CN1943097B - 用于保护开关电源中的反馈环路避免故障的方法和相关电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及开关电源，尤其涉及用于保护开关电源中的反馈环路避免发生故障的方法和相关电路。更具体地说，它涉及一种用于识别输出处的过高电压状态的电路。在一个实施例中，用于保护开关电源中的反馈环路避免发生故障的电路包括：用于产生与所述开关电源的输出电压成比例的电压的部件(vaux R1，R2)；用于将所述与输出电压成比例的电压与参考电压进行比较的比较器(15)；被连接到所述比较器的计数器(17)，当所述与输出电压成比例的电压超过所述参考电压达预设次数时，能提供输出信号；所述输出信号是所述反馈环路故障的指示。

Description

用于保护开关电源中的反馈环路避免故障的方法和相关电路

技术领域

本发明涉及开关电源，尤其是涉及用于保护开关电源中的反馈环路避免发生故障的方法和相关电路。更具体地说，它涉及一种用于识别输出处的过高电压状态的电路。

所提出的系统即使在离线式变换器(offline converter)中，尤其是在那些使用回扫拓扑的变换器中能找到更直接的应用，经过适当修改后，所述系统也可以应用于非隔离的变换器和所有其它拓扑(升压、反作用、前向等)中，实际上令人显著地感兴趣的是将本系统扩展到升压拓扑，特别是扩展到所谓的功率因数校正(PFC，Powerfactor Corrector)前置调节器，这是一种强制的开关系统，其任务是从干线吸收与干线电压同相的几乎正弦电流。

背景技术

离线式变换器的特色之一是它们经常出现所谓的隔离壁垒，这是由两个电分离的部分构成的。一侧是所谓的初级，它借助于整流桥连接到干线，并且包括一个开关(典型地是金属氧化物场效应晶体管[MOSFET])，其导通和截止被适当地驱动以便调节功率流，并且通常是控制部分。一侧是所谓的次级，它与初级隔离，并且借助于它的输出门连接到待供电的负载。

通过存在变压器来保证安全规则所要求的电隔离。用来提供安全规则所规定的适当隔离的变压器允许能量通过磁耦合从一侧到达另一侧而在它们之间没有金属接触。

在所有变换器中，输出电压必须被稳压，这就是说，在运行条件(输入电压、输出电流、温度)发生变化的情况下保持恒定值。通过分类反馈控制来达到这个目标：输出电压，或者更常见的是它的一部分与一个参考电压进行比较；它们的差值(误差信号)被适当地放大，并且由控制电路(控制器)进行处理，其目的是确定开关的导通和截止时间，以便使上述误差信号变为零或最小化。

在这一点上，在离线式变换器中出现一个问题：输出电压位于次级侧，而控制和MOSFET位于初级侧。因此需要将有关输出电压的信息从一侧传送到另一侧，这就是说，需要在反方向上跨越隔离壁垒，并且，根据安全规则，需要保证所述变压器的至少相同隔离。这个问题的解决方案包括使用另一个小变压器或者光耦合器。

在反馈环路发生故障的情况下，所述控制电路丢失有关输出电压的信息，随之而来的是所述变换器提供大于负载所需的功率，同时在短时间内输出电压开始失去控制地增加，这将导致由所述变换器供电的负载以及变换器本身的破坏。因此，有必要提供一种装置，在反馈环路发生故障的情况下，阻断所述变换器，以避免输出电压失去控制。

如果某些用于将输出电压设置为预期数值的电路元件(典型地为电阻)由于老化而性能下降，使得出现较高的输出电压，或随时间而缓慢地增长，则反馈环路的整体的最终控制系统可能没有检测到输出电压的漂移，或者当所述电压已经达到很高的数值才被检测出来，并因此无法避免灾难性破坏。

因此，需要一种输出电压的监测系统，它与所述反馈环路并行工作，并且如果反馈环路由于任何原因而不再控制输出电压并且输出电压趋向于增加，则当输出电压超出预设安全限值时，所述监测系统进行干预，阻断变换器。这种功能通常用过压保护(OVP，Over VoltageProtection)的名称来表示。

在功率因数校正前置调节器的情况下，在它们的最典型形式中使用不隔离的升压拓扑(boost topology)，因此不会出现跨越隔离壁垒的问题，严格联系于应用安全的不同需求导致相同的需求。事实上，功率因数校正前置调节器产生从整流和未滤波的干线电压(整流后的正弦波)开始的直流输出电压。所述输出电压大于最大干线峰值电压，后者典型地等于400伏。对如此高的电压失去控制将带来灾难性后果。

参照离线式变换器，对上述问题有不同的已知解决方案，所有这些都可以分为两种基本类型：直接或间接测量输出电压。

属于第一类的解决方案提供十分精确的干预水平，并且可以应用于任何拓扑的变换器，然而，正如已经考察过的反馈那样，它们需要跨越隔离壁垒。

当不需要高精度时，可以采用输出电压的间接读取。在回扫式配置中，这种结果特别容易出现，因为在开关截止时，输出电压提供给变压器的次级绕组，因此，在所有其它绕组的端子上发现所述输出电压被乘以各自的匝数比。通常使用具有适当极性的辅助绕组Waux以及整流二极管和电容器来导出变换器操作期间用于向集成控制电路供电的直流电压Vdc。由于前面说过的理由，这个电压理想地与已稳压的输出电压成比例并因此是稳定的。

如果反馈环路发生故障而使输出电压失去控制地增加，则这种增加将通过电压Vdc的相似增加而反映出来。当电源电压Vdc超出一个预设数值时，比较器可因此启动保护。所述系统十分简单和经济，但是不够精确。即使电压Vdc对变换器输入电压的变化来说是很稳定的，但是它对负载的变化来说并不稳定。这主要是由变压器的寄生参数引起的。

在功率因数校正前置调节器的情况下，除了输出电压的直接读取的明显可能性以外，还有一系列的技术用来验证反馈环路的完整性，更容易地应用于配有跨导型误差放大器的控制器。

如上所述，直接读取不仅允许保护的干预阈值的最高精度，而且允许最大的安全(在安全规则所提供的单一故障的假说中)。事实上，不论产生过电压是由于环路的破坏还是性能下降，都启动保护。与直接读取对比，除了用于反馈环路的之外，还需要使用专用集成电路的引脚，以及第二电阻分压器。除了增加控制器外部的元件数目以外，第二分压器还消耗一定数量的功率，虽然数量很小，但是在那些符合关于设备在不工作状态下必须降低功耗的最新规则的系统(例如EnergyStar，Energy 2000，Blue Angel等)中，可以代表不能被忽略的不希望作用。

另一方面，用于验证反馈环路的完整性的技术通常不需要使用专用引脚，也不需要附加的外部元件的引脚，但由于它们不能识别由于环路的缓慢性能下降而引起的调节点的运动，它们无法提供完整的保护水平。每次根据特定应用的需求，可以优先采用一种或另一种技术。

发明内容

考虑到所述技术状态，本发明的目的是，提供一种用于保护开关电源中的反馈环路避免发生故障、尤其是用于识别输出处的过高电压状态的方法和相关电路，使得已知技术的困难得以克服。此外，它具有最少数目的外部元件，可以保证保护干预不完全依赖于变换器的负载状况，其精度可与使用输出电压的直接读取的系统相比，对外部干扰不十分敏感并且不引入附加的显著消耗。

根据本发明，通过用于保护开关电源的反馈环路避免故障的电路装置来达到上述目的，它包括：用于产生与所述开关电源的输出电压成比例的电压的部件；用于将所述与输出电压成比例的电压与参考电压进行比较的比较器；连接到所述比较器的计数器，能够在所述与输出电压成比例的电压超过所述参考电压达预设次数时，提供输出信号；所述输出信号是所述反馈环路故障的指示。

还借助于用于保护开关电源的反馈环路避免故障的方法来达到上述目的，所述方法包括下列步骤：产生与所述开关电源的输出电压成比例的电压；将所述与输出电压成比例的电压与参考电压进行比较；对所述与输出电压成比例的电压超过所述参考电压的次数进行计数；当前一阶段的计数已经超过预设数目时，提供一个输出信号，它是所述反馈环路故障的指示。

附图说明

通过以下在附图中作为非限制性实例而图示的实施例的详细说明，将使本发明的各项特性和优点变得显而易见，在附图中：

图1表示根据本发明的开关电源的一部分的方框图；

图2表示在图1的电路中出现的波形；

图3表示图1的方框图的一个可能的电路实施例；

图4表示图1的方框图的一个附加电路；

图5表示图1的方框图的另一个可能的电路实施例。

具体实施方式

在图1中，在开关电源的变压器的辅助绕组Waux的一端设置了二极管D和电阻R。二极管D和电阻R向控制电路10提供电压Vdc。电容器Cs对电压Vdc进行滤波。在绕组Waux的这一端还设置了由电阻R1和R2组成的分压器。R1和R2的中间点的电压被送往控制电路10的端子ZCD。绕组Waux的另一端接地。

端子ZCD上的电压被送往晶体管T的指令电路11，指令电路的输出被连接到触发器12的输入S。触发器12的输出被连接到驱动电路13，驱动电路向晶体管T的栅极提供驱动信号GD。

端子ZCD上的电压还被送往低通滤波器14(如果存在)，然后被送往比较器15的正相输入。在比较器15的反相输入提供参考电压Vth。来自比较器15输出端的信号Cout被提供给与门16的一个输入端，与门的输出信号OVP被提供给计数器17(N分频器)。计数器17的输出为信号F。

触发器12在其输出端提供信号Q和信号Q.信号Q提供给延时电路18，其输出ST被送往与门16的另一个输入端.信号Q也被送往计数器17的调零电路19.信号OVP也被送往这个电路.在调零电路19输出端的信号CR被送往计数器17.

图2示出作为时间的函数并且处于3种情况下的信号GD、对应于绕组Waux的电压的Vaux、ZCD、COUT、ST、OVP、表示计数器17的状态的CR、CS。情况A为正常功能。情况B为暂时干扰。情况C为发生故障。

本发明基于以变换器的开关频率，通过持续时间为Ts的选通信号ST对输出电压进行采样。由电路18在变换器的每一个开关周期发出脉冲ST，所述脉冲ST相对于晶体管T的截止有一个预设的延时Td(由于在T的截止期间内，Waux两端的电压携带有关输出电压的信息)，以便不考虑出现在Waux两端电压中的脉冲。它有一个非常短的持续时间Ts，以便降低在晶体管T的截止期内注入的足够幅度的干扰到达阈值Vth的概率，并启动比较器15。

计数器17对于作为被连接到绕组Waux的比较器15的输入处的电压大于Vth的结果已借助于选通脉冲ST提供了比较器15的查询的连续开关周期的数目进行计数。当计数超过预设数目N时，计数器17提供输出信号F。

每当比较器15的查询结果表明在与绕组Waux连接的比较器输入端的电压小于Vth时，借助于信号CR使计数器17调零。

延时电路18最好提供一个脉冲形式的信号ST，但是也可以提供这样一个信号，它的前沿在信号GD的后沿之后预设延时Td开始，以及它的前沿开始于信号GD的前沿。

如同在图2中所看到的那样，在情况A中，因为电压ZCD不超过电压Vth，计数器总保持0状态。

在情况B中，电压ZCD超过电压Vth仅两次，随后返回到正常电平。

在情况C中，电压ZCD超过电压Vth已经有4次，并且在预设数目N为4的情况下，在输出端提供信号F。

信号F表明在电源中出现故障，并且因此提供给开关电源的任何方框电路(未示出)，例如用于阻断控制电路10的供应，或者用于使晶体管T的栅极对地短路。

所述电路进行输出电压的间接读取，并且在内部被整体集成；从外部来看，不需要任何光耦合器，仅需要分压器R1、R2来确定引起保护干预的输出电压值。给定Waux提供的电压为几十伏量级，则与所述电阻有关的功耗可以忽略不计。因此所读取的电压在尺度上是输出电压的十分精确的再现。干预的精度仅仅联系于电压Vth的容差，后者可以容易地包含在很小的百分点以内，并且因此类似于对输出电压进行直接读取的系统。所述电路具有高的抗干扰能力：在比较器输入端处的滤波降低了任何残余振荡的影响，这些残余振荡是由于没有精心处理Waux的耦合的影响而出现的，采用选通脉冲ST来读取比较器降低了捕获干扰的概率，并且，最重要的是，由N计数器运行的数字滤波使得最终的干扰必须持续变换器的N个开关周期以上，才启动保护。

N值的选择是作为对下列各种因素的折衷：对高的噪声抑制的需求要求大的N值；而为了不使电路过于复杂而增加建立计数器所需的触发器的数目，不使干预的延时太长，以及为了在反馈环路真正发生故障的情况下不使输出电压增加太多，以上因素都需要小的N值。例如，N可以在4和16之间进行选择。

图3表示图1的方框图的一种可能的电路实施例。

延时电路18包括单稳态电路30，后者在其输入端接收信号Q，其输出端被连接到与门31的一个输入端.信号Q也被连接到与门31的另一个输入端.与门31的输出端被连接到单稳态电路32，后者的输出端被连接到与门16.

由电阻Rf和电容器Cf形成滤波器RC，由此形成低通滤波器14。由触发器33形成调零电路19，触发器33的输入端R被连接到信号OVP，输入端S被连接到信号Q。其输出Q1提供给与门34的一个输入端，信号Q提供给与门34的另一个输入端。与门34的输出被连接到分频器17。

在控制环路指令截止晶体管T的时刻，输出Q变低，同时输出Q变高。这对触发器33进行设置，并且令计数器17准备在后继的开关周期开始时，随着Q回到高电平而调零。Q的正前沿还启动单稳态电路30，使其输出在预设时间Td内变低，并且，对所有这样的时间，与门31的输出均保持低电平。经过时间Td之后，门31的输出变高，并且该正前沿启动单稳态电路32，后者发出持续时间为Ts的脉冲，并将其送往门16的输入端。比较器15的输出出现在门16的另一个输入端，并且将与Waux上的电压成比例的电压ZCD与参考电压Vth进行比较。因此，如果ZCD＜Vth，则门16的输出电压OVP将保持低，同时计数器17不增加；如果情况相反，ZCD≥Vth，则电压OVP将提供一个持续时间为Ts的脉冲，其使触发器33复位，将Q1置为低电平，同时令计数器17的计数增加1。如果这个计数达到N，则信号F将变高，并将启动所述集成电路的截止过程，否则，它将继续发挥作用。

在某一点，晶体管T再次导通(通过一个同步信号的作用，该同步信号的起源取决于由所述集成电路给出的控制模态，例如也是同一信号ZCD)，因此Q变高而Q变低。如果在前一个周期中已经有一个OVP脉冲(由Q1为低电平这个事实来表示)，则门34的输出端保持低电平，因此计数器17不调零；如果情况相反，在前一个周期中OVP保持低电平(由Q1为高电平这个事实来表示)，则Q变为高电平使计数器17调零，不管在这一时刻其计数是什么。

为了把这个方法扩展到作为功率因数校正前置调节器操作的升压型变换器，还需要作出某些说明。

在晶体管T截止期间，在绕组Waux两端的电压感觉到输入电压的影响。因此，从Waux取出的信号仅与干线电压的零值一致地给出关于输出电压的准确信息，而在所有其它点提供较低电压。仿佛每半个干线周期(在50Hz时为10ms)对输出电压进行采样。

因此，有必要对由Waux提供的关于瞬时输入电压所引起的分量的信息进行过滤。为了做到这一步，可以使用被添加到检测的信号K_O·V(Waux)_OFF的另一个信号Vs抵消该分量。

用n来表示电感L的主绕组与辅助绕组Waux的匝数比，在晶体管T截止期间，在绕组Waux两端出现的电压为：

$V{\left(\mathrm{Waux}\right)}_{\mathrm{OFF}}=\frac{1}{n}(\mathrm{Vout}-\mathrm{Vpk}\sin \mathrm{\θ}),---\left(1\right)$

这就是说：

V_DET＝K_O V(Waux)_OFF+Vs∝Vout.(2)

把式(1)代入式(2)，容易看出：

$V_{\mathrm{DET}}=\frac{K_O}{n}\mathrm{Vout}$

若并且仅若：

$\mathrm{Vs}=\frac{K_O}{n}\mathrm{Vpk}\sin \mathrm{\θ}.---\left(3\right)$

在乘法器(MULT)输入引脚直接得到与瞬时干线电压成比例的信号：

V(MULT)＝K_P Vpk sinθ.(4)

因此，如果在被检测的信号K_O·V(Waux)_OFF添加信号K_G·V(MULT)，只要这等同于式(3)给出的Vs，则K_G满足下列关系：

$K_G{K}_P=\frac{K_O}{n},---\left(5\right)$

将获得一个不再依赖于瞬时输入电压的信号，这个信号与内部参考电压Vth _F进行比较，当满足

$V_{\mathrm{DET}}=\frac{K_0}{n}\mathrm{Voutx}={\mathrm{Vth}}_F.---\left(6\right)$

时，将能无延迟地识别过压状态。

实际上，求和像V(COMP)的直接信号与像K_O·V(Waux)_OFF的采样信号是不容易的，尽管如此，已经看到保护(6)的触发条件，从式(6)两边减去Vs，则有

$\frac{K_0}{n}\mathrm{Voutx}-\mathrm{Vs}=\mathrm{Vt}{h}_F-\mathrm{Vs}.---\left(7\right)$

从一方面来看，根据定义，Vs由式(3)给出，从另一方面来看，选择Vs＝K_G·V(MULT)，因此，将这两个表达式分别代入式(7)的左右两边，我们有：

$\frac{K_0}{n}\mathrm{Voutx}-\frac{K_0}{n}\mathrm{Vpk}\sin \mathrm{\θ}={\mathrm{Vth}}_F-K_{G}V\left(\mathrm{MULT}\right),$

这就是说，取出公因子并且根据式(1)：

K_O V(Waux)_OFF＝Vth_F-K_G V(MULT).(8)

因此，在每一个开关周期，在引脚ZCD上检测的电压将不再与一个恒定的参考电压Vth _F进行比较，而是与一个参考电压Vth＝Vth_F-K_G·V(MULT)进行比较。

回到图3的电路，在实施功率因数校正控制器的情况下，必须加上图4的电路，后者构成式(8)的右边。这是一个运算放大器OP，其中，信号MULT提供给阻值为R的电阻，然后，在放大器OP的反相输入端和输出端之间设置一个阻值为Kg·R的电阻。等于Vth_F/(1+Kg)的电压提供给正相输入端。运算放大器OP的输出是电压Vth。

实际上，Vth_F和K_G在装置内部是固定的并且是已知的；n的选择基于其它考虑(例如，通常借助于一个电荷泵，使用Waux来供应功率因数校正控制器)，并且可以被认为是已知的；Voutx被指定。为了安排保护，采取下列各步骤：

根据式(6)，设置干预阈值Vout＝Voutx，选择分配比K_O的数值：

$K_O=n\frac{\mathrm{Vth}}{\mathrm{Voutx}}$

根据式(5)，乘法器的极化K_P被选择为：

$K_P=\frac{1}{n}\frac{K_O}{K_G}=\frac{1}{K_G}\frac{{\mathrm{Vth}}_F}{\mathrm{Voutx}}$

现在考虑不使用由图1的R1和R2构成的分压器、并且仅使用如图5所示的电阻Rz的情形。

在图5的电路中，除了针对图3已经说明过的以外，端子ZCD不提供给滤波器14，而是提供给晶体管Q1的发射极，后者被连接到由晶体管Q2构成的电流镜像，Q2与二极管连接，并且位于Q1的发射极与地之间.晶体管Q3和电阻RR构成镜像的另一侧，同时Q3的集电极被连接到比较器15的正相输入端；比较器15的反相输入端被连接到电压Vth.电容器CC最好位于比较器15的正相输入端与地之间.

电阻RR和Q1的集电极被连接到电源电压V。电流发生器I也被连接到这个电压，后者向晶体管Q1的基极和二极管DD的阳极提供电流，DD的阴极被连接到地。

出现在端子ZCD上的电压在内部向上被Q2和Q3的VBE限制，向下到零，以便使Q1导通。在晶体管T截止期间进入Q2的电流被测量，通过Q3镜像该电流，并将所述电流变换为电阻RR上的电压降。电容器CC滤除出现的任何噪声。然后通过比较器的反相输入端的电压低于阈值电压Vth来识别过压状态。

Claims (9)

1.用于保护开关电源的反馈环路避免发生故障的电路，包括：用于产生与所述开关电源的输出电压成比例的电压的部件；用于将所述与输出电压成比例的电压与参考电压进行比较的比较器；连接到所述比较器的计数器，当所述与输出电压成比例的电压超过所述参考电压达预设次数时，能提供输出信号；所述输出信号是所述反馈环路故障的指示，其中，所述电路还包括用于通过在变换器的每一个开关周期发出的一定持续时间(Ts)的脉冲信号(ST)来采样所述比较器的输出信号的部件，所述脉冲信号相对于电源开关的截止有一个预设的延时(Td)，所述脉冲信号的持续时间(Ts)相对于干扰的持续时间是短暂的，以及所述比较器的采样后的输出信号被输入所述计数器。

2.根据权利要求1的电路，其特征在于，它包括所述开关电源的控制电路，其中，所述控制电路提供用于启动或停用功率晶体管和延迟电路的信号，该延迟电路能够在从停用信号开始的第一预设延时之后将所述比较器的输出连接到所述计数器的输入。

3.根据权利要求1所述电路，其特征在于，它包括所述开关电源的控制电路，其中，所述控制电路提供用于启动或停用功率晶体管和延迟电路的信号，该延迟电路能够在从停用信号开始的第一预设延时之后，将所述比较器的输出连接到所述计数器的输入，并且在第二预设延时之后将其断开。

4.根据权利要求1所述电路，其特征在于，所述用于产生与输出电压成比例的电压的部件包括电阻分压器，它被连接到所述开关电源的变压器的辅助绕组。

5.根据权利要求1所述电路，其特征在于，所述用于产生与输出电压成比例的电压的部件包括一个电阻，它连接在所述开关电源的变压器的辅助绕组和一个电流电压变换器之间。

6.根据权利要求1所述电路，其特征在于，它包括一个调零电路，每当所述与输出电压成比例的电压低于所述参考电压时，所述调零电路令所述计数器调零。

7.用于保护开关电源的反馈环路避免发生故障的方法，包括下列步骤：产生与所述开关电源的输出电压成比例的电压；将所述与输出电压成比例的电压与参考电压进行比较；对所述与输出电压成比例的电压超过所述参考电压的次数进行计数；当前一阶段的计数超过预设数目时，提供输出信号，所述输出信号是所述反馈环路故障的指示，其中，所述方法还包括通过在变换器的每一个开关周期发出的一定持续时间(Ts)的脉冲信号(ST)来采样所述比较步骤所产生的比较输出信号，所述脉冲信号相对于电源开关的截止有一个预设的延时(Td)，所述脉冲信号的持续时间(Ts)相对于干扰的持续时间是短暂的，以及采样后的比较输出信号被用于所述计数步骤。

8.根据权利要求7所述方法，其特征在于，它包括提供用于启动或停用功率晶体管的信号的步骤，以及仅在所述与输出电压成比例的电压在从停用信号开始的第一预设延时和第二预设延时之间的时间窗口内超过参考电压时，才发生对所述与输出电压成比例的电压超过所述参考电压的次数进行计数的步骤。

9.根据权利要求7所述方法，其特征在于，每当所述与输出电压成比例的电压低于所述参考电压时，再次开始所述计数步骤。

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