DD253906C2 - Verfahren und anordnung zur uebertragung von digitalen informationen - Google Patents

Description

Anwendungsgebiet der Erfindung

Verfahren und Anordnung zur bandbegrenzten Übertragung digitaler Informationen, deren Hauptanwendung in der mobilen Funktechnik liegt, wobei digitalisierte Sprache, Daten oder andere digitale Informationen mit hoher Geschwindigkeit bei geringem Bandbreitenbedarf zu übertragen sind. Die Erfindung läßt sich weiter auch für Richtfunkstrecken und in der leitungsgebundenen Übertragungstechnik anwenden, wenn die zur Verfugung stehenden Frequenzbänder mit hoher Effektivität ausgenutzt werden sollen.

Charakteristik der bekannten technischen Lösungen

In Funkübertragungssystemen werden zur Übertragung digitaler Informationen Modulationsverfahren eingesetzt, die zu einem Trägersignal mit konstanter Amplitude führen, um den Einsatz nichtünearer Übertragungsglieder im Sender (z.B. <-. Leistungsendstufe) zu ermöglichen. Außerdem bestehen die Forderungen nach einer wirtschaftlichen Nutzung der zur Verfugung stehenden Bandbreite und einer maximalen Unterdrückung von Leistungsanteilen außerhalb dieses Bandes. Diese Forderungen werden durch ein System erfüllt, das einen Sender mit einem Trägeroszillator enthält, dessen Ausgangssignal winkelmoduliert ist und einen kontinuierlichen Verlauf der Phase über der Zeit besitzt. Solche Systeme realisieren Modulationsverfahren, die allgemein als CPM (Continuous Phase Modulation oder Correlative Phase Modulation) bezeichnet werden. Der kontinuierliche Phasenverlauf des speziell realisierten Modulationsverfahrens bestimmt die Form der spektralen Leistungsdichte des Signals und wird durch einen Vormodulationskreis festgelegt. Der im System verwendete Empfänger muß dem Vormodulationskreis angepaßt sein und die zuverlässige Detektierbarkeit der Datensignale auch bei auftretenden unbekannten Frequenzverschiebungen zwischen Sender und Empfänger ermöglichen. Dabei soll die Fehlerwahrscheinlichkeit als Funktion des Signal-Geräusch-Abstandes im Vergleich zu der bei optimaler Basisbandübertragung nur wenig schlechter sein.

Technische Lösungen bekannter CPM-Verfahren enthalten im Sender einen Vormodulationskreis mit einer linearen Übertragungsfunktion entsprechend der mathematischen Beschreibung des realisierten Verfahrens (SFSK₁TFM, GTFM, GMSK, COR-PSK). Entsprechend der Übertragungsfunktion gelangt eine binäre Eingangsdatenfolge b(m) zuerst an einen Partial-Response-Kodierkreis, der aus der Eingangsdatenfolge b(m) eine Ausgangsdatenfotge c(m) mit k Ss 2 Pegeln durch lineare Überlagerung von Pegeln benachbarter Datensymbole bildet und danach diese Datenfolge c(m) an den Eingang eines Tiefpaßfilters gibt, das eine gewünschte Impulsformung realisiert und gewährleistet, das sich die Phase des modulierten Signals innerhalb jedes Symbolintervalls um einen k-Pegel eineindeutig zuzuordnenden Wert ändert. (F.Amoroso, „Pulse and Spectrum Manipulation in the Minimum Frequency Shift Keying (MSK) Format", IEEE Trans. Comm., Vol. COM-24, No. 3, pp. 381-384

March 1976 F. de Jager, C.B.Dekker, „Tamed Frequency Modulation, A Novel Method to Achieve Spectrum Economy in Digital Transmission",

IEEE Trans. Comm., Vol. COM-26, No. 5, pp. 534-542

May 1978 C.B.Dekker, „On the Application of Tamed Frequency Modulation to various Fields of Digital Transmission via Radio",

International Zürich Seminar on Digital Communications (1980), A 1.1 -1.9 D.Muilwijk, „Correlative Phase Shift Keying —A Class of Constant Envelope Modulation Techniques", IEEE Trans. Comm., Vol. COM-29, No.3, pp. 226-235

March 1981 Kah-Seng Chung, „Generalized Tamed Frequency Modulation and its Application for Mobile Radio Communications" IEEETrans. on VehicularTechnology, Vol.VT-33, No.3, pp. 103-113 Aug. 1984,

Offenlegungsschrift DE-OS2838984 H04L/027/000 „System zur Datenübertragung mit Hilfe eines winkelmodulierten Trägers konstanter Amplitude",

Offenlegungsschrift DE-OS3211812 H04L/027/180 „Senderfür winkelmodulierte Signale" ).

Für den Wert der Phasenänderung innerhalb eines Symbolintervalls Δφ(ηι) gelten in Abhängigkeit der Eingangsdatenfolge b(m) folgende Regeln:

für MSK, SFSK: 4<p(m) = — · b_m_ ,

fürTFM: dep(m) = γ (-±-b_m.₂ + yb_m _ , + -jb_m )

fürGFTM: i9(m) = y(X'b_m-2 + yb_m-, + xb_m),2x + y = 1.

COR-PSK mit linearem Vormodulationskreis realisiert eine Verallgemeinerung der vorangestellten Regeln. Daraus ergibt sich für die möglichen bipolaren binären Belegungen η der Datensymbole b_m _ ₂, b_m _ _1f b_m folgende Tabelle:

Tabelle 1

	bm-2	bm - 1	bm	MSK/SFSK	Δφη{ττ\)	GTFM
η	+ 1	+ 1	+ 1	+ 77/2	TFM	+ ττ/2 (y + 2x)
1	-1	-1	- 1	-77/2	+ -Il	- 77/2(y + 2x)
2	+ 1	+ 1	- 1	+ 77/2	-77/2	+ 77/2 y
3	-1	x + 1	+ 1	+ 77/2	+ 77/4	+ 77/2-y
4	-1	-1	+ 1	-77/2	+ 77/4	- 77/2 y
5	+ 1	-1	-1	-77/2	--/4	- 77/2 y
6	-1	+ 1	-1	+ 77/2	-77/4	+ 7?/2-(y-2x)
7	+ 1	-1	+ 1	-77/2	0	-77/2·(γ-2χ)
8				0

Die mittlere Neigung der Phase des Trägersignals über der Zeit beträgt für alle bekannten technischen Lösungen _ ⁸

ΔΦ = Σ A?_n(m) =0.

Der mittlere Wert des Betrages der Phasenänderung innerhalb eines Symbolintervalls ist unterschiedlich: für MSK, SFSK: '""^ ' ™ "

fürTFM: ¹⁰V^' = |

τ; *y für 0,5 ^ y ^ 1

für 0 ώ y ^ o,5

für GTFM:

η 4

Die in Offenlegungsschrift DE-OS 3008567 H04L/027/120 „System zur Multipegeldatenübertragung mit Hilfe eines winkelmodulierten Trägers konstanter Amplitude"

beschriebene technische Lösung enthält einen Vormodulationskreis, der aus der Kaskadeschaltung eines Pegelwandlers mit nicht notwendig linearer Übertragungsfunktion und einem Tiefpaßfilter besteht, das dem 3. Nyquistkriterium entspricht (S.Pasupathy, „Nyquist's Third Criterion", Proceedings IEEE, Vol.62, No.6, pp.860-861, June 1974), wobei diese technische Lösung zur Übertragung multivalenter Datenpegel vorgesehen ist. Der Pegelwandler hat bei der Übertragung binärer Datensignale die Aufgabe, eine binäre Eingangsdatenfolge b(m) in eine Ausgangsdatenfolge c(m) mit k > 2 Pegeln zu wandeln, wobei mindestens einem der binären Datensymbole zwei der k Datensymbole der Ausgangsdatenfolge c(m) zugeordnet sind, und damit Phasenänderungen des Trägersignals innerhalb eines Symbolintervalls Δφ(η-ι) erzeugt werden, die der Reihe

- ( —-—) Tt, - ( —-— (σ, .... + ( —-— ) 77 entstammen.

2 2 2 ··

Der mittlere Wert des Betrages der Phasenänderung innerhalb eines Symbolintervalls beträgt für k > 2 in jedem Fall

In den bekannten technischen Lösungen wird im Empfänger des jeweiligen Systems ein kohärenter orthogonaler Demodulator eingesetzt, an den sich eine Abtastung und Verarbeitung der abgetasteten Signale zum Zweck der Rückgewinnung der gesendeten Datenfolge anschließt. Die Schaltung für die Signalverarbeitung der Abtastwerte ist vom jeweils im System vorhandenen Vormodulationskreis des Senders und damit vom konkret realisierten CPM-Verfahren abhängig. Bei allen diesen Varianten tritt in unterschiedlicher Graduierung der Nachteil auf, daß das Leistungsdichtespektrum des modulierten Trägersignals eine zu breite spektrale Hauptkeule aufweist und/oder die spektralen Anteile außerhalb dieser Hauptkeule zu wenig unterdrückt werden, was zu Störungen im Nachbarkanal führt. Außerdem sind in Abhängigkeit des im Sender realisierten CPM-Verfahrens teilweise und besonders bei Verwendung eines zuletzt beschriebenen Pegelwandlers im Empfänger relativ komplizierte schaltungstechnische Lösungen für den Signalverarbeitungskreis zur Detektion der gesendeten Datenfolge notwendig.

Ziel der Erfindung

Die Erfindung hat zum Ziel, ein Verfahren und eine Anordnung zur Übertragung binärer Signale zu schaffen, das sendeseitig ein moduliertes Trägersignal erzeugt, das gegenüber denen bekannter technischer Lösungen eine schmalere spektrale Hauptkeule aufweist und im Frequenzbereich außerhalb dieser spektralen Hauptkeule weniger Leistung besitzt. Der schaltungstechnische Aufwand zur Realisierung von Sender und Empfänger soll durch die Erfindung nicht steigen, und die sonstigen eingangs erwähnten Übertragungseigenschaften, die von bekannten Systemen erwünscht werden, sollen beibehalten werden.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Winkelmodulation eines Trägersignals, die einer binären Signalfolge entspricht, wobei das Leistungsdichtespektrum des Trägersignals eine schmale Hauptkeule aufweist und in deren Nebenspektralbereichen nur geringste Leistungsanteile enthalten sind. Die gesendete binäre Signalfolge ist im Empfänger zu regenerieren. Die spektralen Eigenschaften des Trägersignals sind durch eine Glättung des Phasenverlaufs des Trägersignals durch eine entsprechende Modulationsstufe zu erreichen.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß die binäre, zu übertragende differenzkodierte Impulsfolge einer nichtlinearen Umformung unterzogen wird, so daß jedes Symbol der umgewandelten multivalenten Impulsfolge eindeutig durch χ aufeinanderfolgende Symbole der ursprünglichen Impulsfolge bestimmt wird. Die Zuordnung der Phasenänderung zu den Symbolen der umgewandelten Impulsfolge erfolgt so, daß der mittlere Wert des Betrages der Phasenänderung in einem Symbolinterväll

' I rad

mit einem Mittelwert des Phasenanstieges ΔΦ= _ -r—

4T

ΔΦ rad oder Null ist und daß die Mittenfrequenz f₀ und das spektrale Maximum um Af = ——auseinanderliegen.

Die Realisierung des Verfahrens erfolgt durch eine Anordnung, bestehend aus einem Sender und einem Empfänger. Der Sender ist aufgebaut aus einer Datenquelle, einer Taktsignalquelle, einer Differenzkodierstufe, einer Modulationsstufe mit Vormodulationskreis und Trägeroszillator sowie einem Ausgangskreis. Der Empfänger besteht aus einem Eingangskreis, einem Kreis zur orthogonalen kohärenten Demodulation mit zwei Synchrondemodulatoren und zwei Tiefpaßfiltern, einem Signalverarbeitungskreis mit Differenzdekodierkreis, einer Datensenke sowie einer Schaltung zur Rückgewinnung der erforderlichen Bezugsträgersignale und des Bezugstaktsignals aus den empfangenen modulierten Trägersignalen. Ein besonderes Merkmal des Senders ist es, daß die Differenzkodierstufe und der Vormodulationskreis aus einer Summierschaltung und einem Verzögerungsglied mit einer Verzögerung um die BitdauerT realisiert ist. Über diese Schaltung wird eine multivalente Impulsfolge für die Ansteuerung eines Phasenmodulators gewonnen. Dabei ist ein Eingang der Summierschaltung und der Eingang des Verzögerungsgliedes mit dem Ausgang der Datenquelle und ein zweiter Eingang der Summierschaltung mit dem Ausgang des Verzögerungsgliedes verbunden. Ein dritter Eingang der Summierschaltung ist mit einer vom Datensignal unabhängigen Spannungsquelle gekoppelt. Der A.usgang der Summierschaltung ist an den Eingang des Phasenmodulators angeschlossen.

Der Empfänger zeichnet sich dadurch aus, daß die beiden Ausgänge der Synchrondemodulatoren an Abtastschaltungen angeschlossen sind, die phasengleich mit dem Bezugstakt

— zu steuern sind. Der Signalverarbeitungskreis besteht aus zwei Schwellwertschaltern, deren Ausgänge mit den

Eingängen einer Äquivalenzschaltung verbunden sind, und einer Differenzdekodierstufe. Der Eingang der Differenzdekodierstufe ist an den Ausgang der Äquivalenz- oder Antivalenzschaltung angeschlossen. Die Ausgänge der Abtastschaltungen sind mit den Eingängen der Schwellwertschalter des Signalverarbeitungskreises verbunden. Weiter besteht die Möglichkeit, im Empfänger die beiden Ausgänge der Synchrondemodulatoren an jeweils einen Nulldurchgangsdetektor anzuschließen, deren Ausgänge mit dem Setz- und Rücksetzeingang eines RS-Flipflops verbunden sind. Der Ausgang des RS-Flipflops ist mit dem Eingang eines Triggers gekoppelt und dessen Ausgang an eine Differenzdekodierstufe angeschlossen. Die Funktion der Anordnung besteht darin, daß von einer Datenquelle eine synchrone, binäre Datenfolge a(m) mit der Symboltaktfrequenz

— an die Differenzkodierstufe abgegeben wird, von deren Ausgang die differenzkodierte binäre Datenfolge b(m) an den Eingang

der Modulationsstufe gelangt.

In der Modulationsstufe kommt die binäre Datenfolge b(m) zunächst zum Pegelwandler des Vormodulationskreises. Dieser bildet durch eine nichtlineare Operation aus der Folge b(m) die dreiwertige Folge c(m), die an den Eingang eines Tiefpaßfilters gelangt, dessen Impulsantwort h(t) das 3. Nyquistkriterium erfüllt. Mit dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters wird ein Trägeroszillator angesteuert, dessen Ausgangssignal

f(t) = Asin(co₀t dem Tiefpaßausgangssignal

c_m .h(t-mT) m

entsprechend winkelmoduliert wird, d. h., es gilt

r -

<P(t) = K- / (V o_m-h(r-ml))dr + cp .

; ^—ι m O

_c^ m=-co

Das Ausgangssignal der Modulationsstufe f(t) wird über den Ausgangskreis der zur eventuellen Frequenzumsetzung und Leistungsverstärkung dient, dem Übertragungskanal zugeführt. Um gegenüber bekannten technischen Lösungen eine weitere Glättung des Phasenverlaufs als Mittel zur Erreichung der gewünschten spektralen Eigenschaften des modulierten Trägersignals zu erreichen, arbeitet der Pegelwandler so, daß an dessen Ausgang eine dreiwertige Folge c(m) mit der Eigenschaft entsteht, daß der mittlere Wert des Betrages der Phasenänderung innerhalb eines Symbolintervalls für das modulierte Trägersignal

ΙΔΦ_η(πι)| = g rad +

ΙδφΙ

beträgt, wenn fa Cp

rad T

die mittlere Neigung der Phase cp(t) des Trägersignals ist. Für Δφ = O erhält man den Wert der sich unmittelbar mit den entsprechend angegebenen Werten des Standes der Technik

4 vergleichen läßt.

Unter Einhaltung deran die Phasenänderung innerhalb jedes Symbolintervalls gestellten Bedingung kann die Modulationsstufe auch als Phasenmodulationsstufe realisiert werden. Eine solche dem Wesen der Erfindung entsprechende Modulationsstufe führt zu einem wesentlich glatteren Phasenverlauf des modulierten Trägers gegenüber bekannten technischen Lösungen. Die für die Fälle -

Δ~Φ = 0 und |ΔΦ|= -H rad

durch den Pegelwandler auszuführenden nichtlinearen Operationen ergeben sich aus der Zuordnung in nachfolgender Tabelle 2. Tabelle 2

η	V2	I	Vi	bm	ΔΦ=	. V	JT rad	ΔΦ_(πι) η	Δ?= - — rad
					a)	0 —	4 ""	rad
1				--V4	b)	δ¥= + -ί		O
2	+ 1	+ 1	+ 1	-71/ 4	+ V4			O
3	-1	-1	— 1	O	+ 5T/4	ο		-π/4
4	+ 1	+1	-1	O	O	O		-τι/4
5	-1	+ 1	+1	O	O	+ V 4		-π/4
6	-1	-1	+ 1	O	O	+ V4		-π/4
7	+ 1	-1	-1	+ */4	O	+ 7T/4		-^/2
8	-1	+ 1	-1	+π/4	-3Γ/4	+ V4		-V2
	+ 1	-1	+1	ya	-a/4	+ V2		π/4
			+ 7Γ/4Τ		+ V2		O
A9n(m)		-JT/4T	π/4
^0			O

Daraus ergeben sich für den Wert der Phasenänderung innerhalb eines Symbolintervalls Acp(m) in Abhängigkeit der differenzkodierten Datenfolge b(m) folgende Regeln:

Fälle Δ?= 0: ΔΦ(ΐη) = + f^b _m_)(^^b _m_2 ⁺ "i^bm'

Fälle ΔΦ= ± « rad: ΔΦ(ΐη) = ~ ?^b„ J- 4b _o + b . - ib^,)

V₁

Durch Vereinigung der Differenzkodierstufe mit dem Pegelwandler des Vormodulationskreises läßt sich eine wesentliche Schaltungsvereinfachung erreichen. Die dreiwertige Folge c(m) kann durch Addition der ursprünglichen Datenfolge a(m) mit der um die Symboldauer T verzögerte Folge a(m - 1) sowie einer Konstanten, wenn ein Δφ ^O realisiert werden soll, gewonnen werden.

Im Empfänger wird das modulierte Signal dem Übertragungskanal über einen Eingangskreis entnommen, in ihm erfolgen auch eine eventuelle Verstärkung und die Umsetzung des Signals in das ursprüngliche Frequenzband. Danach wird das Signal einer orthogonalen Demodulationsstufe zugeführt, indem es an jeweils einen Eingang zweier Produktdemodulatoren gelangt. An die beiden anderen Eingänge der Produktdemodulatoren sind die von einer entsprechenden Schaltung rückgewonnenen orthogonalen Bezugsträgersignale angeschlossen. Die Frequenz der rückgewonnenen Trägersignale hat einen solchen Wert, daß die Ausgangssignale der sich den Produktdemodulatoren anschließenden Tiefpaßfilter sich durch die Quadraturkomponenten sin ψ(ΐ) und cos ψ(ΐ) beschreiben lassen, wobei

iji(t) = Δω_οΐ + φ(ΐ) gilt. Der Wert für Δω₀ ist von der im Vormodulationskreis konkret realisierten Operation bei der Wandlung der Folge b(m) in die Folge c(m) abhängig, und zwar so, daß im Empfänger ψ(ί) in jedem Fall einen mittleren Anstieg von

Δψ = H — rad oder Δψ = —— rad aufweist und die gleiche Zuordnung zwischen den aufeinanderfolgenden Datensymbolen

b_m - 2. t>m -1, b_m und der entsprechenden zugehörigen Phasenänderung innerhalb des Symbolintervalls Δψ_η(ηι) gültig ist wie für die in Tabelle 2 aufgezeigten Fälle der Modulation mit

TT TT

rad oder Δφ= rad. Die für die jeweils im Sender eingesetzten Pegelwandler im Empfänger zu realisierenden

4T

Werte für Δω₀ sind in Tabelle 2 eingetragen. Die Ausgangssignale der beiden Tiefpaßfilter gelangen entweder direkt oder über je eine Abtastschaltung an die Eingänge eines Signalverarbeitungskreises sowie an die Eingänge einer Schaltung zur Rückgewinnung eines Bezugstaktsignales der Frequenz 1/T, mit dem die Abtastschaltungen bzw. der Signalverarbeitungskreis gesteuert werden.

Bei vorheriger Abtastung der Tiefpaßsignale zum Zeitpunkt (m + ¹A)T schließt sich im₍Signalverarbeitungskreiseine Schwellwertentscheidung der abgetasteten Signale und die weitere logische Verknüpfung der beiden entstandenen binären Datenfolgen si(m) undco(m) mit einer Symbolfolgefrequenz von 1/T zur Ausgangsdatenfolge b'{m) an, die an den Eingang des Differenzdekodierkreises gelangt, der als Ausgangssignal die rückgewonnene binäre Datenfolge a'(m) an die Datensenke abgibt. Gelangen die beiden Tiefpaßsignale direkt an den Signalverarbeitungskreis, so werden in jedem der Signale durch je einen Nulldurchgangsdetektor die Zeitpunkte des Polaritätswechsels der Signalspannung des jeweiligen Tiefpaßsignals festgestellt. Ein nachgeschaltetes Flipflop nimmt bei einem Nulldurchgang im Inphase-Kanal einen binären Zustand und bei einem Nulldurchgang im Quadraturkanal den anderen binären Zustand an. Ein mit dem Bezugstakt gesteuerter Trigger, der mit dem Ausgang des Flipflop verbunden ist, gibt die Ausgangsdatenfolge b"(m) mit der Symbolfolgefrequenz 1/T an den Eingang des Differenzdekodierkreises, der als Ausgangssignal die rückgewonnene binäre Datenfolge a"(m) an die Datensenke abgibt.

Ausführungsbeispiele

Die Erfindung soll nachstehend an Hand einiger Ausführungsbeispiele näher erläutert werden. In den zugehörigen Zeichnungen zeigen

Figur 1: Schaltungsanordnung für binäre Informationsübertragung mit Hilfe eines winkelmodulierten Trägers konstanter

Amplitude Figur 2: funktionelles Blockschaltbild einer der Erfindung entsprechenden Frequenzmodulationsstufe für die

Schaltungsanordnung nach Figur 1 Figur 3: funktionelles Blockschaltbild einer der Erfindung entsprechenden Phasenmodulationsstufe für die Schaltungsanordnung nach Figur 1

Figur 4: Blockschaltbilder von der Erfindung gemäßen Pegelwandlern Figur 5: Zeitdiagramme des Phasenverlaufs cp(t) des modulierten Trägersignals gemäß der Erfindung a Phasenverlaufφ(t)beiVeΓwendungeinesPegelwandlers,derzueinemmittlerenAnstiegderPhasevon π rad_T— fuhrt

b Phasenverlauf φ(ί) bei Verwendung eines Pegelwandlers, der zu einem mittleren Anstieg der Phase von

η rad ....

-—führt

Figur 6: Zeitdiagramme des Phasenverlaufs <p(t) eines modulierten Trägersignals, wobei der mittlere Anstieg der Phase 0 beträgt

a Phasenverlauf eines modulierten Trägersignals gemäß der Erfindung b Phasenverlauf eines entsprechend MSK modulierten Trägersignals c Phasenverlauf eines entsprechendTFM modulierten Trägersignals d Phasenverlauf eines modulierten Trägersignals gemäß der Erfindung

Figur 7: Blockschaltbild einer orthogonalen Modulationsstufe für ein erfindungsgemäßes Verfahren zur Übertragung digitaler Informationen

Figur 8: Blockschaltbild einer Bezugsträgerrückgewinnungsschaltung

Figur 9: Zeitverläufe von Signalen innerhalb einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung a Zeitverlauf des zu übertragenden Datensignals a(m) b Zeitverlauf des differenzkodierten Datensignals b(m)

c Zeitverlauf des ersten Tiefpaßsignals am Ausgang der orthogonalen Demodulationsstufe d Zeitverlauf des zweiten Tiefpaßsignals am Ausgang der orthogonalen Demodulationsstufe e Zeitverlauf des abgetasteten ersten Tiefpaßsignals nach der Schwellwertentscheidung f Zeitverlauf des abgetasteten zweiten Tiefpaßsignals nach der Schwellwertentscheidung g Zeitverlauf des nach der Verknüpfung der beiden abgetasteten Tiefpaßsignale erzeugten Signals h Zeitverlauf des regenerierten übertragenen digitalen Signals

i Zeitverlauf des Ausgangssignals des Nulldurchgangsdetektors für das erste Tiefpaßsignal k Zeitverlauf desAusgangssignals des NulldurchgangsdetektorsfürdaszweiteTiefpaßsignal I Zeitverlauf des an Hand der Nulldurchgänge in den Tiefpaßsignalen gesetzten Flipflop-Ausgangssignals m Zeitverlauf der regenerierten differenzkodierten Datenfolge

Figur 10: Blockschaltbild eines Signalverarbeitungskreises für den Empfänger einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit vorheriger Abtastung der Tiefpaßsignale

Figur 11: Blockschaltbild eines Signalverarbeitungskreises für den Empfänger einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ohne vorherige Abtastung der Tiefpaßsignale

Figur 12: Blockschaltbild eines Signalverarbeitungskreises zur Herstellung der Quadraturkomponenten sirvp(t) und cos^ft) entsprechend dem erfindungsgemäßen Verfahren

Allgemein besteht eine Anordnung zur Übertragung binärer Informationen aus einem Sender 1 und einem Empfänger 2, wie in Figur 1 ersichtlich.

Im Sender 1 gelangen die von einer Datenquelle 3 abgegebenen Daten an eine Differenzkodierstufe 5, die zur vereinfachten Rückgewinnung der Bezugsträgersignale im Empfänger 2 erforderlich ist, wobei die Datensignalquelle 3 und die ' Differenzkodierstufe 5 durch die Taktsignalquejle 4 synchronisiert werden. Der Differenzkodierstufe 5 schließt sich die Modulationsstufe 6 mit darin enthaltenem Trägeroszillator 7 zur Erzeugung eines winkelmodulierten Trägersignals mit konstanter Amplitude an, das im Ausgangskreis 8 seine Leistungsverstärkung und Umsetzung in das gewünschte Frequenzband erfährt.

Im Empfänger 2 entnimmt der Eingangskreis 9 dem Übertragungskanal das modulierte Signal, um es, wenn notwendig, zu verstärken und in das ursprüngliche Frequenzband umzusetzen.

Das Ausgangssignal des Eingangskreises 9 gelangt danach an den jeweils ersten Eingang derSynchrondemodulatoren 11/12 des orthogonalen Demoöulationskreises 10 und an die Schaltung zurBezugsträgersignalrückgewinnung 19. Die beiden Ausgangssignale der Schaltung zur Bezugsträgerrückgewinnung 19 sind um

2 rad gegeneinander phasenverschoben und gelangen an die jeweils zweiten Eingänge der Synch ro ndemodulatoren 11/12, denen sich die Tiefpaßfilter 13/14 anschließen.

Aus den Ausgangssignalen der Tiefpaßfilter 13/14 werden in der Bezugstaktregenerierung 20 die zur Steuerung der Abtastschaltungen 15/16 bzw. des Signalverarbeitungskreises 17 erforderlichen Bezugstaktsignale abgeleitet. Je nach verwendetem Signalverarbeitungskreis werden die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 13/14 entwederdurch die Abtastschaltungen 15/16 abgetastet und deren Ausgangssignale an den Signalverarbeitungskreis 17 gegeben oder sie bilden direkt die Eingangssignale des Signalverarbeitungskreises 17, der in jedem Fall aus seinen Eingangssignalen die gesendete Datenfolge regeneriert. Die regenerierte binäre Datenfolge gelangt vom Ausgang des Signalverarbeitungskreises 17 an den Eingang der Datensenke 18. Eine der Erfindung entsprechenfle Modulationsstufe 6 kann so, wie es Figur 2 zeigt, aufgebaut sein, indem ein Vormodulationskreis 21 und ein idealer Frequenzmodulator als spannungsgesteuerter Trägeroszillator 7 nacheinander geschaltet sind. Das an den Eingang des Vormodulationskreises 21 gelangende Datensignal mit einer Symboldauer T ist differenzkodiert und von bipolarer, binärer Form. Zunächst wird es in einem nichtlinearen Pegelwandler 22 in eine dreiwertige Datenfolge derart verwandelt, daß der mittlere Wert des Betrages der Phasenänderung innerhalb eines Symbolintervalls für das modulierte Trägersignal am Ausgang der Modulationsstufe 6

&Ψ U)I= ϊ rad + ' *^Τ besagt,wenn

Δ φ in die mittlere Neigung der Phase cp(t) des Trägersignals über der Zeit ist. Der Ausgang des Pegelwandlers 22

ist mit dem Eingang eines Tiefpaßfilters 23 verbunden, dessen Impulsantwort das 3. Nyquistkriterium erfüllt. Für den Fall einer möglichst schmalen Bandbreite besitzt das Tiefpaßfilter 23 die Übertragungsfunktion Η(ω) entsprechend der gewählten Impulsform der am Eingang des Tiefpaßfilters 23 anliegenden Datensymbole:

.7t

o ' , lM>f .

Allgemein läßt sich die Übertragungsfunktion Η'(ω) für das Tiefpaßfilter 23 als Produkt der Übertragungsfunktion Η(ω) für eine minimale Bandbreite und einer Übertragungsfunktion Ν(ω) angeben, deren Impulsantwort dem 1. Nyquistkriterium entspricht:

Η'(ω) = Η(ω) · Ν(ω).

Allgemein wird für Ν(ω) eine als Racos-Kennlinien bekannte Klasse von Übertragungscharakteristiken verwendet (Racos = raised cosine im Englischen).

Das Ausgangssignal des Vormodulationskreises 21 dient als Steuersignal für den Trägeroszillator 7, der als idealer Frequenzmodulator arbeitet, und für die noch zu erläuternden Beispiele für den Pegelwandler 22 eine Verstärkungskonstante von

π rad K = -—r-'-r; besitzen soll.

Die Phase (p(t) des modulierten Trägersignals am Ausgang der Modulationsstufe 6 ist dem Integral der Eingangsspannung v(t) des als Frequenzmodulator arbeitenden Trägeroszillators 7 proportional, damit gilt

U+1)T

ASPCm) =<P((m+1)T) - Φ(πιΤ) =K / v(t)dt

mT

Wenn w(t) die Ausgangsspannung des nichtlinearen Pegelwandlers 22 ist, so gilt unter Beachtung der an die Impulsantwort des Tiefpaßfilters 23 gestellten Bedingung weiterhin

) = K / v(.t)dt = K / w(t)dt = | «c_m rad . . (mT) (mT) - ' -

w(t) beschreibt die Zeitfunktion der dreiwertigen Datenfolge c(m) am Ausgang des Pegelwandlers 22, c_m ist die Wertigkeit des Datensymbols im Zeitintervall mT<t<(m + 1)T.

Ebensogut kann eine der Erfindung entsprechende Modulationsstufe 6 als Phasenmodulator arbeiten (s. Figur 3), wobei der Vormodulationskreis 21 aus der Nacheinanderschaltung eines nichtlinearen Pegelwandlers 22 im Sinne der Erfindung und einem Tiefpaßfilter 24, dessen Impulsantwort das 1. Nyquistkriterium erfüllt, besteht. Das Ausgangssignal des Vormodulationskreises 21 gelangt an den-Eingang eines idealen Phasenmodulators 25 mit dem Verstärkungsfaktor

4~ ν - wobei der Phasenmodulator 25 einen Trägeroszillator 7 mit einer konstanten Frequenz enthält. Die Phase des Ausgangssignals der Modulationsstufe 6 nach Figur 3 besitzt die gleichen Eigenschaften wie die des Ausgangssignals der Modulationsstufe nach Figur 2.

Im weiteren sollen Ausführungsbeispiele für die Realisierung eines Pegelwandlers 22 der Erfindung entsprechend erläutert werden. Die verschiedenen Pegelwandler 22 unterscheiden sich durch die von ihnen ausgeführte nichtlineare Operation bezüglich der an ihrem Eingang anliegenden bipolaren Datenfolge b(m). Entsprechend einer bestimmten Datenfolge b(m) entsteht am Ausgang des Pegelwandlers 22 eine bestimmte dreiwertige Datenfolge c(m) und damit am Ausgang der Modulationsstufe 6 ein moduliertes Trägersignal mit Eigenschaften bezüglich des Phasenverlaufs cp(t), die der realisierten nichtlinearen Operation entsprechen

Eine die nichtlineare Operation

Cm = b_m _ ι ( + b_m -1 —) ausführende Schaltungsanordnung ist in Figur4a dargestellt. Durch

Zusammenfassung der nichtlinearen Bildungsvorschrift für die dreiwertige Datenfolge c(m) aus der bipolaren Datenfolge b(m) mit der Bildungsvorschrift der Differenzkodierung für die Datenfolge b(m) aus der zu übertragenden Datenfolge a(m)

b_m = -a_m-b_m_₁ a_m, b_me{+1,-1}

kann die Datenfolge c(m) direkt aus der Datenfolge a(m) nach ,11

C_m = 1 + —a_m + — Bm-J₁

abgeleitet werden. Dadurch kann der Schaltungsaufwand gegenüber bekannten Lösungen wesentlich reduziert werden. Ein Eingang einer Summierschaltung 27 ist direkt mit dem Eingang für das Datensignal a_m verbunden, der andere über ein Verzögerungsglied 26 mit der Symboldauer T; An einem dritten Eingang wird eine konstante positive Spannung angelegt. Außerdem übernimmt die Summierschaltung die Bewertung der Signale mit dem Faktor V2.

Für die Zuordnung der Symbole c_m und die dadurch in einem Symbolintervall erzeugte Phasendifferenz des modulierten Signals Δφ(ιη) zu den Datensymbolen a_m und a_m _, gilt Tabelle 3.

Tabelle 3

am-i	am	Cm	Δφ(ιη)
1	1	2	+π/2
1	-1	1	+π/4
1	1	1	+π/4
-1	-1	0	0

Der Phasenverlauf cp(t) des modulierten Signals ist für eine als Beispiel gewählte Datenfolge a(m) in Figur 5a dargestellt. Der mittlere zeitliche Anstieg der Phase beträgt bei dieser Bildungsvorschrift

—.— π rad Δφ = —

4 τ ,der Mittelwert des Betrages der Phasendifferenz pro Symboldauer T ist — rad. Das Leistungsdichtespektrum des modulierten Signals hat sein Maximum bei der Frequenz

fm = f0 + —zr und ist zu f_kl symmetrisch. Die Trägerfrequenz^ muß deshalb um kleiner als die Kanalmittenfrequenz

8T 8T

gewählt werden. ,

Ein Maximum des Leistungsdichtespektrums bei f_k2 = f₀ ——— entsteht, wenn das nach Figur4a erzeugte Signal c(m) negiert

8T

wird. Dann kehren sich die Vorzeichen für die c_m und Δφ(ητι) in Tabelle 3 um.

Figur 5 b zeigt für das gewählte Beispiel derv Phasenverlauf. Wird die nichtlineare Bildungsvorschrift für die dreiwertige Datenfolge c(m)

c_m = —— b_m _ 1 ( b_m . 2 + b_m )

mit der Bildungsvorschrift der Differenzkodierung zusammengefaßt, kann die Datenfolge c(m) entsprechend der Gleichung Cm = + — ( a_m + a_m _,)

direkt aus der Datenfolge a(m) ermittelt werden. Eine entsprechende Anordnung einer Summierschaltung 27 mit einem Verzögerungsglied 26 zeigt Figur 4b. Sie unterscheidet sich von Figur 4a nur dadurch, daß an den dritten Eingang der Summierschaltung keine konstante Spannung angelegt wird, d. h., der Eingang kann entfallen. Für die Zuordnung der Symbole c_m und die dadurch in einem Symbolintervall erzeugte Phasendifferenz des modulierten Signals Acp(m) zu den Datensymbolen a_m - ι und a_m gilt Tabelle 4.

Tabelle 4

8m-1	am	Cm	Δφ(ιη)
1	1	+ 1	+π/4
1	-1	0	0 -
-1	1	0	0
*	-1	-1	-π/4

Der Phasenverlauf cp(t) des modulierten Signals ist für eine als Beispiel gewählte Datenfolge a(m) in Figur 6a dargestellt. Der mittlere zeitliche Anstieg der Phase beträgt bei dieser Bildungsvorschrift Δφ = 0, der Mittelwert des Betrages der Phasendifferenz pro Symboldauer T ist

— rad. Das Leistungsdichtespektrum des modulierten Signals hat sein Maximum bei der Trägerfrequenz^ und ist symmetrisch.

Um den gegenüber bekannten technischen Lösungen wesentlich stärker geglätteten Phasenverlaufzu veranschaulichen, sind in Figur 6b der Phasenverlauf einer MSK und in Figur 6c einer TFM für das gewählte Beispiel dargestellt. Wird die nichtlineare Bildungsvorschrift für die dreiwertige Datenfolge c(m)

c_m = — b_m -! ( b_m _ 2 + b_m )

mit der Bildungsvorschrift der Differenzkodierung zusammengefaßt, kann die Datenfolge c(m) entsprechend der Gleichung Cm = - — ( a_m + a_m -1)

direkt aus der Datenfolge a(m) ermittelt werden Das Signal c(m) in Figur 4b kann durch Inversion der Eingangssymbolfolge a(m) oder der Ausgangssymbolfolge c(m) oder durch Benutzung von invertierenden Eingängen der Summierschaltung invertiert werden. Für eine als Beispiel gewählte Datenfolge a(m) entsteht für das modulierte Signal ein Phasenverlauf nach Figur 6d. Um die dem Ziel der Erfindung entsprechenden spektralen Eigenschaften des modulierten Trägersignals zu erreichen, ist es bei der Realisierung der Modulationsstufen 6 nach Figur 2 und Figur 3 erforderlich, daß die Pegelwerte der Datenfolge c(m) am Ausgang des Pegelwandlers 21, die Modulationssteilheit der entsprechenden Modulationsstufe sowie die Frequenz des Trägeroszillators genau ihre vorgeschriebenen Werte besitzen. Deshalb kann die praktische Realisierung einer Modulationsstufe 6 als orthogonale Modulationsstufe entsprechend Figur 7 für ein erfindungsgemäßes Datenübertragungssystem einfacher sein, wobei die damit verbundenen geringen Amplitudenschwankungen in der Praxis vernachlässigbar klein zu halten sind und von der Genauigkeit der Signalerzeugung im Signalverarbeitungskreis 28 abhängen. Der große Vorteil dieser Variante besteht in der digitalen Ausführung des Signalverarbeitungskreises 28 und der Verwendung eines quarzstabilen Oszillators als Trägeroszillator 7. Entsprechend einer an seinen Eingang gelangenden differenzkodierten Datenfolge b(m) erzeugt der Signalverarbeitungskreis 28 die beiden Quadraturkomponenten sinip(t) und cosi£(t) in abgetasteter Form, wobei cp(t) die gewünschte Phase des modulierten Ausgangssignals der Modulationsstufe 6 ist. Das abgetastete Quadratursignal cos <p(t) gelangt über das Glättungs-Tiefpaßfilter 29 an einen Eingang des Produktdemodulator 31, genauso gelangt das abgetastete Quadratursignal sin cp(t) über das Glättungs-Tiefpaßfilter 3Ό an einen Eingang des Produktmodulators 32. In den Produktmodulatoren 31,32 werden die entsprechenden Quadraturkomponenten mit Trägersignalen der gewünschten Trägerfrequenz f_o multipliziert, d. h. im Produktmodulator 31 mit sin (co₀t) und im Produktmodulator 32 mit cos (ω_οΐ). Der Summierer 33 addiert die analogen Ausgangssignale der Produktmodulatoren 31,32, wodurch das Ausgangssignal der Modulationsstufe 6

f(t) = A[cos cp(t) · sin(w_ot) + sincp(t) cos(ü)_ot)] f(t) = Asin[üJ_ot+i?(t)]

entsteht, das den gewünschten, der Erfindung gemäßen Phasenverlauf ep(t) besitzt. Dabei ist der Signalverarbeitungskreis 28 bei der praktischen Realisierung an den jeweils gewünschten Phasenverlauf (s. Figur 5, Figur 6a, d) anzupassen. Einem bestimmten Ausschnitt von L Datensymbolen aus der Datenfolge b(m) ist dabei eindeutig eine Folge von (L-2) Datensymbolen der dreiwertigen Datenfolge c(m) zuordenbar und dieser wiederum ein eindeutiger Verlauf der Phase tp(t) innerhalb des Symbol interval I s mT< t < (m + 1) T für eine bestimmte Übertragungsfunktion Η(ω) des Tiefpaßfilters 23, wenn dessen Impulsantwort h(t) auf (L-2) Symbolintervalle begrenzt wird und der Wert der Phase cp(mT) bekannt ist. Für die Ableitung der Quadraturkomponenten coscp(t) undsincp(t) ist es ausreichend, wenn der Wert von cp(t) Modulo 2 π verfüg bar ist.

Der Signalverarbeitungskreis 28 kann schaltungstechnisch ähnlich wie bei einer orthogonalen TFM-Modulationsstufe aufgebaut sein und ist in Figur 12 näher dargestellt. In den Speichern (z.B. ROM's) 51,52 sind symbolintervallweisealle möglichen Phasenverläufe für eine der erfindungsgemäßen Vorschriften für die Pegelwandlung c[b(m)] in Form von jeweils Q Abtastwerten für jede Quadraturkomponente pro Symboldauer T gespeichert. Die ausgelesenen Abtastwerte werden jeweils den D/AWandlern 53, 54 zugeführt, an deren Ausgängen die Quadraturkomponenten sin <p(t) und cos φ(ΐ) in abgetasteter Form zur Verfügung stehen. Der erste Teil der zur Ansteuerung der Speicher notwendigen Adresse wird durch eine begrenzte Anzahl L Datensymbole der Folge a(m) oder b(m) gebildet, die seriell in ein Schieberegister 46 eingelesen wird und an dessen parallelem Ausgang zur Verfügung steht. Das Schieberegister 46 wird durch die Symboltaktfrequenz

— getaktet, die von einem Frequenzteiler 48 bereitgestellt wird, der von einer Taktsignalquelle 47 mit der Frequenz

— angesteuert wird. Die Taktsignalquelle 47 steuert außerdem den Abtastwertezähler 50 (modulo-Q-Zähler), dessen

Ausgangssignal den niederwertigen Adreßteil bildet. Den dritten Adreßteil bildet das Ausgangssignal des Quadrantenzählers 49 (modulo-4-Zähler), der durch das Taktsignal

1 *

— getaktet wird und seinen Zustand y_m in Abhängigkeit von den mittleren im Schieberegister 46 eingespeicherten

Datensymbolen der Folge b(m) oder a(m) und in Abhängigkeit des Zustandes im vorhergehenden Symbolintervall ändert

Besonders vorteilhaft läßt sich dieser Signalverarbeitungskreis 28 für zu realisierende Phasenverläufe entsprechend Fig.5a, b realisieren, die aus einer Pegelwandlung nach Tabelle 3 bzw. Tabelle 3 mit Vorzeichenwechsel in den letzten beiden Spalten resultieren, weil dann der Quadrantenzähler 49 erfindungsgemäß ein einfacher Vörwärtszähler oder bzw. ein einfacher Rückwärtszähler ist. Erfindungsgemäß läßt sich der Quadrantenzähler durch folgende Zustandstabellenbeschreiben:

Tabelle 5 (entspricht Phasenverlauf nach Figur 5a bzw. Pegelwandlung nach Tabelle 3)

+ 1 1

-1 Ym

Tabelle 6 (entspricht Phasenverlauf nach Figur 5 b)

+ 1 -1+Yir

-1 Ym

Tabelle 7 (entspricht Phasenverlauf nach Figur 5 bzw. Pegelwandlung nach Tabelle 3)

bm-1	bm	Ym + I
+ 1	+ 1	Ym
+ 1	-1	1+Ym
-1	+ 1	1+Ym
-1	-1	Ym

Tabelle 8 (entspricht Phasenverlauf nach Figur 5b)

bm-1	bm	Ym + I
+ 1	+ 1	Ym
• +1	-1	-1+Yn,
<t	+ 1	-1+Ym
-1	1	Ym

Die gesamte Adreßsteuerung gewährleistet das Auslesen von Abtastwerten für die beiden Quadraturkomponenten, die einem erfindungsgemäßen Phasenverlauf entsprechen. Während die durch den Quadrantenzähler 49 und das Schieberegister 46 gebildeten Adreßteile ihre wertemäßige Belegung frühestens je nach Ablauf einer Symboldauer ändern können, ändert sich der

durch den Abtastwertezähler 50 erzeugte niederwertigste Adreßteil mit der Taktfrequenz -—.

Weitere Möglichkeiten der Realisierung des Signalverarbeitungskreises 28 bestehen in der Verwendung eines Rechners zur Erzeugung der digitalen Abtastwerte, die die Eingangssignale der D/A-Wandler 53/54 bilden oder im Einsatz eines Signalprozessors als vollständigen Signalverarbeitungskreis 28 zur Erzeugung der analogen Abtastwerte als dessen Ausgangssignale.

Bei der Übertragung eines modulierten Trägersignals entsprechend der Erfindung muß im Empfänger 2 (s. Figur 1) bei der orthogonalen Demodulation das empfangene und im Eingangskreis 9 verarbeitete modulierte Trägersignal in den Synchrondemodulatoren 11,12 mit zueinander um

— rad phasenverschobenen Bezugsträgersignalen der Frequenz ωό multipliziert werden, so daß am Ausgang des

orthogonalen Demodulationskreises 10 die Tiefpaßsignale sin \\>(t) und cos ψ(ί) entstehen, wobei zwischen den aufeinanderfolgenden Symbolen b_m _ ₂, b_m - -ι, b_m der im Sender an den Eingang der Modulationsstufe gelangenden Datenfolge b(m) und der Phasendifferenz Δψ(ηη) der Tiefpaßsignale im Empfänger im Intervall mT S t < (m + 1)Tim ungestörten Fall eine der beiden möglichen Zuordnungen nach Tabelle 9 gilt.

Tabelle 9

	bm-1	bm	st.	JL	AV(m)	in rad
V2	+1	+ 1	O		rad	AV= - -^ rad
+1	-1	-1	O			O
-1	+ 1	-1	+	ff/4		O
+ 1	+ 1	+1	+	τι/ 4		- π/Α
-1	-1	+ 1	+	VA		- VA
-1	-1	-1	+	Va		- π/'4
+1	+1	-1	+	7Γ/2		- Jr/4 '
-1	-1	+1	+	Tr/ 2		- 7Γ/2
+1					- */2

Setzt man ωό = ω₀ + Δω₀, wobei ω_ο die Kreisfrequenz des Trägeroszillators 7 ist, dann gelten in Abhängigkeit der mit den Pegelwandlern 22 nach Figur 4a-b realisierten Phasenverläufe q>(t) (s. Figur 5,6), bzw. in Abhängigkeit der in den Tabellen 3 und 4 gegebenen Bildungsvorschriften folgende Werte für Δω₀:

Tabelle 10

Nr.	Bildungsvorschrift f. d. Datensymb. cm	Beispiel für Pegelwandler	Beispiel fürcp(t)	Δω0	ωό
1	s.Tabelle3	Figur4a	Fig. 5 a	0	ω0
2	s. Tab. 3, Werte f cm negiert	Figur 4 a	Fig. 5 b	0	ω0
3	s.Tabelle4	Figur4b	Fig. 6 a	-π/aT	ω0 - π/aT
4	s. Tab. 4, Werte f · cm negiert	Figur4b	Fig.6d	+ π/4Τ	ω0 + π/4Τ

Die Gewinnung der BezugsträgersignaJe der Frequenz ωό aus dem in das ursprüngliche Frequenzband umgesetzten modulierten Trägersignal wird in der Bezugsträgerrückgewinnungsschaltung 19 realisiert, das kann in jedem der genannten Fälle z. B. mittels eines Costas-Regelkreises realisiert werden, in den beiden Fällen nach Tab.3 auch mit Schaltung 19 nach Figur 8. Darin gelangt das modulierte Eingangssignal vom Eingangskreis 9 des Empfängers 2 über den Potenzierkreis 34, der die 4. Potenzjjes_ moduiierten Eingangssignals bildet, an den Eingang des Phasenregelkreises 35, der auf die im potenzierten Signal enthaltene Spektrallinie bei der Frequenz 4ω₀ einrastet. Nach der Frequenzteilung im Verhältnis 1:4 durch den Frequenzteiler 36 und anschließender Phasendrehung um

— rad im Phasenschieber 37 stehen die beiden geforderten Bezugsträgersignale am Ausgang des Frequenzteilers 36 und

des Phasenschiebers 37 zur Verfügung. Die weitere Auswertung der Tiefpaßsignale sin ψ(ΐ) und cos ψ(ί) mit dem Ziel der Regenerierung der gesendeten Datenfolge ist in einem erfindungsgemäßen Datenübertragungsystem durch zwei prinzipiell verschiedene Schaltungsanordnungen möglich.

1. Variante

Vor der weiteren Verarbeitung im Signalverarbeitungskreis 17 in Figur 1 werden die Tiefpaßsignale sin ijj(t) und cos ip(t) durch die Abtastschaltungen 15,16 abgetastet, wobei in einem erfindungsgemäßen Datenübertragungssystem nur ein Bezugstaktsignal der Frequenz

— notwendig ist und die Abtastung beider Signale gleichzeitig zum Zeitpunkt t_A(m) = (m + -— ) Tfür das Symbolintervall

mT < t < (m + 1)T erfolgt. Die Zeitpunkte für den Beginn einer Symboldauer werden wie bei bekannten Systemen aus den Zeitpunkten der Nulldurchgänge in den Tiefpaßsignalen sinijj(t) und cosi}j(t) abgeleitet. Die Zeitverläufe für die beiden Tiefpaßsignale sind beispielsweise für die Zuordnung nach Tabelle 9, bei der ψ(ί) einen mittleren Anstieg von

-j-j- _ j7_ _rad_ _aufweistj j_n Fjg_Ur9_C( <j entsprechend in Figur 5 gegebenen Beispiel einer Datenfolge a(m) dargestellt. 4 T

Ersetzt man in Figur 5 a cp(t) durch ψ(ΐ), so ist der entsprechende Verlauf der Phase t|/(t) der Tiefpaßsignale im Empfänger 2 dargestellt. Nach der Abtastung der Tiefpaßsignale sin ijj(t) undcosiji(t) in den Abtastschaltungen 15,16 gelangen beide Signale"-als Eingangssignale an den Signalverarbeitungskreis 17.

Der Signalverarbeitungskreis 17 entsprechend dieser Variante läßt sich für ein erfindungsgemäßes Datenübertragungssystem äußerst einfach realisieren wie Figur 10 zeigt. Mit Hilfe der beiden Schwellwertschalter 38,39 werden die Wechsel zwischen positiven und negativen abgetasteten Spannungswerten in den beiden Eingangssignalen des Signalverarbeitungskreises 17 festgestellt und daraus die binäre,n Datensignale si(m) und co(m) gebildet. Die Zeitverläufe der beiden abgetasteten Tiefpaßsignale nach der Schwellwertentscheidung sind in Figur 9 e und f dargestellt. Eine Antivalenzschaltung 40 gibt die binäre Datenfolge b'(m), die durch Antivalenzverknüpfung aus den Datensignalen si(m) und co(rn) entsteht, an den Eingang der Differenzkodierstufe 41 abänderen Ausgang die regenerierte übertragene Datenfolge a'(m) der Symboldauer T entsteht, die als Ausgangssignal des Signalverarbeitungskreises 17 an die Datensenke 18 abgegeben wird. Figur 9g zeigt die binäre Datenfolge am Ausgang der Antivalenzschaltung 40 und Figur 9 h die regenerierte binäre übertragene Datenfolge a'(m), die gegenüber der Datenfolge a(m) am Eingang der Differenzkodierstufe 5 des Senders 1 eines erfindungsgemäßen Datenübertragungssystems um die Zeitdauer

— T verzögert ist.

2. Variante

Die Tiefpaßsignale bilden direkt die Eingängssignale des Signalverarbeitungskreises 17. Der Signalverarbeitungskreis 17 regeneriert die gesendete Datenfolge anhand auftretender Nulldurchgänge (Polaritätswechsel der Signalspannungen) in den Tiefpaßsignalen. Dazu gelangt das eine Tiefpaßsignal sin 4i(t) an den Eingang des Nulldurchgangsdetektors 42 in Figur 11 und das andere Tiefpaßsignal an den Eingang des Nulldurchgangsdetektors 43. Die Ausgangssignale der Nulldurchgangsdetektoren 42,43 sind kurze Impulse N_s(t) bzw. N_c(t) zum Zeitpunkt eines jeden Nulldurchgangs im zugehörigen Tiefpaßsignal. Der Ausgang eines der Nulldurchgangsdetektoren 42,43 ist mit dem Setz-Eingang, der Ausgang des anderen der Nulldurchgangsdetektoren 42,43 mit dem Rücksetz-Eingang eines Flipflop 44 verbunden, dessen Ausgang mit dem Dateneingang eines Triggers 45 verbunden ist, der durch den Bezugstakt

— gesteuert wird. Dabei wird jeweils derZustand des Signals am Dateneingang des Triggers 45 zum Zeitpunkt

t_A(m) = ( m + — ) T durch die Bezugstaktflanke an den Ausgang des Triggers 45 übernommen, wo die binäre Datenfolge b"(m) der Symbolfolgefrequenz ·

— entsteht. Der Ausgang des Triggers 45 ist mit dem Eingang der Differenzdekodierstufe 41 verbunden, an deren Ausgang die

regenerierte übertragene Datenfolge a"(m) der Symboldauer T entsteht, die als Ausgangssignal des Signalverarbeitungskreises 17 an die Datensenke 18 abgegeben wird. Die zeitlichen Verläufe für Signale innerhalb dieses Signalverarbeitungskreises 17 sind in den Figuren 9 (h'-m) dargestellt.

Claims (4)

1. Verfahren zur Übertragung von digitalen Informationen über einen bandbegrenzten Funkkanal durch Modulation von differenzkodierten Datensignalen mittels eines Modulationsverfahrens mit konstanter Amplitude, kontinuierlichem Phasenverlauf und einem auf ein schmales Frequenzband konzentrierten Spektrum auf ein Trägersignal der Mittenfrequenz f₀, dadurch gekennzeichnet, daß die binäre, zu übertragende differenzkodierte Impulsfolge einer nichtlinearen Umformung in der Art unterzogen wird, daß jedes Symbol der umgewandelten multivalenten Impulsfolge eindeutig durch χ aufeinanderfolgende Symbole der ursprünglichen Impulsfolge bestimmt wird, die Zuordnung der Phasenänderung zu den Symbolen der umgewandelten Impulsfolge so erfolgt, daß der mittlere Wert des Betrages der Phasenänderung in einem Symbolintervall

T mit einem Mittelwert des Phasenanstieges

rad .
oder Null ist und daß die Mittenfrequenz f₀ und das spektrale Maximum um

" 2.7t . auseinanderliegen.

2. Anordnung zur Übertragung von digitalen Informationen über einen bandbegrenzten Funkkanal durch Modulation von differenzkodierten Datensignalen mittels eines Modulationsverfahrens mit konstanter Amplitude, kontinuierlichem Phasenverlauf und einem auf ein schmales Frequenzband konzentrierten Spektrum, auf ein Trägersignal der Mittenfrequenz f₀, bestehend aus einem Sender, der aus einer Datenquelle, einer Taktsignalquelle, einer Differenzkodierstufe, einer Modulationsstufe mit Vormodulationskreis und Trägeroszillator sowie einem Ausgangskreis besteht, und einem Empfänger, der aus einem Eingangskreis, einem Kreis zur orthogonalen kohärenten Demodulation mit zwei Synchrondemodulatoren und zwei Tiefpaßfiltern, einem Signalverarbeitungskreis mit Differenzdekodierkreis, einer Datensenke sowie einer Schaltung zur Rückgewinnung der erforderlichen Bezugsträgersignale und des Bezugstaktsignals aus den empfangenen modulierten Trägersignalen aufgebaut ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzkodierstufe und der Vormodulationskreis des Senders zur Gewinnung einer multivalenten Impulsfolge für die Ansteuerung eines Phasenmodulators, zusammen aus einer Summierschaltung und einem Verzögerungsglied miteinerVerzögerung um die BitdauerTbesteht, wobei ein Eingang der Summierschaltung und der Eingang des Verzögerungsgliedes mit dem Ausgang der Datenquelle, ein zweiter Eingang der Summierschaltung mit dem Ausgang des Verzögerungsgliedes und ein dritter Eingang der Summierschaltung mit einer vom Datensignal unabhängigen Spannungsquelle verbunden ist und der Ausgang der Summierschaltung an den Eingang des Phasenmodulators angeschlossen ist.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfänger dietieiden Ausgänge der Synchrondemodulatoren an Abtastschaltungen angeschlossen sind, die phasengleich mit dem Bezugstakt _L zu steuern sind, der Signalverarbeitungskreis aus zwei Schwellwertschaltern,

deren Ausgänge mit den Eingängen einer Äquivalenz- oder Antivalenzschaltung .verbunden sind, und einer Differenzdekodierstufe besteht, deren Eingang mit dem Ausgang der Äquivalenz-oder Antivalenzschaltung verbunden ist, und daß die Ausgänge der Abtastschaltungen mit den Eingängen der Schwellwertschalter des Signalverarbeitungskreises verbunden sind.

4. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Empfänger die beiden Ausgänge der Synchrondemodulatoren an jeweils einen Nulldurchgangsdetektor angeschlossen sind, deren Ausgänge mit dem Setz= und Rücksetzeingang eines RS-Flipflops verbunden sind, der Ausgang des RS-Flipflops mit dem Eingang eines Triggers gekoppelt und dessen Ausgang an eine Differenzdekodierstufe angeschlossen ist.

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