signalgemisches im Frequenzbereich sind kom plex, d. h. es setzt sich gemäß

X₃(f_ZF) = Re{X₃(f_ZF)} + j.Im{X₃(f_ZF)}

aus einem Real- und einem Imaginäranteil zusammen. In Fig. 2 ist der Betrag

dargestellt. Aus den komplexen Werten bei den jeweiligen Frequenzen f_ZF1 und f_ZF2 können mittels der Arctan-Funktion gemäß

ϕ₁(f₁) = arctan(Im{X₃(f_ZF1)}/Re{X₃(f_ZF1)})

und

ϕ₂(f₂) = arctan(Im{X₃(f_ZF2)}/Re{X₃(f_ZF2)})

die Phasen der separierten Signalanteile bei den zu betrachtenden Zwischenfrequen zen f_ZF1 und f_ZF2 ermittelt werden. Für x₃ aus Gl. (3) lauten sie

ϕ₁(f₁) = ϕ_HS(f₁) + ϕ_HE(f₁) + ϕ_ZF3(f_ZF1) - 2πf₁2D₀/c (7)

und

ϕ₂(f₂) = ϕ_RS(f₂) + ϕ_HE(f₂) + ϕ_ZF3(f_ZF2) - 2πf₂D₃/c. (8)

Für die Phasen von x₄ aus Gl. (4) folgt entsprechend

ϕ₃(f₁) = ϕ_HS(f₁) + ϕ_RE(f₁) + ϕ_ZF4(f_ZF1) - 2πf₁2D₁/c (9)

und
ϕ₄(f₂) = ϕ_RS(f₂) + ϕ_RE(f₂) + ϕ_ZF4(f_ZF2) - 2πf₂D₂/c. (10)

Besonders vorteilhaft ist es, wenn im nächsten Schritt die Modulationsfrequen zen f₁ und f₂ vertauscht werden, so daß nun der Hauptemitter 1 Strahlung mit der Modulationsfrequenz f₂ und der Referenzemitter 2 Strahlung mit der Modu lationsfrequenz f₁ emittiert. Wie weiter unter beschrieben wird, verbessert diese Messung mit vertauschten Modulationsfrequenzn die eindeutige Distanzmes sung ganz erheblich. Gemäß dem oben beschriebenen Ablauf werden jetzt die Phasen

ϕ₁(f₂) = ϕ_HS(f₂) + ϕ_HE(f₂) + ϕ_ZF3(f_ZF2) - 2πf₂2D₀/c (11)

ϕ₂(f₁) = ϕ_RS(f₁) + ϕ_HE(f₁) + ϕ_ZF3(f_ZF1) - 2πf₁D₃/c (12)

ϕ₃(f₂) = ϕ_HS(f₂) + ϕ_RE(f₂) + ϕ_ZF4(f_ZF2) - 2πf₂2D₁/c (13)

ϕ₁(f₁) = ϕ_RS(f₁) + ϕ_RE(f₁) + ϕ_ZF4(f_ZF1) - 2πf₁D₂/c (14)

gemessen. Durch Bilden der Differenzen folgt aus den Gln. (7-14)

ϕ₁(f₁) - ϕ₃(f₁) = ϕ_HE(f₁) - ϕ_RE(f₁) + ϕ_ZF3(f_ZF1) - ϕ_ZF4(f_ZF1) - 2πf₁2D₀/c + 2πf₁2D₁/c (15)

ϕ₂(f₂) - ϕ₄(f₂) = ϕ_HE(f₂) - ϕ_RE(f₂) + ϕ_ZF3(f_ZF2) - ϕ_ZF4(f_ZF2) - 2πf₂D₃/c + 2πf₂D₂/c (16)

ϕ₁(f₂) - ϕ₃(f₂) = ϕ_HE(f₂) - ϕ_RE(f₂) + ϕ_ZF3(f_ZF2) - ϕ_ZF4(f_ZF2) - 2πf₂D₀/c + 2πf₂2D₁/c (17)

ϕ₂(f₁) - ϕ₄(f₁) = ϕ_HE(f₁) - ϕ_RE(f₁) + ϕ_ZF3(f_ZF1) - ϕ_ZF4(f_ZF1) - 2πf₁D₃/c + 2πf₁D₂/c, (18)

und durch Subtraktion der Gln. (15) und (18) bzw. (16) und (17) ergibt sich schließlich

Δϕ(f₁) = 2πf₁2D₁/c - 2πf₁D₂/c + 2πf₁D₃/c - 2πf₁2D₀/c + 2πn (19)

Δϕ(f₂) = -2πf₂2D₁/c + 2πf₂D₂/c - 2πf₂D₃/c - 2πf₂2D₀/c - 2πn. (19)

Da die Phase nur in einem Intervall von 0 bis 2π eindeutig gemessen werden kann, die Meßdistanz aber in den meisten Fällen wesentlich größere Phasenver schiebungen produziert, wird in den Gln. (19) und (20) die ganzzahlige Anzahl n der vollen Perioden eingeführt, die zusätzlich zum Restphasenterm die gesamte Phasendrehung bestimmt. Aus den letztgenannten beiden Gln. (19) und (20) können nun die zu messende Distanz D₀ und die Periodenzahl n eindeutig ermittelt werden, denn die geräteinternen Distanzen D₁, D₂ und D₃ sind konstant und lassen sich vorab meßtechnisch bestimmen. Die beiden Modulationsfre quenzen f₁ und f₂ sollten dabei so dicht beisammen liegen, daß sich für beide Gln. (19) und (20) dieselbe Periodenzahl n ergibt. Diese Mehrdeutigkeit der Meß distanz ist der Grund für die Vertauschung der Modulationsfrequenzen gemäß der Lehre des Patentanspruchs 2, denn die zusätzliche Messung mit vertausch ten Frequenzen liefert die zusätzliche von Gl. (19) unabhängige Gl. (20). Diese beiden unabhängigen Gleichungen liefern auch bei großen Meßdistanzen D₀ eindeutige Werte für n und D₀.

Ein weiterer Vorteil aus der zusätzlichen Messung mit Frequenzvertauschung ist der, daß sich - wie die Gln. (17) und (18) erkennen lassen - eine vollständige Eliminierung der Haupt- und Refrenzempfängerphasen (ϕ_HE(f₁), ϕ_HE(f₂), ϕ_HE(f₁), (ϕ_HE(f₂)) sowie der Phasen des ZF-Bereichs erreichen läßt. Diese Elimi nierung geschieht durch Subtraktion der Gln. (15) und (18) bzw. der Gln. (16) und (17).

Die Phasendifferenzen auf der jeweils linken Seite der Gln. (19) und (20) ergeben sich aus der Phasenmessung.

Eine geringere Frequenzdifferenz f₁ - f₂ (z. B. einige 100 kHz, bei f₁ = 900 MHz) ist einerseits erwünscht um bei großen Meßdistanzen (z. B. < 100 m), die ganz zahlige Periodenzahl n eindeutig zu bestimmen (dasselbe n in Gln. (19) und 20)). Andererseits entstehen bei geringen Frequenzdifferenzen größere rauschbeding te Meßfehler, so daß n unter Umständen fehlerhaft bestimmt wird.

Zur noch genaueren Messung großer Distanzen und gleichzeitiger genauer Bestimmung der Periodenzahl n ist es vorteilhaft noch ein zweites Frequenzpaar f₃ und f₄ zur Intensitätsmodulation bei einem weiteren Meßdurchgang zu ver wenden, das sich beispielsweise um 10 MHz von f₁ und f₂ unterscheidet. Mit diesem Frequenzpaar wird die oben genannte Prozedur nochmals durchgeführt, wobei hierbei keine Vertauschung erforderlich ist, da die genaue Distanz messung mit dem Frequenzpaar f₁ und f₂ durchgeführt wird. Durch den größe ren Frequenzunterschied (z. B. f₃ - f₁ = 10 MHz) wird ein möglicher Meßfehler weiter reduziert, und die ganzzahlige Periodenzahl n läßt sich nun auch bei sehr großen Meßdistanzen eindeutig bestimmen. Durch diese im Patentanspruch 18 angegebene Maßnahme der gleichmäßigen, geringen Veränderung der Intensitätsmodulationsfrequenzen läßt sich bei schwachen, verrauschten Meßsignalen eine fehlerfreie Distanz- und Periodenzahlbestimmung durch Verwenden eines weiteren Frequenzpaars, z. B. f₁ - 10 MHz, f₂ - 10 MHz erreichen. Zudem lassen sich durch Verändern der Meßfrequenzen optimale Arbeitspunkte auffinden, die zu optimalen Signal-Rausch-Verhältnissen führen. Aufgrund von Toleranzen von Bandpaßfiltern können sich diese optimalen Frequenzen von Gerät zu Gerät geringfügig unterscheiden.

Das erfindungsgemäße Verfahren und die darauf beruhende Entfernungs meßeinrichtung zeichnen sich vor allem durch folgende Vorteile aus:

- Es werden alle Phasenfehler durch gleichzeitige Messung des Referenz- und des Hauptemittersignals eliminiert. Damit werden alle tempera tur-, alterungs- und empfangsleistungsabhängigen Phasenfehler sowohl der Sende- als auch der Empfangseinheit vollständig beseitigt.
- Die Meßgenauigkeit wird wesentlich verbessert.
- Die Zuverlässigkeit der Meßergebnisse ist deutlich besser.
- Das Meßgerät ist weitgehend wartungsfrei, da keine mechanischen Umschalter oder dergleichen benötigt werden.
- Durch die gleichzeitige Messung des Referenz- und des Hauptemitter signals wird die Meßzeit reduziert und die Meßgenauigkeit erhöht.

Claims

1. Verfahren zur optoelektronischen Entfernungsmessung, bei dem

- ein von einem Licht-Hauptemitter (1) abgegebener, intensitätsmodulier ter Hauptlichtstrahl einerseits auf ein entferntes Messobjekt, dessen Distanz (D₀) von einem Beobachtungsort gemessen werden soll, gerichtet und das dort gestreute Licht (36) über eine Empfangsoptik (37) auf einen Foto-Haupt empfänger (5) gelangt, und andererseits ein abgezweigter Teil (33) des Haupt lichtstrahls gleichzeitig über eine erste bekannte Referenzdistanz (D₁) auf einen Fotoreferenzempfänger (4) geleitet wird;
- ein von einem Referenzlichtemitter (2) abgegebener, ebenfalls inten sitätsmodulierter Referenzlichtstrahl einerseits über eine zweite bekannte Refe renzdistanz (D₂) auf den Fotoreferenzempfänger (4) und andererseits ein Teil (35) des Referenzlichtstrahls über eine dritte Referenzdistanz (D₃) auf den Hauptempfänger (5) gelangt, und bei dem
- die vom Haupt- und vom Referenzempfänger gelieferten Signale einer vergleichenden Signalauswertung zur Gewinnung eines fehlerkompensierten Messsignals zugeführt werden,

dadurch gekennzeichnet, dass

- die Lichtintensitäten des Haupt- und des Referenzemitters (1, 2) mit unterschiedlichen Frequenzen (f₁, f₂) gleichzeitig intensitätsmoduliert werden,

wobei

- die vom Haupt- und vom Referenzempfänger (5, 4) gelieferten Signal gemische, die jeweils, einen Signalanteil mit der Intensitätsmodulationsfrequenz des Hauptemitters (1) als auch einen Signalanteil mit der Intensitätsmodulati onsfrequenz des Referenzemitters (2) enthalten, jeweils in einen Zwischenfre quenzbereich konvertiert werden, der zwei Frequenzanteile enthält, wobei der eine Frequenzanteil mit dem Signal des Referenzemitters (2) und der andere Fre quenzanteil mit dem Signal des Hauptemitters (5) gebildet wird,
- zur vergleichenden Signalauswertung die Separation der in den beiden simultan anfallenden Zwischenfrequenzsignalen enthaltenen Phaseninformation aufgrund der unterschiedlichen Frequenzen im Zwischenfrequenzbereich und der unterschiedlichen Modulationsfrequenzen für die Intensitätsmodulation von Haupt- und Referenzlichtstrahl erfolgt, und dass
- zur Erzielung einer eindeutigen Distanzmessung und zur Verbesserung des Messergebnisses zeitsequenziell mehrere Messvorgänge durchgeführt wer den, wobei die Modulationsfrequenzen für die Intensitätsmodulation nach einem festgelegten Schema einerseits untereinander vertauscht und andererseits glei chermaßen verändert werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Anpassung an unterschiedliche Dynamikanforderungen eines jeweiligen Messvorgangs die Abgabeleistung des Haupt- und/oder des Referenzemitters (1, 2) variiert wird/werden.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Haupt lichtemitter (1) sowie für den Referenzlichtemitter (2) Laser verwendet werden.

4. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Grund wellenlängen (λ₁, λ₂) der beiden Laser (1, 2) unterschiedlich gewählt werden.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass durch optische Filterung ein Übersprechen zwischen den dem Hauptlichtstrahl bzw. dem Referenzlichtstrahl zugeordneten Lichtsignalwegen reduziert wird.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur ver gleichenden Signalauswertung die Phasen der Signalanteile der Signalgemische (42; 43) im Zwischenfrequenzbereich durch digitale Fourier-Transformation mit Auswertung der Real- und Imaginärteile der in den Frequenzbereich Fourier transformierten Signalgemische bei den jeweiligen Zwischenfrequenzen (f_ZF1 und f_ZF2) ermittelt werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die der digi talen Fourier-Transformation zuzuführenden Signalgemische zunächst einer Tiefpassfilterung unterworfen werden.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Zwischenfrequenzen (f_ZF1 und f_ZF2) und die Abtastzeiten einer der Fourier- Transformation vorausgehenden Analog-Digital-Wandlung (17, 18), d. h. das Messfenster der jeweiligen digitalen Abtastung, so gewählt werden, dass eine ganzzahlige Anzahl von Perioden sowohl des Signalanteils mit der ersten Zwischenfrequenz (f_ZF1) als auch des Signalanteils mit der zweiten Zwischen frequenz (f_ZF2) im Messfenster der digitalen Abtastung liegen.

9. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der auf den Hauptempfänger (5) gelangende Anteil (35) des Referenzlichtstrahls (31) zu nächst diffus reflektiert oder gestreut und nur als Streuanteil zusammen mit dem über die Empfangsoptik (37) einfallenden Rückstreuanteil (36) des Haupt lichtstrahls auf den Hauptempfänger (5) geleitet wird.

10. Verfahren nach Anspruch 1 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass die auf den Referenzempfänger (4) gelangenden Anteile des Referenz- und Haupt lichtstrahls zunächst diffus reflektiert oder gestreut und nur als Streulicht anteile auf den Referenzempfänger (4) geleitet werden.

11. Vorrichtung zur optoelektronischen Entfernungsmessung mit

- zwei Lichtsendern (1, 2), deren jeweiliger Lichtstrahl intensitätsmodu liert ist, wobei der Lichtstrahl des ersten als "Hauptemitter" (1) bezeichneten Lichtsenders einerseits auf ein entferntes Messobjekt, dessen Distanz (D₀) von einem Beobachtungsort gemessen werden soll, ausrichtbar ist, und andererseits ein abgetrennter Strahlanteil (33) über eine erste Referenzdistanz (D₁) auf einen von zwei Fotoempfängern (4, 5) gelangt, der als "Referenzempfänger" (4) bezeich net ist, und wobei der Lichtstrahl (31) des zweiten als "Referenzemitter" (2) be zeichnete Lichtsenders über eine zweite Referenzdistanz (D₂) auf den Referen zempfänger (4) und ein davon abgetrennter Strahlanteil (35) über eine dritte Referenzdistanz (D₃) auf den als "Hauptempfänger" bezeichneten zweiten Fotoempfänger (5) gelangt, der ausserdem mit dem vom Messobjekt rückgestreu ten Anteil (36) des Lichtstrahls vom Hauptemitter (1) beaufschlagt ist,
- jeweils einem dem Referenzempfänger (4) bzw. dem Hauptempfänger (5) zugeordneten Signal-Mischer (7, 8), welche die Empfängersignalgemische in einen Zwischenfrequenzbereich umsetzen, sowie mit
- einer Auswerteeinrichtung (17 bis 19) zur Bestimmung der Messdistanz (D₀) aus den Ausgangssignalen der beiden Mischer (7, 8), gekennzeichnet durch
- eine Einrichtung, durch welche die vom Haupt- bzw. vom Refe renzemitter (1, 2) abgegebenen Lichtstrahlen gleichzeitig mit jeweils unter schiedlicher Frequenzen (f₁, f₂) intensitätsmodulierbar sind, und
- eine in der Intensitätsmodulationseinrichtung (20-22) vorhandene Ein richtung zum zeitsequenziellen gegenseitigen Vertauschen der Frequenzen (f₁, f₂) der auf den jeweiligen Lichtemitter (1, 2) gelangenden Intensitätsmodula tionssignale.

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch jeweils einen zwischen dem Referenzempfänger (4) bzw. dem Hauptempfänger (5) und dem jeweils zugeordneten Mischer angeordneten Transimpedanzverstärker (9, 10) oder impedanzkontrollierten HF-Verstärker.

13. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass als Hauptempfänger (5) und/oder als Referenzempfänger (4) jeweils eine Avalanche- Fotodiode verwendet ist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Avalanche-Fotodiode des Hauptempfängers (5) und/oder die Avalanche-Foto diode des Referenzempfängers (4) als Direktmischer genutzt werden, wobei durch Modulation der Avalanche-Verstärkung über ein von einem Lokaloszilla tor (20, 12) erzeugtes Lokaloszillatorsignal (f₁₀) das jeweilige Empfangssßgnal gemisch direkt in den Zwischenfrequenzbereich konvertiert wird.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Lokaloszillator ein LC-Oszillator ist, dessen schwingungsbestimmende Elemente vor allem die Kapazität der Avalanche-Fotodiode des Hauptempfängers und/oder die Kapazität der Avalanche-Fotodiode des Referenzempfängers bildet.

16. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass als Hauptempfänger (5) und/oder als Referenzempfänger (4) jeweils eine PIN-Foto diode verwendet ist.

17. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum gleichmäßigen Verändern der Frequenz der auf den jeweiligen Lichtemitter (1, 2) gelangenden Intensitätsmodulationssignale.

18. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 17, gekenn zeichnet durch eine im Strahlengang des vom Referenzemitter (2) auf den Hauptempfänger (5) gelangenden Strahlanteils angeordnete Streueinrichtung (11), von der ein gestreuter Lichtanteil des vom Referenzemitter (2) stammenden Strahlanteils auf den Hauptempfänger (5) gelang.

19. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 11 bis 18, gekenn zeichnet durch eine im Strahlengang der vom Referenzemitter (2) und vom Hauptemitter (1) auf den Referenzempfänger (4) gelangenden Strahlanteile angeordnete Streueinrichtung (51), von der gestreute Lichtanteile der vom Refe renzemitter (2) und Hauptemitter (1) stammenden Strahlanteie auf den Refe renzempfänger (4) gelangen.

20. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Variation der Lichtabgabeleistung des Referenzemitters (2) und/oder des Hauptemitters (1).

21. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die optischen Wellenlängen (λ₁, λ₂) von Referenz- und Hauptemitter unterschiedlich sind.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass im Strahlengang vom Hauptemitter (1) zum Referenzempfänger (4) ein auf die vom Hauptemitter abgegebene Wellenlänge abgestimmtes optisches Filter (52) und/ oder im Strahlengang vom Referenzemitter (2) zum Hauptempfänger (5) ein auf die vom Referenzemitter abgegebene Wellenlänge abgestimmtes optisches Filter (41) angeordnet ist.

23. Vorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Hauptemitter (1) bzw. der Referenzemitter (2) eine kantenemittierende Laser diode, eine VCSEL (Vertical Cavity Surface Emitting Laser Diode) oder eine Leuchtdiode ist/sind.

24. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen gemein samen für Sende- und Empfangsteil verwendeten Mutteroszillator (20).

25. Vorrichtung nach Anspruch 11 bzw. Anspruch 14, dadurch gekennzeich net, dass die beiden Mischer (7, 8 bzw. 4, 5) vom gleichen Lokaloszillator (20, 12) ansteuerbar sind, dessen Frequenz (f_LO) so gewählt ist, dass im Zwischen frequenzbereich jeweils ein Signalgemisch vorliegt, dessen Signalanteile mit bei den Zwischenfrequenzanteilen (f_ZF1, f_ZF2) die Phasen bei den Modulations frequenzen (f₁, f₂) enthält.