CN1972095A - Dc/dc转换器 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是凭借或者通过一个被用作配置在半导体芯片中的DC/DC转换器的半导体产品来共享半导体芯片内置电路用于降压操作和升压操作。半导体芯片包括开关驱动器、第一开关元件和第二开关元件。第一开关元件的输出电流路径和第二开关元件的输出电流路径串联。第一开关元件和第二开关元件的公共连接点连接到半导体芯片外的平滑线圈的一端，并且第二开关元件的输出电流路径与基电势相连。从第一开关元件提供输入直流电压，并且到负载的降压电压VOUT从线圈的另一端输出。当提供输入直流电压的方法和执行连接负载的方法改变时，输出升压电压。

Description

DC/DC转换器

相关申请的交叉参考

本申请要求2005年11月25日提交的日本专利申请No.2005-339569的优先权，该日本专利申请的内容被包含在此作为参考。

技术领域

本发明涉及转换直流电压电平的DC/DC转换器，以及用于支持降压(step-down)、升压(step-up)、尤其是支持高效操作的技术。

背景技术

因为DC/DC转换器能够生成低于输入直流电压的输出直流电压或者生成高于输入直流电压的输出直流电压，所以迄今为止已知在非专利文献1(“Handbook for electronics and communication engineers”第一版，第四次印刷，721-722页，1979年8月20日，Ohmsha有限公司)中所描述的斩波开关调节器(chopper switching regulator)。

作为其斩波器(chopper)，可以是降压斩波器和升压斩波器。

降压斩波器提供输入直流电压VIN至开关晶体管的集电极，并将平滑线圈的一端和二极管的阴极连接至开关晶体管的发射器，并且将平滑电容器和负载并联到平滑线圈的另一端。基于导通周期TON和关闭周期TOFF，这样并联的输出直流电压VOUT的值变得低于输入直流电压VIN，如下面等式中所述。

VOUT＝VIN·TON/(TON+TOFF)    ...(1)

另一方面，升压斩波器将平滑线圈连接在输入直流电压VIN和开关晶体管集电极之间，将二极管的阳极连接到开关晶体管的集电极，并且将平滑电容器和负载并联连接到二极管的阴极。基于开关晶体管的导通周期TON和关闭周期TOFF，该并联连接的输出直流电压VOUT变为高于输入直流电压VIN，如下面等式所述。

VOUT＝VIN·(TON+TOFF)/OFF    ...(2)

另一方面，以下专利文献1(未审日本专利公开No.2004-64994)公开了开关调节器作为由不稳定的输入直流电压形成稳定的输出直流电压的电源电路。开关调节器经由电源电压侧的已经处于导通状态的开关供应至低通滤波器的平滑线圈。在这一个开关操作周期中第一时间段后的第二时间段期间，基电势(base potential)侧的开关被接通，同时电源电压侧的开关处于关闭状态。通过这种方法，由储存在平滑线圈内的能量所引起的再生电流(regenerative current)从基电势流经保持在导通状态的基电势侧开关。当这一个开关操作周期重复多次时，从负载和与其并联连接的平滑电容器获得稳定的输出直流电压。

进一步，专利文献1描述了允许开关调节器的输出电压高速跟随早期稳定的输出直流电压的技术，即使在由于流经输出电压所驱动的负载的电流变化而导致负载变化时。为了减少功率损耗，消除与平滑线圈串联的用于检测流经负载或平滑线圈的电流的电阻器。作为替代，电阻器和电容器的串联电路与串联调节器(series regulator)的平滑线圈并联。串联电路的电阻器和电容器的节点处的电势被输入到具有迟滞特征的比较器电路。早期的目的是通过利用比较器电路的输出对电源电压侧开关的导通/关断进行控制而实现的。

发明内容

本发明人对非专利文献1和专利文献1所描述的技术进行了进一步的研究。结果，本发明人得出以下结论。

在非专利文献1所描述的技术中，如果采用降压斩波器的电路形式，可以生成低于输入直流电压的输出直流电压。类似地，如果采用升压斩波器的电路形式，则可以生成高于输入直流电压的输出直流电压。在专利文献1中所描述的开关调节器技术中，由于降压斩波器的电路形式，所以可以产生低于输入直流电压的输出直流电压。然而，在本技术中，不能生成高于输入直流电压的输出直流电压。

特别地，近来，DC/DC转换器和开关调节器已经采用半导体集成电路技术，并内置半导体芯片，不仅仅对于多个开关晶体管，而且对于用于对多个开关驱动器进行接通/关断控制的开关驱动器电路。因此，DC/DC转换器和开关调节器的成本降低并且实现了小型化。

然而，本发明人的研究已经证明，非专利文献1和专利文献1所描述的技术已经得出了以下结论：即考虑通过或经由一个用作配置在半导体芯片中每个DC/DC转换器和开关调节器的半导体产品来允许半导体芯片内置电路被共享用于降压功能和升压功能是不够的。

本发明人的研究揭示出，现有技术已经得到如下结论，即在实现降压功能和升压功能时，考虑用于检测负载变化的负载变化检测电路和允许输出直流电流以高速响应在多大程度上被共享是不够的。

本发明的第一方面是在本发明人进行的上述研究基础上完成的。本发明第一方面的一个目的是通过配置在半导体芯片中用作DC/DC转换器的一个半导体产品来共享半导体芯片内置电路用于降压功能和升压功能。本发明第一方面的另一目的是在实现降压功能和升压功能时，共享用于检测负载变化的负载变化检测电路和允许输出直流电流高速反应。

尽管专利文献1具有开关频率随着负载电流的变化而变化的特征，但是本发明人所进行的研究已经证明开关频率变化量的增加和噪音难以清除的问题。本发明人的研究还揭示了，该噪音对使用DC/DC转换器和开关调节器的系统具有不良影响。

本发明第二方面是在本发明人的上述研究的基础上做出的。本发明第二方面的一个目的是改善对于DC/DC转换器的负载电流变化的响应特征和噪音特征。

通过本说明书和附图的描述，本发明的以上目的、其他目的和新颖特征将显而易见。

本申请所公开的典型的或者具有代表性的发明简要解释如下：

根据本发明第一方面的一个实施例的用于构成DC/DC转换器的半导体芯片包括开关驱动器(DRV)和由该开关驱动器(DRV)驱动的第一开关元件(M1)和第二开关元件(M2)。第一开关元件(M1)的输出电流路径和第二开关元件(M2)的输出电流路径串联。调整第一开关元件(M1)和第二开关元件(M2)的公共连接点，以连接到半导体芯片外的平滑线圈(L)的一端。采用第二开关元件(M2)的输出电流路径，以连接到基电势(参考图1和图2)。

在DC/DC转换器执行降压操作的模式中，平滑电容器(C1)和负载(ZL)被并联连接到半导体芯片外的平滑线圈的另一端。在降压操作模式中，第一开关元件(M1)的输出电流路径在半导体芯片外被提供以输入直流电压(VIN)(参考图1)。

在DC/DC转换器执行升压操作的模式中，平滑线圈(L)的另一端在半导体芯片外被提供以输入直流电压(VIN)。在升压操作模式中，平滑电容器(C1)和负载(ZL)在半导体芯片外被并联到第一开关元件(M1)的输出电流路径(参考图2)。

在DC/DC转换器执行降压操作的模式中，开关驱动器(DRV)在第一时间段将第一开关元件(M1)控制为导通状态，并且将第二开关元件(M2)控制为关闭状态。因此，在第一时间段，电流通过第一开关元件(M1)和平滑线圈(L)从输入直流电压(VIN)被供应给平滑电容器(C1)和负载(ZL)的并联连接，并且因此能量在第一时间段被储存在平滑线圈(L)中。在第一时间段后的第二时间段，开关驱动器(DRV)将第一开关元件(M1)控制为关闭状态，并且将第二开关元件(M2)控制为导通状态。因此，在第二时间段，被用作能量释放电流的再生电流经过第二开关元件(M2)和平滑线圈(L)从基电势流出。从而，形成取决于第一时间段和第二时间段之间比例的电压降，并且因此DC/DC转换器执行降压操作(参考图1)。

在DC/DC转换器执行升压操作的模式中，在第一时间段，开关驱动器(DRV)将第一开关元件(M1)控制为关闭状态，并且将第二开关元件(M2)控制为导通状态。因此，在第一时间段，电流经过第二开关元件(M2)和平滑线圈(L)从输入直流电压(VIN)流向基电势，并且从而能量在第一时间段被储存在平滑线圈(L)内。在第一时间段后的第二时间段，开关驱动器(DRV)将第一开关元件(M1)控制为导通状态，并且将第二开关元件(M2)控制为关闭状态。因此，在第二时间段，用作能量释放电流的再生电流经过平滑线圈(L)和第一开关元件(M1)从输入直流电压(VIN)流向平滑电容器(C1)和负载(ZL)的并联连接。因此，在第二时间段，通过把所释放的能量叠加在输入直流电压(VIN)上而获得的电压被提供给并联连接。因此，形成取决于第二时间段和第一时间段之间比例的电压增加，并且因此DC/DC转换器执行升压操作(参考图2)。

根据本发明第一方面的上述方法，输入直流电压(VIN)和平滑电容器(C1)与负载(L)在半导体芯片外的并联连接之间的连接形式被改变，并且开关驱动器(DRV)的开关操作被进一步改变。因此，根据本发明第一方面的方法，位于半导体芯片内的开关驱动器(DRV)、第一开关元件(M1)和第二开关元件(M2)可以对降压操作和升压操作都有贡献(参见图1和图2)。

此外，本发明第一方面的一个特定形式进一步包括检测流经平滑线圈(L)的电流变化的反馈电路(FBC)。反馈电路(FBC)包括一端被供以提供给负载(ZL)的直流输出电压(VOUT)的反馈电容器(Cf)、一端与反馈电容器(Cf)另一端相连的第一反馈电阻器(Rf1)、和一端与反馈电容器(Cf)另一端相连的第二反馈电阻器(Rf2)。从反馈电容器(Cf)、第一反馈电阻器(Rf1)和第二反馈电阻器(Rf2)的公共连接点获得反馈电路(FBC)所检测的输出电压，并且被检测的输出电压(Vfb)被反馈到开关驱动器(DRV)的输入(DRV_In)。

在DC/DC转换器执行降压操作的模式中，与开关驱动器(DRV)的输入(DRV-In)相关的信号被提供给第一反馈电阻器(Rf1)的另一端，并且基电势被提供给第二反馈电阻器(Rf2)的另一端。在DC/DC转换器执行升压操作的模式中，与开关驱动器(DRV)的输入(DRV_In)相关的信号被提供给第一反馈电阻器(Rf1)的另一端，并且与输入直流电压(VIN)相关的信号被提供给第二反馈电阻器(Rf2)的另一端。

按照本发明第二方面的一个实施例的DC/DC转换器包括开关驱动器(DRV)、和由开关驱动器驱动的第一开关元件(M1)与第二开关元件(M2)。第一开关元件(M1)的输出电流路径和第二开关元件(M2)的输出电流路径串联连接。第一开关元件(M1)和第二开关元件(M2)的公共连接点被调整，以与平滑线圈(L)的一端相连。向第一开关元件(M1)的输出电流路径提供输入直流电压(VIN)。第二开关元件(M2)的输出电流路径被调整，以与基电势连接。平滑电容器(C1)和负载(ZL)被并联连接到平滑线圈(L)的另一端。DC/DC转换器进一步包括误差放大器(EA)、反馈电路(FBC)、比较器(CMP)和锁存器(FF)。误差放大器(EA)检测被提供给平滑电容器(C1)和负载(ZL)的并联连接的输出直流电压(VOUT)的误差。反馈电路(FBC)包括一端与平滑线圈(L)另一端相连的反馈电容器(Cf)、和一端与反馈电容器(Cf)另一端相连而另一端与平滑线圈(L)的一端相连的反馈电阻器(Rf)。比较器(CMP)比较响应于误差放大器(EA)的输出的信号与反馈电路(FBC)的输出信号。具有基本恒定周期(T)的时序信号(TM)将锁存器(FF)设置为一种状态，比较器(CMP)的输出将锁存器(FF)设置为另一种状态。锁存器(FF)的输出信号(Q)被提供给开关驱动器(DRV)(参看图5)。

根据本发明第二方面的上述方法，锁存器(FF)被具有基本恒定周期的时序信号(TM)设置。因此，在第一时间段，开关驱动器(DRV)将第一开关元件(M1)控制为导通状态，将第二开关元件(M2)控制为关闭状态。相应地，在第一时间段，电流经由第一开关元件(M1)和平滑线圈(L)从输入直流电压(VIN)提供给平滑电容器(C1)和负载(ZL)的并联连接，并且因此在第一时间段，能量被储存在平滑线圈(L)中。当误差放大器(EA)的输出电压(Ve)与反馈电路(FBC)的输出信号(Vfb)交叉(cross over)时，比较器(CMP)的输出将锁存器(FF)设置为另一种状态。这样，在第一时间段后的第二时间段中，开关驱动器(DRV)将第一开关元件(M1)控制为关闭状态，把第二开关元件(M2)控制为导通状态。因此，在第二时间段，被用作能量释放电流的再生电流经由第二开关元件(M2)和平滑线圈(L)从基电势流出。相应地，形成取决于第一时间段和第二时间段之间比例的电压降，并且因此DC/DC转换器执行降压操作。当流经负载(ZL)的电流随着负载的变化而稍微增加时，在第二时间段，反馈电路(FBC)的输出信号(Vfb)的变化量也稍微增加。然而，从反馈电路(FBC)的输出信号(Vfb)到开关驱动器(DRV)的负反馈(negative feedback)使提供给平滑电容器(C1)和负载(ZL)的并联连接的输出直流电压(VOUT)基本保持稳定。根据本发明第二方面的上述方法，噪音电平可以降低，因为与第一时间段和第二时间段之和对应的开关时间段是由具有基本恒定周期的时序信号(TM)决定的。

此外，本发明第二方面的一个具体形式进一步包括误差电压校正电路(EVCC)。误差电压校正电路包括由锁存器(FF)的输出(Q)所控制的控制开关(M3)、和在误差放大器(EA)的输出与比较器(CMP)的输入之间设置高阻抗的控制电路(TG)。从控制开关(M3)和控制电路(TG)的公共连接点产生误差电压校正电路(EVCC)的校正后输出电压(Vs)。

当负载电流发生异常增加时，锁存器(FF)的输出(Q)将控制开关(M3)和控制电路(TG)分别控制为导通状态和高阻抗状态。这样，比较器(CMP)比较被设置为低于误差放大器(EA)的误差输出(Ve)的校正后输出电压(Vs)与反馈电路(FBC)的输出信号(Vfb)(参看图8)。

本申请所公开的具有代表性的发明实施例的有利效果解释如下：

根据本发明第一方面，在一个被用作配置在半导体芯片中的DC/DC转换器的半导体产品中，半导体芯片内置电路可被共享用于降压功能和升压功能。

进一步，根据本发明第二方面，相对于负载电流变化的响应特征和噪音特征可以在DC/DC转换器中被改善。

附图说明

图1是波形图，其示出根据本发明第一方面的一个实施例中，在第一操作模式(降压输出模式)中DC/DC转换器的电路配置和电路操作；

图2是波形图，其示出根据本发明第一方面的一个实施例中，在第二操作模式(升压输出模式)中DC/DC转换器的电路配置和电路操作；

图3示出了根据图1所示的本发明第一方面的一个实施例的DC/DC转换器执行第一操作模式(降压输出模式)时各电路部件的波形；

图4示出了根据图2所示的本发明第一方面的一个实施例的DC/DC转换器执行第二操作模式(升压输出模式)时各电路部件的波形；

图5是电路图，其示出按照本发明第二方面的一个实施例的DC/DC转换器；

图6是波形图，其描述按照图5所示的本发明第二方面的一个实施例的DC/DC转换器的操作；

图7是波形图，其描述图5所示的DC/DC转换器在其过载状态下的操作；

图8是电路图，其示出按照本发明第二方面的一个改进实施例的DC/DC转换器；和

图9是波形图，其描述按照图8所示的本发明第二方面的改进实施例的DC/DC转换器的操作。

具体实施方式

《实现降压功能和升压功能的DC/DC转换器的电路配置》

图1为示意图，其示出按照本发明第一方面的一个实施例的DC/DC转换器在第一操作模式(降压输出模式)中的电路配置。

如同一图所示，构成DC/DC转换器的半导体芯片包括开关驱动器DRV、由开关驱动器DRV驱动的P沟道MOS晶体管的第一开关元件M1、和由开关驱动器DRV驱动的N沟道MOS晶体管的第二开关元件M2。第一开关元件M1的输出电流路径和第二开关元件M2的输出电流路径串联连接。第一开关元件M1和第二开关元件M2的公共连接点被调整以与位于半导体芯片外的平滑线圈L的一端相连。作为其调整的一个例子，公共连接点被电连接到半导体芯片的外部输出端子。第二开关元件M2的输出电流路径的另一端被调整以连接到基电势，例如地电势。作为其调整的一个例子，第二开关元件M2的源极或发射极与半导体芯片的外部接地端子电连接。

在DC/DC转换器执行第一操作模式(降压输出模式)的模式中，平滑电容器C1和负载ZL被并联连接到位于半导体芯片外的平滑线圈L的另一端，如图1所示。在降压操作模式中，第一开关元件M1的输出电流路径在半导体芯片外被提供以输入直流电压VIN。

图3示出了当按照图1所示的本发明第一实施例的DC/DC转换器执行第一操作模式(降压输出模式)时各电路部件的波形。在DC/DC转换器执行降压操作的模式中，如同一图所示，在第一时间段，开关驱动器DRV将第一开关元件M1控制为导通状态，并且将第二开关元件M2控制为关闭状态(见图3中的M1栅极和M2栅极)。因此，如图1所示，在第一时间段，经由第一开关元件M1和平滑线圈L，平滑电容器C1和负载ZL的并联连接被提供以来自输入直流电压VIN的电流，使得在第一时间段，能量被储存在平滑线圈L内。因此，下面的等式所给出的线圈电流在第一时间段流过。

ION＝(VIN-VOUT)·t/L    ...(3)

顺便说明，VIN表示从输入直流电压电源端子TIN所供应的输入直流电压，VOUT表示来自直流输出端子TOUT的输出直流电压，t和L分别表示时间和线圈的电感。

在第一时间段之后的第二时间段中，开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为关闭状态，把第二开关元件M2控制为导通状态。因此，在第二时间段，用作能量释放电流的再生电流经由第二开关元件M2和平滑线圈L从基电势流出。相应地，下面等式所给出的线圈电流在第二时间段流过。

IOFF＝VOUT·t/L    ...(4)

顺便说明，VON表示处于导通状态的第三开关S3的端到端导通电压，而t表示时间。

假定第一时间段的时间t的长度为TON，而第二时间段的时间t的长度为TOFF。这样，在第一时间段和第二时间段之间的边界处，等式(3)所给出的电流与等式(4)所给出的电流应该相等。因此，得出下面等式：

(VIN-VOUT)·TON/L＝VOUT·TOFF/L    ...(5)

将等式(5)扩展即得出等式(6)。

VOUT＝VIN·TON/(TON+TOFF)    ...(6)

因此，可以理解，在第一种操作模式(降压输出模式)中，低于从输入直流电压电源端TIN所提供的输入直流电压VIN的输出直流电压VOUT可以按照等式(6)被从直流输出端子TOUT输出。从而，产生了取决于第二时间段TOFF和第一时间段TON之间比例的电压降，并且因此图1所示的DC/DC转换器执行降压操作。

图2为示意图，其示出按照本发明第一方面一个实施例的DC/DC转换器在第二操作模式(升压输出模式)中的电路配置。

如同一图所示，用来构成DC/DC转换器的半导体芯片包括开关驱动器DRV、由开关驱动器DRV驱动的P沟道MOS晶体管的第一开关元件M1、和被驱动的N沟道MOS晶体管的第二开关元件M2。第一开关元件M1的输出电流路径和第二开关元件M2的输出电流路径串联连接。第一开关元件M1与第二开关元件M2的公共连接点被调整，以连接至位于半导体芯片外的平滑线圈L的一端。第二开关元件M2的输出电流路径被调整，以连接至基电势，例如地电势。到目前为止所解释的图2的电路配置和连接与图1完全相同。

然而，如图2所示，在DC/DC转换器执行升压操作的模式中，平滑线圈L的另一端在半导体芯片外被提供以输入直流电压VIN。在升压操作模式中，平滑电容器C1和负载ZL被并联连接到位于半导体芯片外的第一开关元件M1的输出电流路径。这一点是图1和图2所示的电路配置和连接的不同之处。

进一步地，在开关驱动器DRV对第一开关元件M1和第二开关元件M2的接通/关断控制方面，图2和图1彼此不同。

图4示出在按照图2所示的本发明第一方面的一个实施例的DC/DC转换器执行第二操作模式(升压输出模式)时各电路部件的波形。在DC/DC转换器执行其升压操作时，如同一图所示，在第一时间段，开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为关闭状态，把第二开关元件M2控制为导通状态。因此，在第一时间段，电流经由平滑线圈L和第二开关元件M2从输入直流电压VIN流到基电势，从而在第一时间段，能量被储存在平滑线圈L内。相应地，下面等式所给出的线圈电流经由线圈流到地电势。

ION＝VIN·t/L    ...(7)

在第一时间段后的第二时间段，开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为导通状态，把第二开关元件M2控制为关闭状态。因此，在第二时间段，被用作能量释放电流的再生电流经由平滑线圈L和第一开关元件M1从输入直流电压VIN流到平滑电阻器C1和负载ZL的并联连接。相应地，下面等式所给出的线圈电流经由线圈和第一开关元件M1流入其相应的直流输出端子TOUT。

IOFF＝(VIN-VOUT)·t/L    ...(8)

假定第一时间段的时间长度t为TON，第二时间段的时间长度t为TOFF。这样，在第一时间段和第二时间段之间的边界处，等式(7)所给出的电流和等式(8)所给出的电流应彼此相等。从而得到下面等式：

VIN·TON/L＝(VIN-VOUT)·TOFF/L    ...(9)

扩展等式(9)就得到如下关系式。

VOUT＝(1+(TON/TOFF))·VIN    ...(10)

从而可以理解，在第二操作模式(升压输出模式)中，高于从输入直流电压电源端子TIN所供应的输入直流电压VIN的输出直流电压VOUT可以根据等式(10)从直流输出端子TOUT输出。从而，在第二时间段，通过将所释放的能量或发射能量叠加在输入直流电压VIN上而获得的电压被提供给并联连接。相应地，出现取决于第二时间段TOFF和第一时间段TON之间比例的电压增加，并且因此DC/DC转换器执行升压操作。

根据上面参考图1、2、3和4描述的本发明第一方面的一个实施例，输入直流电压VIN与位于半导体芯片外的平滑电容器(C1)和负载ZL的并联连接之间的连接形式被改变，并且开关驱动器DRV的开关操作被进一步改变。因此，位于半导体芯片内部的开关驱动器DRV、第一开关元件M1和第二开关元件M2对升压操作和降压操作都有贡献。

在本发明第一方面的一个更具体实施例中，采用这样一项技术，该技术允许初期稳定的输出直流电压高速跟随输出电压，即使在由于流经被驱动负载ZL的电流变化而引起的负载变化时。图1和图2所示的电路中反馈电路FBC是这种所采用的技术的核心。反馈电路FBC主要包括反馈电容器或电容Cf，其一端被提供以被提供到平滑电容器C1和负载ZL的并联连接的输出直流电压VOUT。随着流经被驱动负载ZL的电流变化，反馈电容Cf的另一端处的电压变化。反馈电容Cf这个另一端处电压的变化被反馈到开关驱动器DRV的输入，使得控制第一时间段TON和第二时间段TOFF之间的比例，从而输出直流电压VOUT被保持近似恒定。在反馈电路FBC反馈后，反馈电容CF和第一反馈电阻器Rf1的串联连接最初用来根据跨平滑线圈L的电势差而检测流经负载ZL的电流。然而，根据由于该初始连接所引起的电势差，在第一操作模式(降压输出模式)和第二操作模式(升压输出模式)的情况中，极性被反转。如上所述，第一操作模式(降压输出模式)和第二操作模式(升压输出模式)中开关驱动器DRV对第一开关元件M1和第二开关元件M2执行接通/关断控制的操作被反转。在第一操作模式(降压输出模式)和第二操作模式(升压输出模式)中，开关驱动器DRV响应从反馈电路FBC所提供的反馈电压Vfb的输入DRV_In的极性也被反转。

在如图1所示的第一操作模式(降压输出模式)中，锁存器FF响应于从反馈电路FBC经由比较器CMP所提供的反馈电压Vfb的输出Q被提供给开关驱动器DRV的输入DRV_In，而没有反转。DRV_In处的信号经第二反向器IVN2、第一非反相电平移位电路LS1和处于非反相态的第三反向器INV3被提供给第一反馈电阻器Rf1的一端。当第一操作模式(降压输出模式)中流经负载ZL的电流增加时，需要同时增加第一时间段TON，并减小第二时间段TOFF。借助于反馈电容Cf此时的动作，在从反馈电路FBC所提供的反馈电压Vfb的变化周期期间，第一时间段TON增加，而第二时间段TOFF减小。因此，由于反馈电路FBC的动作，输出直流电压VOUT保持近似稳定，即使取决于负载的电流变化。在第一操作模式(降压输出模式)中，第二反馈电阻器Rf2的一端被第四反向器INV4的输出保持在基电势，例如地电势，并且变为几乎与平滑线圈L的另一端处的电压无关。这是因为，对控制信号CNTL响应的第二非反相电平移位电路LS2控制第四反向器INV4，如上面所述。顺便说明，被提供给如图1所示的平滑电容器C1和负载ZL的并联连接的输出直流电压VOUT被分压电阻器R1和R2分压。被这样分压的电压被提供给误差放大器EA的反相输入端，并且参考电压Vref被提供给误差放大器EA的非反相输入端。误差放大器EA的输出被提供给比较器CMP的反相输入端，并且反馈电路FBC所输出的反馈电压Vfb被提供给比较器CMP的非反相输入端。比较器CMP的输出被提供给锁存器FF的置位输入端S，并且具有近似恒定周期T的时序信号TM被提供给锁存器FF的复位输入端R。因此，当锁存器FF被图3所示时序信号TM复位时，锁存器FF的输出信号Q的电平变为低。这样，开关驱动器DRV的输入DRV_In变为低电平，从而开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为导通状态，把第二开关元件M2控制为关闭状态。因此，执行对应于第一时间段的操作，其中在第一时间段期间，能量被储存在平滑线圈L内。当从反馈电路FBC所提供的反馈电压Vfb从误差放大器EA的输入Ve稍微升高时，比较器CMP的输出的电平变高。锁存器FF被比较器CMP的高电平输出置位，使得输出信号Q的电平变高。这样，开关驱动器DRV的输入DRV_In变为高电平，从而开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为关闭状态，把第二开关元件M2控制为导通状态。因此，执行对应于第二时间段的操作，其中在第二时间段期间，能量被从平滑线圈L释放。

另一方面，在如图2所示的第二操作模式(升压输出模式)中，锁存器FF的响应于从反馈电路FBC经比较器CMP所提供的反馈电压Vfb的输出Q被第一反向器INV1反转，其又被提供给开关驱动器DRV的输入DRV_In。输入DRV_In处的信号经第二反向器IVN2、第一非反相电平移位电路LS1和处于非反转状态的第三反向器INV3被提供给第一反馈电阻器Rf1的一端。当流经负载ZL的电流在第二操作模式(升压输出模式)中增加时，需要同时以与第一操作模式(降压输出模式)类似的方式增加第一时间段TON，减小第二时间段TOFF。借助于此时反馈电容Cf的动作，在反馈电路FBC所提供的反馈电压Vfb的变化周期期间，第一时间段TON增加，而第二时间段TOFF减少。因此，由于反馈电路FBC的动作，输出直流电压VOUT被保持基本稳定，即使取决于负载上的电流变化。在第二操作模式(升压输出模式)中，输出直流电压VOUT也随着瞬变输入直流电压VIN的减小而降低，如等式(10)所示。为了减轻该现象，第四反向器INV4的输出给第二反馈电阻器Rf2的一端提供以相应的输入直流电压VIN。这是因为，响应于控制信号CNTL的第二非反相电平移位电路LS2控制第四反向器INV4，如上面所述。当输入直流电压VIN降低时，从反馈电路FBC所提供的反馈电压Vfb的直流分量也随着第二反馈电阻器Rf2的动作降低。因此，在反馈电压Vfb的变化周期期间，第一时间段TON增加，而第二时间段TOFF减少。结果，输出直流电压VOUT保持基本稳定。顺便说明，提供给图2所示的平滑电容器C1和负载ZL的并联连接的输出直流电压VOUT被分压电阻器R1和R2分压。被这样分压的电压被提供给误差放大器EA的反相输入端，并且参考电压Vref被提供给误差放大器EA的非反相输入端。误差放大器EA的输出被提供给比较器CMP的反相输入端，从反馈电路FBC所输出的反馈电压Vfb被提供给比较器CMP的非反相输入端。比较器CMP的输出被提供给锁存器FF的置位输入端S，具有近似恒定周期的时序信号TM被提供给锁存器FF的复位输入端R。因此，当锁存器FF被如图4所示的时序信号TM复位时，锁存器FF的输出信号Q的电平变低，并且反向器INV1的输出的电平升高。这样，开关驱动器DRV的输入DRV_In变为高电平，从而开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为关闭状态，把第二开关元件M2控制为导通状态。因此，执行对应于第一时间段的操作，其中在第一时间段中，能量被储存在平滑线圈L内。当从反馈电路FBC所提供的反馈电压Vfb从误差放大器EA的输出Ve稍微升高时，比较器CMP的输出的电平升高。锁存器FF被比较器CMP的高电平输出置位，从而输出信号Q的电平变高，反向器INV1的输出的电平变低。这样，开关驱动器DRV的输入DRV_In处于低电平，从而开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为导通状态，把第二开关元件M2控制为关闭状态。因此，执行对应于第二时间段的操作，其中在第二时间段中，能量从平滑线圈L中被释放。

《改善对于负载电流变化的响应和特征的DC/DC转换器》

图5为电路图，其示出按照本发明第二方面的一个实施例的DC/DC转换器。顺便说明，图6是波形图，其描述按照图5所示的本发明第二方面的一个实施例的DC/DC转换器的操作。

DC/DC转换器内部包括半导体芯片、开关驱动器DRV和由开关驱动器DRV驱动的第一开关元件M1和第二开关元件M2。第一开关元件M1的输出电流路径和第二开关元件M2的输出电流路径串联。第一开关元件M1和第二开关元件M2的公共连接点被调整以连接到平滑线圈L的一端。作为其调整的一个例子，公共连接点被电连接到半导体芯片的外部输出端子。第一开关元件M1的输出电流路径被提供以输入直流电压VIN。第二开关元件M2的输出电流路径被调整以电连接至基电势。作为其调整的一个例子，第二开关元件M2的源极或发射极被电连接到半导体芯片的外部接地端子。平滑电容器C1和负载ZL被并联连接到半导体芯片外的平滑线圈L的另一端。DC/DC转换器进一步包括误差放大器EA、反馈电路FBC、比较器CMP和锁存器FF。误差放大器EA检测提供给平滑电容器C1和负载ZL的并联连接的输出直流电压VOUT的误差。反馈电路FBC包括反馈电容器或者电容Cf，其一端与平滑线圈L的另一端相连；也包括反馈电阻器或电阻Rf，其一端与反馈电容Cf的另一端相连，而另一端与平滑线圈L的一端相连。比较器CMP比较响应于误差放大器EA的输出的信号和从反馈电路FBC所输出的信号。锁存器FF被具有基本恒定周期或时间段T的时序信号TM置位，并被比较器CMP的输出复位，并且锁存器的输出信号Q被提供给开关驱动器DRV。

在按照图5所示的本发明第二方面的一个实施例的DC/DC转换器中，锁存器FF被具有基本恒定周期T的时序信号TM置位。因此，在第一时间段，开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为导通状态，把第二开关元件M2控制为关闭状态。相应地，在第一时间段，电流经由第一开关元件M1和平滑线圈L被从输入直流电压VIN提供到平滑电容器C1和负载ZL的并联连接，并且因此在第一时间段期间，能量被储存在平滑线圈L内。当误差放大器EA的输出Ve与反馈电路FBC的输出信号Vfb交叉时，比较器CMP的输出复位锁存器FF。这样，在第一时间段之后的第二时间段，开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为关闭状态，把第二开关元件M2控制为导通状态。因此，在第二时间段，被用作能量释放电流的再生电流经第二开关元件M1和平滑线圈L从基电势流出。因此，产生取决于第二时间段和第一时间段之间比例的电压损失，并且DC/DC转换器执行降压操作。当流经负载ZL的电流随着负载变化而稍微变化时，第二时间段期间反馈电路FBC的输出信号Vfb的变化量也稍微增加。然而，从反馈电路FBC的输出信号Vfb到开关驱动器DRV的负反馈使提供给平滑电容器C1和负载ZL的并联连接的输出直流电压VOUT保持基本稳定。因此，因为对应于第一时间段和第二时间段之和的开关时间段由具有基本恒定周期T的时序信号TM决定，所以噪音电平可以被降低。

顺便说明，提供给平滑电容器C1和负载ZL的并联连接的输出直流电压VOUT被分压电阻器R1和R2分压，如图5所示。被这样分压的电压被提供到误差放大器EA的反相输入端，参考电压Vref被提供到误差放大器EA的非反相输入端。误差放大器EA的输出被提供到比较器CMP的反相输入端，从反馈电路FBC所输出的反馈电压Vfb被提供到比较器CMP的非反相端子。比较器CMP的输出被提供给锁存器FF的复位输入端R，具有基本恒定周期或时间段T的时序信号TM被提供到锁存器FF的置位输入端S。因此，当锁存器FF被时序信号TM复位时，如图6所示，锁存器FF的输出信号Q的电平变高。这样，开关驱动器DRV的输入DRV_In变为高电平，从而开关驱动器DRV把由P沟道MOS晶体管构成的第一开关元件M1控制为导通状态，把由N沟道MOS晶体管构成的第二开关元件M2控制为关闭状态。因此，执行对应于第一时间段的操作，其中在第一时间段，能量被储存在平滑线圈L内。当从反馈电路FBC所提供的反馈电压Vfb从误差放大器EA的输出Ve稍微升高时，比较器CMP的输出的电平变高。锁存器FF被比较器CMP的高电平输出复位，从而输出信号Q的电平变低。这样，开关驱动器DRV的输入DRV_In处于低电平，从而开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为关闭状态，把第二开关元件M2控制为导通状态。因此，执行对应于第二时间段的操作，其中在第二时间段，能量被从平滑线圈L中释放。

另一方面，本发明人根据图5所示的本发明第二方面的一个实施例详细讨论了DC/DC转换器。结果，证明了以下几点。

当流经图5所示DC/DC转换器的负载ZL的电流变为异常大的电流时，发生以下情况。如图7所示，由于负载电流的异常增加，从反馈电路FBC所提供的反馈电压Vfb相对于误差放大器EA的输出Ve的增加被延迟。在产生该延迟的第一时间段，第一开关元件M1被控制为导通状态，以补偿被提供给负载ZL的输出直流电压的减少。在这样的第一时间段结尾处，从反馈电路FBC所输出的反馈电压Vfb变得高于误差放大器EA的输出Ve，使得锁存器FF被比较器CMP的高电平输出复位。这样，到达第二时间段，并且因此开关驱动器DRV把第一开关元件M1控制为关闭状态，把第二开关元件M2控制为导通状态。从而，执行第二时间段的操作，其中在第二时间段，能量被从平滑线圈L中释放。然而，如图7所示，由于第一时间段的延长，第二时间段缩短，并且因此，在从反馈电路FBC所输出的反馈电压Vfb的减小不足的电平下，具有恒定周期T的时序信号TM将锁存器FF置位。这样，启动第一时间段的操作，并且反馈电压Vfb从其不足减小的电平增加。因此，此时，第一时间段被缩短，并且在缩短的第一时间段的末端，从反馈电路FBC所输出的反馈电压Vfb变得高于误差放大器EA的输出Ve。因此，锁存器FF被比较器CMP的高电平输出复位。这样，图7所示的锁存器FF的输出Q(FFQ)的电平高的时间段和它的低电平时间段的长度变得不稳定。在缩短的第一时间段和尤其是缩短的第二时间段期间，锁存器FF的输出Q包含高频分量。令人担心的是，高频分量导致DC/DC转换器的异常振荡操作。

图8为电路图，其示出按照本发明第二方面的一个改进实施例的DC/DC转换器。顺便说明，图9是波形图，其描述按照图8所示本发明第二方面的改进实施例的DC/DC转换器的操作。

图8所示的电路与图5所示的电路加上误差电压校正电路EVCC是等效的。图8所示的误差电压校正电路EVCC主要包括由锁存器FF的输出Q控制的控制开关M3和被配置为使误差放大器EA的输出和比较器CMP的输入为高阻抗的电路的传输门(transmission gate)TG。误差电压校正电路EVCC的电阻器R3和电容器C4是用于调整从误差电压校正电路EVCC所产生的输出电压Vs的变化率(放电时间常数：discharge time constant)的元件。提供误差电压校正电路EVCC的反向器INV，以便当锁存器FF的输出Q处于高电平时，使由CMOS模拟开关构成的传输门TG为高阻抗。

图8为电路图，其示出根据本发明第二方面的改进实施例的DC/DC转换器。假定负载电流出现异常增加。这样，锁存器FF被时序信号TM置位，并且因此使锁存器FF的输出Q处于高电平，从而启动第一时间段的操作。随着锁存器FF的输出Q从低电平变为高电平，对应于误差电压校正电路EVCC中的高阻抗，控制开关M3被控制为导通状态，传输门TG被控制为关闭状态。这样，从误差电压校正电路EVCC所产生的输出电压VS变得低于图9所示误差放大器EA的误差输出Ve。比较器CMP被改变到比较从反馈电路FBC所输出的反馈电压Vfb和从误差电压校正电路EVCC所产生的输出电压Ve的操作。因此，即使从反馈电路FBC所产生的反馈电压Vfb的增加由于负载电流的异常增加而被延迟，但是用于由比较器CMP比较的误差电压校正电路EVCC的输出电压VS依然被减少。输出电压VS的变化取决于电阻器R3和电容器C4。因此，在按照图8所示的本发明第二方面的改进实施例的DC/DC转换器中，避免了图7所示的第一时间段的显著延长，并且从反馈电路FBC所输出的反馈电压Vfb被减少到足够的电平。

尽管已经基于优选实施例具体地描述了以上由本发明人所实施的发明，但是本发明并不限于上述实施例。显然，在本发明的范围内、在不背离本发明主旨的前提下，可以对其作出各种变更。

例如，在图1所示的实施例中，P沟道MOS晶体管M1可以由PNP型双极晶体管替代。N沟道MOS晶体管M2可以由NPN型双极晶体管替代。类似地，构成图8所示传输门TG的CMOS模拟开关中的P沟道MOS晶体管和N沟道MOS晶体管可以分别由PNP型双极晶体管和NPN型双极晶体管替代。

除了在芯片外所提供的电感元件外，DC/DC转换器的平滑线圈L可以是通过半导体工艺在半导体上形成的螺旋线圈。可替换地，平滑线圈L可以是位于封装内的线圈，其利用密封半导体芯片的封装内所提供的引线框(lead frame)的一部分。

Claims (5)

1.一种DC/DC转换器，包括：

半导体芯片，包括开关驱动器、和由所述开关驱动器驱动的第一开关元件和第二开关元件，

其中所述第一开关元件的输出电流路径和所述第二开关元件的输出电流路径串联，

其中所述第一开关元件和第二开关元件的公共连接点被调整以连接至所述半导体芯片外的平滑线圈的一端，

其中在所述DC/DC转换器执行降压操作的模式中，平滑电容器和负载被并联连接到所述半导体芯片外的平滑线圈的另一端，并且在降压操作模式中，所述第一开关元件的输出电流路径在所述半导体芯片外被供以输入直流电压，

其中在所述DC/DC转换器执行升压操作的模式中，所述平滑线圈的另一端在所述半导体芯片外被供以所述输入直流电压，并且在所述升压操作模式中，所述平滑电容器和负载被并联连接到所述半导体芯片外的第一开关元件的输出电流路径，

其中在所述DC/DC转换器执行降压操作的模式中，在第一时间段，所述开关驱动器将所述第一开关元件控制为导通状态，并且将所述第二开关元件控制为关闭状态，并且在所述第一时间段后的第二时间段，所述开关驱动器将所述第一开关元件控制为关闭状态，并且将所述第二开关元件控制为导通状态，从而所述DC/DC转换器执行降压操作，和

其中在所述DC/DC转换器执行升压操作的模式中，在所述第一时间段，所述开关驱动器将所述第一开关元件控制为关闭状态，并且将所述第二开关元件控制为导通状态，并且在所述第一时间段之后的第二时间段，所述开关驱动器将所述第一开关元件控制为导通状态，并且将所述第二开关元件控制为关闭状态，从而所述DC/DC转换器执行升压操作。

2.如权利要求1所述的DC/DC转换器，

其中在所述DC/DC转换器执行降压操作的模式中，在第一时间段，所述开关驱动器将所述第一开关元件控制为导通状态，并将所述第二开关元件控制为关闭状态，从而在所述第一时间段，电流经所述第一开关元件和所述平滑线圈从所述输入直流电压提供到所述平滑电容器和所述负载的并联连接，并且因此在所述第一时间段，能量被储存在所述平滑线圈内，并且在所述第一时间段后的第二时间段，所述开关驱动器将所述第一开关元件控制为关闭状态，并将所述第二开关元件控制为导通状态，从而在所述第二时间段，被用作能量释放电流的再生电流经所述第二开关元件和所述平滑线圈从基电势流出，使得产生取决于所述第二时间段和第一时间段之比的电压降，并且因此所述DC/DC转换器执行降压操作，和

其中在所述DC/DC转换器执行升压操作的模式中，在第一时间段，所述开关驱动器将所述第一开关元件控制为关闭状态，并将所述第二开关元件控制为导通状态，从而在所述第一时间段，电流经所述第二开关元件和所述平滑线圈从所述输入直流电压流向基电势，并且因此在所述第一时间段，能量被储存在所述平滑线圈内，并且在所述第一时间段后的第二时间段，所述开关驱动器将所述第一开关元件控制为导通状态，并将所述第二开关元件控制为关闭状态，从而在所述第二时间段，被用作能量释放电流的再生电流经所述平滑线圈和所述第一开关元件从所述输入直流电压流到所述平滑电容器和所述负载的并联连接，使得在所述第二时间段，通过将所释放的能量叠加在所述输入直流电压而获得的电压被提供给所述并联连接，并且产生取决于所述第二时间段和所述第一时间段之间比例的电压增加，并因此所述DC/DC转换器执行升压操作。

3.如权利要求1或2所述的DC/DC转换器，进一步包括检测流经所述平滑线圈的电流变化的检测电路，

其中所述检测电路包括一端被供以被提供给所述负载的直流输出电压的反馈电容器、一端与所述反馈电容器的另一端相连的第一反馈电阻器、以及一端与所述反馈电容器的另一端相连的第二反馈电阻器，

其中从所述反馈电容器、所述第一反馈电阻器和所述第二反馈电阻器的公共连接点获得所述检测电路所检测的输出电压，并且所检测的输出电压被反馈给所述开关驱动器的输入端，

其中在所述DC/DC转换器执行降压操作的模式中，与所述开关驱动器的输入相关的信号被提供给所述第一反馈电阻器的另一端，并且基电势被提供到所述第二反馈电阻器的另一端，和

其中在所述DC/DC转换器执行升压操作的模式中，与所述开关驱动器的输入相关的信号被提供到所述第一反馈电阻器的另一端，并且与所述输入直流电压相关的信号被提供到所述第二反馈电阻器的另一端。

4.一种DC/DC转换器，包括：

开关驱动器，和

由所述开关驱动器驱动的第一开关元件和第二开关元件，

其中所述第一开关元件的输出电流路径和所述第二开关元件的输出电流路径串联连接，

其中所述第一开关元件和所述第二开关元件的公共连接点被调整以连接至平滑线圈的一端，

其中输入直流电压被提供到所述第一开关元件的输出电流路径，和

其中所述第二开关元件的输出电流路径被调整以连接到基电势，和

平滑电容器和负载被并联连接到所述平滑线圈的另一端，

所述DC/DC转换器进一步包括误差放大器、反馈电路、比较器和锁存器，

其中所述误差放大器检测被提供到所述平滑电容器和所述负载的并联连接的输出直流电压的误差，

其中所述反馈电路包括一端与所述平滑线圈的另一端相连的反馈电容器、和一端与所述反馈电容器的另一端相连而另一端与所述平滑线圈的一端相连的反馈电阻器，

其中所述比较器比较响应所述误差放大器的输出的信号与所述反馈电路的输出信号，和

其中所述锁存器被具有基本恒定周期的时序信号设置为一种状态，并且被所述比较器的输出设置为另一状态，并且所述锁存器的输出信号被提供到所述开关驱动器。

5.如权利要求4中所述的DC/DC转换器，进一步包括误差电压校正电路，

其中所述误差电压校正电路包括由所述锁存器的输出控制的控制开关、和在所述误差放大器的输出与所述比较器的输入之间设置高阻抗的控制电路，

其中从所述控制开关和一个门的公共连接点生成所述误差电压校正电路的校正后输出电压，和

其中当负载电流发生异常增加时，所述锁存器的输出将所述控制开关和所述控制电路分别控制为导通状态和高阻抗状态，并且所述比较器比较被设置低于所述误差放大器的误差输出的校正后输出电压与所述反馈电路的输出信号。

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