CN1973426A - 逆变器装置及搭载其的车辆用空调装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的逆变器装置在直流电源(1)的正负端子之间具有三组串联连接两个开关元件(2)而构成的串联电路，并将这两个开关元件的连接点连接到电动机(11)，将直流电源的直流电压由PWM三相调制进行转换，由此，将正弦波状的交流电流向电动机输出。连接在直流电源的正端子的上臂开关元件对每个PWM三相调制的载波周期，在所有的相中，添加或削减相同的导通期间，并使载波周期内的通电期间为两次。

Description

逆变器装置及搭载其的车辆用空调装置
技术领域
本发明涉及通过由脉冲宽度调制(以下称PWM)产生的三相调制、即PWM三相调制驱动电动机的转换(inverter)装置。
背景技术
以往，作为这种逆变器装置有由PWM二相调制产生的正弦波驱动方式。例如，公开于日本专利申请特开2003-189670号公报。
以下说明该方式。图23是正弦波驱动用逆变器装置的电路图，表示逆变器装置和其周围的电路。逆变器装置121的控制电路107通过运算来自电流传感器106的电流，进行构成无传感器DC无电刷电动机111的磁铁转子105的位置检测。并且，基于转数指令信号(未图示)等，控制构成转换电路110的开关(switching)元件102，将来自电池101的直流电压由PWM调制进行转换，由此，将正弦波状的交流电流输出到构成无传感器DC无电刷电动机111(以后称电动机)的定子线圈104。
构成转换电路110的二极管103为来自定子线圈104的电流的回流路径。关于开关元件102，将上臂开关元件定义为2U、2V、2W，将下臂开关元件定义为2X、2Y、2Z，并且，将与各开关元件2U、2V、2W、2X、2Y、2Z对应的二极管定义为3U、3V、3W、3X、3Y、3Z。
电流传感器106的检测电流值用于计算消耗功率或为了保护开关元件102等的判断。在图23中，电流传感器106被插入到电源线的负侧，但是因为电流相同，所以也可以是正侧。
表示两相调制的波形的特性图。图24是表示50％调制、图25是表示100％调制中的各相波形的调制的特性图，表示U相端子电压141、V相端子电压142、W相端子电压143以及中性点电压129。这些端子电压由PWM调制以纵轴表示的占空比(％)来实现。中性点电压129是求出各相的端子电压之和并除以3后的值。而且，相电压是从端子电压中减去中性点电压后的值，为正弦波。
图26是两相调制的一载波内(载波周期)的时序图，表示上臂开关元件2U、2V、2W，下臂开关元件2X、2Y、2Z的导通/截止的一例。此时，在图24的50％调制中，是相位大约为135度的时序图。
各开关元件的开关有(a)、(b)、(c)三种，示出各个图27A、27B、图27C中表示电流路径的电路图。
在期间(a)，上臂开关元件2U、2V、2W都截止，下臂开关元件2X、2Y、2Z都导通。U相电流、V相电流分别从与下臂开关元件2X、2Y并联的二极管流向定子线圈104，W相电流从定子线圈104流出到下臂开关元件2Z。在下臂和电动机111之间，电流循环着。因此，处于从电池101到转换电路110及电动机111不供电的非通电状态。
在期间(b)，上臂开关元件2U导通，下臂开关元件2Y、2Z导通。U相电流从上臂开关元件2U流向定子线圈104，V相电流从与下臂开关元件2Y并联的二极管流向定子线圈104，W相电流从定子线圈104流出到下臂开关元件2Z。因此，处于从电池101向转换电路110及电动机111供电的通电状态。此时，电源线(电流传感器106)上流过U相的相电流。
在期间(c)，上臂开关元件2U、2V导通，下臂开关元件2Z导通。U相电流、V相电流分别从上臂开关元件2U、2V流向定子线圈104，W相电流从定子线圈104流出到下臂开关元件2Z。所以，处于从电池101向转换电路110及电动机111供电的通电状态。此时，电源线(电流传感器106)上流过W相的相电流。
由上臂开关元件2U、2V、2W的导通/截止状态，能获知电源线(电源传感器106)中流过的电流的有无、流过的相电流。没有导通的相时不流过电流(非通电)，仅一相导通时，流过该相的电流(通电)，两相导通时，流过剩余的相的电流(通电)。
图28中从中央均等地分开表示图24的50％调制的两相调制的相位90度、105度、120度、135度、150度中的一载波内(载波周期)内的上臂开关元件2U、2V、2W的导通期间(占空比)。
用细实线表示U相的导通期间，用较粗实线表示V相的导通期间，用粗实线表示W相的导通期间。在导通期间的下方，用实线箭头表示从电池101对定子线圈104供电的通电期间，以U、V、W表示流过的相电流。并且，以虚线箭头表示非通电期间。同样地，图29中表示图25的100％调制的两相调制。
根据上述，在两相调制中，在一载波内(载波周期)中，流过的相电流变化，但是，对转换电路110以及电动机111供电的通电期间为1次。即使相位变化也一样。
接着，说明三相调制。图30是表示50％调制、图31是表示100％调制中的各相波形的调制的特性图，与两相调制一样，表示U相端子电压141、V相端子电压142、W相端子电压143以及中性点电压129。这些端子电压由PWM调制以纵轴表示的占空比(％)来实现。中性点电压129是求出各相的端子电压之和并除以3后的值。而且，相电压是从端子电压中减去中性点电压后的值，为正弦波。
图32是三相调制的时序图，表示一载波内(载波周期)的上臂开关元件2U、2V、2W，下臂开关元件2X、2Y、2Z的导通/截止的一例。此时，在图30的50％调制中，是相位大约为120度的时序图。
在各开关元件的开关中，有在两相调制的情况的(a)、(b)、(c)加上(d)4种。关于期间(a)、(b)、(c)，与所述两相调制的图27A、图27B、图27C一样，因此说明期间(d)。
在期间(d)中，如图33所示，上臂开关元件2U、2V、2W都导通，下臂开关元件2X、2Y、2Z都截止。U相电流、V相电流分别从上臂开关元件2U、2V流向定子线圈104，W相电流从定子线圈104流向与上臂开关元件2W并联的二极管。在上臂和电动机111之间，电流循环着。因此，处于从电池101向转换电路110及电动机111不供电的非通电状态。
由上臂开关元件2U、2V、2W的导通/截止状态，能获知电源线(电源传感器106)中有无电流流过、流过的相电流。没有导通的相时不流过(非通电)，仅一相导通时，流过电流该相(通电)，两相导通时，流过剩余的相的电流(通电)，三相全导通时不流过(非通电)。
图34中从中央均等地分开表示图30的50％调制的三相调制的相位30度、45度、60度、75度、90度中的一载波内(载波周期)的上臂开关元件2U、2V、2W的导通期间(占空比)。
用细实线表示U相的导通期间，用较粗实线表示V相的导通期间，用粗实线表示W相的导通期间。用实线箭头表示从电池101对定子线圈104供电的通电期间，以U、V、W表示电源线中流过的相电流。并且，以虚线箭头表示非通电期间。
同样地，图35中表示图31的100％调制的三相调制。如图34、图35所示，在三相调制中，载波周期内中央的期间(d)为非通电期间。而且，在载波周期内的前端、后端也分别有非通电期间。因此，在载波周期内的前半和后半分别有通电期间。这与两相调制是一次的情况相比，载波周期等于其一半(载波频率为2倍)(以下称为载波周期缩短效果)，PWM调制变得极细。由此，三相调制与两相调制相比，电流脉动(ripple)、转矩脉动变小，变为低振动低噪音。但是，在图35的100％调制中，在相位30度，载波周期内的通电期间仅为一次，得不到载波周期缩短效果。而且，在相位90度，在载波周期内的前端、后端没有非通电期间，所以与前后的载波周期内的通电期间连续。所以，载波周期内的通电期间是两次，但是，作为结果，平均一载波周期通电期间为1次，得不到载波周期缩短效果。
如上述，在由PWM调制产生的正弦波驱动方式的逆变器装置中，求低振动低噪音的情况下，三相调制与两相调制相比，由于载波周期缩短效果而有利。但是，在100％调制中，存在得不到载波周期缩短效果的情况，具有不能充分发挥低振动低噪音的效果这样的问题。
发明内容
本发明的逆变器装置具有下述结构。在直流电源的正负端子之间具有三组串联连接两个开关元件而构成的串联电路，并将这两个开关元件的连接点连接到电动机，将直流电源的直流电压由PWM三相调制进行转换，由此，将正弦波状的交流电流输出到电动机。连接在直流电源的正端子的上臂开关元件对每个PWM三相调制的载波周期，在所有的相中，添加或削减相同的导通期间，并使载波周期内的通电期间为两次。
根据该结构，能提供一种得到载波周期缩短效果，并实现了低噪音低振动的逆变器装置。
附图说明
图1是本发明的实施方式中的逆变器装置的电路图。
图2是表示同上的50％三相调制中各相波形的调制的特性图。
图3是表示同上的100％三相调制中的各相波形的调制的特性图。
图4是同上的三相调制的时序图。
图5A是表示同上的期间(a)的电流路径的电路图。
图5B是表示同上的期间(b)的电流路径的电路图。
图5C是表示同上的期间(c)的电路路径的电路图。
图5D是表示同上的期间(d)的电流路径的电路图。
图6是表示同上的50％三相调制的每个相位中的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
图7是表示同上的100％三相调制的每个相位中的上臂导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
图8是表示本发明的实施方式1中的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
图9是表示本发明的实施方式2中的上臂导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
图10是本发明的实施方式3的三相调制各相波形的特性图。
图11是本发明的实施方式3的三相调制各相波形的其他的特性图。
图12是本发明的实施方式3的三相调制各相波形的其他的特性图。
图13是表示本发明的实施方式4的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
图14是表示本发明的实施方式4的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的其他的特性图。
图15是表示本发明的实施方式4的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的其他的特性图。
图16是表示本发明的实施方式4的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的其他的特性图。
图17是表示本发明的实施方式4的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的其他的特性图。
图18是表示本发明的实施方式4中的载波周期内的导通期间裕度、调整量、调整后的ON期间裕度的特性图。
图19是本发明的实施方式5中的三相调制各相波形的特性图。
图20是本发明的实施方式5中的三相调制各相波形的其他的特性图。
图21是本发明的实施方式5中的三相调制各相波形的其他的特性图。
图22是本发明的实施方式7中的本发明的逆变器装置应用于车辆的说明图。
图23是以往的逆变器装置的电路图。
图24是表示以往的50％两相调制中的各相波形的调制的特性图。
图25是表示以往的100％两相调制中的各相波形的调制的特性图。
图26是表示以往的两相调制中的时序图。
图27A是表示同上的期间(a)中电流路径的电路图。
图27B是表示同上的期间(b)中电流路径的电路图。
图27C是表示同上的期间(c)中电流路径的电路图。
图28是表示以往的50％两相调制中的每个相位的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
图29是表示以往的100％两相调制中的每个相位的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
图30是表示以往的50％三相调制中的各相波形的调制的特性图。
图31是表示以往的100％三相调制中的各相波形的调制的特性图。
图32是表示以往的三相调制的时序图。
图33是表示同上的期间(d)中的电流路径的电路图。
图34是表示以往的50％三相调制中的每个相位的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
图35是表示以往的100％三相调制中的每个相位的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
标号说明
1直流电源
2开关元件
3二极管
4定子线圈
5磁铁转子
6电流传感器
7控制电路
10转换电路
11电动机
21逆变器装置
具体实施方式
下面，使用附图说明本发明的实施方式。图1是本发明的正弦波驱动用逆变器装置的电路图，表示逆变器装置和其周围的电路。逆变器装置21的控制电路7通过运算来自电流传感器6的电流，来进行构成无传感器DC无电刷电动机11的磁铁转子5的位置检测。并且，基于转数指令信号(未图示)等，控制转换电路10的开关元件2，并由PWM调制对来自直流电源1(以下称电池)的直流电压进行转换，将正弦波状的交流电流输出到构成无传感器DC无电刷电动机111(以下称电动机)的定子线圈4。
转换电路10具有三组串联连接两个开关元件2而构成的串联电路，分别连接在电池1的正负端子之间。这两个开关元件的连接点连接在电动机的定子线圈4。各个开关元件2分别并联连接二极管3，为来自定子线圈4的电流的回流路径。
关于开关元件2，将连接在电池1的正侧端子的上臂开关元件定义为2U、2V、2W，将连接在电池1的负侧端子的下臂开关元件定义为2X、2Y、2Z。而且，并联连接在各个开关元件2U、2V、2W、2X、2Y、2Z的二极管分别定义为3U、3V、3W、3X、3Y、3Z。
电流传感器6的检测电流值用于计算消耗功率或为了保护开关元件2等的判断。在图1中，电流传感器6插入电源线的负侧，但是因为电流相同，所以也可以是正侧。
接着，说明PWM三相调制。图2是表示50％调制、图3是表示100％调制中的各相波形的调制的特性图，表示U相端子电压41、V相端子电压42、W相端子电压43以及中性点电压29。这些端子电压由PWM调制以纵轴表示的占空比(％)来实现。中性点电压29是求出各相的端子电压之和并除以3后的值。而且，相电压是从端子电压中减去中性点电压后的值，为正弦波。
图4是三相调制的时序图，表示一载波内(载波周期)的上臂开关元件2U、2V、2W，下臂开关元件2X、2Y、2Z的导通/截止的一例。此时，在图2的50％调制中，是相位大约为120度的时序图。
各开关元件的开关有(a)、(b)、(c)、(d)4个期间，图5A、图5B、图5C、图5D中分别示出表示电流路径的各个电路图。
在期间(a)，上臂开关元件2U、2V、2W都截止，下臂开关元件2X、2Y、2Z都导通。U相电流、V相电流分别从与下臂开关元件2X、2Y并联的二极管流向定子线圈4，W相电流从定子线圈4流出到下臂开关元件2Z。在下臂和电动机11之间，电流循环着。因此，处于从电池1到转换电路10及电动机11不供电的非通电状态。
在期间(b)，上臂开关元件2U导通，下臂开关元件2Y、2Z导通。U相电流从上臂开关元件2U流向定子线圈4，V相电流从与下臂开关元件2Y并联的二极管流向定子线圈4，W相电流从定子线圈4流出到下臂开关元件2Z。因此，处于从电池1到转换电路10及电动机11供电的通电状态。此时，电源线(电流传感器6)上流过U相的相电流。
在期间(c)，上臂开关元件2U、2V导通，下臂开关元件2Z导通。U相电流、V相电流分别从上臂开关元件2U、2V流向定子线圈4，W相电流从定子线圈4流出到下臂开关元件2Z。所以，处于从电池1到转换电路10及电动机11供电的通电状态。此时，电源线(电流传感器6)上流过W相的相电流。
在期间(d)，上臂开关元件2U、2V、2W都导通，下臂开关元件2X、2Y、2Z都截止。U相电流、V相电流分别从上臂开关元件2U、2V流向定子线圈4，W相电流从定子线圈4流出到与上臂开关元件W并联的二极管。在上臂开关元件和电机11之间，电流循环着。所以，处于从电池1到转换电路10及电动机11不供电的非通电状态。
在上臂开关元件2U、2V、2W的导通/截止状态，能够获知电源线(电流传感器6)中有无电流流过、流过的相电流。没有导通的相时不流过电流(非导通)，仅一相导通时，流过该相电流(通电)，两相导通时，流过剩余的相的电流(通电)，三相全导通时不流过(非通电)。
图6中从中央均等地分开表示图2的50％调制的三相调制的相位30度、45度、60度、75度、90度中的一载波(载波周期)内的上臂开关元件2U、2V、2W的导通期间(占空比)。
用细实线表示U相的导通期间，用较粗实线表示V相的导通期间，用粗实线表示W相的导通期间。用实线箭头表示从电池1对定子线圈4供电的通电期间，以U、V、W表示电源线中流过的相电流。并且，以虚线箭头表示非通电期间。
同样地，图7中表示图3的100％调制的三相调制。如图6、图7所示，在三相调制中，载波周期内中央的期间(d)为非通电期间。而且，在载波周期内的前端、后端也分别有非通电期间。因此，在载波周期内的前半和后半分别有通电期间。这与两相调制是一次的情况相比，载波周期等于其一半(载波频率为2倍)(以后称载波周期缩短效果)，PWM调制变得极细。由此，三相调制与两相调制相比，电流脉动(ripple)、转矩脉动变小，变为低振动低噪音。但是，在图7的100％调制中，在相位30度，载波周期内的通电期间仅为一次，得不到载波周期缩短效果。
而且，在相位90度，在载波周期内的前端、后端没有非通电期间，所以与前后的载波周期内的通电期间连续。所以，载波周期内的通电期间是两次，但是，作为结果，平均一载波周期通电期间为1次，得不到载波周期缩短效果。
如上述，在由PWM调制产生的正弦波驱动方式的逆变器装置中，求低振动低噪音的情况下，三相调制与两相调制相比，由于载波周期缩短效果而有利。但是，在100％调制中，存在得不到载波周期缩短效果的情况，低振动低噪音的优点变弱。
由逆变器装置驱动用于空调装置的电动压缩机的情况下，为了防止这种噪音，可能在室内空调等中使用防音箱等防音装置，但是，在用于车辆的空调装置的电动压缩机中，受搭载空间、重量等的制约难以使用防音装置。而且，为了防止对车室内的振动传递而必须将振动抑制得小，但是，同样地，难以使用防振装置。在室内空调中也考虑环境而极力地寻求低振动低噪音。
为了解决上述课题，本发明的逆变器装置，在PWM三相调制的载波周期内的上臂开关元件的导通期间，在所有的相中，追加或削减相同的导通期间，将正弦波状的交流电流输出到电动机。根据上述结构，PWM调制原样地在所有的情况下确保载波周期缩短效果，下面说明具体的实施方式。
(实施方式1)
图8是表示本发明的实施方式1中的上臂导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。关于逆变器装置和其周围的电路如图1。
在刚刚示出的图7的100％三相调制中，在相位30度中，因为V相的上臂开关元件导通期间为0％，所以载波周期内的通电期间仅为1次，得不到载波周期缩短效果。
图8用于表示解决该课题。在图8的箭头上方，原封不动地示出100％三相调制的相位30度中的上臂导通期间、通电期间、非通电期间。在箭头下方，示出调整后的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间。
在上臂开关元件2U、2W的导通期间追加相同的导通期间α，并且，使导通期间0的上臂开关元件2V的导通期间成为α。作为结果，在所有的相中，追加相同的导通期间α。由此，在载波周期的中央，U、V、W三相的所有上臂开关元件变为导通，因此，形成非通电期间(时间α)。在该非通电期间，在上臂和电动机11之间电流循环着。所以，在载波周期内，通电期间为两次，能得到载波周期缩短效果。
另一方面，两次通电期间的时间合计是，从在导通期间α追加前的上臂开关元件2U、2W的导通期间追加了导通期间α的时间中减去非通电期间(时间α)的时间，这与导通期间α追加前的上臂开关元件2U、2W的导通期间(＝导通期间α追加前的通电期间)相等。所以，PWM调制未变化保持原样。
上臂开关元件导通期间接近于0％的情况下，具体地说在载波周期的5％以下的情况中，充分地确保载波周期中央的非通电期间，能够可靠地得到载波周期缩短效果。
所以，载波周期内的上臂开关元件的导通期间有为0％或者接近于0％的相的情况下，在所有的相追加相同的导通期间，由此能够使载波周期内的通电期间变为两次，并能得到载波周期缩短效果。由此，能够得到实现进一步的低噪音低振动的逆变器装置。
(实施方式2)
图9是表示本发明的实施方式2中的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。图7的100％三相调制中，在相位90度，U相的上臂开关元件导通期间是100％，所以，在载波周期内的前端、后端不形成非通电期间，导致与前后的载波周期的通电期间连续。因此，载波周期内的通电期间为两次，但是作为结果，平均一载波周期，通电期间为一次，得不到载波周期缩短效果。
图9用于表示解决该课题。在图9的箭头上方，原样地示出100％三相调制的相位90度中的上臂导通期间、通电期间、非通电期间。将载波周期中央的非通电期间用β表示。该期间，U、V、W三相所有的上臂开关元件导通。在箭头下方，示出调整后的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间。将载波周期中央的非通电期间、即U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通的期间用γ表示。
从U、V、W三相所有的上臂开关导通期间削减去β-γ的期间。由此，在载波周期内的前端、后端形成非通电期间。在该非通电期间，在下臂和电动机11之间电流循环着。由此，载波周期内通电期间为两次，能得到载波周期缩短效果。
另一方面，因通电期间将载波周期中央的非通电期间、即U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通的期间从β缩短为γ而未变化。所以，PWM调制未变化而保持原样。
在上臂开关元件导通期间接近于100％的情况下，具体地说，在载波周期的95％以上的情况下，充分地确保载波周期内的前端、后端的非通电期间，并能可靠地得到载波周期缩短效果。
所以，在载波周期内的上臂开关元件的导通期间有为100％或者接近于100％的相的情况下，在所有的相削减相同的导通期间，由此能够使载波周期内的通电期间变为两次，并能够得到载波周期缩短效果。由此，能够得到进一步的低噪音低振动的逆变器装置。
(实施方式3)
图10表示本发明的实施方式3的三相调制各相波形的特性图的第一例。该图从0度到60度、从120度到180度、从240度到300度，上臂开关元件的导通期间有为0％或接近于0％的相，所以，在所有的相中追加相同的导通期间。但是，为了与未追加导通期间的相位之间不产生不连续点而根据相位变更追加的导通期间，从而使其连续。追加的导通期间从相位0度的0缓慢增加，在相位30度达到最大，再慢慢减少，在相位60度变为0。在其他位置也一样。
与实施方式1一样，PWM调制未变化而保持原样，能得到载波周期缩短效果并得到实现进一步的低噪音低振动的逆变器装置。
图11表示本发明的实施方式3的三相调制各相波形的特性图的第二例。该图在图3的相位从60度到120度、从180度到240度、从300度到360度，上臂开关元件的导通期间有为100％或接近于100％的相，所以，在所有的相中削减相同的导通期间。但是，为了与不削减导通期间的相位之间不产生不连续点而根据相位变更削减的导通期间，从而使其连续。削减的导通期间从相位60度的0缓慢增加，在相位90度达到最大，再慢慢减少，在相位120度变为0。在其他位置也一样。
与实施方式2一样，PWM调制未变化而保持原样，能得到载波周期缩短效果并得到实现进一步的低噪音低振动的逆变器装置。
图12表示本发明的实施方式3的三相调制各相波形的特性图的第三例。该图用于总结图10以及图11中的导通期间的追加削减位置。
与实施方式1、2一样，PWM调制未变化而保持原样，能得到载波周期缩短效果并得到实现进一步的低噪音低振动的逆变器装置。并且，在相位整体能得到效果。
(实施方式4)
图13是表示本发明的实施方式4中的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
在图13的箭头上方，原封不动表示100％三相调制的相位30度中的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间。在箭头下方，表示调整后的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间。
与图8不同之处在于，在所有的相中追加相同的导通期间，以使载波周期中央的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通)和载波周期内的前端、后端的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为截止)相同。即，使载波周期内的前端的非通电期间为1时，载波周期中央的非通电期间为2，载波周期内的后端的非通电期间为1。
由此，也包含前后的载波中的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件截止)，各通电期间为等间隔(通电以等间隔时间进行)。由此，载波周期缩短效果改善，能够得到实现进一步的低噪音低振动的逆变器装置。
图14是表示本发明的实施方式4的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的其他的特性图。
在图14的箭头上方，原封不动地表示100％相位调制的相位90度中的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间。在箭头下方，表示调整后的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间。
与图9的不同之处在于，在所有的相中削减相同的导通期间，以使载波周期中央的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通)和载波周期内的前端、后端的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为截止)相同。作用效果与图13的情况相同。
同样地，图15中表示在所有的相中追加相同的导通期间，以使载波周期中央的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通)和载波周期内的前端、后端的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为截止)相同的情况(100％三相调制的相位45度)，图16表示削减相同的导通期间的情况(100％三相调制的相位75度)。作用效果与图13、图14的情况相同。并且，PWM调制未变化也一样。
图17是归纳表示从上述图13到图16所示的调整后的上臂的导通期间、通电期间、非通电期间的特性图。
在相位60度，即使不调整，载波周期中央的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通)和载波周期内的前端、后端的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为截止)也相同，所以不调整。
之所以展示从相位30度到90度，是因为即使相应的相不同也为该图形的反复。
图18是表示关于各相位从图7调整到图17的相关的数值。载波周期内的导通裕度31表示在图7中在载波周期内的上臂开关元件的导通期间，能够相同追加的导通期间(任何一个上臂开关元件的导通期间与载波周期一致时的追加导通期间)。所以，在相位30度为最大，在相位90度为最小。
调整量33是为了载波周期中央的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通)和载波周期内的前端、后端的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为截止)相同而需要的调整量(在所有的相中，相同地追加或者削减的期间)。正表示追加，负表示削减。如上述，在相位60度中为0。
调整后的导通期间裕度32表示将图7的调整量33应用于图17中，U、V、W内的上臂开关元件的最大导通期间和载波周期之间的差的期间。即，在相位30度、90度为最大，在相位60度为最小。
(实施方式5)
图19表示本发明的实施方式5的三相调制各相波形的特性图的第一例。该图在从图3的相位0度到60度、从120度到180度、从240度到300度，上臂开关元件的导通期间有为0％或接近于0％的相，为此应用了图18的调整量33。追加的导通期间在相位0度为0，在相位60度为0，所以在与未追加导通期间的相位之间不产生不连续点，在其他位置也同样。
与实施方式4一样，PWM调制未变化，载波周期缩短效果被改善并得到实现进一步的低噪音低振动的逆变器装置。
图20是表示本发明的实施方式5的三相调制各相波形的特性图的第二例。该图在图3的相位从60度到120度、从180度到240度、从300度到360度，上臂开关元件的导通期间有为100％或接近于100％的相，为此应用了图18的调整量33。削减的导通期间在相位60度为0，在相位120度为0，所以在与未削减导通期间的相位之间不产生不连续点。在其他位置也一样。
与实施方式4一样，PWM调制未变化，能够得到实现改善载波周期缩短的效果且进一步的低噪音低振动的逆变器装置。
图21是表示本发明的实施方式5的三相调制各相波形的特性图的第三例。该图涵盖图3的所有相位区域，应用图18的调整量33。
与实施方式4一样，PWM调制未变化，载波周期缩短效果被改善，能够得到实现进一步的低噪音低振动的逆变器装置。而且，在所有相位都能得到效果。
(实施方式6)
在从上述实施方式1到5中，叙述了100％调制，下面说明100％以下。
将相位设为θ，调制度设为δ(100％调制为1，0％调制为0)，占空比100％设为1，并将图18中载波周期内的导通期间裕度31、调整量33、调整后的导通期间裕度32用式子表现。以从相位30度到90度为例，将U相作为相位的基准，V相的相位为-120度。
载波周期内的导通期间裕度31为U相和占空比100％之间的差，所以为(式1)。这在三相中都是上臂开关元件为截止的期间。
[式1]
0.5-0.5δsinθ
三相中，上臂开关元件都为导通的期间等于V相的上臂开关元件导通期间占空比，所以为(式2)。
[式2]
0.5δsin(θ-120)+0.5
如实施方式4，使载波周期中央的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通)和载波周期内的前端、后端的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为截止)变得相同时，调整后的导通期间裕度32以载波周期中央的非通电期间和载波周期内的前端、后端的非通电期间的平均表示，所以，为将(式1)和(式2)之和除以2的式子。如果使用加法定理进行整理，则为(式3)。
[式3]
- 3 8 δ sin θ - 3 8 δ cos θ + 0.5
调整量33为载波周期内的导通期间裕度31＝(式1)和调整后的导通期间裕度32＝(式3)之间的差，所以为(式4)。
[式4]
- 1 8 δ sin θ - 3 8 δ cos θ
所以，除了100％调制以外，如实施方式4，使载波周期中央的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为导通)和载波周期内的前端、后端的非通电期间(U、V、W三相所有的上臂开关元件为截止)变得相同的情况下，调整量33以(式4)表示。(式4)中δ为系数，所以调整量33与调制度δ(在100％调制为1，在0％调制为0)成比例。
通过以上可知，PWM三相调制的调制度越高，越要使追加或者削减的相同的导通期间大。由此，根据调制度，能够应用适当的导通或者截止期间。并且，在所有调制度，能够改善载波周期缩短效果。所以，能够得到实现进一步的低噪音低振动的逆变器装置。
另外，在上述各实施方式中，基于上臂开关元件的导通期间进行了说明，但是，在截止期间的表现，或者在下臂开关元件的导通/截止期间的表现也可能。使电动机为无传感器DC无电刷电动机，但是也能应用于感应电动机等。
而且，也能应用于附加位置检测传感器、具备多个位置检测用电流传感器的电动机中。可以将以往的三相调制作为通常模式使用，将本发明的三相调制使用作为肃静模式。本发明的三相调制如图17、图18所示，即使调整后的导通期间裕度32最小也有6.7％(相位60度等)。即，限于在最大输出时，如果不寻求载波周期缩短效果，则使调整后的导通期间裕度32的最小值为0％，并能将输出提高7％[1/(100％-6.7％)]。
(实施方式7)
图22表示将本发明的实施方式7中的本发明的逆变器装置应用于车辆的一例的说明图。
上述的逆变器装置60(相当于图1中的21)将具有电动机的电动压缩机61、室外热交换器63、室外风扇62都搭载于车辆前方的引擎室。另一方面，车辆室内配置室内送风扇65、室内热交换器67、空调控制器64。从空气导入口66吸入车外空气，将由室内热交换器67进行热交换后的空气喷出到车室内。
搭载于引擎室的电动压缩机61的噪音振动通过车体传递到车室内，而且，使噪音扩大到车辆周围。在用于车辆用的空调装置的电动压缩机中，受搭载空间、重量等的制约难以使用防音装置。而且为了防止向车室内传递振动，必须将振动抑制得小，但是同样地难以使用防振装置。
由上述逆变器装置驱动的电动压缩机能大大降低噪音振动本身的产生，应用于车辆时的肃静性的效果大。特别在电车、混合式车、燃料电池车等没有引擎噪音的车辆中效果更大。
产业上的可利用性
如上，本发明中的逆变器装置能得到高的低噪音低振动性，所以能应用于各种民生用产品、各种产业用设备。特别适用于车辆用空调装置。

Claims (8)

1、一种逆变器装置，在直流电源的正负端子之间具有三组串联连接两个开关元件而构成的串联电路，并将这两个所述开关元件的连接点连接到电动机，将所述直流电源的直流电压由PWM三相调制进行转换，由此，将正弦波状的交流电流向所述电动机输出，连接在所述直流电源的正端子的上臂开关元件对每个所述PWM三相调制的载波周期，在所有的相中，添加或削减相同的导通期间，并使所述载波周期内的通电时间为两次。
2、如权利要求1所述的逆变器装置，在所述上臂开关元件的导通期间有为0％或者所述载波周期的5％以下的相的情况下，在所有的相追加相同的导通期间。
3、如权利要求1所述的逆变器装置，在所述上臂开关元件的导通期间有为100％或者所述载波周期的95％以上的相的情况下，在所有的相削减相同的导通期间。
4、如权利要求1所述的逆变器装置，所述导通期间的追加或削减在所述载波周期内的中央部进行。
5、如权利要求1所述的逆变器装置，在所有的相追加或者削减相同的导通期间，以使所有所述上臂开关元件为导通的期间和所有上述上臂开关元件为截止的期间成为相同的时间。
6、如权利要求1所述的逆变器装置，使所述导通期间的追加或者削减连续，以使相对于相位的变化没有不连续点。
7、如权利要求1所述的逆变器装置，所述PWM三相调制的调制度越高，越使所述追加或削减的导通期间大。
8、一种车辆用空调装置，搭载了从权利要求1至权利要求7中任意一项所述的逆变器装置。
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