CN1996732A - 开关电源装置和用于该开关电源装置的半导体装置 - Google Patents
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Abstract
本发明的目的在于提供一种能够同时实现小型化和进一步降低噪声的开关电源装置。变压器的初级线圈串联连接开关元件；在次级线圈上连接整流/滤波电路；在辅助线圈上连接有波形整形电路。从变压器的初级线圈和开关元件的连接节点供给执行开关元件的导通/截止控制的控制电路的工作电压。控制电路包含：输出电压检测电路，从波形整形电路的输出电压中获取与整流/滤波电路的输出电压成比例的反馈电压，生成用于开关元件的PWM控制的信号；和谷底检测电路，从波形整形电路的输出电压中检测出铃流电压的谷底电平；利用在控制电路中内置的振荡器的输出信号或谷底检测电路的输出信号中的任何一个，使开关元件从截止变为导通。
Description
技术领域
本发明涉及一种开关电源装置和在该开关电源装置中使用的半导体装置，特别涉及一种同时实现开关电源装置的小型化和低噪声化的新型控制方式。
背景技术
通常，开关电源装置包括：开关变压器；与开关变压器的初级线圈串联连接的开关元件；执行该开关元件的导通/截止控制的控制电路；与开关变压器的次级线圈连接的整流/滤波电路；以及将根据整流/滤波电路的输出电压而变化的检测电压反馈到控制电路的输出电压检测电路(例如，参照日本专利第3480462号公报)。
图1是表示现有的开关电源装置的结构例的电路图。此开关电源装置包括开关变压器101，该开关变压器101具有初级线圈101a、次级线圈101b及辅助线圈101c。在初级线圈101a上串联连接开关元件102，对初级线圈101a及开关元件102施加直流电压Vin。通过利用控制电路103对开关元件102进行导通/截止控制(PWM控制)，从开关变压器101的初级线圈101a向次级线圈101b传输电能。
利用由二极管104a及电容器104b构成的整流滤波电路104对在开关变压器101的次级线圈101b产生的电压进行整流/滤波，使其成为输出直流电压，并提供给负载105。利用输出直流电压检测电路106检测此输出直流电压，将检测电压反馈给控制电路103。将反馈的检测电压施加到控制电路103的ON期间控制电路103a，将其输出施加给脉冲控制电路103b。将脉冲控制电路103b的输出施加到驱动电路103c，其输出变成开关元件102的控制信号(栅信号)。
此外，在开关变压器101的辅助线圈101c产生的电压通过由二极管107a及电容器107b构成的输出滤波电路107而被整流/滤波，作为工作电压Vcc被提供给控制电路103。再有，开始开关变压器101的导通/截止控制前的启动时，通过电阻108从直流电压Vin供给工作电压Vcc。
在辅助线圈101c产生的电压进一步被输入到铃流发生电路109中，其输出被输入到控制电路103的比较电路103d中，所述的铃流发生电路109包含二极管109a、电阻109b、电容器109c及电阻109d。比较电路103d的比较器CMP将输入的电压与基准电压Vref进行比较，其输出经过谷底(bottom)计数器电路103e及延迟电路103f被施加到驱动电路103c。铃流发生电路109、比较电路103d、谷底计数器电路103e及延迟电路103f在开关元件截止期间，根据变压器中产生的铃流的次数生成延迟信号，利用驱动电路103c根据此延迟信号使开关元件的导通时期延迟。因此，按照随着负载从重负载变成轻负载而变多的铃流的产生次数，使开关元件导通的定时延迟更长期间，通过延长开关元件的振荡周期，由此负载变得越轻时开关频率越少，得到降低开关损失的效果。
再有，在需要电隔离开关变压器的初级侧和次级侧的情况下，在输出直流电压检测电路106中使用光电耦合器，执行向控制电路103传送反馈信号。
在上述这种现有的开关电源装置中，为了检测输出电压并向控制电路反馈，需要与次级侧连接的输出电压检测电路，这就成为了阻碍开关电源装置的小型化主要原因。特别地，在使用光电耦合器电隔离初级侧和次级侧时，就难于小型化。
此外，虽然通过铃流发生电路109、比较电路103d、谷底计数器电路103e及延迟电路103f的工作，获得了如上所述的轻负载时抑制开关损失的效果，但却没有采用降低开关噪声方面的对策。
此外，在现有的开关电源装置中，当输出的负载状态变化时，开关元件的工作频率就会大大地变化，为了与此对应，开关变压器101的尺寸变大，而这成了阻碍开关电源装置小型化的主要原因。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种解决上述这些现有的课题并能够同时实现小型化和降低噪声的开关电源装置。
为了解决上述课题，本发明的开关电源装置，其特征在于，包括：开关变压器，具有初级线圈、次级线圈和辅助线圈；开关元件，与上述开关变压器的初级线圈串联连接；整流/滤波电路，与上述开关变压器的次级线圈连接；波形整形电路，与上述开关变压器的辅助线圈连接；以及控制电路，执行上述开关元件的导通/截止控制，上述控制电路包含：输出电压检测电路，根据上述波形整形电路输出的反馈电压，生成用于上述开关元件的PWM控制的信号；和谷底检测电路，从上述反馈电压中检测出在上述开关变压器的次级线圈中没有电流流过的期间的铃流电压的谷底电平，利用上述控制电路中内置的振荡器的输出信号或上述谷底检测电路的输出信号中的任何一个，使上述开关元件从截止变为导通。
根据本发明的开关电源装置，由于能够从与辅助线圈连接的波形整形电路输出的反馈电压中获得与次级侧的整流/滤波电路的输出电压成比例的检测电压，所以与现有的这种在开关变压器的次级线圈侧连接有输出电压检测电路的结构相比，电路变得简化，能够实现电源的小型化。特别地，不需要用于电隔离次级侧和初级侧的光电耦合器。并且，由于通过谷底检测电路的作用，能够从波形整形电路的输出信号中检测出铃流电压的谷底，并使开关元件导通，能够抑制开关元件的导通时的功耗(谷底导通效果)，能够实现开关电源装置的高效率化。此外，由于根据该谷底检测电路的输出信号使开关元件导通的信号的周期每当开关元件的导通/截止时逐渐改变，所以开关元件的工作频率变得具有以振荡器的频率为基准的规定宽度，能够通过使电能波形的峰值分散而使其值降低(抖动效果)。由此，能够同时实现电源的小型化和低噪声化。
本发明的开关电源装置的优选实施方式中，从上述开关变压器的初级线圈的一个端子和上述开关元件的连接节点、或从上述初级线圈的另一个端子供给上述控制电路的工作电压。由此，不需要另外供给控制电路的工作电压，就能够实现开关电源的小型化。
本发明的开关电源装置的优选实施方式中，上述控制电路还包含对输出电压检测电路的输出信号进行放大的误差放大器、和被施加该输出的过电流检测电路。由此，能够高精度地实施使在开关元件中流动的电流的峰值变化的PWM控制。
本发明的开关电源装置的另一优选实施方式中，上述控制电路还包含间歇振荡控制电路，如果上述误差放大器的输出信号电平为规定值以下，则该间歇振荡控制电路停止或暂停上述开关元件的导通/截止工作。在控制电路控制开关元件的导通/截止时，通过除PWM控制外还执行间歇振荡控制，由此能够大幅削减待机时功耗。
本发明的开关电源装置的再另一优选实施方式中，上述控制电路还包含从上述谷底检测电路的输出电压中检测铃流的状态的铃流截止检测电路，当没有检测出铃流时，再次开始上述开关元件的导通/截止控制。根据此结构，能够进行间歇振荡控制状态下的输出电压检测，能够应付负载状态的急剧变化。
本发明的开关电源装置的再另一优选实施方式中，在上述控制电路中内置的振荡器的振荡频率是具有以固定频率为中心的规定宽度的频率。由此能够实现进一步的低噪声化。
本发明的开关电源装置的再另一优选实施方式中，上述控制电路还包括过电压检测电路，该过电压检测电路检测上述工作电压成为高于规定电压的情况。根据此结构，在来自外部的电能使被内置于控制电路中的调整器控制成固定电压的工作电压强制性地变高时，能够检测出此工作电压，能够停止或暂停控制电路控制的开关元件的开关动作。其结果，能够提高开关电源装置的安全性。
本发明的开关电源装置的再另一优选实施方式中，上述控制电路还包含过热保护电路。由此，在开关元件异常发热时，能够保护开关电源装置。
本发明的开关电源装置的再另一优选实施方式中，上述波形整形电路包含肖特基势垒二极管。通过使用逆恢复时间短的肖特基势垒二极管，能够防止波形整形电路的输出信号在负侧有大的变动，能够提高开关电源装置的安全性。
本发明的开关电源装置的再另一优选实施方式中，还包括与上述辅助线圈连接的辅助线圈电压整流/滤波电路，由上述辅助线圈电压整流/滤波电路向上述控制电路供给电力。由此，能够进一步实现低功耗化。
此外，本发明的半导体装置可用于如上所述的开关电源装置，其特征在于，上述开关元件及上述控制电路被集成在单一基板上，或被组装在单一封装内。通过使用这种半导体装置，能够实现开关电源装置的小型化。
附图说明
图1是表示现有的开关电源装置的结构例的电路图。
图2是本发明的第1实施方式的开关电源装置的电路图。
图3是在本发明的第1实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。
图4是表示图2的开关电源装置的各部分的电压或电流的波形的图。
图5是表示图2的开关电源装置中的波形整形电路的输出电压信号VFB和谷底检测电路的输出电压信号A的关系的波形图。
图6是表示图2的开关电源装置中的输出电压VOUT和漏极电流ID的关系的波形图。
图7是在本发明的第2实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。
图8是在本发明的第3实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。
图9是在本发明的第4实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。
图10是表示本发明的第4实施方式的开关电源装置的各点的工作波形图。
图11是表示本发明的第4实施方式的开关电源装置的输出电压VOUT和漏极电流ID的关系的波形图。
图12是本发明的第5实施方式的开关电源装置的电路图。
图13是在本发明的第5实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。
具体实施方式
下面，根据附图说明本发明的实施方式。
(实施方式1)
图2是本发明的第1实施方式的开关电源装置的电路图。该开关电源装置包括：开关变压器2；与开关变压器2的初级线圈2-1的一个端子串联连接的开关元件4；执行该开关元件4的导通/截止控制的控制电路3；与开关变压器2的次级线圈2-2连接的整流/滤波电路8；以及与开关变压器2的辅助线圈2-3连接的波形整形电路7等。控制电路3和开关元件4既可以由单个半导体装置构成，也可以由单一半导体装置构成。
图3是在本发明的第1实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。该半导体装置5将控制电路3和开关元件4组装在单一封装内，具有4个端子VCC、GND、DRAIN及FB。VCC端子与内置于控制电路3中的调整器9的输出连接，是用于在调整器9和GND端子之间连接外付电容器的端子。GND端子是通向地(接地)电平的连接端子，连接到图2的NTRL端子。DRAIN端子是开关变压器2的初级线圈2-1和开关元件4的连接节点，即连接到开关元件4的漏极的端子。FB端子是用于将波形整形电路7的输出电压作为反馈信号施加到控制电路3的端子。
在图2中，在INPUT端子和NTRL端子之间，即在串联连接的开关变压器2的初级线圈2-1和开关元件4的两端供给直流电压(例如，对交流电源电压进行整流并进行了滤波的电压)。利用内置于控制电路3中的调整器9使开关变压器2的初级线圈2-1和开关元件4的连接节点的电压(以下成为漏极电压)VD稳定，调整器9的输出电压变成控制电路3的工作电压。在调整器9的输出端子(图3中的VCC端子)和NTRL端子(图3中的GND端子)之间连接有外接电容器6。
在INPUT端子和NTRL端子之间施加直流电压之后，随着开关变压器2的初级线圈2-1的电感和电容器6的静电容量，工作电压VCC逐渐上升。当工作电压VCC达到规定的值时，控制电路3内的启动/停止电路10的输出即三端输入AND电路15的一个输入从L电平转变为H电平。其结果，对应于作为三端输入AND电路15的另一输入的振荡器11的MAXDUTY输出信号和触发器电路14的输出信号，从三端输入AND电路15中输出开关元件4的栅极信号GATE，开始开关元件4的导通/截止控制。此外，以如下方式执行从开关元件4的导通状态向截止状态的转移(断开)：以误差放大器21的输出信号E为基准，由过电流检测电路17检测流入开关元件4的电流，以便控制流入开关元件4的峰值电流值。由此，在本发明中执行电流模式的PWM控制。
开始开关元件4的导通/截止时，从开关变压器2的初级线圈2-1向次级线圈2-2及辅助线圈2-3传送电能。在开关变压器2的次级线圈2-2中产生的电压由整流/滤波电路8的二极管8-1进行整流，由电容器8-2进行滤波成为输出电压VOUT，作为OUT端子和RETURN端子间的电压来输出。
在开关变压器2的初级线圈2-1上连接有尖峰电压吸收电路1，尖峰电压吸收电路1在并联连接电阻1-1和电容器1-2的电路上连接了二极管3-1。此尖峰吸收电路1在开关元件4从导通变截止时，具有吸收在初级线圈2-1的两端产生的偏置电压的作用。
与开关变压器2的辅助线圈2-3连接的波形整形电路7包含：分压用电阻7-1和7-2；箝位分压电压的肖特基势垒二极管7-3；和电容器7-4。作为箝位二极管通过使用逆恢复时间短的肖特基势垒二极管，就能够防止波形整形电路的输出信号在负侧有大的变化，能够提高开关电源装置的安全性。波形整形电路7的输出电压信号VFB被反馈到控制电路3，并施加到在控制电路3中包含的谷底检测电路22和输出电压检测电路20。
谷底检测电路22的输出电压信号A被施加到SAWTOOTH信号调整电路23，输出电压检测电路20的输出信号被施加到AND电路13及误差放大器21。AND电路13生成OR电路12的输出信号和输出电压检测电路20的输出信号的逻辑积信号，其成为触发器电路14的设置输入。此外，漏极电压VD被输入到过电流检测电路17，过电流检测电路17根据漏极电压VD和误差放大器21的输出信号E将过电流检测输出作为一输入施加到AND电路18。对AND电路18的另一输入施加导通时消隐脉冲电路16的输出，AND电路18的输出成为OR电路19的一个输入。OR电路19的另一输入(反转输入)连接到振荡器11的MAXDUTY输出信号，OR电路19的输出成为触发器电路14的复位输入。触发器电路14的输出成为三端输入AND电路15的一个输入，三端输入AND电路15的输出成为开关元件4的栅极信号。
接着，参照图4、图5及图6所示的波形图，说明本发明的第1实施方式的开关电源装置的工作。图4是表示图2的开关电源装置的各部分的电压或电流的波形的图。图5是表示图2的开关电源装置中的波形整形电路的输出电压信号VFB和谷底检测电路的输出电压信号A的关系的波形图。再有，正确地，流过二极管8-1电流的导通时间在每一开关元件4的导通/截止工作中不固定且稍有差异。图5所示的状态A、状态B、状态C是按照这些稍稍不同的二极管8-1的导通时间产生的容易通过目视识别的铃流峰值偏移的状态。并且，图6是表示图2的开关电源装置中的输出电压VOUT和流过开关元件4的漏极电流ID的关系的波形图。
如图5放大所示，虽然波形整形电路的输出电压信号VFB在整流/滤波电路8的二极管8-1导通的期间，最初会产生细的铃流，但此后基本上带有固定斜度地减少。此后，在二极管8-1不导通期间，在由整流/滤波电路的电路常数决定的固定时间t1中电压减少到0V，此后这也会产生由电路常数决定的几乎固定周期的铃流。此铃流逐渐衰减。
此外，还向谷底检测电路22中输入波形整形电路的输出电压信号VFB，通过检测出此VFB比规定的谷底电位(图5的情况是0V)低的情况，来检测铃流的谷底，生成谷底检测信号A。
如图4所示，输入波形整形电路的输出电压信号VFB的输出电压检测电路20的输出信号D，使在二极管8-1导通期间的初期细的铃流后的VFB变成与在二极管8-1的导通期间经校正确定的二极管8-1的导通期间的最后的VFB的电平(相当于图5中的D_a、D_b、D_c)成比例的电压。例如在输出电压检测电路20的内部，通过峰值保持电路等保持二极管8-1导通期间的初期的细的铃流后的VFB电压，使用恒定电流源使此电压在二极管8-1导通时间放电，从而获得此图5中的D_a、D_b、D_c。此外，每当开关元件4从导通变截止时复位该输出信号D。例如，图4所示的情况为0V。
如图4所示，假设输出电压VOUT根据加在OUT端子和RETURN端子上的负载的大小而变化时，输出电压检测电路20的输出信号D也跟随输出电压VOUT的变化而增减。此输出电压检测电路20的输出信号D输入到误差放大器21，从误差放大器21输出的信号被施加到过电流检测电路17。再有，在该实施例的情况下，误差放大器21放大输入信号D的电压和规定电压(图4的信号D中的最下的点线所表示的电位)的差值电位，将其从规定电位(图4的信号E中的最上侧的点线)减去后的电位作为输出信号E来输出。过电流检测电路17通过比较开关元件4导通时的漏极电压VD和信号E，来执行开关元件4的导通/截止控制即电流模式型的PWM控制。如此，通过利用开关元件4的PWM控制来调整漏极电流ID，能够控制输出电压VOUT使其成为规定的范围内的电压值。
按照从内置于控制电路3的振荡器11输出的CLOCK信号B和SAWTOOTH信号调整电路23的输出C的逻辑和信号即OR电路12的输出，来执行开关元件4从导通向截止的转换。CLOCK信号B是SAWTOOTH从减少到增加变化时生成的时钟信号，是固定频率。由从振荡器11输出的SAWTOOTH信号和谷底检测电路22的输出信号A生成SAWTOOTH信号调整电路23的输出C。如上所述，谷底检测电路22中，输入反馈到FB端子的、整流/滤波电路8的二极管8-1的非导通期间产生的VFB电压的铃流波形，与规定的直流电压比较而生成输出信号A，施加给SAWTOOTH信号调整电路23。
由此，在CLOCK信号B输出的定时或在其前的固定期间(图4中t0所示期间)SAWTOOTH信号调整电路23的输出信号C生成的定时、即检测到VBF电压的谷底的定时中的任何一个定时下执行开关元件4的从导通向截止的转换。再有，实际的工作中，主要根据输出信号C使开关元件4的导通。
在此，输出信号C是与在整流/滤波电路8的二极管8-1的非导通期间产生的VFB电压的铃流波形对应地产生的谷底检测电路的输出信号A的一部分，但如图5所示，该输出信号A是整流/滤波电路8的二极管8-1的导通期间结束，经过规定时间t1后以固定的频率生成的。如上所述，整流/滤波电路8的二极管8-1的导通期间不完全相同，开关元件4的每一导通/截止动作时值稍稍变化，所以，输出信号C的启动定时也稍稍变化。由此，实际中，该输出信号C成为支配性信号的开关元件4的导通/截止控制周期，成为在作为振荡器11的固定频率即CLOCK信号B中加上t0的时间宽度的范围内变化的周期。如果想象在图5所示的二极管8-1的非导通期间的3个状态A、B、C下相位一点点地偏移的铃流脉冲重合的状况，就能够容易理解上述情形。如此，在本实施方式中，能够在规定范围内分散使导通开关元件4的导通的定时，和以通常的周期导通的情况相比，能获得波形的峰值变低的抖动效果，不用特别设计抖动电路。
据此，本发明的第1实施方式的开关电源装置的输出电压VOUT和漏极电流ID的关系如图5所示。再有，图6的ID波形的点线表示图4的ID波形中的开关元件4导通期间的点线、即电流模式的峰值电流(值)。即，该点线与误差放大电路21的输出信号E成比例，根据负载状态变化即输出电压VOUT的变化而变化。
图6中，作为在左侧示出的输出电路的负载而施加最重的恒定负载的情况下，输出电压虽然在其影响下在额定范围内，但变为比基准电压V1稍小的电压，此时的漏极电流ID则由于PWM控制而成为三角形的脉冲波形，其峰值处于最高的状态。接着，反过来，考虑逐渐减小负载的情况时，如图6的中央部分所示，漏极电流ID的峰值也会逐渐变低。而且，负载非常小的情况或没有负载的情况则如图6中右侧所示，漏极电流ID的峰值就会变成最低的状态。如此，即使在输出电路的负载变化的情况，在任何情况下都能够获得谷底导通效果和抖动效果的这两种效果。
如上所述，使用本发明的第1实施方式的开关电源装置的情况下，能够获得以下效果：
(1)通过将连接在辅助线圈2-3上的波形整形电路7的输出电压VFB输入到控制电路3的FB端子，能够在漏极电压VD比较低的状态下同时实施利用输出电压检测电路20检测输出电压的变化的工作、和利用谷底检测电路22将开关元件4从导通向截止转换的工作。
(2)由此，由于不需要在开关电源装置的次级侧设置用于检测输出电压的电路结构，能够削减元件数量来实现开关电源的小型化，并且由于能够可靠获得以低电压就能使开关元件4导通的所谓谷底导通的效果、以及不设置抖动电路即可抖动的效果，所以能够实现低噪声化。
(3)并且，由于开关元件4的工作频率仅在规定宽度内变化，所以能够获得上述抖动效果，并且由于变成与输出负载状态无关、具有固定宽度的频率，所以就不需要进行宽范围的工作自身与数量相对应的开关变压器的设计。因此，实现开关变压器的小型化成为可能，能够实现开关电源装置整体的小型化。此情况特别是在开关变压器的尺寸容易变大的高输出开关电源装置中最有效果。
(4)并且，由于在低输出开关电源装置中使用的情况下也能够发挥上述各种效果，所以不限制输出，并能够在各种用途中使用。
(5)而且，再有，在低输出开关电源装置中使用的情况下，由于更容易应对噪声，所以开关电源装置的设计变得容易。
再有，虽然在本实施方式中说明了成为开关元件4的工作频率的振荡器11的CLOCK信号B具有固定频率的情况，但本发明不限于此，也可以设计成使CLCOK信号B成为以规定的固定频率为中心具有规定宽度来变化的频率。由此，能够进一步获得高的抖动效果，能够实现更低的噪声化。
(实施方式2)
图7是在本发明的第2实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。本实施方式的半导体装置，是在图3所示的第1实施方式的半导体装置中追加过电压检测电路24和过热保护电路25的半导体装置，其它结构及基本工作与图3所示的半导体装置相同。因此，不用说，本实施方式的开关电源装置能够遇到图2所示的第1实施方式的开关电源装置同样的效果。
由于本实施方式的开关电源装置在半导体装置5的控制电路3中追加了过电压检测电路24和过热保护电路25，因此还能起到以下的作用效果：
首先，过电压检测电路24利用内置于控制电路3中的调整器9来进行控制以使工作电压VCC的电压固定，在因来自外部的电能供给(例如施加电流)而强制地使工作电压VCC变高时，将其检测出来，利用控制电路3使开关元件4的开关工作停止或暂停。由此，就能够提高作为开关电源装置的安全性。
此外，当开关元件4在开关工作中出现异常发热的情况下，过热保护电路25将其检测出来，并使开关元件4的开关工作停止或暂停。由此，能够防止开关元件4的破坏，提高作为开关电源装置的安全性。
(实施方式3)
图8是在本发明的第3实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。本实施方式的半导体装置是在图3所示的第1实施方式的半导体装置中追加了第2开关元件26和电阻27的半导体装置，其它结构及基本工作与图3所示的半导体装置相同。因此，不用说，本实施方式的开关电源装置同样也能够获得图2所示的第1实施方式的开关电源装置的效果。
由于本实施方式的开关电源装置追加了第2开关元件26和电阻27，还能起到以下的作用效果。
图3的实施方式的半导体装置中，通过检测开关元件4导通时的漏极电压VD，过电流检测电路17检测流过开关元件14的电流。相对于此，本实施方式的半导体装置中，使相对于流过开关元件4的电流具有一定比率的电流流过第2开关元件26及电阻27，过电流检测电路17通过检测电阻27两端的电压来检测漏极电流。根据此结构，例如，在使开关噪声进一步降低的情况下，实施在开关元件4的漏极和源极间追加电容器的降低噪声对策的情况下，相比于图3是实施方式的半导体装置，就会提高电容器电容的设计自由度。其结果，扩展了降低噪声对策的范围，也提高了电源设计中应对噪声的自由度。
(实施方式4)
图9是在本发明的第4实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。本实施方式的半导体装置是在图3所示的第1实施方式的半导体装置中追加间歇振荡控制电路28、AND电路29及铃流截止检测电路30的半导体装置，其它结构及基本工作与图3所示的半导体装置相同。因此，不用说，本实施方式的开关电源装置同样也能够获得图2所示的第1实施方式的开关电源装置的效果。
由于本实施方式的开关电源装置追加了间歇振荡控制电路28、AND电路29及铃流截止检测电路30，所以还能起到以下的作用效果。
图10是表示本发明的第4实施方式的开关电源装置的各点的工作波形图。再有，各个波形的表示方法等与第1实施方式中示出的图4相同。
现在，假设输出电压VOUT按图10所示那样进行变化。此时，连接在输出端子的负载为轻负载或无负载的状态时，即误差放大器21的输出信号E的电平成为图10所示的E0电平以下时，间歇振荡控制电路28对AND电路29输出停止或暂停开关元件4的开关工作这样的信号。在开关元件4的开关工作停止或暂停的状态下，铃流截止检测电路30具有监视输出端子的负载状态的功能。然后，在不输出来自谷底检测电路22的输出信号A时，铃流截止检测电路30强制地使输出电压检测电路20的输出信号D截止。由此，再次开始开关元件4的开关工作，执行检测输出电压VOUT那样的间歇振荡控制。
图11是表示本发明的第4实施方式的开关电源装置的输出电压VOUT和漏极电流ID的关系的波图。如图11所示，根据如上所述的工作，改变输出电压VOUT和漏极电流ID。与表示第1实施方式中的各个波形的图6比较时可容易明白，在作为负载最重的状态的恒定负载状态(图中PWM1所示)的状态和作为负载逐渐减小的状态的负载变化状态(PWM2)下，漏极电流ID变成与图6所示出的相同。
并且，负载变轻的轻负载状态(表示为间歇工作1)下，漏极电流ID成为间歇脉冲状态，变为无负载时，ID的脉冲就变得最少。再有，与图6情况相同，与负载变大的情况相比，此时图中点线所表示的漏极ID的峰值成为最低的状态。
在如上所述的本实施方式中，恒定负载状态和负载比较重的负载变动状态下，能够获得上述的谷底导通效果和抖动效果这两方面的效果，能够在轻负载状态和无负载状态下获得谷底导通效果。因此，使用本实施方式的开关电源装置的情况下，特别地能够实现轻负载/无负载状态的开关电源装置的高效率化。
再有，在执行开关元件4的开关工作停止或暂停状态中的输出电压的检测的情况下，为了极大地降低开关损失而设定再开启时的输出信号D的降低电平，以使开关元件4的导通负载成为最小，这时能够进一步实现轻负载/无负载状态下的开关电源装置的高效率化。
(实施方式5)
图12是本发明的第5实施方式的开关电源装置的电路图。此外，图13是在本发明的第5实施方式的开关电源装置中使用的半导体装置的电路图。本实施方式的半导体装置是在图3所示的第1实施方式的半导体装置中追加了供给转换电路31、第2调整器32、电平移位电路33、栅极驱动电路34、电阻35的半导体装置。此外，本实施方式的开关电源装置是在图2所示的实施方式的开关电源装置中，使用图13所示的半导体装置5，并且追加了辅助线圈电压整流/滤波电路36的开关电源装置。
本实施方式的半导体装置适用于开关元件4为与栅极阈值电压高的元件等的高输出对应的元件的情况即作为高输出开关电源装置使用的情况。该半导体装置具有能够分离控制电路3内部的主要电路的工作电压和用于导通/截止控制开关元件4的栅极的驱动电压的结构。
在图12中，在INPUT端子和NTRL端子之间，即在串联连接的开关变压器2的初级线圈2-1和开关元件4的两端供给直流电压(例如对交流电源电压进行整流和滤波的电压)。在INPUT-NTRL之间输入电压时，从INPUT及与开关变压器2的初级线圈2-1的另一端子连接的VIN端子，通过供给转换电路31和调整器9对电容器6供给充电电流，电容器6的两端电压逐渐上升。在该电容器6的两端电压VCC上升的同时，通过第2调整器32，使控制电路3内部的主要的各电路的工作电压也逐渐上升。
控制电路3以电容器6的两端的电压作为电源电压来进行工作，在由内置于控制电路3的启动/停止电路10规定的启动电压和停止电压的范围内，进行开关元件4的导通/截止控制。通过第2调整器32控制控制电路3内部的主要电路的工作电压，以使它们固定。利用控制电路3开始开关元件4的导通/截止控制时，开关变压器2从初级线圈2-1向次级线圈2-2及辅助线圈2-3传送电能。在开关变压器2的次级线圈2-2中产生的电压被整流/滤波电路8的二极管8-1进行整流，由电容器8-2进行滤波而成为输出电压VOUT，作为OUT端子和RETURN端子间的电压输出。内置于控制电路3的输出电压检测电路20从与开关变压器2的辅助线圈2-3连接的波形整形电路7的输出电压信号VFB中，检测出输出电压VOUT。
此外，辅助线圈2-3上连接包含二极管36-1及电容器36-2的辅助线圈电压整流/滤波电路36，在辅助线圈2-3中产生的电压被二极管36-1进行整流，由电容器36-2进行滤波而成为直流电压。从控制电路3的VC端子向供给转换电路31供给该直流电压。供给转换电路31执行转换控制，以便在通过控制电路3进行开关元件4的开关工作开始前从VIN端子向控制电路3共给电能，而开关工作开始后从VC端子向控制电路3供给电力。通过检测与开关元件4串联连接的电阻35的两端的电压来检测流过导通状态的开关元件4的电流。
通过如上的构成，即使是开关元件4是对应于高输出的元件的情况下，也能够获得与图2所示的实施方式的开关电源装置相同的效果，能够对应于覆盖从低输出到高输出的开关电源装置。
此外，由于在本实施方式的半导体装置5中，开关元件4的开关工作开始后的控制电路3的工作电压还由与作为比INPUT端子的电压低的电压的辅助线圈2-3连接的辅助线圈电压整流/滤波电路36的输出电压进行供给，所以提高了开关电源装置的电源效率。即使在上述第1至第4的各实施方式的半导体装置中，如果构成附加VIN端子、VC端子及供给转换电路31并连接到调整器9之前的结果，也能够变成与本实施方式的半导体装置相同的电路结构，并获得相同的效果。
再有，如前所述，通过将图3、图7、图8及图9所示的各实施方式的半导体装置5容纳在1个半导体封装(不考虑内部的半导体芯片的数量)内，就能够实现开关电源装置的小型化。
如上所述，本发明能够应用于开关电源装置或内置开关电源的各种电子设备，特别适用于对需要同时实现小型化和低噪声化的小型电子设备。
Claims (11)
1、一种开关电源装置，其特征在于，包括：开关变压器，具有初级线圈、次级线圈和辅助线圈；开关元件，与上述开关变压器的初级线圈串联连接；整流/滤波电路，与上述开关变压器的次级线圈连接；波形整形电路，与上述开关变压器的辅助线圈连接；以及控制电路，执行上述开关元件的导通/截止控制，
上述控制电路包含：输出电压检测电路，根据上述波形整形电路输出的反馈电压，生成用于上述开关元件的PWM控制的信号；和谷底检测电路，从上述反馈电压中检测出在上述开关变压器的次级线圈中没有电流流过的期间的铃流电压的谷底电平，
利用上述控制电路中内置的振荡器的输出信号或上述谷底检测电路的输出信号中的任何一个，使上述开关元件从截止变为导通。
2、根据权利要求1所述的开关电源装置，从上述开关变压器的初级线圈的一个端子和上述开关元件的连接节点、或从上述初级线圈的另一个端子供给上述控制电路的工作电压。
3、根据权利要求1所述的开关电源装置，上述控制电路还包含对输出电压检测电路的输出信号进行放大的误差放大器、和被施加该输出的过电流检测电路。
4、根据权利要求3所述的开关电源装置，上述控制电路还包含间歇振荡控制电路，如果上述误差放大器的输出信号电平成为规定值以下，则该间歇振荡控制电路停止或暂停上述开关元件的导通/截止工作。
5、根据权利要求4所述的开关电源装置，上述控制电路还包含从上述谷底检测电路的输出电压中检测铃流的状态的铃流截止检测电路，当没有检测出铃流时，再次开始上述开关元件的导通/截止控制。
6、根据权利要求1至5中任意一项所述的开关电源装置，在上述控制电路中内置的振荡器的振荡频率是具有以固定频率为中心的规定宽度的频率。
7、根据权利要求1至6中任意一项所述的开关电源装置，上述控制电路还包括过电压检测电路，该过电压检测电路检测上述工作电压成为高于规定电压的情况。
8、根据权利要求1至7中任意一项所述的开关电源装置，上述控制电路还包含过热保护电路。
9、根据权利要求1至8中任意一项所述的开关电源装置，上述波形整形电路包含肖特基势垒二极管。
10、根据权利要求1至9中任意一项所述的开关电源装置，还包括与上述辅助线圈连接的辅助线圈电压整流/滤波电路，由上述辅助线圈电压整流/滤波电路向上述控制电路供给电力。
11、一种半导体装置，用于权利要求1至10任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，上述开关元件及上述控制电路被集成在单一基板上，或被组装在单一封装内。
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