CN204425216U - 驱动器及包括其的三相无刷直流电机 - Google Patents

驱动器及包括其的三相无刷直流电机 Download PDF

Info

Publication number
CN204425216U
CN204425216U CN201420869094.1U CN201420869094U CN204425216U CN 204425216 U CN204425216 U CN 204425216U CN 201420869094 U CN201420869094 U CN 201420869094U CN 204425216 U CN204425216 U CN 204425216U
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
source
field effect
resistance
mosfet device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201420869094.1U
Other languages
English (en)
Inventor
张麟
舒曼·维尔纳·安德里亚斯
乔斯·约阿西姆
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Priority to CN201420869094.1U priority Critical patent/CN204425216U/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN204425216U publication Critical patent/CN204425216U/zh
Priority to EP15199142.9A priority patent/EP3041120B1/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/04206—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

一种用于三相无刷直流电机的驱动器，其输出和输入分别被连接至电机中的定子和包括有死区时间控制装置的微控制器，包括由三个半桥构成的三相功率级，其中各半桥包括一组高边开关和高边栅极驱动器以及一组低边开关和低边栅极驱动器，各所述高边开关和低边开关采用功率场效应管，其特征在于，所述驱动器还包括数个栅-源电压监测电路，分别被连接至各半桥上的一功率场效应管和所述死区时间控制装置，用于监测该功率场效应管的栅极和源极之间的电压差，将所述电压差与该功率场效应管的启通电压阈值进行比较，且当低于所述启通电压阈值时，输出一关断信号给死区时间控制装置，据此死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率场效应管允许被导通。

Description

驱动器及包括其的三相无刷直流电机
技术领域
本实用新型涉及一种用于三相无刷直流(BLDC)电机的驱动器和包括所述驱动器的BLDC电机以实现更短的死区时间并节省所述BLDC电机中的微控制器的计算资源。
背景技术
常规的BLDC电机包括电机本体，所述电机本体包括电机壳体、转子和三相定子；用于驱动所述电机的驱动器，所述驱动器包括直流电源和由三个半桥构成的三相功率级，各所述半桥包括由高边(HS)开关和高边(HS)栅极驱动器组成的一对以及由低边(LS)开关和低边(LS)栅极驱动器组成的一对；和微控制器，所述微控制器包括有死区时间控制装置。通常，所述HS开关和LS开关采用功率场效应管(M OSFET)，其所述功率M OSFET具有相对于栅-源电压差的一启通电压阈值。在各半桥中，作为所述HS开关的功率M OSFET的漏极连接至一直流源(DC)且作为所述LS开关的功率M OSFET的源极连接至地。
为防止来自所述直流源的电流直接接地，同一半桥中的HS开关和LS开关被禁止同时导通。因此，引入死区时间以实现同一半桥中的HS开关和LS开关的非重叠切换。
在现有技术中，通常采用以下几种不同的方案来防止作为HS开关和LS开关的功率M OSFET同时被导通：
(1)基于微控制器时钟的死区时间控制方案(软件类型)
所述微控制器包括有内部高频时钟，用于对功率M OSFET的死区时间进行编程和设置。所述方案易于实现且对微控制器的硬件没有过多的要求。然而，所述方案需要花费所述微控制器的大量计算资源，导致需要一强大且昂贵的微控制器。同时，所述微控制器中的软件针 对不同的应用需要被重新编程。考虑到方案的兼容性，需要对死区时间设置一安全裕度，从而导致对应的BLDC电机的驱动效率较低。
(2)基于逻辑的死区时间控制方案(硬件类型)
所述微控制器包括有功率管穿通保护电路，用于处理栅极驱动器的原始控制逻辑信号，然后输出一控制信号以控制所述栅极驱动器。所述穿通保护电路被构成以防止同一半桥中的HS开关和LS开关被同时导通。当一半桥中作为HS(或LS)开关的功率M OSFET被导通，所述穿通保护电路将忽略导通同一半桥中其它功率M OSFET的任何导通命令，直至处于导通状态的所述功率M OSFET被关断，期间的延迟通过一逻辑延迟来实现，因此虽然比较稳定但无法实现可编程(示例：Internationa lRectifier,AU IR S2336S,datasheet第18页)。
(3)基于驱动器时钟的死区时间控制方案(硬件类型)
所述驱动器包括有精确的高频振荡器，用于对死区时间进行编程。在所述方案中，所述微控制器的计算资源耗费较少，因此可使用便宜适中的微控制器。而且，可通过与所述微控制器进行通信来对其中的软件进行编程。考虑到方案的兼容性，也需要设置死区时间的安全裕度，从而导致对应的BLDC电机的功率效率较低。再者，对死区时间进行编程的步长也受到所述内部振荡器频率精度的限制(示例：Free scale,M C33937,datasheet,第36页,“Dead time command”)。
(4)基于RC时间常数的死区时间控制方案(硬件类型)
替代高精度振荡器，所述驱动器简单采用电阻器和电容器来定义死区时间。所述方案的缺陷在于控制范围和精度受到限制，且由于电阻器和电容器的参数随着工作环境变化，RC时间常数的长短会发生较大的变化，仍需要更大的对于死区时间的安全裕度(示例：Infineon TLE7185,datasheet,第e12页,“programmable internal dead time”；Example2:Texas instruments,DRV8301,datasheet,第9页,“Gate tim ing and protection character”)。
发明内容
根据本实用新型，可提供一种用于三相无刷直流(BLDC)电机 的驱动器和包括所述驱动器的BLDC电机以实现更短的死区时间并节省所述BLDC电机中的微控制器的计算资源。
根据本实用新型的第一方面，提供一种用于三相无刷直流(BLDC)电机的驱动器，所述驱动器的输出和输入分别被连接至所述电机中的定子和微控制器，用于根据所述微控制器的指令来驱动所述电机，其中所述驱动器包括由三个半桥构成的三相功率级，所述微控制器包括有死区时间控制装置，其中各所述半桥包括一组高边(HS)开关和高边(HS)栅极驱动器和一组低边(LS)开关和低边(LS)栅极驱动器，各所述HS开关和LS开关采用功率场效应管(M OSFET)，其特征在于，所述驱动器还包括数个栅-源电压监测电路，各所述栅-源电压监测电路被连接至一对应的功率M OSFET和所述死区时间控制装置，用于监测一半桥的一侧中功率M OSFET的栅极和源极之间的电压差，将所述电压差与所述功率M OSFET的启通电压阈值进行比较，且当所述电压差低于所述启通电压阈值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置，其中在收到来自所述栅-源电压监测电路的所述关断信号后，所述死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率M OSFET被允许导通。
在一实施例中，各所述栅-源电压监测电路包括一比较器，所述比较器的一输入端连接至一半桥中一相应的功率M OSFET的栅极，另一输入端与一参考电压源和所述M OSFET的源极串联连接，输出端连接至所述死区时间控制装置，用于将所述功率M OSFET的所述栅极和所述源极之间的电压差和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值进行相互比较，且当所述电压差低于所述参考电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
在一实施例中，各所述栅-源电压监测电路包括：一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中相应的功率M OSFET的栅极和源极之间，用于将所述功率M OSFET的所述栅极和所述源极之间的电压差转换成电流；一对电流镜，所述对电流镜的输入端被连接至所述电阻R1，参考端连接至所述功率M OSFET的所述栅极，用于根据一复制 比例复制来自所述电阻R1的所述电流；一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述对电流镜的输出端和地，用于将所述被复制的电流变换成表示所述电压差的一电压信号；和一比较器，所述比较器的一输入端被连接至所述电阻R1和所述对电流镜的输出端之间，另一输入端连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置，用于接收所述电压信号和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值，将它们进行相互比较，且当所述电压信号低于所述参考电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
在一实施例中，各所述栅-源电压监测电路包括：一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中一相应的功率M OSFET的栅极和源极之间，用于将所述功率M OSFET的所述栅极和所述源极之间的电压差转换成电流；两对串联连接的电流镜，第一对电流镜的输入端被连接至所述电阻R1，参考端被连接至所述功率M OSFET的所述栅极，且第二对电流镜的输入端被连接至所述第一对电流镜的输出端，参考端被连接至地，所述两对电流镜用于根据其各自的复制比例复制来自所述电阻R1的所述电流；一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述第二对电流镜的输出端和一外部稳定电压源，用于将所述电流变换成表示所述电压差的一电压信号；和一比较器，所述比较器的一输入端被连接至所述电阻R1和所述第二对电流镜的输出端之间，另一输入端被连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置，用于接收所述电压信号和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值，将它们进行相互比较，且当所述电压信号低于所述参考电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
在一实施例中，所述驱动器还包括一预驱动器，其中所述死区时间控制装置被设置在所述预驱动器中而非在所述微控制器中，且所述预驱动器被分别连接至各所述栅-源电压监测电路和所述微控制器，其中各所述栅-源电压监测电路监测一半桥的一侧中一功率M OSFET的栅极和源极之间的电压差，将所述电压差与所述功率M OSFET的启通电压阈值进行比较，且当所述电压差低于所述启通电压阈值时， 输出一关断信号给所述死区时间控制装置，其中在收到来自所述栅-源电压监测电路的所述关断信号后，所述死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率M OSFET被允许导通。
根据本实用新型的第二方面，提供了一种用于三相无刷直流(BLDC)电机的驱动器，所述驱动器的输出和输入分别被连接至所述电机中的定子和微控制器，用于根据所述微控制器的指令来驱动所述电机，其中所述驱动器包括由三个半桥构成的三相功率级，所述微控制器包括有死区时间控制装置，其中各所述半桥包括一组高边(HS)开关和高边栅极驱动器和一组低边(LS)开关和低边栅极驱动器，各所述HS开关和LS开关采用功率场效应管(M OSFET)，其特征在于，所述驱动器还包括数个漏-源电压监测电路，各所述漏-源电压监测电路被连接至一对应的功率M OSFET和所述死区时间控制装置，用于监测一半桥的一侧中功率M OSFET的漏极和源极之间的电压差，当所述电压差大于一大于零的预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置，其中在收到来自所述漏-源电压监测电路的所述关断信号后，所述死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率M OSFET被允许导通。
在一实施例中，各所述漏-源电压监测电路包括：一比较器，所述比较器的一输入端连接至一半桥中一相应的功率M OSFET的漏极，另一输入端被与一参考电压源和所述功率M OSFET的源极串联连接，输出端连接至所述死区时间控制装置，用于将所述功率M OSFET的所述漏极和所述源极之间的电压差和自所述参考电压源提供的所述大于零的预定电压值进行相互比较，且当所述电压差大于所述预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
在一实施例中，各所述漏-源电压监测电路包括：一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中一相应的功率M OSFET的漏极和源极之间，用于将所述功率M OSFET的所述漏极和所述源极之间的电压差转换成电流；一对电流镜，所述对电流镜的输入端被连接至所述电阻R1，参考端连接至所述功率M OSFET的所述漏极，用于根据一复制 比例复制来自所述电阻R1的所述电流；一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述对电流镜的输出端和地，用于将所述电流变换成表示所述电压差的一电压信号；和一比较器，所述比较器的一输入端被连接至所述电阻R1和所述对电流镜的输出端之间，另一输入端被连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置，用于接收所述电压信号和自所述参考电压源提供的所述大于零的预定电压值，将它们进行相互比较，且当所述电压信号低于所述预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
在一实施例中，各所述漏-源电压监测电路包括：一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中一相应的功率M OSFET的漏极和源极之间，用于将所述功率M OSFET的所述漏极和所述源极之间的电压差转换成电流；两对串联连接的电流镜，第一对电流镜的输入端被连接至所述电阻R1，参考端连接至所述功率M OSFET的所述漏极，且第二对电流镜的输入端被连接至所述第一对电流镜的输出端，参考端被连接至地，所述两对串联的电流镜用于根据各自的复制比例复制来自所述电阻R1的所述电流；一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述第二对电流镜的输出端和一外部稳定电压源，用于将所述电流变换成表示所述电压差的一电压信号；和一比较器，所述比较器的一输入端被连接至所述电阻R1和所述第二对电流镜的输出端之间，另一输入端被连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置，用于接收所述电压信号和自所述参考电压源提供的大于零的一预定电压值，将它们进行相互比较，且当所述电压信号低于所述预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
在一实施例中，所述驱动器还包括一预驱动器，其中所述死区时间控制装置被设置在所述预驱动器中而非在所述微控制器中，且所述预驱动器被分别连接至各所述漏-源电压监测电路和所述微控制器，其中各所述漏-源电压监测电路监测一半桥的一侧中一功率M OSFET的漏极和源极之间的电压差，将所述电压差与大于零的一预定电压值进行比较，且当所述电压差低于所述预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置，其中在收到来自所述漏-源电压监测电路 的所述关断信号后，所述死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率M OSFET被允许导通。
根据本实用新型的第三方面，提供了一种包括上述驱动器的三相无刷直流(BLDC)电机。
根据本实用新型的驱动器和电机，有关功率M OSFET的关断状态的定时判定是基于该功率M OSFET的实时操作状态，因此，死区时间的长度被减少，电机的驱动效率被提高，且不会有功率级短路的危险。而且，对电机中的微控制器的时钟精度的要求不高，从而降低了对微控制器的性能要求。可实现对驱动器的工作的自适应判断，因此在面对不同的应用状况或使用具有不同特性的功率M OSFET时，不需要对微控制器中的程序进行调整，从而节省了微控制器的计算资源。
附图说明
图1是根据本实用新型的第一实施例的用于三相无刷直流电机的驱动器的结构示意图。
图2是根据本实用新型的该第一实施例的栅-源电压监测器的第一示例的结构示意图。
图3是根据本实用新型的该第一实施例的栅-源电压监测器的第二示例的结构示意图。
图4是根据本实用新型的该第一实施例的栅-源电压监测器的第三示例的结构示意图。
图5是根据本实用新型的第二实施例的用于三相无刷直流电机的驱动器的结构示意图。
图6是根据本实用新型的该第二实施例的漏-源电压监测器的第一示例的结构示意图。
图7是根据本实用新型的该第二实施例的漏-源电压监测器的第二示例的结构示意图。
图8是根据本实用新型的该第二实施例的漏-源电压监测器的第三示例的结构示意图。
图9是根据本实用新型的第三实施例的用于三相无刷直流电机的驱动器的结构示意图。
图10是根据本实用新型的第四实施例的用于三相无刷直流电机的驱动器的结构示意图。
具体实施方式
以下将参照附图详细描述根据本实用新型的驱动器及包括其的三相无刷直流电机的实施例。
第一实施例
图1示出了根据本实用新型的第一实施例的用于三相无刷直流电机的驱动器1。所述驱动器1的输出和输入分别被连接至所述电机中的定子8和微控制器2，用于根据所述微控制器2的指令来驱动所述电机，其中所述驱动器1包括由三个半桥(仅一个半桥被示出)构成的三相功率级3，所述微控制器2包括有死区时间控制装置4，其中各所述半桥3包括一组高边(HS)开关31和HS栅极驱动器32和一组低边(LS)开关33和LS栅极驱动器34，各所述HS开关31和LS开关33采用功率场效应管(M OSFET)。在各半桥3中，所述HS开关31的漏极被连接至一直流电源DC且所述LS开关33的源极被连接至地GND。
所述驱动器1还包括数个栅-源电压监测电路5，各所述栅-源电压监测电路5被分别连接至一对应的功率M OSFET31(或33)和所述死区时间控制装置4，用于监测一半桥3的一侧中一功率M OSFET31(或33)的栅极和源极之间的电压差Vgs，将所述电压差Vgs与所述功率M OSFET31(或33)的启通电压阈值Vref进行比较，且当所述电压差Vgs低于所述启通电压阈值Vref时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4，其中在收到来自所述栅-源电压监测电路5的所述关断信号后，所述死区时间控制装置4立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率M OSFET33(或31)被允许导通。
如图2所示，示出了根据本实用新型的该第一实施例的栅-源电压监测器5的第一示例。各所述栅-源电压监测电路5包括一比较器51，所述比较器51的一输入端连接至一半桥3中高边(或低边)上的功率M OSFET31(或33)的栅极，另一输入端与一参考电压源和所述功率M OSFET31(或33)的漏极串连连接，输出端连接至所述死区时间控制装置4，用于将所述功率M OSFET31(或33)的所述栅极和所述源极之间的电压差Vgs和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值Vref进行相互比较，且当所述电压差Vgs低于所述参考电压值Vref时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
如图3所示，示出了根据本实用新型的该第一实施例的栅-源电压监测器5的第二示例。各所述栅-源电压监测电路5包括一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥3中高边(或低边)上的一功率M OSFET31(或33)的栅极和源极之间，用于将所述功率M OSFET31(或33)的所述栅极和所述源极之间的电压差Vgs转换成电流IR1；一对p沟道电流镜52，所述对p沟道电流镜52的输入端被连接至所述电阻R1，参考端被连接至所述功率M OSFET31(或33)的所述栅极，用于根据所述对p沟道电流镜52中1：N的复制比例将来自所述电阻R1的所述电流IR1变换成电流IR2，即IR1·N＝IR2；一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述对p沟道电流镜52的输出端和地GND，用于将所述电流IR2变换成表示所述电压差Vgs的一电压信号Vsense；和一比较器51，所述比较器51的一输入端被连接至所述电阻R2和所述对p沟道电流镜52的输出端之间，另一输入端被连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置4，用于接收所述电压信号Vsense和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值Vref，将它们进行相互比较，且当所述电压信号Vsense低于所述参考电压值Vref时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
根据以下的公式(1)对该第二示例中的各栅-源电压监测电路5的工作原理进行说明。
∵IR1·N＝IR2
· · · V gate - V source - V gs _ Pch _ mirror R 1 · N = V sense R 2
V sense = N · R 2 R 1 · ( V gate - V source - V gs _ Pch _ mirror ) - - - ( 1 )
其中IR1表示电阻R1上的电流；IR2表示电阻R2上的电流；Vgate表示功率M OSFET31(或33)的栅极电压；Vsource表示功率M OSFET31(或33)的源极电压；Vgs_pch_mirror表示p沟道对电流镜52上的跨越电压；N是p沟道对电流镜52的复制比例；Vsense表示电阻R2上的跨越电压。
当一半桥3中高边(或低边)上的功率M OSFET31(或33)的栅极和源极之间的电压差Vgs高于该功率M OSFET31(或33)的启通电压阈值Vref时，将会产生流动电流。该电压差Vgs(＝Vgate-Vsource-Vgs_pch_mirror)通过电阻R1被线性地转换成电流IR1。然后，通过p沟道对电流镜52，根据1：N的复制比例，该电流IR1被复制成电阻R2上的电流IR2(＝N·IR1)。通过电阻R2，该电流IR2被转换成表示该电压差Vgs的一电压信号Vsense(＝R2·IR2)。比较器51接收该电压信号Vsense和参考电压源提供的等于启通电压阈值的一参考电压值Vref，将它们进行相互比较，且当所述电压信号Vsense低于所述参考电压值Vref时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
在该第二示例中，一对p沟道电流镜52被采用以使相比于第一示例而言，对比较器51的性能要求可以降低。
如图4所示，示出了根据本实用新型的该第一实施例的栅-源电压监测器5的第三示例，各所述栅-源电压监测电路5包括一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥5中一高边(或低边)的一功率M OSFET31(或33)的栅极和源极之间，用于将所述功率M OSFET31(或33)的所述栅极和所述源极之间的电压差Vgs转换成电流IR1；两对串联连接的电流镜52和53，第一对p沟道电流镜52的输入端 被连接至所述电阻R1，参考端被连接至所述功率M OSFET31(或33)的所述栅极，且第二对n沟道电流镜53的输入端被连接至所述第一对p沟道电流镜52的输出端，参考端被连接至地GND，所述两对串连连接的电流镜52和53用于根据所述第一对p沟道电流镜52中的第一复制比例1：N和所述第二对n沟道电流镜53中的第二复制比例1：M，将来自所述电阻R1的所述电流IR1变换成电流IR2，即IR1·N·M＝IR2；一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述第二对n沟道电流镜53的输出端和一外部稳定电压源Vbuf(例如2.5V)，用于将所述电流IR2变换成表示所述电压差Vgs的一电压信号Vsense；和一比较器51，所述比较器51的一输入端被连接至所述电阻R1和所述第二对n沟道电流镜53的输出端之间，另一输入端连接至一参考电压源，其输出端被连接至所述死区时间控制装置4，用于接收所述电压信号Vsense和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值Vref，将它们进行相互比较，且当所述电压信号Vsense低于所述参考电压值Vref时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
根据以下的公式(2)对该第三示例中的各栅-源电压监测电路5的工作原理进行说明。
∵IR1·N·M＝IR2
· · · V gate - V source - V gs _ Pch _ mirror R 1 · N · M = V buf - V sense R 2
V sense = V buf - R 2 · N · M R 1 · ( V gate - V source - V gs _ Pch _ mirror ) - - - ( 2 )
其中IR1表示电阻R1上的电流；IR2表示电阻R2上的电流；Vgate表示功率M OSFET31(或33)的栅极电压；Vsource表示功率M OSFET31(或33)的源极电压；Vgs_pch_mirror表示第一对p沟道电流镜52上的跨越电压；N是第一对p沟道电流镜52的复制比例；M是第二对n沟道电流镜53的复制比例；Vbuf表示一外部稳定电压源的电压；Vsense 表示电阻R2上的跨越电压。
当一半桥3中高边(或低边)上的功率M OSFET31(或33)的栅极和源极之间的电压差Vgs高于该MOSFET的启通电压阈值时，将会产生流动电流。该电压差Vgs(＝Vgate-Vsource-Vgs_pch_mirror)通过电阻R1被线性地转换成电流IR1。然后，通过第一对p沟道电流镜52(根据1：N的复制比例)以及通过第二对n沟道电流镜53(根据1：M的复制比例)，该电流IR1被复制成电阻R2上的电流IR2(＝N·M·IR1)。通过电阻R2，该电流IR2被转换成表示该电压差Vgs的一电压信号Vsense(＝Vbuf-R2·IR2)。比较器51接收该电压信号Vsense和所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值Vref，将它们进行相互比较，且当所述电压信号Vsense低于所述参考电压值Vref时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
在第三示例中，所述电压信号Vsense与所述外部稳定电压源的电压Vbuf相关，从而可使得所述两对电流镜52和53与所述比较器51之间的比较误差最小化。而且采用两对电流镜52和53，从而实现了对电流放大设计的更强的灵活性。
第二实施例
图5示出了根据本实用新型的第二实施例的用于三相无刷直流电机的驱动器1，所述驱动器1的输出和输入分别被连接至所述电机中的定子8和微控制器2，用于根据所述微控制器2的指令来驱动所述电机，其中所述驱动器1包括由三个半桥(仅示出一个半桥)构成的三相功率级3，所述微控制器2包括有死区时间控制装置4，其中各所述半桥3包括由高边(HS)开关31和HS栅极驱动器32组成的一对和由低边(LS)开关33和LS栅极驱动器34组成的一对，各所述HS开关31和LS开关33均采用功率场效应管(M OSFET)。在各半桥3中，所述HS开关31的漏极被连接至一直流电源DC且所述LS开关33的源极被连接至地GND。
所述驱动器1还包括数个漏-源电压监测电路6，各所述漏-源电压监测电路6被分别连接至一半桥3中高边(或低边)上的一功率 M OSFET31(或33)和所述死区时间控制装置4，用于监测一半桥的一侧中功率M OSFET31(或33)的漏极和源极之间的电压差Vds，当所述电压差Vds大于一大于零(例如，大于500mv或1000mv或更大)的预定电压值Vpre时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4，其中在收到来自所述漏-源电压监测电路6的所述关断信号后，所述死区时间控制装置4立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥3中另一侧上的功率M OSFET33(或31)被允许导通。
如图6所示，示出了根据本实用新型的该第二实施例的漏-源电压监测器6的第一示例，各所述漏-源电压监测电路6包括一比较器61，所述比较器61的一输入端连接至一半桥3中高边(或低边)的功率M OSFET31(或33)的漏极，另一输入端与一参考电压源和所述功率M OSFET31(或33)的源极串连连接，输出端连接至所述死区时间控制装置4，用于将所述功率M OSFET31(或33)的所述漏极电压Vdrain和所述源极电压Vsource之间的压差Vds与所述参考电压源提供的一预定电压值Vpre进行相互比较，且当所述电压差Vds大于所述预定电压值Vpre时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
如图7所示，示出了根据本实用新型的该第二实施例的漏-源电压监测器6的第二示例，各所述漏-源电压监测电路6包括一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥3中高边(或低边)的一功率M OSFET31(或33)的漏极和源极之间，用于将所述功率M OSFET31(或33)的所述漏极和所述源极之间的电压差Vds转换成电流IR1；一对p沟道电流镜62，所述p沟道对电流镜62的输入端被连接至所述电阻R1，参考端被连接至所述功率M OSFET31(或33)的所述漏极，用于根据1：N的复制比例，将来自所述电阻R1的所述电流IR1变换成电流IR2，即IR1·N＝IR2；一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述p沟道对电流镜62的输出端和地GND，用于将所述电流IR2变换成表示所述电压差Vds的一电压信号Vsense；和一比较器61，所述比较器61的一输入端被连接至所述电阻R2和所述对p沟道电流镜62的输出端之间，另一输入端连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置4，用于接收所述电压信号Vsense和自所述参考电压 源提供的所述大于零(例如，大于500mv或1000mv或更大)的一预定电压值Vpre，将它们进行相互比较，且当所述电压信号Vsense低于所述预定电压值Vpre时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
根据以下的公式(3)对该第二示例中的各栅-源电压监测电路5的工作原理进行说明。
∵IR1·N＝IR2
· · · V drain - V source - V ds _ Pch _ mirror R 1 · N = V sense R 2
V sense = N · R 2 R 1 · ( V drain - V source - V ds _ Pch _ mirror ) - - - ( 3 )
其中IR1表示电阻R1上的电流；IR2表示电阻R2上的电流；Vdrain表示功率M OSFET31(或33)的漏极电压；Vsource表示功率M OSFET31(或33)的源极电压；Vds_pch_mirror表示p沟道对电流镜62上的跨越电压；N是p沟道对电流镜62的复制比例；Vsense表示电阻R2上的跨越电压。
当一半桥3中高边(或低边)上的功率M OSFET31(或33)的漏极和源极之间的电压差Vds高于该M OSFET的启通电压阈值时，将会产生流动电流。该电压差Vds(＝Vdrain-Vsource-Vds_pch_mirror)通过电阻R1被线性地转换成电流IR1。然后，通过p沟道对电流镜62，根据1：N的复制比例，该电流IR1被复制成电阻R2上的电流IR2(＝N·IR1)。通过电阻R2，该电流IR2被转换成表示该电压差Vgs的一电压信号Vsense(＝R2·IR2)。比较器61接收该电压信号Vsense和自所述参考电压源提供的所述大于零(例如，大于500mv或1000mv或更大)的预定电压值Vpre，将它们进行相互比较，且当所述电压信号Vsense低于所述预定电压值Vpre时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
在该第二示例中，一对p沟道电流镜62被采用以使相比于第一示例而言，对比较器61的性能要求可以降低。
如图8所示，示出了根据本实用新型的该第二实施例的漏-源电 压监测器6的第三示例，各所述漏-源电压监测电路61包括一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中高边(或低边)的一功率M OSFET31(或33)的漏极和源极之间，用于将所述功率M OSFET31(或33)的所述漏极和所述源极之间的电压差Vds转换成电流IR1；两对串联连接的电流镜62和63，第一对p沟道电流镜62的输入端被连接至所述电阻R1，参考端被连接至所述功率M OSFET31(或33)的所述漏极，且第二对n沟道电流镜63的输入端被连接至所述第一对p沟道电流镜62的输出端，参考端被连接至地(GND)，所述两对串联的电流镜62和63用于根据所述第一对p沟道电流镜62中的第一复制比例1：N和所述第二对n沟道电流镜63中的第二复制比例1：M，将来自所述电阻R1的所述电流IR1变换成电流IR2，即IR1·N·M＝IR2；一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述第二对n沟道电流镜63的输出端和一外部稳定电压源Vbuf(例如2.5V)，用于将所述电流IR2变换成表示所述电压差Vds的一电压信号Vsense；和一比较器61，所述比较器61的一输入端被连接至所述电阻R1和所述第二对n沟道电流镜63的输出端之间，另一输入端被连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置4，用于接收所述电压信号Vsense和自所述参考电压源提供的大于零(例如，大于500mv或1000mv或更大)的一预定电压值Vpre，将它们进行相互比较，且当所述电压信号Vsense低于所述预定电压值Vpre时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
根据以下的公式(4)对该第三示例中的各漏-源电压监测电路6的工作原理进行说明。
∵IR1·N·M＝IR2
· · · V drain - V source - V ds _ Pch _ mirror R 1 · N · M = V buf - V sense R 2
V sense = V buf - R 2 · N · M R 1 · ( V drain - V source - V ds _ Pch _ mirror ) - - - ( 4 )
其中IR1表示电阻R1上的电流；IR2表示电阻R2上的电流；Vdrain表示功率M OSFET31(或33)的漏极电压；Vsource表示功率M OSFET31(或33)的源极电压；Vds_pch_mirror表示p沟道对电流镜62上的跨越电压；N是p沟道对电流镜62的复制比例；M是n沟道对电流镜63的复制比例；Vbuf表示一外部稳定电压源的电压；Vsense表示电阻R2上的跨越电压。
当一半桥3中高边(或低边)上的功率M OSFET31(或33)的漏极和源极之间的电压差Vds高于该M OSFET的启通电压阈值时，将会产生流动电流。该电压差Vds(＝Vdrain-Vsource-Vds_pch_mirror)通过电阻R1被线性地转换成电流IR1。然后，通过第一对p沟道电流镜62(根据1：N的复制比例)以及通过第二对n沟道电流镜63(根据1：M的复制比例)，该电流IR1被复制成电阻R2上的电流IR2(＝N·M·IR1)。通过电阻R2，该电流IR2被转换成表示该电压差Vds的一电压信号Vsense(＝Vbuf-R2·IR2)。比较器61接收该电压信号Vsense和自所述参考电压源提供的大于零(例如，大于500mv或1000mv或更大)的一预定电压值Vpre，将它们进行相互比较，且当所述电压信号Vsense低于所述预定电压值Vpre时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4。
在第三示例中，所述电压信号Vsense与所述外部稳定电压源的电压Vbuf相关，从而可使得所述两对电流镜62和63与所述比较器61之间的比较误差最小化。而且采用两对电流镜62和63，从而使得电流放大的设计有更大的灵活性。
第三实施例
图9示出了根据本实用新型的第三实施例的用于三相无刷直流电机的驱动器1。图9中所示的驱动器1与图1所示的驱动器1的区别在于图9中所示的所述驱动器1还包括一预驱动器7，其中所述死区时间控制装置4被设置在所述预驱动器7中而非在所述微控制器2中，且所述预驱动器7被分别连接至各所述栅-源电压监测电路5、所述三相功率级中的各半桥3(仅示出一半桥)和所述微控制器2。图9中所示的驱动器1的其它构成与图1所示的驱动器1相同，相同的 部件以相同的标号表示，对其不再赘述。
在该第三实施例中，各所述栅-源电压监测电路5监测一半桥3的高边(或低边)上一功率M OSFET31(或33)的栅极和源极之间的电压差Vgs，将所述电压差Vgs与所述功率M OSFET31(或33)的启通电压阈值Vref进行比较，且当所述电压差Vgs低于所述启通电压阈值Vref时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4，其中在收到来自所述栅-源电压监测电路5的所述关断信号后，所述死区时间控制装置4立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率M OSFET33(或31)被允许导通。
第四实施例
图10示出了根据本实用新型的第四实施例的用于三相无刷直流电机的驱动器1。图10中所示的驱动器1与图5所示的驱动器1的区别在于图10中所示的所述驱动器1还包括一预驱动器7，其中所述死区时间控制装置4被设置在所述预驱动器7中而非在所述微控制器2中，且所述预驱动器7被分别连接至各所述漏-源电压监测电路6、所述三相功率级中的各半桥3(仅示出一半桥)和和所述微控制器2。图10中所示的驱动器1的其它构成与图5所示的驱动器1相同，相同的部件以相同的标号表示，对其不再赘述。
在第四实施例中，各所述漏-源电压监测电路6监测一半桥3的高边(或低边)上功率M OSFET31(或33)的漏极和源极之间的电压差Vds，当所述电压差Vds大于一大于零(例如，大于500mv或1000mv或更大)的预定电压值Vpre时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置4，其中在收到来自所述漏-源电压监测电路6的所述关断信号后，所述死区时间控制装置4立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥3中另一侧上的功率M OSFET33(或31)被允许导通。
尽管结合一些实施例对本实用新型进行了说明，但本实用新型并不限于以上所述的实施例。基于以上教示，本领域的普通技术人员可以容易地作出各种修改和变型。本实用新型的保护范围由后附的权利要求书来限定。

Claims (11)

1.一种用于三相无刷直流电机的驱动器，所述驱动器的输出和输入分别被连接至所述电机中的定子和微控制器，用于根据所述微控制器的指令来驱动所述电机，其中所述驱动器包括由三个半桥构成的三相功率级，所述微控制器包括有死区时间控制装置，其中各所述半桥包括一组高边开关和高边栅极驱动器以及一组低边开关和低边栅极驱动器，各所述高边开关和低边开关采用功率场效应管，其特征在于，
所述驱动器还包括数个栅-源电压监测电路，各所述栅-源电压监测电路被连接至一对应的功率场效应管和所述死区时间控制装置，用于监测测一半桥的一侧中功率场效应管的栅极和源极之间的电压差，将所述电压差与所述功率场效应管的启通电压阈值进行比较，且当所述电压差低于所述启通电压阈值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置，其中在收到来自所述栅-源电压监测电路的所述关断信号后，所述死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率场效应管被允许导通。
2.根据权利要求1所述的驱动器，其中各所述栅-源电压监测电路包括：
一比较器，所述比较器的一输入端连接至一半桥中一相应的功率场效应管的栅极，另一输入端与一参考电压源和所述功率场效应管的源极串联连接，输出端连接至所述死区时间控制装置，用于将所述功率场效应管的所述栅极和所述源极之间的电压差和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值进行相互比较，且当所述电压差低于所述参考电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
3.根据权利要求1所述的驱动器，其中各所述栅-源电压监测电路包括：
一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中相应的功率场效应管的栅极和源极之间，用于将所述功率场效应管的所述栅极和所述源极之间的电压差转换成电流；
一对电流镜，所述对电流镜的输入端被连接至所述电阻R1，参考端连接至所述功率场效应管的所述栅极，用于根据一复制比例复制来自所述电阻R1的所述电流；
一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述对电流镜的输出端和地，用于将所述被复制的电流变换成表示所述电压差的一电压信号；和
一比较器，所述比较器的一输入端被连接至所述电阻R1和所述对电流镜的输出端之间，另一输入端连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置，用于接收所述电压信号和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值，将它们进行相互比较，且当所述电压信号低于所述参考电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
4.根据权利要求1所述的驱动器，其中各所述栅-源电压监测电路包括：
一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中一相应的功率场效应管的栅极和源极之间，用于将所述功率场效应管的所述栅极和所述源极之间的电压差转换成电流；
两对串联连接的电流镜，第一对电流镜的输入端被连接至所述电阻R1，参考端被连接至所述功率场效应管的所述栅极，且第二对电流镜的输入端被连接至所述第一对电流镜的输出端，参考端被连接至地，所述两对电流镜用于根据其各自的复制比例复制来自所述电阻R1的所述电流；
一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述第二对电流镜的输出端和一外部稳定电压源，用于将所述电流变换成表示所述电压差的一电压信号；和
一比较器，所述比较器的一输入端被连接至所述电阻R1和所述 第二对电流镜的输出端之间，另一输入端被连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置，用于接收所述电压信号和自所述参考电压源提供的等于所述启通电压阈值的一参考电压值，将它们进行相互比较，且当所述电压信号低于所述参考电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的驱动器，还包括一预驱动器，其中所述死区时间控制装置被设置在所述预驱动器中而非在所述微控制器中，且所述预驱动器被分别连接至各所述栅-源电压监测电路和所述微控制器，其中各所述栅-源电压监测电路监测一半桥的一侧中一功率场效应管的栅极和源极之间的电压差，将所述电压差与所述功率场效应管的启通电压阈值进行比较，且当所述电压差低于所述启通电压阈值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置，其中在收到来自所述栅-源电压监测电路的所述关断信号后，所述死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率场效应管被允许导通。
6.一种用于三相无刷直流电机的驱动器，所述驱动器的输出和输入分别被连接至所述电机中的定子和微控制器，用于根据所述微控制器的指令来驱动所述电机，其中所述驱动器包括由三个半桥构成的三相功率级，所述微控制器包括有死区时间控制装置，其中各所述半桥包括由高边开关和高边栅极驱动器组成的一对和由低边开关和低边栅极驱动器组成的一对，各所述高边开关和低边开关采用功率场效应管，其特征在于，
所述驱动器还包括数个漏-源电压监测电路，各所述漏-源电压监测电路被连接至一对应的功率场效应管和所述死区时间控制装置，用于监测一半桥的一侧中功率场效应管的漏极和源极之间的电压差，当所述电压差大于一大于零的预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置，其中在收到来自所述漏-源电压监测电路的所述关断信号后，所述死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使 所述半桥中另一侧上的功率场效应管被允许导通。
7.根据权利要求6所述的驱动器，其中各所述漏-源电压监测电路包括：
一比较器，所述比较器的一输入端连接至一半桥中一相应的功率场效应管的漏极，另一输入端被与一参考电压源和所述功率场效应管的源极串联连接，输出端连接至所述死区时间控制装置，用于将所述功率场效应管的所述漏极和所述源极之间的电压差和自所述参考电压源提供的所述大于零的预定电压值进行相互比较，且当所述电压差大于所述预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
8.根据权利要求6所述的驱动器，其中各所述漏-源电压监测电路包括：
一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中一相应的功率场效应管的漏极和源极之间，用于将所述功率场效应管的所述漏极和所述源极之间的电压差转换成电流；
一对电流镜，所述对电流镜的输入端被连接至所述电阻R1，参考端连接至所述功率场效应管的所述漏极，用于根据一复制比例复制来自所述电阻R1的所述电流；
一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述对电流镜的输出端和地，用于将所述电流变换成表示所述电压差的一电压信号；和
一比较器，所述比较器的一输入端被连接至所述电阻R1和所述对电流镜的输出端之间，另一输入端被连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置，用于接收所述电压信号和自所述参考电压源提供的所述大于零的预定电压值，将它们进行相互比较，且当所述电压信号低于所述预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
9.根据权利要求6所述的驱动器，其中各所述漏-源电压监测电路包括：
一电阻R1，所述电阻R1被连接至一半桥中一相应的功率场效应管的漏极和源极之间，用于将所述功率场效应管的所述漏极和所述源极之间的电压差转换成电流；
两对串联连接的电流镜，第一对电流镜的输入端被连接至所述电阻R1，参考端连接至所述功率场效应管的所述漏极，且第二对电流镜的输入端被连接至所述第一对电流镜的输出端，参考端被连接至地，所述两对串联的电流镜用于根据各自的复制比例复制来自所述电阻R1的所述电流；
一电阻R2，所述电阻R2的两端被分别连接至所述第二对电流镜的输出端和一外部稳定电压源，用于将所述电流变换成表示所述电压差的一电压信号；和
一比较器，所述比较器的一输入端被连接至所述电阻R1和所述第二对电流镜的输出端之间，另一输入端被连接至一参考电压源，输出端被连接至所述死区时间控制装置，用于接收所述电压信号和自所述参考电压源提供的大于零的一预定电压值，将它们进行相互比较，且当所述电压信号低于所述预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置。
10.根据权利要求6至9中任一项所述的驱动器，还包括一预驱动器，其中所述死区时间控制装置被设置在所述预驱动器中而非在所述微控制器中，且所述预驱动器被分别连接至各所述漏-源电压监测电路和所述微控制器，其中各所述漏-源电压监测电路监测一半桥的一侧中一功率场效应管的漏极和源极之间的电压差，将所述电压差与大于零的一预定电压值进行比较，且当所述电压差低于所述预定电压值时，输出一关断信号给所述死区时间控制装置，其中在收到来自所述漏-源电压监测电路的所述关断信号后，所述死区时间控制装置立刻生成一允许导通控制信号以使所述半桥中另一侧上的功率场效应管被允许导通。
11.一种三相无刷直流电机，包括有权利要求1-10中任一项所 述的驱动器。 
CN201420869094.1U 2014-12-31 2014-12-31 驱动器及包括其的三相无刷直流电机 Active CN204425216U (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201420869094.1U CN204425216U (zh) 2014-12-31 2014-12-31 驱动器及包括其的三相无刷直流电机
EP15199142.9A EP3041120B1 (en) 2014-12-31 2015-12-10 Driver and three-phase bldc motor including the same

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201420869094.1U CN204425216U (zh) 2014-12-31 2014-12-31 驱动器及包括其的三相无刷直流电机

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN204425216U true CN204425216U (zh) 2015-06-24

Family

ID=53475544

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201420869094.1U Active CN204425216U (zh) 2014-12-31 2014-12-31 驱动器及包括其的三相无刷直流电机

Country Status (2)

Country Link
EP (1) EP3041120B1 (zh)
CN (1) CN204425216U (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN207167764U (zh) 2017-07-03 2018-04-03 常州市派腾电子技术服务有限公司 供电驱动模块、供电装置及电子烟
JP7043327B2 (ja) * 2018-04-09 2022-03-29 株式会社日立製作所 電力変換装置および電力変換装置の診断システム
JP7450036B2 (ja) * 2020-06-15 2024-03-14 日立Astemo株式会社 インバータ装置

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63265174A (ja) * 1987-04-22 1988-11-01 Mitsubishi Electric Corp 過電流検出回路
JPH01128615A (ja) * 1987-10-12 1989-05-22 Siemens Ag プツシユプル回路の作動方法および装置
JPH0450772A (ja) * 1990-06-18 1992-02-19 Toyota Autom Loom Works Ltd 電流検出装置
US5408150A (en) * 1992-06-04 1995-04-18 Linear Technology Corporation Circuit for driving two power mosfets in a half-bridge configuration
DE10343278B4 (de) * 2003-09-18 2006-01-05 Infineon Technologies Ag Halbbrückenschaltung mit einer Einrichtung zur Vermeidung von Querströmen

Also Published As

Publication number Publication date
EP3041120A1 (en) 2016-07-06
EP3041120B1 (en) 2021-08-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6615384B2 (ja) 半導体装置、インバータおよび自動車
CN105406712A (zh) 双向电流感测电路
US20030231011A1 (en) Switching device driving apparatus and DC/DC converter incorporating the same
CN103856043A (zh) 控制电路和四开关升降压型变换器
US20180019747A1 (en) Signal transmission circuit and driving device for switching element
CN109217775B (zh) 一种驱动交流电机的无级调速电路
JP5838776B2 (ja) 内燃機関用点火装置
CN204425216U (zh) 驱动器及包括其的三相无刷直流电机
US8400185B2 (en) Driving circuit with zero current shutdown and a driving method thereof
CN111725974B (zh) 一种死区时间可调的两路驱动信号发生电路
CN109687861B (zh) 一种抗噪声的高压栅驱动电路
CN108462152B (zh) 一种双相直流无刷马达输出保护电路
CN104868891A (zh) 电平下降电路和高压侧短路保护电路
JP5533313B2 (ja) レベルシフト回路及びスイッチング電源装置
CN103887761B (zh) Pwm驱动电路
WO2016080950A1 (en) Mode 7 push-pull structure with external pwm
CN108667278B (zh) 一种可编程延时设置电路及工作方法
CN105553313B (zh) 具有保护结构的npc型三电平逆变器驱动电路及方法
CN214480548U (zh) 一种高压驱动电路
CN103546086B (zh) 单相马达驱动装置
CN104578845A (zh) 一种驱动电源
JP3207483U (ja) パルス幅変調モータ速度制御器
CN104113238A (zh) 电动机驱动装置以及其控制方法
CN215452914U (zh) 一种高性能的电平迁移电路
CN221177533U (zh) 一种全桥驱动电路死区时间调整电路

Legal Events

Date Code Title Description
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant