CN104868891A - 电平下降电路和高压侧短路保护电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供电平下降电路和高压侧短路保护电路，能够防止高压侧的浮动电位(HS)的变化引起的低压侧的信号检测电路的误检测。电平下降电路具有：第1串联电路(P型沟道MOSFET Q1、电阻R1)，其连接在高压侧的电源电压(VB)与公共电位(COM)之间，将在高压侧检测出的检测信号转换为以公共电位为基准的电压信号(VA)；基准电压生成电路(P型沟道MOSFET Q2、电阻R2)，其生成消除了浮动电位(HS)引起的电压信号(VA)的变动的基准电压(VREF)；以及比较器(COMP2)，其对由第1串联电路转换后的电压信号与由基准电压生成电路生成的基准电压进行比较，生成以公共电位(COM)为基准的检测信号。

Description

电平下降电路和高压侧短路保护电路

技术领域

本发明涉及：将在电压高的高压侧中检测出的检测信号传递到电压低的低压侧的电平下降电路；以及检测流过高压侧半导体元件的过电流而使高压侧半导体元件的驱动停止的高压侧短路保护电路。

背景技术

在主电源端子间串联连接有高压(high side)侧的半导体元件和低压(low side)侧的半导体元件、从而构成了高压侧臂和低压侧臂的电机驱动装置等电力转换装置中，高压侧的半导体元件以浮动电位基准被驱动。因此，在这样的电力转换装置中，共存有以接地电位等公共电位进行工作的电路、和以因半导体元件的开关动作而发生变动的浮动电位为基准进行工作的电路，并设置有电平下降电路，该电平下降电路将由在高压侧工作的检测电路检测出的浮动电位基准的检测信号转换为低压侧的公共电位基准的信号电压(参照专利文献1)。

参照图7，以往的电平下降电路20具有作为场效应晶体管的P型沟道MOSFETQ1、电阻R1、齐纳二极管ZD1、比较器COMP1和基准电压Vref1。

在高压侧的电源电压VB与公共电位COM之间串联连接有P型沟道MOSFET Q1和电平移位用的电阻R1。P型沟道MOSFET Q1的源极与电源电压VB连接，P型沟道MOSFET Q1的漏极与电阻R1连接。此外，电阻R1与保护用的齐纳二极管ZD1并联连接。P型沟道MOSFET Q1和电阻R1的连接点A与以公共电位COM基准进行工作的比较器COMP1的同相输入端子连接。比较器COMP1的反相输入端子与基准电压Vref1连接。此外，Vcc为低压侧的电源电压。

以高压侧的浮动电位HS为基准进行工作的高压侧检测电路10的输出端子经由同样以浮动电位HS为基准进行工作的滤波电路11与P型沟道MOSFET Q1的栅极连接。从高压侧检测电路10输出的检测信号在进行检测时为低电平，P型沟道MOSFET Q1的栅极相对于源极(VB)被偏置为阈值以下的负电位。此外，滤波电路11例如是为了在高压侧检测电路10为短路保护电路的情况下防止浪涌电流导致的误检测而设置的。由此，P型沟道MOSFET Q1为导通状态，电阻R1中流过电流，在连接点A处产生信号电压VA。比较器COMP1对在连接点A处产生的信号电压VA与基准电压Vref1进行比较，在信号电压VA超过基准电压Vref1时，输出高电平信号。由此，在高压侧检测电路10中检测出的以浮动电位为基准的检测信号被电平下降电路20转换为以公共电位COM为基准的信号电压，并被传递到低压侧。

专利文献1：日本特开2001-237381号公报

但是，由于浮动电位HS从低压侧的公共电位COM急剧变化(dV/dt)为电源电压VB，因此，有时会由于位于P型沟道MOSFET Q1的漏极-源极之间的寄生静电电容CP1，导致作为低压侧的信号检测电路的比较器COMP1发生误检测(dV/dt误动作)。如图8的(a)所示，在浮动电位HS波动至高压时，如图8的(b)所示，由于P型沟道MOSFET Q1的寄生静电电容CP1，电阻R1中流过寄生电流。由此，如图8的(c)所示，有时在连接点A处，信号电压VA会超过基准电压Vref1，导致比较器COMP1发生误检测。因此，对于以往的电平下降电路20，需要在作为低压侧的信号检测电路的比较器COMP1的后级，设置防止误检测的滤波电路12。在比较器COMP1的后级设置了滤波电路12的情况下，存在如下问题：延迟相应地变大，在短路检测信号等必须迅速地传递检测信号的状况下，延迟是致命的。

发明内容

本发明的目的在于，鉴于上述问题而解决现有技术的上述问题，提供能够防止因高压侧的浮动电位HS的变化而引起的低压侧的信号检测电路的误检测的电平下降电路和高压侧短路保护电路。

本发明的电平下降电路将在以浮动电位为基准的高压侧检测出的检测信号传递到以公共电位为基准的低压侧，该电平下降电路的特征在于，具有：第1串联电路，其连接在高压侧的电源电压与所述公共电位之间，将在高压侧检测出的所述检测信号转换为以所述公共电位为基准的电压信号；基准电压生成电路，其生成基准电压，该基准电压消除了因所述浮动电位而引起、并由所述第1串联电路转换后的所述电压信号的变动；以及比较器，其对由所述第1串联电路转换后的所述电压信号和由所述基准电压生成电路生成的所述基准电压进行比较，由此生成以所述公共电位为基准的所述检测信号。

此外，在本发明的电平下降电路中，所述基准电压生成电路可以是第2串联电路，该第2串联电路在高压侧的电源电压与所述公共电位之间与所述第1串联电路并联连接。

此外，在本发明的电平下降电路中，可以是，所述第1串联电路具有第1场效应晶体管和第1电阻，其中，所述第1场效应晶体管根据在高压侧检测出的所述检测信号而导通/截止，所述第2串联电路具有：第2场效应晶体管，其具有与第1场效应晶体管大致相同的寄生静电电容，且维持截止状态；以及第2电阻，其具有与第1电阻大致相同的电阻值。

此外，本发明的高压侧短路保护电路检测流过连接在主电源电压与浮动电位之间的高压侧半导体元件的过电流，使所述高压侧半导体元件的驱动停止，该高压侧短路保护电路的特征在于，具有：过电流检测电路，其检测所述过电流，输出以所述浮动电位为基准的过电流检测信号；短路检测电路，其基于所述过电流检测信号来检测短路，输出以所述浮动电位为基准的短路检测信号；电平下降电路，其将以所述浮动电位为基准的所述短路检测信号转换为以低压侧的公共电位为基准的所述短路检测信号；以及错误信号生成电路，其基于以公共电位为基准的所述短路检测信号，生成使所述高压侧半导体元件的驱动停止的错误信号。

此外，在本发明的高压侧短路保护电路中，可以是，该高压侧短路保护电路具有如下的预切断电路：在没有生成所述错误信号或没有因所述错误信号而停止所述高压侧半导体元件的驱动的情况下，所述预切断电路基于所述过电流检测信号，使所述高压侧半导体元件的驱动停止。

根据本发明，起到如下效果：能够防止因高压侧的浮动电位的变化而引起的低压侧的信号检测电路的误检测，能够可靠地将在高压侧检测出的检测信号传递到低压侧。

附图说明

图1是示出本发明的电平下降电路的电路结构的电路结构图。

图2是示出图1的各部分的信号波形和工作波形的波形图。

图3是示出图1的各部分的信号波形和工作波形的波形图。

图4是示出图1的各部分的信号波形和工作波形的波形图。

图5是示出本发明的高压侧短路保护检测电路的电路结构的电路结构图。

图6是示出图5的各部分的信号波形和工作波形的波形图。

图7是示出以往的电平下降电路的电路结构的电路结构图。

图8是示出图7的各部分的信号波形和工作波形的波形图。

标号说明

10：高压侧检测电路；11：滤波电路；12：滤波电路；13：保护保持时间生成电路；14：脉冲生成电路；15：预切断电路；16：滤波电路；17：滤波电路；20：电平下降电路；30：电平下降电路；COMP1、COMP2、COMP3：比较器；CP1、CP2：寄生静电电容；FF1：触发器；INV1、INV2：反相电路；OR1、OR2：“或”电路；Q1、Q2：P型沟道MOSFET；Q3：半导体元件；Q4：P型沟道MOSFET；Q5：N型沟道MOSFET；R1、R2、R3、R4：电阻；ZD1、ZD2：齐纳二极管。

具体实施方式

(第1实施方式)

参照图1，第1实施方式的电平下降电路30具有作为场效应晶体管的P型沟道MOSFET Q1和P型沟道MOSFET Q2、电阻R1和电阻R2、齐纳二极管ZD1和齐纳二极管ZD2以及比较器COMP2。P型沟道MOSFET Q1和P型沟道MOSFET Q2使用了至少各自的漏极-源极之间的寄生静电电容CP1、CP2相同的元件。此外，电阻R1和电阻R2为相同电阻值。

由P型沟道MOSFET Q1和电平移位用的电阻R1构成的第1串联电路、与由P型沟道MOSFET Q2和电平移位用的电阻R2构成的第2串联电路被并联连接在高压侧的电源电压VB和公共电位COM之间。P型沟道MOSFET Q1的源极与电源电压VB连接，P型沟道MOSFET Q1的漏极与电阻R1连接。此外，P型沟道MOSFET Q2的源极和栅极与电源电压VB连接，P型沟道MOSFET Q2的漏极与电阻R2连接。此外，电阻R1与保护用的齐纳二极管ZD1并联连接，电阻R2与保护用的齐纳二极管ZD2并联连接。

P型沟道MOSFET Q1和电阻R1的连接点A与作为以公共电位COM为基准进行工作的低压侧的信号检测电路的比较器COMP2的同相输入端子连接，P型沟道MOSFET Q2和电阻R2的连接点REF与比较器COMP2的反相输入端子连接。对比较器COMP2被设定了几V左右的偏移电压，当连接点A的电压信号A比连接点REF的电压VREF高出了偏移电压以上时，比较器COMP2输出高电平信号。

以高压侧的浮动电位HS为基准进行工作的高压侧检测电路10的输出端子经由同样以浮动电位HS为基准进行工作的滤波电路11与P型沟道MOSFET Q1的栅极连接。此外，滤波电路11例如是为了在高压侧检测电路10为短路保护电路的情况下防止浪涌电流导致的误检测而设置的，滤波电路11的输出为短路检测信号。从高压侧检测电路10输出的检测信号在进行检测时为低电平，P型沟道MOSFET Q1的栅极相对于源极(电源电压VB)被偏置为阈值以下的负电位。由此，P型沟道MOSFETQ1处于导通状态，电阻R1中流过电流，在连接点A处产生信号电压VA。即，第1串联电路作为将在高压侧检测出的以浮动电位为基准的检测信号传递到低压侧的信号传递电路发挥作用。

另一方面，P型沟道MOSFET Q2的源极和栅极均与电源电压VB连接，因而始终处于截止状态。因此，P型沟道MOSFET Q2和电阻R2的连接点REF的电压VREF作为不会因从高压侧检测电路10输出的检测信号而变化的基准电压发挥作用。即，第2串联电路作为生成基准电压的基准电压生成电路发挥作用。

在连接点A处产生的信号电压VA通过比较器COMP2与连接点REF的电压VREF进行比较，当信号电压VA高于电压VREF时，比较器COMP2输出高电平信号。由此，在高压侧检测电路10中检测出的以浮动电位为基准的检测信号被电平下降电路30转换为以公共电位COM为基准的检测信号，并被传输到低压侧。

如图2的(a)所示，当浮动电位HS波动至高压时，如图2的(b)所示，由于P型沟道MOSFET Q1的寄生静电电容CP1，电阻R1中流过寄生电流。由此，如图2的(c)所示，在连接点A处，信号电压VA上升。此时，由于P型沟道MOSFET Q2的寄生静电电容CP2，在电阻R2中也流过寄生电流，如图2的(d)所示，连接点REF的电压VREF也上升。此处，P型沟道MOSFET Q1的寄生静电电容CP1与P型沟道MOSFET Q2的寄生静电电容CP2相同，并且，电阻R1的电阻值与电阻R2的电阻值相同。因此，如图2的(c)、(d)所示，在连接点A处产生的信号电压VA的电压波形与在连接点REF处产生的电压VREF的电压波形为大致相同的波形，因浮动电位HS而引起的信号电压VA的变动被电压VREF消除。由此，如图2的(e)所示，即使浮动电位HS波动至高压，从而由于P型沟道MOSFET Q1的寄生静电电容CP1而在电阻R1中流过寄生电流，在连接点A处产生的信号电压VA与在连接点REF处产生的电压VREF的差分也大致为0V，不会超过在比较器COMP2中设定的偏移电压，能够防止作为低压侧的信号检测电路的比较器COMP2的dV/dt误动作。此外，只要处于不超过在比较器COMP2中设定的偏移电压的范围，则P型沟道MOSFET Q1和P型沟道MOSFET Q2各自的寄生静电电容CP1、CP2及电阻R1和电阻R2各自的电阻值可以略微不同。

图3示出了在浮动电位HS波动至高压的时刻传递正常信号的情况，图4示出了在浮动电位HS刚波动至高压后传递正常信号的情况。无论在哪个情况下，都通过正常信号使得P型沟道MOSFET Q1成为导通状态，如图3的(b)和图4的(b)所示，连接点A的信号电压VA超过寄生静电电容CP1带来的电压变化而大幅上升。由此，如图3的(d)和图4的(d)所示，在连接点A处产生的信号电压VA与在图3的(c)和图4的(c)所示的连接点REF处产生的电压VREF的差分超过在比较器COMP2中设定的偏移电压，被转换为以公共电位COM为基准的检测信号，并被传输到低压侧。

如以上说明的那样，根据第1实施方式，电平下降电路30将以浮动电位HS为基准的在高压侧检测出的检测信号传递到以公共电位COM为基准的低压侧，该电平下降电路30具有：第1串联电路(P型沟道MOSFET Q1、电阻R1)，其连接在高压侧的电源电压VB与公共电位COM之间，将在高压侧检测出的检测信号转换为以公共电位COM为基准的电压信号VA；基准电压生成电路(P型沟道MOSFET Q2、电阻R2)，其生成基准电压VREF，该基准电压VREF消除因浮动电位HS而引起的电压信号VA的变动；以及比较器COMP2，其对由第1串联电路转换后的电压信号VA和由基准电压生成电路生成的基准电压VREF进行比较，由此，生成以公共电位COM为基准的检测信号。

利用该结构，起到如下效果：能够防止因高压侧的浮动电位HS的变化而引起的低压侧的信号检测电路(比较器COMP2)的误检测，能够可靠地将在高压侧检测出的检测信号传递到低压侧。

此外，根据第1实施方式，基准电压生成电路由第2串联电路构成，该第2串联电路在高压侧的电源电压VB与公共电位COM之间，与第1串联电路并联连接。

利用该结构，能够简单地按照与第1串联电路相同的条件，生成消除因浮动电位HS而引起的电压信号VA的变动的基准电压VREF。

此外，根据第1实施方式，第1串联电路具有第1场效应晶体管(P型沟道MOSFETQ1)和电阻R1，其中，第1场效应晶体管根据在高压侧检测出的检测信号而导通/截止，第2串联电路具有：第2场效应晶体管(P型沟道MOSFET Q2)，其具有与第1场效应晶体管大致相同的寄生静电电容，且维持截止状态；以及电阻R2，其具有与电阻R1大致相同的电阻值。

利用该结构，能够以简单的电路结构生成消除因浮动电位HS而引起的电压信号VA的变动的基准电压VREF。

(第2实施方式)

第2实施方式是高压侧短路保护电路，其检测流过电力转换装置中的高压(highside)侧的半导体元件Q3的过电流，使高压(high side)侧的半导体元件Q3的驱动停止，参照图5，该高压侧短路保护电路具有高压侧检测电路10、滤波电路11、第1实施方式的电平下降电路30、“或”电路OR1、保护保持时间生成电路13、脉冲生成电路14和预切断电路15。使用MOSFET或IGBT(绝缘栅型双极晶体管)作为半导体元件Q3。

高压侧检测电路10是检测高压(high side)侧的半导体元件Q3中流过的过电流的电路，由比较器COMP3和反相电路INV1构成。比较器COMP3的反相输入端子与基准电压Vref2连接，同相输入端子与半导体元件Q3的漏极和检测电阻RS的一端连接，其中，检测电阻RS的另一端与浮动电位HS连接。由此，利用比较器COMP3来检测高压(high side)侧的半导体元件Q3中流过的过电流，比较器COMP3输出过电流检测信号。

从比较器COMP3输出的过电流检测信号经由反相电路INV1输入到滤波电路11，并经由滤波电路11和电平下降电路30传递到低压侧。滤波电路11是为了防止浪涌电流导致的误检测而设置的，滤波电路11的输出为短路检测信号。从滤波电路11输出的短路检测信号被传递到低压侧，并经由“或”电路OR1被输入到以公共电位COM为基准进行工作的低压侧的保护保持时间生成电路13。保护保持时间生成电路13在被输入短路检测信号时，生成用于自恢复的长时间的保护保持时间，并输出错误信号，该错误信号在所生成的保护保持时间内维持高电平。从保护保持时间生成电路13输出的错误信号从低压侧的外部(FO)端子输出到外部，并输入到脉冲生成电路14。

脉冲生成电路14是以公共电位COM为基准进行工作的低压侧的电路，其输出控制高压(high side)侧的半导体元件Q3导通/截止的置位信号和复位信号。来自脉冲生成电路14的置位信号经由未图示的电平移位电路和滤波电路16，被输入到触发器FF1的置位端子S，将触发器FF1置位，其中，滤波电路16抑制浮动电位HS的电压变动dV/dt等导致的误动作。来自脉冲生成电路14的复位信号经由未图示的电平移位电路、滤波电路17以及“或”电路OR3，被输入到触发器FF1的复位端子R，使触发器FF1复位，其中，滤波电路17抑制浮动电位HS的电压变动dV/dt等导致的误动作。

在高压侧的电源电压VB与浮动电位HS之间，连接有由P型沟道MOSFET Q4、电阻R3、电阻R4、N型沟道MOSFET Q5构成的串联电路。而且，P型沟道MOSFETQ4和N型沟道MOSFET Q5的栅极均经由反相电路INV2而与触发器FF1的输出端子Q连接，电阻R3和电阻R4的连接点与高压(high side)侧的半导体元件Q3的栅极连接。因此，当从脉冲生成电路14输出置位信号而将触发器FF1置位时，高压(highside)侧的半导体元件Q3导通，当从脉冲生成电路14输出复位信号而将触发器FF1复位时，高压(high side)侧的半导体元件Q3截止。

在从保护保持时间生成电路13输入了错误信号时，脉冲生成电路14输出复位信号，使高压(high side)侧的半导体元件Q3截止，在由保护保持时间生成电路13生成的保护保持时间内，维持截止状态。

在检测出短路的情况下，需要由低压侧的保护保持时间生成电路13生成长时间的保护保持时间，并且，需要从低压侧的输出(FO)端子向外部输出错误信号。此外，保护保持时间生成电路13组装在元件尺寸较大的高压侧是不现实的，而需要组装在元件尺寸较小的低压侧。因此，当在高压侧检测出短路的情况下，必须借助电平下降电路30使短路检测信号传递到低压侧。

假设在高压侧检测出短路而直接在高压侧使半导体元件Q3截止的情况下，有可能不能将短路检测信号传递到低压侧。设滤波电路11的延迟时间为500ns，从比较器COMP2输出过电流检测信号后，在从滤波电路11输出短路检测信号的时刻使半导体元件Q3截止的情况下，如图6所示，由于布线电感部分的影响，浮动电位HS处于负电位。于是，高压侧的电源电压VB也受浮动电位HS影响而下降，其结果是高压侧的电源电压VB与低压侧的公共电位COM之间的电压下降，连接点A的信号电压VA有时没有超过比较器COMP2的偏移电压而没有传递电平下降信号。

因此，如上所述，在第2实施方式中，构成为：当在高压侧检测出短路时，将短路检测信号传递到低压侧，从低压侧使高压(high side)侧的半导体元件Q3截止。通过使用第1实施方式的电平下降电路30，能够省略后级的滤波电路，因此能够降低执行切断以前的延迟时间、即在高压侧使半导体元件Q3截止以前的延迟时间。

此外，在第2实施方式中，防备万一电平下降电路30或低压侧的元件被损坏而不能使高压(high side)侧的半导体元件Q3截止的情况，而设置有预切断电路15。在来自比较器COMP3的过电流检测信号持续了预先设定的预切断时间时，预切断电路15经由“或”电路OR2使触发器FF1复位，使高压(high side)侧的半导体元件Q3截止。此外，预切断时间是考虑滤波电路11的延迟时间(例如500ns)、与电平下降相伴的延迟时间(例如100ns)、与电平移位相伴的延迟时间(例如250ns)而设定的，被设定为如下时间(例如2μs左右)，该时间长于将各延迟时间相加而得到的时间且短于高压(high side)侧的半导体元件Q3不至于损坏的时间。

如以上说明的那样，根据第2实施方式，高压侧短路保护电路检测连接在主电源电压与浮动电位HS之间的高压侧的半导体元件Q3中流过的过电流，使半导体元件Q3的驱动停止，该高压侧短路保护电路具有：过电流检测电路(高压侧检测电路10)，其检测过电流，输出以浮动电位HS为基准的过电流检测信号；短路检测电路(滤波电路11)，其基于过电流检测信号来检测短路，输出以浮动电位HS为基准的短路检测信号；电平下降电路30，其将以浮动电位HS为基准的短路检测信号转换为以低压侧的公共电位COM为基准的短路检测信号；以及错误信号生成电路(保护保持时间生成电路13)，其基于以公共电位COM为基准的短路检测信号，生成使半导体元件Q3的驱动停止的错误信号。

利用该结构，当在高压侧检测出短路的情况下，能够可靠地将短路检测信号传递到低压侧。

此外，根据第2实施方式，具有如下的预切断电路15：在没有生成错误信号或没有因错误信号而停止半导体元件Q3的驱动的情况下，预切断电路15基于过电流检测信号，使半导体元件Q3的驱动停止。

利用该结构，即使在万一电平下降电路30或低压侧的元件被损坏的情况下，也能够使半导体元件Q3截止。

以上，以具体的实施方式对本发明进行了说明，但上述实施方式只是一例，不言而喻，在不脱离本发明主旨的范围内，能够变更地进行实施。

Claims (5)

1.一种电平下降电路，其将在以浮动电位为基准的高压侧检测出的检测信号传递到以公共电位为基准的低压侧，该电平下降电路的特征在于，具有：

第1串联电路，其连接在高压侧的电源电压与所述公共电位之间，将在高压侧检测出的所述检测信号转换为以所述公共电位为基准的电压信号；

基准电压生成电路，其生成基准电压，该基准电压消除了因所述浮动电位而引起、并由所述第1串联电路转换后的所述电压信号的变动；以及

比较器，其对由所述第1串联电路转换后的所述电压信号和由所述基准电压生成电路生成的所述基准电压进行比较，由此生成以所述公共电位为基准的所述检测信号。

2.根据权利要求1所述的电平下降电路，其特征在于，

所述基准电压生成电路是在高压侧的电源电压与所述公共电位之间与所述第1串联电路并联连接的第2串联电路。

3.根据权利要求2所述的电平下降电路，其特征在于，

所述第1串联电路具有第1场效应晶体管和第1电阻，其中，所述第1场效应晶体管根据在高压侧检测出的所述检测信号而导通/截止，

所述第2串联电路具有：第2场效应晶体管，其具有与第1场效应晶体管大致相同的寄生静电电容，且维持截止状态；以及第2电阻，其具有与第1电阻大致相同的电阻值。

4.一种高压侧短路保护电路，其检测流过连接在主电源电压与浮动电位之间的高压侧半导体元件的过电流，使所述高压侧半导体元件的驱动停止，该高压侧短路保护电路的特征在于，具有：

过电流检测电路，其检测所述过电流，输出以所述浮动电位为基准的过电流检测信号；

短路检测电路，其基于所述过电流检测信号来检测短路，输出以所述浮动电位为基准的短路检测信号；

电平下降电路，其将以所述浮动电位为基准的所述短路检测信号转换为以低压侧的公共电位为基准的所述短路检测信号；以及

错误信号生成电路，其基于以公共电位为基准的所述短路检测信号，生成使所述高压侧半导体元件的驱动停止的错误信号。

5.根据权利要求4所述的高压侧短路保护电路，其特征在于，

该高压侧短路保护电路具有如下的预切断电路：在没有生成所述错误信号或没有因所述错误信号而停止所述高压侧半导体元件的驱动的情况下，所述预切断电路基于所述过电流检测信号，使所述高压侧半导体元件的驱动停止。