CN102891598A - 升压型dc-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种DC-DC变换器，其能够不变更外附的部件地实现得到希望的最大输出电流值的同时降低输出的波动电压。在具有使电流在电感器内流过的开关元件、在电感器的输出侧连接的整流单元、根据输出电压以及与电感器电流对应的电压对开关元件进行导通、断开控制的控制电路的升压型DC-DC变换器中，控制电路具有检测输出电压已降低到预定的电位的第一电压比较电路、检测电感器电流已达到预定的电流值的第二电压比较电路和生成与输入电压成反比例的电压的电压生成电路，将通过电压生成电路生成的电压作为基准电压供给第二电压比较电路，当输出电压已降低到预定的电位时，使开关元件导通，当电感器电流已达到预定的电流值时，使开关元件断开。
Description
技术领域
本发明涉及变换直流电压的开关/调节器方式的升压型电源装置，特别涉及以PFM(脉冲频率调制)方式控制输出的升压型DC-DC变换器。
背景技术
作为变换直流输入电压输出不同电位的直流电压的电路，有开关/调节器方式的DC-DC变换器。在所述的DC-DC变换器中，有具有驱动用开关元件、整流元件和控制电路的DC-DC变换器，上述驱动用开关元件用于在电感器(线圈)上施加从电池等直流电源供给的直流电压，使流过电流，在线圈中积蓄能量，上述整流元件用于在该驱动用开关元件被断开放出能量期间对线圈的电流进行整流，上述控制电路用于导通、断开控制上述驱动用开关元件。另外，在DC-DC变换器中有升压型和降压型。
历来，在开关/调节器方式的DC-DC变换器中，向PFM(脉冲频率调制)控制用的比较器或者PWM(脉冲宽度调制)控制用的比较器反馈与输出电压成比例的电压，当输出电压下降时控制频率或者脉冲宽度，使驱动用开关元件的导通时间延长，当输出电压上升时控制频率或者脉冲宽度，使驱动用开关元件的导通时间缩短(例如专利文献1)。
图4表示现有的PFM控制方式的升压型DC-DC变换器的结构例，另外图5表示其时间图。如图4所示，在PFM控制方式的升压型DC-DC变换器中，具有：比较输出电压Vout和预定的基准电压Vref1的比较器CMP1；比较电感器(线圈)L1的输出侧的电压Vsw和基准电压Vref2的电流限制用的比较器CMP2；以及比较输出电压Vout和电感器(线圈)L1的输出侧的电压Vsw检测逆流状态的比较器CMP3。
图4表示的升压型DC-DC变换器，当由于输出电流Iout的放电输出电压Vout低于基准电压Vref1时，输出电压检测比较器CMP1的输出成为高电平，置位RS触发器FF1，其输出Q变化为高电平，使开关元件M1导通。当开关元件M1导通时，电感器电流IL以Vin/L的斜率(Vin是输入电压，L是电感器L1的电感值)增加，电感器L1和开关元件M1的连接节点SW的电压Vsw升高。然后，当电压Vsw变得比基准电压Vref2高时，电流限制比较器CMP2的输出成为高电平，置位RS触发器FF2，其输出Q变化为高电平，复位RS触发触发器FF1，其输出Q成为低电平，开关元件M1断开，整流用开关元件M2导通。设此时的电感器电流IL的电流值为Imax。
当整流用开关元件M2导通时，电感器电流IL以(Vout-Vin)/L的斜率减小。另外，当整流用开关元件M2导通时，向输出端子OUT供给电力，输出电压Vout增加。其后，电感器电流IL减小，当成为Vout＞Vsw时，逆流检测比较器CMP3的输出成为高电平，复位触发器FF2。另外，整流用开关元件M2断开。
通过重复上述的动作，PFM控制升压DC-DC变换器输出预定电平的输出电压Vout。这里，在上述那样的PFM控制的升压DC-DC变换器中，输出波动电压ΔVp-p用下式表示。
ΔVp-p＝(Imax2×L)÷(2×Cout×(Vout-Vin)) ...式(1)
式中，Imax是电感器电流IL的电流限制值，Cout是输出电容器C0的电容值，Vout是输出电压值，Vin是输入电压值。
专利文献1：日本特开2005-218167号公报
从上述式(1)可知，在现有的DC-DC变换器中，当输入电压Vin升高时，ΔVp-p增大。当用图5的时间图说明时，如定时t1、t2所示当输入电压Vin升高时，电感器电流IL的减少变缓，延迟成为逆流状态。然后如期间T1、T2所示，通过开关元件M1导通的时间变长，输出电压Vout升高，在开关元件M2断开后到输出电压Vout下降到基准电压Vref1、开关元件M1导通前需要的时间变长。因此，输出的波动电压ΔVp-p增大。然后，当ΔVp-p增大时，有发生电感器或者输出电容器的音鸣、设备误动作这样的不良的课题。
此外，电感器电流IL的电流限制值Imax，当设DC-DC变换器可能输出的最大输出电流值为Iout(MAX)时，Imax和Iout(MAX)的关系用下式表示。
Iout(MAX)＝(Vin×Imax×η)÷(2×Vout) ...式(2)
式中，η是DC-DC变换器的电力变换效率。
因此，通过降低Imax，能够减小波动电压ΔVp-p。但是，因为根据Imax的值决定最大输出电流值Iout(MAX)，所以需要根据希望的Iout(MAX)设定Imax。因此，不能无视Iout(MAX)单方面降低Imax。另外，虽然根据式(1)可知增大输出电容器C0的电容值Cout或者减小电感器L1的值能够减小波动电压，但是输出电容器C0的值或者电感器L1的值，有时为得到DC-DC变换器必要的特性而不能自由地变更。
发明内容
在上述那样的背景下提出本发明，其目的在于，提供一种PFM控制方式的升压型DC-DC变换器，其不变更外附的部件(L1、C0)，能够实现希望的最大输出电流值Iout(MAX)同时降低输出的波动电压，防止发生音鸣和误动作。
为实现上述目的，本发明提供一种升压型DC-DC变换器，其具有：在被输入直流电压的电压输入端子和连接有负荷的输出端子之间连接的电感器；在上述电感器的输出侧的端子上连接、使在上述电感器内流过电流的驱动用开关元件；在上述电感器的输出侧的端子和上述输出端子之间连接的整流单元；和根据来自输出侧的反馈电压以及与流过上述电感器的电流成比例的电压，生成用于对上述驱动用开关元件进行导通、断开控制的驱动脉冲的控制电路，输出使输入电压升压后的电压，
上述控制电路，
具有：
第一电压比较电路，用于比较来自上述输出侧的反馈电压和预定的第一基准电压，检测反馈电压已降低到预定的电位；
第二电压比较电路，用于比较与流过上述电感器的电流成比例的电压和第二基准电压，检测流过上述电感器的电流已达到预定的电流值；和
电压生成电路，用于生成与在上述电压输入端子上输入的电压成反比例的电压，
将由上述电压生成电路生成的电压作为上述第二基准电压供给上述第二电压比较电路，在上述第一电压比较电路检测出上述反馈电压已降低到预定的电位的情况下，使上述驱动用开关元件导通，在上述第二电压比较电路检出流过上述电感器的电流已达到预定的电流值的情况下，使上述驱动用开关元件断开。
根据上述那样的单元，因为具有生成与在电压输入端子上输入的电压成反比例的电压的电压生成电路，将该电压作为第二基准电压供给第二电压比较电路，亦即检测流过电感器的电流已达到预定的电流值的第二电压比较电路的基准电压与输入电压成反比例变化，所以能够防止由于电感器电流流过的时间缩短使输出电压升高，减少输出的波动。
这里优选具有比较上述电感器的输出侧的端子的电压和输出电压来检测逆流状态的逆流状态检测电路，该逆流状态检测电路在检测出输出电压比上述电感器的输出侧的端子的电压高的逆流状态的情况下，使上述整流单元断开。
由此，在用开关元件构成整流单元的情况下，能够在适当的定时断开整流单元。
另外优选上述整流单元是二极管。
由此，不需要生成在适当的定时导通、断开整流单元的控制信号的电路，能够减少电路的构成元件数以及电路的占有面积、芯片尺寸。
进而优选上述电压生成电路由把在上述电压输入端子上输入的电压作为输入的除法电路构成。
由此，能够通过已有的电路构成生成与输入电压成反比例那样的电压的电压生成电路，能够减轻设计者的负担。
另外优选与流过上述电感器的电流成比例的电压是上述电感器的输出侧的端子的电压，上述第二电压比较电路比较上述电感器的输出侧的端子的电压和上述第二基准电压。
由此，不需要生成与流过电感器的电流成比例的电压的元件或者电路，能够减少电路的构成元件数以及电路的占有面积、芯片尺寸。
进而优选具有：第一RS触发器电路，用于把上述第二电压比较电路的输出信号和上述逆流状态检测电路的输出信号作为置位信号以及复位信号；第二RS触发器电路，用于把上述第一RS触发器电路的输出信号和上述第二电压比较电路的输出信号作为复位信号以及置位信号，生成用于对上述驱动用开关元件进行导通、断开控制的控制信号；和逻辑和电路，用于把上述第二RS触发器电路的输出信号和上述逆流状态检测电路的输出信号作为输入，通过上述逻辑和电路的输出信号使上述整流单元导通、断开。
由此，能够实现具有比较简单的结构的控制电路的升压型DC-DC变换器。
根据本发明，具有下面的效果：不用变更电感器或者输出滤波用的电容元件等外附的部件，能够实现能够达到希望的最大输出电流值，同时降低输出的波动电压防止发生音鸣和误动作的PFM控制方式的升压型DC-DC变换器。
附图说明
图1是表示应用本发明的PFM控制方式的升压型DC-DC变换器的一种实施方式的电路结构图。
图2是表示实施方式的DC-DC变换器中的输入电压变化时的动作的时间图。
图3是表示实施方式的DC-DC变换器的变形例的电路结构图。
图4是表示现有的PFM控制方式的升压型DC-DC变换器的例子的电路结构图。
图5是表示现有的DC-DC变换器中的输入电压变化时的动作的时间图。
符号说明
10开关控制电路
11除法电路(电压生成电路)
CMP1输出电压检测用比较器(第一电压比较电路)
CMP2限制电流检测用比较器(第二电压比较电路)
CMP3逆电流检测用比较器(逆电流状态检测电路)
FF1、FF2 RS触发器
G1 OR门(逻辑和电路)
L1线圈(电感器)
C1滤波用电容器
M1驱动用开关元件
M2整流单元(整流用开关元件)
具体实施方式
下面根据附图说明本发明的优选的实施方式。
图1表示应用本发明的用PFM(脉冲频率调制)方式控制输出的升压型DC-DC变换器的一种实施方式。
该实施方式的DC-DC变换器具有：作为电感器的线圈L1，其一个端子连接在被施加直流输入电压Vin的电压输入端子IN上；在线圈L1的另一个端子和接地点之间连接的驱动用开关元件M1；以及在线圈L1和开关元件M1的连接节点(端子SW)与输出端子OUT之间连接的整流用开关元件M2。驱动用开关元件M1可以用N沟道MOSFET(绝缘栅型场效应晶体管)构成，整流用开关元件M2可以用P沟道MOSFET构成。
另外，本实施方式的DC-DC变换器具有对上述开关元件M1、M2进行导通、断开驱动的开关控制电路10、在输出端子OUT和接地点之间连接的输出滤波用电容器C0。
这里不特别限定，但是在构成DC-DC变换器的电路以及元件中，开关控制电路10以及开关元件M1、M2可以作为在半导体芯片上形成的半导体集成电路(电源控制用IC)而构成，线圈L1和电容器C0可以作为外附元件与在该IC上设置的外部端子连接。
在该实施方式的DC-DC变换器中，通过开关控制电路10生成使开关元件M1、M2互补地导通、断开那样的驱动脉冲，在稳定状态下，当使驱动用开关元件M1导通时电流通过线圈L1流向接地点，在线圈L1内积蓄能量。
其后，当使驱动用开关元件M1断开，而使整流用开关元件M2导通时，线圈L1的积蓄能量释放，电流通过整流用开关元件M2流向输出端子OUT，对电容器C0充电。通过重复上述动作，发生使直流输入电压Vin升压的预定电位的直流输出电压Vout。
开关控制电路10具有：把输出电压Vout和预定的基准电压Vref1作为输入、检测输出电压Vout已降低到预定电位的比较器CMP1；比较电感器(线圈)L1的输出侧的电压Vsw和基准电压Vref2的电流限制用的比较器CMP2；和比较输出电压Vout和电感器(线圈)L1的输出侧的电压Vsw、检测逆流状态的比较器CMP3。
另外，开关控制电路10具有：在置位端子上接受上述比较器CMP1的输出信号，输出驱动用开关元件M1的栅极控制信号的RS触发器FF1；在置位端子上接受上述比较器CMP2的输出信号、另外在复位端子上接受比较器CMP3的输出信号的RS触发器FF2；和把上述比较器CMP3的输出信号和RS触发器FF 1的输出信号作为输入、输出整流用开关元件M2的栅极控制信号的OR门G1，触发器FF2的输出信号被输入到上述触发器FF1的复位端子。
进而，在本实施方式的开关控制电路10中设置基准电压生成电路11，其根据输入电压Vin生成与该输入电压Vin成反比例的电压，把该电压作为上述基准电压Vref2供给电流限制用的比较器CMP2的反相输入端子。该基准电压生成电路11例如可以通过使用运算放大器(运算放大电路)的公知的除法电路构成。
此外，代替比较输出电压Vout和预定的基准电压Vref1，比较器CMP1也可以比较用串联电阻分压输出电压Vout后的电压和基准电压Vref1。
另外，在图1的实施例中，表示出用RS触发器FF1的输出信号直接使开关元件M1导通、断开的结构，但是在实际的电路中，多采用在RS触发器FF1的后级设置驱动器电路，用驱动器的输出驱动开关元件M1的形式。关于开关元件M2也同样。
接着说明如上述那样构成的具有开关控制电路10的本实施方式的DC-DC变换器的动作。
图1表示的升压型DC-DC变换器，当由于输出电流Iout的放电，输出电压Vout低于基准电压Vref1时，输出电压检测比较器CMP1的输出成为高电平，使RS触发器FF1置位，其输出Q变化为高电平，使开关元件M1导通。当开关元件M1导通时，电感器电流IL以Vin/L的斜率(Vin是输入电压，L是电感器L1的电感值)增加，电感器L1和开关元件M1的连接节点SW的电压Vsw升高。
然后，当电压Vsw变得比基准电压Vref2高时，电流限制比较器CMP2的输出成为高电平，使RS触发器FF2置位，其输出Q变化为高电平，使触发器FF1复位，其输出Q成为低电平，开关元件M1断开，整流用开关元件M2导通。此外，设此时的电感器电流IL的电流值为Imax。
在图4表示的现有的升压型DC-DC变换器中，作为电流限制用的比较器CMP2的基准电压Vref2使用固定的电压。与此相对，在本实施方式中，设置由用于生成与输入电压Vin成反比例那样的电压的除法电路等组成的基准电压生成电路11，将由该基准电压生成电路11生成的电压作为基准电压Vref2供给电流限制用的比较器CMP2的反相输入端子。这里，基准电压生成电路(除法电路)的输出V OUT(＝Vref2)用下式表示。
VOUT＝A÷Vin ...式(3)
其中，A是根据使用条件决定的常数。
当在比较器CMP2的反相输入端子上输入与输入电压Vin成反比例的上述除法电路的输出VOUT时，如图2的时间图所示，当输入电压Vin增加时电感器电流IL的限制电流值Imax减小，当输入电压Vin减小时电感器电流IL的限制电流值Imax增加。通过该限制电流值Imax的增减，能够抑制伴随输入电压Vin的增加的输出的波动ΔVp-p。
这里说明限制电流值Imax的具体的设定的方法。如上所述，因为根据Imax的值决定DC-DC变换器的可能输出的最大电流值I out(MAX)，所以需要使Imax成为希望的最大电流值I out(MAX)那样决定。例如，在假定Vin＝1V、Vout＝5V、η＝0.8的情况下，根据下式(2)
I out(MAX)＝(Vin×Imax×η)÷(2×Vout)
有
I out(MAX)＝(1×Imax×0.8)÷(2×5)＝0.81 Imax
。这里，当设希望的I out(MAX)为0.5A以上时，得到
Imax＞6.25[A]。
但是，因为上述限制电流Imax的值依从输入电压Vin，所以即使与Vin一致，使Imax变动，也能够得到必要的I out(MAX)。
例如在上述的条件下，Imax成为下式(4)。
Imax＞6.25÷Vin ...式(4)
通过用比较器CMP2比较SW端子电压Vsw和作为除法电路的输出VOUT的基准电压Vref2的值来检测Imax。因此，当设开关元件M1的导通电阻为0.1Ω时，与Imax对应的SW端子电压Vsw用式(5)表示。
Vsw＝0.625÷Vin ...式(5)
在上述条件的情况下，通过根据式(3)、式(4)、式(5)，设除法电路的常数A＝0.625，对于必要的I out(MAX)，能够得到最佳的Imax。
然后，通过对于Vin的值调整Imax，能够减小输出的波动ΔVp-p。这里，因为用式(1)计算ΔVp-p，所以在通过上述结构把Imax例如调整到1/2的情况下，ΔVp-p与现有技术相比能够为1/4。
ΔVp-p＝(Imax2×L)÷(2×Cout×(Vout-Vin)) ...式(1)
使用图2的时间图说明。当如定时t1、t2那样输入电压Vin升高时，电感器电流IL的减小变缓，但是基准电压Vref2亦即限制电流值Imax降低。因此，通过开关元件M1导通电感器电流流动的时间缩短，能够防止输出电压Vout升高，在开关元件M2断开后输出电压Vout降低到基准电压Vref1，使开关元件M1导通需要的时间缩短。其结果，输出的波动ΔVp-p减小。
如上所述，PFM控制的升压型的DC-DC变换器，当ΔVp-p变大时有电感器或者输出电容器音鸣、设备误动作这样的问题发生，但是如本实施方式这样通过较低地抑制ΔVp-p，能够防止音鸣、设备的误动作。
图3表示上述实施方式的DC-DC变换器的变形例。在上述实施方式中，作为整流元件使用由MOS晶体管等组成的开关元件M2，但是图3的变形例代替开关元件M2而使用二极管作为整流单元。
在该变形例的情况下，作为整流单元的二极管D1，因为在开关元件M1断开时导通，当输出电压Vout高而成为逆流状态时自动断开，所以不需要生成导通、断开控制信号的OR门G1，能够减少控制电路的构成元件数。
以上根据实施方式具体说明了由本发明人做出的发明，但是本发明不限于上述实施方式。例如，在上述实施方式的开关控制电路10中，比较器CMP2比较SW端子电压Vsw和作为除法电路的输出V OUT的基准电压Vref2的值，但是也可以采用与开关元件M1串联设置电流-电压变换用的读出电阻，用比较器CMP2比较用该电阻变换的电压和基准电压Vref2的值的结构。
Claims (6)
1.一种升压型DC-DC变换器，
具有：在被输入直流电压的电压输入端子和连接有负荷的输出端子之间连接的电感器；在上述电感器的输出侧的端子上连接、使在上述电感器内流过电流的驱动用开关元件；在上述电感器的输出侧的端子和上述输出端子之间连接的整流单元；和根据来自输出侧的反馈电压以及与流过上述电感器的电流成比例的电压，生成用于对上述驱动用开关元件进行导通、断开控制的驱动脉冲的控制电路，输出使输入电压升压后的电压，该升压型DC-DC变换器的特征在于，
上述控制电路，
具有：
第一电压比较电路，用于比较来自上述输出侧的反馈电压和预定的第一基准电压，检测反馈电压已降低到预定的电位；
第二电压比较电路，用于比较与流过上述电感器的电流成比例的电压和第二基准电压，检测流过上述电感器的电流已达到预定的电流值；和
电压生成电路，用于生成与在上述电压输入端子上输入的电压成反比例的电压，
将由上述电压生成电路生成的电压作为上述第二基准电压供给上述第二电压比较电路，在上述第一电压比较电路检测出上述反馈电压已降低到预定的电位的情况下，使上述驱动用开关元件导通，在上述第二电压比较电路检测出流过上述电感器的电流已达到预定的电流值的情况下，使上述驱动用开关元件断开。
2.根据权利要求1所述的升压型DC-DC变换器，其特征在于，
具有比较上述电感器的输出侧的端子的电压和输出电压来检测逆流状态的逆流状态检测电路，该逆流状态检测电路在检测出输出电压比上述电感器的输出侧的端子的电压高的逆流状态的情况下，使上述整流单元断开。
3.根据权利要求1所述的升压型DC-DC变换器，其特征在于，
上述整流单元是二极管。
4.根据权利要求2或3所述的升压型DC-DC变换器，其特征在于，
上述电压生成电路是把在上述电压输入端子上输入的电压作为输入的除法电路。
5.根据权利要求4所述的升压型DC-DC变换器，其特征在于，
与流过上述电感器的电流成比例的电压是上述电感器的输出侧的端子的电压，上述第二电压比较电路比较上述电感器的输出侧的端子的电压和上述第二基准电压。
6.根据权利要求5所述的升压型DC-DC变换器，其特征在于，
具有：第一RS触发器电路，用于把上述第二电压比较电路的输出信号和上述逆流状态检测电路的输出信号作为置位信号以及复位信号；第二RS触发器电路，用于把该第一RS触发器电路的输出信号和上述第二电压比较电路的输出信号作为复位信号以及置位信号，生成用于对上述驱动用开关元件进行导通、断开控制的控制信号；和逻辑和电路，用于把该第二RS触发器电路的输出信号和上述逆流状态检测电路的输出信号作为输入，通过上述逻辑和电路的输出信号使上述整流单元导通、断开。
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| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |
Application publication date: 20130123 |