CN86105137A - 用户线接口电路 - Google Patents

Abstract

可在单片IC上制造的平衡型用户线接口电路，其电池馈电电路包括三对相互连接以消除纵向和电源噪声的镜象电路。用户线电流超过阈值时用改变镜象比实现过流保护。用N倍于负载阻抗和端阻抗的两个元件构成电阻网络实现二至四线转换器频率补偿。四线系统输出中转向信号由与输入反相的信号抵消。监测电路提供校验信号来检测用户线电流并识别其状态，还配有不同电压源的接地分离电路。通过发送与两系统间信号电流同幅反向的电流实现接地分离。

Description

本发明涉及一种用于具有数字开关系统的电话终端站的用户线接口电路。它特别涉及在单片IC（集成电路）上制造一个电池馈电电路，一个混合电路和一个监测电路，以缩小这些电路的尺寸并减少它们的生产成本。

如图1所示，用于电话站的用户线接口电路一般由七个基本电路组成。即，一个用于为用户线提供直流电源的电池馈电电路，一个用于将电话信号由二线信号转换为四线信号或由四线信号转换为二线信号的混合电路，过压保护电路，用于处理振铃信号的振铃开关电路，用于电话代码的CODEC（编码与译码电路），用于监测电路运行的监测电路，以及测试通道继电器电路。因此，减小它们的尺寸，功率消耗和价格是非常重要的。

首先，CODEC已经能在单片IC上制造，并且现在已被广泛使用，因为向它施加的电压较低（5V左右），它容易在IC上实现。把其它电路制作在一片IC上的偿试正在付诸实践。这些努力在于设计出用于电池馈电电路，二至四线转换器和监测电路的IC。其原因是这些电路涉及的是40-60V的中等电压，而剩下的电路涉及由继电器处理的几百伏电压或高电流。

用户线接口电路可以被认为等效于如图2（a）所示的电路。一个具有阻抗Z₀的用户设备与端线A和B相连，该阻抗Z₀包括（例如）用户线的阻抗和电话设备的阻抗。用户线接口电路（在此以后简写为SLIC）提供的是交流端阻抗Z，该阻抗连在用户线的末端上，电池馈电电路将一个直流电压加到某一根用户线上，例如A上，而另一用户线B通过一馈送电阻接地。来自用户的电话信号经过一个将二线信号转换为四线信号的混合电路从A端和B端取出。因此，电池馈电电路的内阻抗对于在A线与B线之间以有相位差的差模形式出现的电话信号必须尽可能高。但是为了防止在用户线上产生的噪声，对于噪声的内阻抗应该尽量小。噪声一般以在A线和B线上具有相同相位的共模形式在用户线上产生。所以，电池馈电电路的内阻抗对于共模信号最好是尽可能低，但对差模信号应尽可能高。

为了实现这样的内阻抗，曾提出过各种电路。但是它们对于纵向噪声电压可以化简为如图2（b）所示的等效电路。该等效电路是一个桥式电路具有分别对应于A线与B线的两个电阻R，和分别对应于A线与B线的电池电源内阻抗R_A和R_B。噪声电压Vn对两条线以相同的相位加到两个电阻R的连接点上。因此，在消除A线与B线之间的噪声电压的SLIC的设计中出现了两个主要趋势。其中之一是使桥式电路平衡，即，使R_A/R＝R_B/R。另一个是使R_A和R_B与R相比尽可能小。前者称为平衡型SLIC，而后者称为非平衡型SLIC。

1981年8月的IEEE杂志固态电路部分中，W.David    Pace的“单片电话用户环路接口电路”一文中公开了用于非平衡型SLIC的单片IC的原理。

下面的日本公开专利：Tokkai    55-150658;56-141655;57-25766;57-38053;58-104559公开了平衡型电池馈电电路，Tokkai    58-210775;59-161172公开了非平衡型电池馈电电路，以及Tokkai57-42263公开了用于二至四线转换器的一个IC电路。

在单片IC上实现非平衡型电池馈电电路有非常大的进展。重要的是使电阻R_A和R_B的等效值尽可能地小。使用镜象电路和反馈电路，使R_A与R_B的等效值已经减到小于1Ω，并且当该电路调整后，获得了45dB的纵向平衡。但是纵向平衡的值是越大越好。

为了获得更大的纵向平衡，必须使图2（b）中等效电路的桥式电路平衡。这是平衡型的电路。但在先有技术的电路中，必须使用象电容器、功率管等分立原件，这类元件难于在单片IC上制造。另外，平衡容易受用户线阻抗、电源电压、信号电平等变化的干扰，并且当平衡受到干扰时，电路将受到噪声的影响，所以必须对平衡进行精密调整。

本发明的总的目的是用单片IC制造SLIC的主要部分以减小其尺寸，功耗和价格。

本发明的另一个目的是提供电池馈电电路，二至四线转换混合电路和监测电路相结合的一个电路，该电路的绝大部份可以制造在一个单片IC上。

本发明进一步的目的是提供一种易于调整并且其绝大部分可以在一个单片IC上实现的平衡型SLIC。

本发明包括了一个电池馈电电路，一个过流限制电路，一个用于将二线转换到四线或相反转换的混合电路，和一个监测电路。它们的绝大部分都可以制作在单片IC上。

本发明的电池馈电电路将参考图3的框图描述。它采用了三对镜象电路A0、B0、A1、B1、A2和B2。它们以级联方式连接到用户线上（线A和B），并且对A线和B线是对称安排的。电流馈送镜象电路对A0和B0的输出端分别连接到线A和线B，把它们的输出电流作为直流供电馈送到每一条线上。电流馈送镜象电路对A0、B0的输入端（镜象电路的输入端由一个小圆圈判别）以串联方式分别连接到第二镜象电路对B2和A2的输出端。第一镜象电路对A1和B1的输入端分别通过电阻Rb₀和Rb₁连接到B线和A线，它们的输出端以串联方式分别通过电阻Rc₁和Rc₀连接到第二镜象电路B2和A2的输入端。在电阻Rc₀和Rc₁之间接有一个电容器C_AB。

当一个电压出现在端线A和B上时，与相应的端电压V_A和V_B对应的电流流入第一镜象电路A1与B1的输入端，根据镜象电路的基本特性，具有相同方向、同样大小的电流流过第一镜象电路A1、B1的输出端。

如果一个具有相同相位的电压加到端线A和B上，第一镜象电路（A1、B1）的输出电流将彼此相等。因此，电容C_AB的两边都充起同样的电压，这将等效于没有电容。所以相同的电流流过第二镜象电路（A2、B2），但这些电流的方向与第一镜象电路（A1、B1）的电流相反，因为它们的输入端以串联方式连接到第一镜象电路上。即，如果电流流入B1，则相同的电流流出A2，反之也是一样。这些电流分别送到电流馈送镜象电路A0和B0的输入端。由于电流馈送镜象电路的输入端以串联方式连接到第二镜象电路上，则电流馈送镜象电路的输出电流相同，但是方向与第二镜象电路的电流相反。因此，电流馈送镜象电路的输出电流与流入端线A和B的输入电流具有相同的幅值和相同的方向。这意味着该电路的纵向输入阻抗变成为与馈送阻抗相等的低值。馈送阻抗由Rb₀、Rb₁和镜象比所决定，镜象比是镜象电路输入和输出电流之比。

如果在端线A和B之间有一个电压差，即具有差模的输入信号，则在第一镜象电路A1和B1的输出端之间出现电流差。但是这一差模分量被电容C_AB分流，此外，电容C_AB与电阻Rc₀和Rc₁一起构成一个对差模信号的滤波电路。所以，差模分量不会输入到第二个镜象电路A2和B2。因此，不出现对应于差模输入电压的电流。这意味着电路对差模输入信号提供了一个非常高的阻抗。所以，输入的差模电话信号无损耗地送到二至四线转换器。但是对于共模噪声信号，电路变为低阻抗，而且电路对于线A和B是平衡的，所以噪声的输出电压相互抵消，因而在二至四线转换混合电路处没有噪声信号出现。

在第二镜象电路A2的一个公共端上加上来自一个稳压源V_Z的恒定电压。这使电路避免了由电池电源V_BB引入的噪声。

根据本发明的电池馈电电路中还提供了一个防止由于错误接地或与用户线的V_BB故障接触等引起电池馈电电路过流的限流电路。限流的原理按以下方式实现：如果检测到过流，电流馈送镜象电路A0或B0的输入电阻的阻值就切换到一较低阻值，镜象电路的镜象比减少，从而限制了由电流馈送镜象电路A0或B0送到A线或B线上的电流。

二至四线转换混合电路的原理将对应于图4的框图给予解释。由输入端4WR接收的一个四线输入信号由一个电压-电流转换器（VI）6转换为一个电流信号，并送到第二镜象电路对A3和B3之一。镜象电路A3的第一输出送到图3中构成电流馈送电路的电流馈送镜象电路B0，其第二输出电流由另一个第三镜象电路B3将方向反转，并送到另一个电流馈送镜象电路A0。因此，从电流馈送镜象电路对A0和B0输出的是彼此相位相反的一个双线信号，分别送到线A和线B。

由输入端A和B接收的二线信号被送到运算放大器OP3，检测其差模分量。运算放大器OP3的输出中包括输入到4WR端的四线输入信号分量，因为它是来自电流馈送镜象电路A0和B0的输出，并且和输入到端线A和B的二线信号一起转向OP3。这个转向信号与端4WR上的输入信号反相。所以，OP3的输出与从4WR端分出的一个信号在一个适当的网络中混合以消除该转向的四线信号，并且从四线输出端4WS取出的只有二线信号。

参照图5的框图解释用于识别用户的挂机或摘机状态并探测用户线与地或电源的故障接触的监测电路。构成图1所示电流馈送电路的电流馈送镜象电路A0和B0分别包括功率三极管Q0、Q1和串联电阻Re₀和Re₁。流过线A与B的电流I_A与I_B分别为跨在电阻Re₀和Re₁上的电压降被探测。这些电压由第一和第二比较器CMP1和CMP2分别与阈值电压Vth1和Vth2相比较。同时，将被测电压送到一个加法电路ADD上，而这一相加电压也由比较器CMP3与第三阈值电压Vth3相比较。这些比较器的输出分别送到图5中所示的与门G1和G2。

在正常的摘机状态下，电流I_A和I_B差不多平衡，且它们的被测电压大于Vth1和Vth2。被测电压之和也大于Vth3。因此，门电路G1和G2都分别输出监测信号SCNA和SCNB。由噪声引起的电流I_A和I_B的变化被加法电路ADD抵消，因为噪声是以共模方式感应到线A和B中。这样，加法器的输出几乎保持恒定而与噪声无关。因此，只要噪声电流没有太大使电流I_A或I_B降到小于阈值Vth1或Vth2，那么SCNA和SCNB信号的产生就是稳定的。

如果线A或B由于故障而接地，I_A变大而I_B变得很小，但加法电路的输出仍然超过阈值电压Vth3。因此，不产生SCNB信号，但产生SCNA信号，使得状态可被辩别。相反地，如果线A或B与电源V_BB接触，SCNB信号产生而SCNA信号不产生。在挂机状态下，电流I_A和I_B非常小，所以，检验信号SCNA或SCNB都不产生。因此，状态总是可以辩别的。

当系统中采用分离接地的方法时本发明还表现出另一个重要性质。一般来说，SLIC在运行中使用多种电压源。例如，电池供电电路是由地G与-48V之间的电压源来工作，逻辑电路是用5V的Va，-5V的V_EE和地E来工作。因此必须在（例如）具有不同地G和E的系统之间传送信号。换言之，在电路相互连接的情况下，必须将地G与E分离。通常使用变压器完成这种接地分离，但在IC电路中应当避免使用变压器。

本发明打算从系统E（其具有地E）向系统G（其具有地G）发送一个电流，（例如）该电流具有与从系统G到系统E的电流相同的幅度，但是相反的方向。这样做，虽然信号电流在系统G和E间流动，但它总是被从系统E送向G的电流抵消，反之亦然，因此，两系统之间的全部电流总是零，这就等效于系统G与E互相分离。图6显示了创造性的接地分离方法的原理。

一个来自系统G的输入信号被加到输入端IN，并被送到镜象电路M1。M1的一个输出被送到另一个镜象电路M2。M1的另一个输出通过检测器DET连接到Va，而M2的输出连接到系统E的V_EE电压源。由于从系统E流向G的电流与从系统G流向E的电流相等但方向相反，因此系统G和E等效于相互分离，但是与输入端IN的输入信号相同的电流流过系统E的检测器DET，因此，来自系统G的输入端IN的信号被检测到，并从系统E的输出端OUT取出。与此类似，来自系统E的信号输入到系统E的输入端IN′，并从系统G的输出端OUT′取出。

利用上述的特性和基本电路，可构成本发明的SLIC。本发明的这些和其它目的及优点通过结合附图的详细描述将变得明显。

图1是显示其主要功能的用户线接口电路（SLIC）的框图。

图2（a）是显示SLIC与用户设备之间阻抗关系的框图。

图2（b）是SLIC对于在用户线上感应噪声电压的等效电路。

图3是显示按照本发明的电池馈电电路运行原理的框图。

图4是显示按照本发明将2线信号转换为4线信号或做相反转换的混合电路运行原理的框图。

图5是本发明监测电路的框图。

图6是显示应用在本发明中的地分离方法原理的框图。

图7是显示由按照本发明的基本电路组成的SLIC的一个全图的框图。

图8是实施本发明的电池馈电电路的框图。

图9显示了适用于本发明的各种类型镜象电路的电路图。其中：

（a）是镜象电路的电路符号;

（b）是镜象电路的基本电路;

（c）是镜象电路的另一个例子，以及

（d）是具有两个输出的镜象电路。

图10是可应用于电池馈电电路的电压源以减少电压源中感应，噪声的电压稳定电路的一个例子。

图11是可应用于本发明中电池馈电电路的限流电路的一个例子。

图12是图11中限流电路的电压-电流特性。

图13是应用于本发明的电池馈电电路的绝对值检测器的电路图。

图14是本发明中用于过流保护电路的比较器和驱动电路的电路图。

图15是显示本发明中二至四线转换器和电池馈电电路之间关系的框图。

图16是适用于图15中二至四线转换器以校正其频率特性的另一个电路实施方案的电路图。

图17是适用于图15中二至四线转换器的电压-电流转换器的另一个实施方案的电路图。

图18是图5中所示的监测电路的电路框图。

图19是显示根据本发明的地分离的工作的框图。

图20是显示用于用户线接口线路的电压供电系统的框图。

图21是显示根据本发明的用户线接口电路的不同电压源之间环境的示意图。

图22是根据本发明的SLIC的全部电路图。

现在参照附图对用户线接口电路（SLIC）进行详细描述。图7是显示由按照本发明的上述基本电路所构成的SLIC完整结构的框图。该电路对应图1框图中被点状线围住的部分。在图7中很明显，被链状线300包围的部分对应于图3的电池馈电电路，被链状线400包围的部分对应于图4的二至四线转换电路，被链状线500包围的部分对应于图5的监测电路，被链状线600包围的部分对应于图6的接地分离电路。

首先，将描述完成SLIC基本功能的电路部分的实施方案，然后将给出完整的电路图。在所有的图中，类似或相同的参考号或字符指示这些图中类似或对应的部分。

图8是实施本发明的电池馈电电路的框图。该图对应于描述电池馈电电路原理的图3。该电路包括三个镜象电路对，A0、B0、A1、B1、A2和B2。在它们中间，由链状线80包围的电流馈送镜象电路A0和B0分别向用户线A和B馈送大约20-100mA的直流电源。其它镜象电路是处理小于1mA电流的常规小电流器件。很清楚这些镜象电路与电阻Rb₀、Rb₁、Rc₀、Rc₁和电容C_AB之间的相互连接与图3类似，因此为了简单起见就省略了对电路连接的进一步描述。

线路的构成对于线A与B是类似的，因此将主要对于线B进行详细描述。电流馈送镜象电路B0是由运算放大器OP1，三极管Q1和电阻Ra₁与Re₁构成。运算放大器OP1的同相输入端（用符号+指示）成为镜象电路B0的输入端，三极管Q1的集电极成为电流馈送镜象电路B0的输出端。反相输入端（用符号-指示）连接到Q1的发射极。作为输出电流与输入电流之比的镜象电路的电流比决定于Ra₁/Re₁。由于从镜象电路A2加给B0的输入电流很小，所以B0的电流比选得较大。但第一和第二镜象电路A1、B1、A2和B2的电流比常常设定为1。

电阻值也受到其它条件的限制。线A和B的电池馈电电路的馈送阻抗Z_A和Z_B分别给出如下：

Z_A＝Rb₀·Re₀/Ra₀（1）

和Z_B＝Rb₁·Re₁/Ra₁（2）

为了减小噪声，这些阻抗越低越好，但是相反，为了无损耗地将二线输入信号传送给二至四线转换器，电阻Rb₀和Rb₁的阻值是越高越好。因此在一个实施方案中，这些电阻被选为，Re₁是50Ω，Ra₁是6KΩ，Rb₁是50KΩ。因此，电流比是120。通常在单片IC上难于制造更高值的电阻，并且，重要的是使这些电阻对A和B线平衡，从这种观点出发便确定了上面的电阻值。

功率三极管Q0和Q1是达林顿三极管，电容C_AB是（例如）0.1-0.2μF。必须选择电容与电阻值使其满足Rc₁＝Rc₀＞＞1/jωC

_B，其中ω是输入信号的频率。其原因在后面将会清楚。在一个实施方案中Rc₀和Rc₁曾被选为几+KΩ。这些三极管Q0、Q1与电阻Re₀、Re₁及电容C_AB因为尺寸与功耗大，一起作为外部电路元件连接到该电路上，用电阻Re₀和Re₁来调整电路的平衡。图8中的其它电路元件全都制造在一单片IC芯片上。

其它镜象电路A1、B1、A2和B2可以是常规的电路，图9中示出了一些例子。在该图中，（a）是镜象电路的电路符号，其输入端由小圆圈识别。C是公共端。如果IN（输入端）与公共端C之间流过电流，则在OUT（输入端）与端C之间流过具有预先给定的电流比并与该输入电流同方向的电流。图9中，Qa-Qe是三极管，R1-R3是电阻。图9（b）的电路是镜象电路的基本结构，图9（c）的电路能在更宽范围的输入电流下稳定其工作。图9（d）的电路有两个输出。电流比分别由R1/R2和R1/R3的比值决定。但是由于镜象电路的电路结构与本发明没有明显的关系，因此进一步的描述就省略了。

在图8中，如果在端A和B之间出现具有相位差的差模信号，对应于各自对地电压的电流将会流过第一镜象电路对A1与B1的输入端。这些电流出现在电容C_AB的两边，并通过C_AB被分流，因为如上所述，Rc₀和Rc₁的电阻与C_AB的容抗相比要大。此外，通过Rc₀与Rc₁和C_AB结合的滤波作用，这些差模信号电流不会流入第二镜象电路对A2与B2。因此，没有差模信号反馈到电流馈送镜象电路A0和B0，所以在A0和B0的输出端没有对应于差模信号的电流变化出现。这就等效于电池馈电电路对差模信号具有高阻抗，例如对一个电话信号。所以，输入信号无损耗地由端A和B送到二至四线转换器电路。

与此相反，如果在端A和B上出现纵向噪声信号，将会在电容C_AB的两边都出现相应的电流。但由于这些电流的相位彼此相同，C_AB两边的电压总是相等。这等效于对纵向信号没有电容。所以，这些电流在镜象电路A2和B2中流动，并反馈到A0和B0。由于A0和B0的电流比大，所以在电路中出现与输入的纵向信号同相位的大电流。这意味着电池馈电电路的有效纵向输入阻抗变为等于电池馈送电阻的低阻值。事实上，对于线A和B纵向输入阻抗变为分别如等式（1）和（2）所示。

如上所述，图8的电路满足了电池馈电电路的基本需要。如前面提到的，对于线A和B而言电路的组成非常类似，对A、B线的阻抗的平衡非常好。所以，图8的电路是一个平衡型的电池馈电电路。此外，通过调整外部电阻Re₁和Re₀可以对平衡进行精密调整。这样，纵向噪声可以被大大减小。在一个实施方案中已经得到了55dB的纵向平衡。

图8中，加到第二镜象电路A2的公共端的电压VZ等效于加到其它镜象电路的电源电压V_BB，但是它的电压特别稳定，以便减少从电压源V_BB感应的噪声。利用这个稳定电压源VZ的噪声抑制过程如下述。首先，如镜象电路的一般特性，从它的输出端看的阻抗非常高。所以在图8中，如果V_BB由于噪声而变化，在电流馈送镜象电路A0的输出端没有电压变化出现。因此，来自A0的电压源的噪声可以忽略不计。其次，关于第二镜象电路A2，噪声可被忽略，因为它的电压源是稳定的。第三，V_BB的电压变化在第一镜象电路A1中引起噪声，因此它必须被检测。

如果V_BB变化，存在两条产生噪声的途径。第一噪声电流途径由V_BB，A1，Rb₀，端A，用户设备，端B，Rb₁，B1和地构成。但是如上所述，Rb₁和Rb₀选得与端A和B之间的阻抗相比非常高。所以在这个第一途径中引入的噪声电压在端A和B之间变得非常低。因此，这样的噪声实际上可以忽略。

另一噪声路径由V_BB，A1，Rc₁，B2和地构成。但是，流过A1输出端的电流不仅流过Rc₁，还流过Rc₀，因为Rc₁与Rc₀由电容C_AB相互连接。因此，噪声电流分成两半且每一半电流分别流过第二镜象电路对的B2和A2。流向B2和A2的电流方相相同。例如，如果电流流入B2，则也有同样的电流流入A2，反之亦同。因此，B2与A2相互之间的输出电流也相同。这些电流分别送到A0与B0的输入端，因此，A0与B0的输出总是与从V_BB引入的噪声同相位。所以，端A和B上的噪声电压便彼此相等，不会被二至四线转换器拾取。

上面已经给出关于A1的描述。而流过B1的噪声电流也以类似的方法被减小。因此，仅用一个稳定电压源V_Z，从电压源V_BB引入的噪声便可消除。

在一个实施方案中，（例如）V_BB是-48V，V_Z是-35V。稳定电压源可以是任何类型的，例如可以采用一组串联的齐纳二极管和电阻。但是功耗应该小，并要求端V_Z与地之间的内阻要低，但V_Z与V_BB之间的阻抗要高，以减少V_BB中的噪声感应。图10中示出了这样的电压稳定电路的一个例子。在图中，Q2-Q4是三极管，D0是三极管，R4、R5分别为100KΩ和3KΩ的电阻，Dn是串联连接的齐纳二极管。可以理解图10中的电路构成一个修改了的镜象电路。由于电流经R4、Q3和D0从地流向负电源V_BB，因而Dn，Q2和R5中流过相同电流。由齐纳二极管Dn决定的一个恒定电压通过发射极跟随三极管Q4加到图8中所示的第二镜象电路A2的公共端。由于稳定电压源的结构与本发明无明显关系，所以进一步的描述将省略。

有时，由于某种原因可能发生电池馈电电路的电源电流增加得很大的情况，例如用户使用了非常低阻抗的设备，用户线很短，或偶然短路。在此情况下需要把供电电流限制在预定值以下。为了这个目的，电阻Rb₀与Rb₁由限流电路代替。图11中示出一个可用于这个目的的限流电路的一个例子。符号+和-分别表示电源电压的正端与负端。该电路由三极管Q5、Q6和电阻γc、γe组成，并且采用常规技术，因此进一步的描述将省略。图12中给出了电压-电流特性的一个例子。通过选择γc和γe的阻值可以使曲线变化。通常，将电流调整为使其工作在曲线高斜率部分。但是如果电源电流不正常地增加，B1和A1的输入电流便受到限制，因此电流馈送镜象电路B0和A0的输出不会超过对应于图12中的最大值。

对图8的电池馈电电路还提供了对由于用户线与地或V_BB故障接触而引起过流时的电路保护功能。根据本发明的过流保护电路包括图8中被链状线83和83′包围的用于切换电流馈送镜象电路A0和B0的输入电阻的阻值切换装置;被链状线81包围的用于检测第一镜象电路A1和B1之间流过的电流之差的检测装置;和被链状线82包围的用于将检测到的电流与阈值比较并控制阻值切换装置进行切换的控制装置。

当用户线在正常状态下工作时，通过线A和B的电流几乎平衡，所以流过第一镜象电路A1和B1的电流几乎相等。如果其中一条线与地或电压源短路，电流就变得不平衡。这一不平衡被检测装置检测，并与阈值电压Vth比较。当不平衡超出予定的阈值时，控制装置便控制阻值切换装置用另一个电阻对输入电阻Ra₀或Ra₁进行分流。这样便减小了电流馈送镜象电路A0或B0的电流比，使得A0或B0的输出电流减小。

如图8中所示，第一镜象电路A1和B1具有两个输出端，图9（d）中示出了这种电路的一个例子。A1和B1的第二输出互相连接并连接到检测装置81上。通过这样做，检测装置接收到A1和B1的输出电流间的电流差。因为在正常状态下，线A与B的电流相等但方向相反，这是由于电池电流沿着由地，B0，端B，用户设备，端A，A0和V_BB组成的电路流动，B1和A1的输入电流分别与B0和A0的输出电流成比例，所以B1和A1的输出电流彼此相等但它们的方向彼此相反。

检测装置81由电阻Rd和接收电流差并检测其绝对值的绝对值检测器ABS所组成。ABS的输出电流通过阻值为数千欧的电阻Rd转换为电压。图13中示出了绝对值检测器的一个例子。它是由两个三极管Qf（npn）、Qg（pnp）和一个镜象比为1的镜象电路CM1构成。画圆圈的端1-3分别对应输入端，电压源端，和输出端，并且它们分别对应图8中有圆圈的端1-3。在该电路中，（例如）如果有一电流流入端1，它将经过三极管Qg流入镜象电路CM1的输入端，因此有相同的电流从端3流入CM1。与此相反，如果一个电流从端1流出，它将通过三极管Qf从端3流入。所以，同样数量的电流流入输出端3而与流过输入端1的电流的方向无关。这等效于流入输出端3的电流是输入端1的绝对值。绝对值检测器可以是任何类型的，但它与本发明无明显关系，因此进一步的描述将省略。

图14中示出了控制装置的电路图，它是由比较器CMP和驱动电路Dv组成。有圈的端4-8分别对应于图8中有圆圈的端4-8。比较器CMP由三个三极管Qh（npn），Qi（pnp），Qj（npn）和一个恒流源CI组成。这些电路都是采用现有技术的常规电路。电阻Rd（图8）两端的电压被送到端7并与加到比较器CMP的端8上的予定阈值电压（例如-2伏）比较。

驱动电路Dv由两个三极管Qk、Ql（都是pnp）和另一个镜象比为1的镜象电路CM2组成。端5和6分别连接到图8中的电阻开关装置83和83′上。

当绝对值检测器ABS的输出电流小时，即用户线处于正常状态时，三极管Qh变为“开”状态，而三极管Qi和Qj变为“关”状态。因此，三极管Qk和Ql变为“关”状态且阻值切换装置83和83′不工作。这时电流馈送镜象电路A0和B0的输入电阻分别是Ra₀和Ra₁，且A0和B0分别向用户线A和B馈送予定的电流。

如果ABS的输出电流变大，即用户线变为反常状态，则端7的输入电压增加超过予定的阈值电压Vth，三极管Qh成为“关”状态。因此，三极管Qi、Qj、Qk和Ql变成“开”状态，并在端5和6出现驱动电流。这些电流分别流过图8中的电阻Rg₁和Rg₀，并使阻值切换装置83和83′的三极管Q₀和Q₁导通。这意味着输入电阻Ra₀和Ra₁分别被Rf₀和Rf₁分流。使有效电阻下降为一个较低值。由于A0和B0的电流比分别由Ra₀/Re₀和Ra₁/Re₁决定，则镜象比变小且A0和B0的输出电流被抑制到一个低值。该值可以通过选择Rf₀和Rf₁的电阻值来调整。在一个实施方案中，当用户线短路时镜象比从120减至20，而电流被抑制到正常电流的六分之一。

图15示出根据本发明的二至四线转换器的框图。将它与说明二至四线转换器工作原理的图4的框图比较，将更明显地看出转换器电路与电池馈电电路的关系。对二至四线转换器的基本要求是将由端4WR接收的四线信号传送到与端A和B连接的用户设备Z₀，并将从用户设备发送的信号传送到四线的输出端4WS，而且它应该将4WR的输入信号转向到输出端4WS。

对二至四线转换器还有另一个要求，即上述要求应在设备的整个工作频带上得到满足。一般地，在电池馈电电路的输入侧，端A和B用端阻抗Z（图中用2表示）端接，但包括用户设备和用户线阻抗的负载阻抗Z₀随着设备和用户线长度的变化而变化，因此将用户线与电池馈电电路很好的端接是困难的。并且，端阻抗Z具有某种频率特性，使上述要求变得更加困难。

图15中，用链状线5和6包围的部分分别对应于图4中的补偿网络5和电压-电流变换器6。端4WR接收的四线信号经过电阻Rs₁输入到运算放大器OP2的反相输入端（-）。同相输入端（+）接地。OP2的输出通过电阻Rf₅反馈到输入端，pnp三极管Qp的电流由恒流源9供给。在恒流源9的输出端和地之间以并联元件7和8组成的补偿网络5作为负载。这些阻抗元件的阻抗分别是N_Z和N_Z0它们分别是端阻抗Z和负载阻抗Z₀的N倍，Z₀是包括用户线的用户设备阻抗。因此，网络的整个阻抗是由Z和Z₀组成的电流馈送电路输入侧的整个阻抗的N倍。如果令Z和Z₀的并联阻抗为B，则补偿网络5的整个阻抗就为B·N。

端4WR处的输入信号电压V_4R由运算放大器OP2乘以Rf₅/Rs₁，并送到pnp三极管Qp的基极。如果可以忽略三极管Qp的基极发射极电压V_BE，则对应于OP2输出电压的电流将流过补偿网络5。所以，流过三极管Qp的电流i_p变为：

$i_P\mathrm{=(}\frac{{\mathrm{Rf}}_5}{{\mathrm{Rs}}_1}{\mathrm{)V}}_{\mathrm{4R}}/\frac{N^Z{\mathrm{\times N}}^Z{}_0}{N_Z{\mathrm{+N}}_{\mathrm{Z0}}}\mathrm{=(}\frac{{\mathrm{Rf}}_5}{{\mathrm{Rs}}_1}{\mathrm{)V}}_{\mathrm{4R}}$

其中B＝（ (Z₀×Z)/(Z₀×Z) ）是Z₀和Z并联连接时的整个阻抗。

因为恒流源的内阻无限大，这一电流要流过第三电流镜象电路对之一的A3。A3有两个输出端，一个输出送到电流馈送镜象电路B0，另一个输出经另一个镜象电路B3反相后送到A0。因此，从这些电流馈送镜象电路A0和B0输出幅度与输入电压对应而彼此相位相反的电流。这样，在二线A和B两端的电压V_AB便成为：

V_AB＝i_p×M×B

其中M是A0和B0的电流比，于是

V_AB＝（Rf₅/Rs₁）（V_4R/BN）×M×B

＝（Rf₅/Rs₁）×（M/N）×V_4R（3）

因此，二线信号的输出电压V_AB与四线信号的输入电压V_4R成比例。在上面等式（3）中，重要的是V_AB既与负载电阻Z₀无关又与端阻抗Z无关。这意味着输出电压既与Z₀又与Z无关，因此，上面提到的Z和Z₀的频率特性就可全都取消。

通过对M/N，Rf₅和Rs₁值的选择，可以调整电路的增益。在一个实施方案中，M和N的值已分别被选为120和100，Rf₅是5KΩ，Rs₁是10KΩ。N的值还具有另一个意义，如上面所述，N_Z和N_Z0的阻抗分别是Z和Z₀的N倍。所以，电阻若大N倍，电容就是Z和Z₀中电容的1/N倍。这意味着它们的尺寸和所处理的电流变小。这对在单片IC上制造它们或缩小它们的尺寸都有好处。

从负载电阻Z₀加到端A和B上的二线信号通过电容CA、CB和电阻Rs₂、Rs₃送到第三运算放大器OP3。OP3的反相和同相输入电压分别通过电阻Rf₃反馈或通过电阻Rf₂分压。若忽略C_A与C_B的电抗性阻抗，并选择电阻满足Rs₂＝Rs₃，Rf₂＝Rf₃，则OP3增益K变成

K＝Rf₃/Rs₃

令来自负载Z₀的二线信号输入电压为V₂，则端A和B之间的电压可以给出为

V_AB＝（ (Z)/(Z＋Z₀) ）V₂

这个电压被送到具有增益K的第三运算放大器OP3，并送到第四运算放大器OP4。OP4的输出通过分别具有阻抗N′Z和N′Z₀的阻抗网络3和4反馈，即，N′倍于二线的连线A和B的端阻抗Z负载阻抗Z₀的阻抗值。因此，运算放大器OP3的输出电压V_4S变为

V_4S＝V_AB·k·（ (R_R)/(R_R＋R_S) ）·（1＋ (N′Z₀)/(N′Z) ）

＝（ (Z)/(Z₀＋Z) ）·K·（1＋ (N′Z₀)/(N′Z) ）（ (R_R)/(R_R＋R_S) ）·V₂

＝k·（ (R_R)/(R_R＋R_S) ）·V₂（4）

如方程（4）中所见，四线输出电压V_S4与二线输入电压V₂成比例，并且由于方程（4）与Z和Z₀都无关，因此也避免了频率特性的问题。

在端A和B上出现的四线信号也送到运算放大器OP3并成为一个转向信号。但如在图15中电路可见，四线转入信号还通过电阻R_R送到运算放大器OP4，它的相位与转向信号相反。因此，通过调整R_S和R_R的电阻值使得

｜V_P3｜/R_S＝｜V_4R｜/R_R

可将两个信号都抵消掉。用这个方法，避免了从四线输入端到四线输出端的信号转向。这样，所有对二至四线转换器所要求的特性就都满足了。

在一个实施方案中，Rs₁的电阻是10KΩ，Rf₅是5KΩ，Rs₂和Rs₃是200KΩ，Rf₂和Rf₃是32KΩ，Rs是10KΩ，R_R是100KΩ，电容C_A和C_B是0.1μF。

对图15中的二至四线转换器进行某种修改是可能的。图16示出了可应用于校正图15的二至四线转换器频率特性的电路的另一个实施方案。这个电路可用来代替图15中被链状线150包围的部分与图15相比图16的电路还有在第四运算放大器OP4与地之间串联连接的附加电阻Rf₄和Rs₄。而阻抗元件4（N′Z₀）与Rf₄和Rs₄的连接点相连。可给出增益G如下

G＝（ (Rf₄)/(N′Z₀) + (Rf₄)/(R_s4) +1)(1+ (N′Z0)/(N′Z) )- (Rf₄)/(N′Z₀)

由于NZ₀和N′Z与Rs₄和Rf₄相比非常大，因而增益可写成

G＝( (Rf₄)/(R_s4) +1)(1+ (N′Z₀)/(N′Z) )

因此，可以通过改变Rs₄和Rf₄的阻值来改变增益G而不影响电路的频率特性。在一个实施方案中，Rs₄与Rf₄都选为小于1KΩ。

图17示出了能代替图15中的电路中由链状线5和6包围部分的电压-电流变换器的另一个实施方案。在图17的电路中，三极管Qp的发射极电压反馈到运算放大器OP2的反相输入端（-）。输入信号4WR经过电阻Rf₆送到同相输入端（+），同时同相输入端通过电阻Rs₁接地。

这样的电路可以抑制三极管Qp增益变化引起的特性变化。所以可期望工作得更稳定。应指出的是，这个电路输出的相位与图15中的相反，因此为了抵消四线信号的转向信号，必须将图15中的OP3的输入连接反过来。

由图17中电路从输入电压V_4R转换的电流变为

i_p＝V_4R( (Rs₁)/(Rs₁+Rf₆) )/( (NZ₀×NZ))/(NZ₀+NZ))

所以，如同关于图15已经描述的类似的方法，二线信号的输出电压变为

V_AB＝（ (Rs₁)/(Rs₁+Rf₆) ）（ (M)/(N) ）V_4R（5）

这一方程对应于方程（3）。因此避免了频率特性问题。

可以看出，电路可以用各种方法修改，但是本发明的实质是通过在四线信号一侧提供比由负载和在二线一侧的端阻抗组成的并联阻抗大N倍的并联阻抗来补偿频率特性。

在图18中示出了用于检测用户线的情况并发出一个与挂机、摘机、接地或与电压源接触等用户线状态对应的信号的监测电路。这一电路对应于图7中用链状态500包围的部分，该图显示了SLIC的全部电路结构。

在图18中，三极管Q0、Q1和电阻Re₀和Re₁分别属于在图5或8中所示的电流馈送镜象电路A0和B0。它们分别向用户线A和B提供电流I_A和I_B。这些电流作为Re₀或Re₁上的电压分别由三极管Q11或Q14检测。由于这些三极管的发射极分别连接到恒流源CI1和CI2上，它们的输入阻抗就变得很高。因此，对I和I的检测不会有检测器的干扰。由于三极管Q12和Q13的基极连接到Q11的发射极，它们的电压变得与具有相对低阻值（例如50Ω）的电阻Re₀上的电压相等。这一电压在电阻Rc11和Rc12中产生电流。类似地，基极与Q14的发射极连接的三极管Q15的发射极电压变为与电阻Re₁上的电压相等，并在电阻Rc13中产生电流。

流过电阻Rc13的电流流入镜象电路M11并且它的一个输出电流由电阻Rs₁₂转换为电压送到比较器CMP2的（+）侧输入端。镜象电路M11的另一个输出电流流过电阻Rs₁₃。在电阻Rs₁₃中还流过通过电阻Rc₁₁的电流，因此比较器CMP3的（+）输入端的电压对应于I_A和I_B的和。因此，这样的电路结构相当于图7中的加法器电路ADD。即，比较器CMP3的输入电路由一个“或”连接的加法器构成。

流过电阻Rs11的电流转换为电压，然后送往第一比较器与第一阈值电压Vth1比较。镜象电路M11的一个输出电流由电阻R12转换为电压，并送往第2比较器CMP2与第二阈值电压Vth2比较。电阻Rs₁₃上的电压由第三比较器CMP3与第三阈值电压Vth3比较。

由镜象电路M12和三极管Q16组成的电路对应于图7中的门G1，而由镜象电路M13和三极管Q17构成的电路对应于图7中的门G2。阈值电压Vth1和Vth2是相对较低的电压，例如-1V。所以，当用户线处于摘机状态并且电流I_A和I_B流过时，即使用户设备的负载电阻相对较高，（即电流I_A和I_B相对小）到CMP1和CMP2的输入电压也将分别变得比Vth1和Vth2大，于是三极管Q16和Q17成为“关”状态。但如果I_A和I_B的电流之和小于对应于第三阈值Vth3的予定值，则第三比较器CMP3不发出信号。这就防止了SLIC由于摘机状态下用户线的小泄漏电流引起的误判断。并且，如果与I_A和I_B之和电流相对应的电压超过阈值Vth3，则CMP3的输出电流流过镜象电路M12和M13。所以，校验信号SCNA和SCNB同时从M12和M13发出，表示用户线处于摘机状态。

相反地，当用户设备处于挂机状态，I_A和I_B很小。因此，到比较器的所有输入电压变得低于各自的阈值电压。然后三极管Q16和Q17变为“开”态，CMP3的输出流过三极管Q16和Q17。所以，没有电流流过M12和M13。因此，没有校验信号出现就表示用户线处于挂机状态。

如果用户线由于故障对地短路，则I_A变得非常大而I_B变得非常小，但I_A与I_B的电流之和没有这样大的变化，以致超过阈值Vth3。所以，三极管Q16变成“关”而Q17变成“开”态。因此，CMP3的输出流过镜象电路M12，但CMP3的输出流过Q17而不流过M13。因此，SCNA信号产生，而SCNB信号不产生，表示用户线接地。

可以明白，如果用户线与V_BB短路，则I_A变得非常小而I_B变得非常大。所以，SCNB信号产生，但SCNA不产生，表示用户线与V_BB短路。用这种方法，可以辩别摘机、挂机、对地或对V_BB的故障短路。

另外必须检查电路抗噪声的稳定性。如果纵向噪声迭加到输入电流上，它将增加I_A和减少I_B或与之相反。但是，I_A和I_B的全部电流由加法器电路几乎保持恒定，从CMP3提供稳定的输出。因此，只要噪声电流不是太高以使CMP1和CMP2的输入电压被减少到小于Vth1和Vth2，这些比较器的运行就是安全的。如前面提到的，选择Vth1和Vth2为低电压以保持这样的运行。

在一个实施方案中，Vth1和Vth2选为-1V，Vth3选为-2V。电阻Rc₁₁、Rc₁₂和Rc₁₃的值是12KΩ，Rs₁₁、Rs₁₂是30KΩ、Rs₁₃是20KΩ。恒流源和阈值电压源都是采用现有技术的常规电路，它们的电流处理能力很小（例如大约50μA）。所以，进一步的描述将省略。

一般地，SLIC利用不同的电压源工作。例如，电池电源电路使用地G和-48V之间的电压源工作，逻辑电路使用+5V的Vcc，-5V的V_EE，和地E工作。在电池馈电电路中有各种噪声，象用户线中感应的噪声和电池电源中产生的噪声。虽然对于电池电源电路来说噪声电压不是太大，但对工作在低电压的逻辑电路而言是很大的。因此就必须将这些电压源互相分离以保证低电压电路的稳定运行，但是信号还必须互相传送。例如，必须将电池馈电电路的电池电源与逻辑电路的电压源分离，但信号还必须在它们之前传送。换言之，必须分离地G和地E而电路还互相连接。

本发明的意图在于在具有不同电压源的系统之间传输信号电流。当从具有地G（简称为系统G）的系统发出一个信号到具有地E（简称系统E）的系统时，（例如）则有一个与该信号电流具有相等幅度但方向相反的电流从系统E送往系统G。这样做，虽然系统G和E之间有信号电流流过，但两个系统之间的总电流总是被从系统E向G发出的电流抵消，反之亦然，因此，两个系统之间的全部电流总为0，这就等效于系统G和E相互分离了。

图19是显示按照本发明的接地分离电路的工作框图。该图示出了当象摘机信号等等类似信号经接地分离电路通过电池馈电电路BFC从用户线发送到逻辑电路（未示出）的一种情况。电池馈电电路BFC具有地G和（例如-48V的）电压源V_BB，而逻辑电路工作在+5V的V_CC和-5V的V_BB并具有地E。该图相当于图6的上半部分。

镜象电路M1的公共端连接到由V_BB产生的一个相对较低的电压V_SS（例如-5V），因此它属于系统G。系统E和系统G由一条垂直链状线分开。信号电流I₁，（例如可以是SCNA）被送到第一镜象电路M1。M1的第一和第二输出端分别连接到第二和第三镜象电路M2和M3的输入端。M2的输出端连接到系统E的电压源V_EE。如果输入电流I₁流入M1，则有按图19所示的方向流动的相同电流I₂、I₃、I₄和I₅。如果I₁的方向反向，则所有这些电流的方向都反向。所以，来自系统G的输入信号电流I₁作为电流I₅传送到系统E。但由于电流I₃和I₄的方向彼此相反，使得系统G和E之间的总电流总是为0。这就等效于两个系统互相分离。

与这种方式相同，来自系统G的信号电流作为从第三镜象电路M3流出的信号电流I₅传输到系统E。图6中的检测器DET由镜象电路M3、三极管Q21和电阻R21、R22组成。信号电流I₅由电阻R21转换为电压后，由三极管Q21检测，并从输出端OUT取出。以类似的方式，其它信号象SCNB，4WS可以从系统G传输到系统E。在一个实施方案中，R21和R22曾分别是50KΩ和10KΩ。

在上面描述中，已经说明了从系统G到系统E的信号。但是如图6的下半部分所见，系统E发出的信号也能以类似的方式传输到系统G。这种反向传输适用于例如图7中的从端4WR到端A和B的四线信号在二线信号的传输。由于这种应用对于对本领域内熟练的人是明显的，所以为了简单起见将进一步的描述省略。

此外，镜象电路基本具备高阻特性的，它们的电流不受电源电压V_BB、V_SS、V_CC和V_EE变化的扰动，所以它们将系统G和E与电源中引入的噪声进一步分离。

图20示出了用于SLIC的电压供电系统。由链状线210包围的电池（例如是48V）在它的正端接地。该电池通过电池馈电电路（未示出）向用户线提供电流Ia。它们的地和负端分别标为G和V_BB。这个系统构成系统G，它的负载标为R_G。直流-直流变换器CV使用电池210发生电压V_CC（例如是+5V），并提供系统E的电流I_E。直流-直流变换器CV的负电压侧的输出由端线E接地。按类似方式提供另一个电压源V_EE。该直流-直流变换器产生一个不受噪声影响的恒定电压。

通过下面的考虑将可明白接地分离的重要性。图21显示了电压源之间的环境。系统G使用负电压源V_BB工作，系统E使用V_CC和V_EE工作，在两个系统之间有一条电流I的信号通道。系统G在端G接地，系统E在端E接地。如果点G和E处的电位相等，就不存在问题。但是为了防止引入的噪声，不可避免的（特别是在具有长用户线的系统G中）在点G和E之间要出现电压差△V。等效于在点G和E之间插入一个发生器△V。如果系统的各接地点不相互分离，这一电压△V或与其对应的电流在两个系统中都将出现。这对于工作在低电压下的系统E尤为有害，并引起误动作。

但是如果接地分开，换言之，如果点G与E之间没有电流流过，即使在两个地端G和E之间出现电压差，系统G的电路（是电池馈电电路等）和系统E的电路（例如是逻辑电路）只要各自的电源电压保持恒定就能正常工作。这样的恒压由电池210和直流-直流变换器CV保证。

如上所述，并在图21中所示，本发明还在系统G和E之间提供另一条电流通路（用断续线指示），并流过电流-I，它与信号电流I幅度相同但方向相反。这样两个系统之间的总电流始终保持为0。这就等效于点G和E互相分离。这是一种创造性的接地分离方法。在先有技术的系统中一直是用变压器完成这样的接地分离。但不可能在IC电路中制造变压器，也不能在系统之间传输直流信号。最近，已开始光耦合器用于这一目的，但在IC上制造光耦合器仍有困难。

图22显示根据本发明的用户线接口电路的完整电路图。对于本领域的人容易明白用链状线包围的部分与图7中显示的部分分别对应。电路的细节已经结合各功能电路描述过了。因此，为简单起见将各部分的进一步描述省略。

应该指出，用链状线601和602包围的接地分离电路对应于图6电路的上半部分。这些电路在图中都从左至右传送信号（SCNA和SCNB）。但是，对于四线电路的输出信号4WS，接地分离不是必需的，因为输出电路409（对应于系统E）靠电容C_A和C_B与电池馈电电路（对应于系统G）是分离的。因此，没必要担心两个地线之间的直流电压差。如上所述，交流电压差（即纵向噪声）通过差动放大器OP3消除，而不在输出端出现。

对应于图6下半部分并在图中从右向左传送信号的一个电路被用作由链状线402包围的4WR的输入电路。虽然为了简单起见它未在图中显示，但该电路应插在三极管Qp和运算放大器OP2之间。对于本领域内的熟练人员，在这一点上引入接地分离电路是容易实现的。另外，应该指出，如果恒流源9的电压从V_CC提供，且给镜象电路A3和B3的供电电压分别由V_EE和V_CC代替，那么很清楚这些镜象电路起着图6中接地分离电路下半部分的作用。

图22中的其余部分与前面描述的类似，所以不作进一步的描述。本发明的SLIC已经设计为可在单片IC上制造，因此它对减小尺寸和价格是非常有效的。如上所述，电路的许多修改都是可能的，但它们都在本发明的实质的范围之内。

Claims (23)

1、一种平衡型用户线接口电路，具有一个电池馈电电路(图3)，该电池馈电电路用于为分别连接到端点A和B的线A和线B组成的二线用户线提供直流电流，所述电池馈电电路包括：

一对电流馈送镜象电路(A₀，B₀)其输出端分别连接到上述端点A和B上，以提供上述直流电流；

一对第一电压-电流转换装置(Rb₀，Rb₁)分别连接到上述端点A和B上；

一对第一镜象电路(A₁，B₁)，其输入端分别连接到上述电压-电流转换装置(Rb₀，Rb₁)的输出端；

一个电容器(CAB)连接在上述第一镜象电路对(A₁，B₁)的输入端之间；

一对电阻器(RC₀，RC₁)，它们分别有一端连接到上述电容器(CAB)上；和

一对第二镜象电路(A₂，B₂)，其输入端经上述电阻器(RC₀，RC₁)分别连接到上述第一镜象电路(B₁，A₁)相反侧的镜象电路输出端上，而上述第二镜象电路(A₂，B₂)的输出端分别连接到上述电流馈送镜象电路(A₀，B₀)相反侧的镜象电路输入端。

2、一种根据权利要求1的用户线接口电路，其中所述电流馈送镜象电路（图8中A₀，B₀）分别包括：

一个电压跟随型第一运算放大器（OP₀，或OP₁），其同相输入端（+）成为上述电流馈送镜象电路的输入端，并连接到上述第二镜象电路（A₂或B₂）的输出端;

一个三极管（Q₀或Q₁），其集电极连接到上述端点A或B之一上，基极连接到上述第一运算放大器（OP₀，或OP₁）的输出端，发射极连接到上述第一运算放大器（OP₀或OP₁）的反相输入端（-）;和

一个输入电阻（Pa₀或Pa₁）连接在上述第一运算放大器（OP₀或OP₁）的上述同相端（+）和电压源（V_BB或地）之间。

3、一种根据权利要求1的用户线接口电路，其中所述一对第一电压-电流转换装置分别是电阻器（Rb₀，Rb₁）。

4、一种根据权利要求1的用户线接口电路，其中所述第一电压-电流转换装置（图11）具有限制流过其中的电流的功能，由电阻器（r_c和r_e）以及三极管（Q₅和Q₆）构成。

5、一种根据权利要求1的用户线接口电路（图3和8），其中所述第二镜象电路（A₂）的电池侧公共端连接到一个稳压电源（V₂）上。

6、一种根据权利要求1的用户线接口电路，进一步包括一个过流保护电路（图8），其组成为：

多个电阻性装置（83，83′），该装置可分别进行切换以便以并联方式连接到上述输入电阻器（Ra₀，Ra₁）上或与之断开;

一个检测装置（81），用于检测流过上述输入电阻器（Ra₀，Ra₁）的电流之间的差值;

一个比较装置（CMP），用于将上述电流的差值与一个预定的阈值（Vth）相比较;和

一个驱动装置（DV），用于控制上述电阻性装置的切换。

7、一种根据权利要求6的用户线接口电路，其中所述电阻性装置（83，83′）分别包括：

一个开关三极管（Qr₀或Qr₁），其发射极连接到一个电压源上，基极连接到上述驱动装置上，集电极通过一个第二输入电阻器（Rf₀或Rf₁）连接到上述第一运算放大器（OP₀或OP₁）的上述同相输入端上;和

一个电阻器（Rg₀或Rg₁），连接在上述开关三极管的基极和电压源（V_BB或地）之间。

8、一种根据权利要求6的用户线接口电路，其中所述检测装置（81）包括一个电阻器（Rd）和一个绝对值检测器（ABS），上述绝对值检测器（图13）包括：

一对pnp（Qg）和npn（Qf）三极管，它们的发射极相互连接以接收输入信号，上述npn三极管（Qf）的集电极成为绝对值的输出端;和

一个镜象电路（CM₁），其输入端连接到上述pnp三极管（Qg）的集电极上，输出端连接到上述npn三极管（Qf）的集电极上。

9、一种根据权利要求1的用户线接口电路，进一步包括一个将二线信号转换为四线信号或作相反转换的二至四线转换器，该二至四线转换器（图15）包括：

一个第二电压-电流转换装置（6），用于将四线输入信号（4WR）电压转换为电流;

一对第三镜象电路（A₃，B₃），用于将上述四线输入信号的电流转换成一对相位彼此相反的电流，并分别将它们送到上述电流馈送镜象电路（A₀，B₀）的输入端;

一个电压检测装置（151），用于检测在上述端点A和B之间出现的二线信号的电压;和

一个消除装置（152），用于通过为上述电压检测装置的输出信号加上一个反相位的四线输入信号消除上述电压检测装置（151）的输出中的转向四线输入信号，并提供与二线输入信号对应的一个输出信号。

10、一种根据权利要求9的用户线接口电路，其中所述第二电压-电流转换装置（6）包括;

一个第二运算放大器（OP₂），其反相输入端通过一串连电阻（RS₁）加上四线信号（4WR），同时输入端接地，输出端经一反馈电阻器（Rf₅）连接到反相端;

一个三极管（Qp），用于将上述第二运算放大器的输出转换为电流，并把它送到上述第三镜象电路之一（A₃）;和

一个恒流源（9），向上述三极管（Qp）馈送电流。

11、一种根据权利要求9的用户线接口电路，其中所述电压检测装置（151）包括：

一个第三运算放大器（OP₃），其同相与反相输入端经上述第二或第三串联电阻（RS₂，RS₃）和电容器（C_A，C_B）分别连接到上述端点A和B上，在同相输入端与地之间连接一个第二反馈电阻器（Rf₂），在输出端和反相输入端之间连接了一个第三反馈电阻器（Rf₃）。

12、一种根据权利要求9的用户线接口电路，其中所述消除装置（152）由一个发送电阻器（Rs）和一个接收电阻器（R_R）相互串联而组成，上述发送电阻器（Rs）的另一端连接到上述第三运算放大器（OP₃）的输出端，上述接收电阻器（R_R）的另一端连接到回线信号（4WR）的输入端，这两个电阻器（Rs和R_R）的连接点提供了与二线输入信号相对应的输出电压;

另外，这两个电阻器的阻值决定于

｜VP₃｜/Rs＝｜V_4R｜/R_R

其中｜Vp₃｜和｜V_4R｜分别为上述电压检测装置（151）的输出电压以及四线信号的输入电压。

13、一种根据权利要求9的用户线接口电路，进一步包括一个第一补偿网络（图15中的5），用于补偿四线输入（4WR）向二线输出传送的信号频率特性，上述第一补偿网络分别由与端点A和B处的二线用户线负载阻抗（Z₀）以及电池馈电电路的端阻抗（Z）成N倍的并联阻抗元件构成，其中N是常数。

14、一种根据权利要求13的用户线接口电路，所述第一补偿网络（5）装配在上述恒流源（9）和地之间（图15和17）。

15、一种根据权利要求9的用户线接口电路，进一步包括一个第二补偿网络（图15中的150），该网络用于补偿从二线输入端向四线输出端（4WS）传送的信号的频率特性，上述第二补偿网络（150）包括（图15）：

一个第四运算放大器（OP₄），上述消除装置（152）的输出信号被送入其同相输入端上;

一个第一阻抗元件（3），它所具有的阻抗是上述端阻抗（Z）的N′倍，上述第一阻抗元件连接在上述第四运算放大器（OP₄）的反相输入端和地之间;和

一个第二阻抗元件（4），它所具有的阻抗是上述负载阻抗（Z₀）的N′倍，上述第二阻抗元件连接在上述第四运算放大器（OP₄）的输出端与反相输入端之间，其中N′是一个常数。

16、一种根据权利要求15的用户线接口电路，其中所述第二补偿网络（图16）进一步包括：

一个第四反馈电阻（Rf₄）连接在第四运算放大器（OP₄）的输出端和上述第二阻抗元件（4）之间;和

一个第四串连电阻（Rs₄）连接在地和第四反馈电阻（Rf₄）与第二阻抗元件（4）的连接点之间。

17、一种根据权利要求1的用户线接口电路，进一步包括一个监测电路（图5），用于产生与用户线的挂机、摘机、与地或与电压源短路各状态相对应的信号，上述监测电路中包括：

第一和第二电流检测装置，用于分别检测上述二线中各线流过的电流（I_A，I_B）;

第一和第二比较电路（CMP₁，CMP₂），用于将由上述第一和第二电流检测装置检测到的值分别与第一和第二阈值电压（Vth₁，Vth₂）相比较;

一个第三比较电路（CMP₃），用于将由上述第一和第二电流检测装置检测到的值的和与第三阈值（Vth₃）相比较;和

第一和第二与门（G₁，G₂），用于根据各自的信号分别提供SCNA和SCNB信号，第一门（G₁）上的输入是第一和第三比较电路的输出，第二门（G₂）上的输入是第二和第三比较电路的输出。

18、一种根据权利要求17的用户线接口电路，其中所述第一和第二电流检测装置分别是插入电流馈送镜象电路（A₀或B₀）的电流通道中的一个电阻器（Re₀或Re₁）。

19、一种根据权利要求17的用户线接口电路，其中所述第二比较电路（CMP₃）的输入电路包括一个或连线电路。

20、一种根据权利要求1的用户线接口电路，进一步包括一个接地分离电路，用于在不同的接地系统之间传送信号，上述接地分离电路（图6）沿着从一个系统（系统G）到具有不同地线的另一个系统（系统E）的一条电流通路发送一个信号电流，同时上述接地分离电路沿着两个系统间的另一条电流通路送出一个与该信号电流的幅值相同但相位相反的电流。

21、一种根据权利要求20的用户线接口电路，其中所述接地分离电路包括：

一个发送镜象电路（M₁），其输入端接有要送出的信号电流，其一个输出端向具有不同地线的系统（系统E）发送信号电流;和

一个补偿镜象电路（M₂），其输入端上送入来自上述发送镜象电路（M₁）的另一个输出端的输出电流，其输出端送出一个与该信号电流的幅值相同但相位相反的电流到具有不同地线的系统中（系统E）。

22、一种根据权利要求20的用户线接口电路，进一步包括一个第三电流检测装置（DET），用于检测从上述一个系统（系统G）发出的信号电流，并提供与该信号电流相对应的输出信号。

23、一种根据权利要求17的用户线接口电路，进一步包括一个在上述第一和第二门（G₁，G₂）的各输出端上提供的接地分离电路（图7中的600），上述各分离电路包括：

一个发送镜象电路（M₁或M₁′），其一个输入端上送入要发送的信号电流，其一个输出端发生一个检验信号（SCNA或SCNB），和

一个补偿镜象电路（M₂或M₂′），其一个输入端上送入来自上述发送镜象电路（M₁或M₁′）的另一个输出端的输出电流，其输出端发出一个与上述镜象电路（M₁或M₁′）发出的信号电流幅值相同但相位相反的电流。

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