CN1936758B - 过电流检测电路与基准电压生成电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种过电流检测电路，其特征在于：作为MOSFET的M1是流过基准电流时得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载。通过M11、M12、M13和M14，构成放大两个输入电位差的差动放大部。在该差动放大部中流过恒定电流源Ib的偏压电流。该偏压电流中的至少一部分电流流过基准负载M1。此时，M10的漏极电位输入到该差动放大部的两个输入电极中的一个，在该差动放大部的两个输入电极的另一个中，输入与作为过电流检测对象的电流大小相对应的检测电压。由此，能够降低电子线路全体的总消耗电流。

Description

过电流检测电路与基准电压生成电路

技术领域

本发明涉及削减电子线路中的电力消耗的技术。

背景技术

即使是在DC-DC变换器(converter)这样的电子线路中，如携带器械等中所使用的线路同样也迫切要求降低电力的消耗。

在DC-DC变换器等中所使用的现有技术的过电流检测电路的线路例示于图4。其中，在该图所示的电路，即是在专利文献1中作为现有技术而列举的电路。

在图4中，M0与M1均为n沟道MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管：Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)。这里，M0是DC-DC变换器的输出段的主要的FET(场效应晶体管)，其驱动负载ZL。M0的漏极电流Id0从电源线VD经由驱动负载ZL以及M0而流向地线(基准电位)。而且，M1是具有作为基准负载功能的FET(场效应晶体管)，由作为定电流源的基准电流源Iref使来自电源线VDD的电流作为漏极电流Id1而流向地线。即，Id1＝Iref。其中，设M0与M1的反射系数(mirror ratio)为M。

在该电路中，作为M0与M1两者共同的门电位VG，为同一电平。此时，在M0的漏极电流Id0与M1的漏极电流Id1之间的关系为Id0＞M×Id1(＝M×Iref)的情况下，即，M0的漏极电位Vd0与M1的漏极电位Vd1的关系为Vd0＞Vd1的情况下，将M0的漏极电流Id0判定为过电流。

其中，比较器COMP比较M0的漏极电压Vd0与由M1生成的基准电压Vd1。这里，从Vd0＜Vd1变化到Vd0＞Vd1时，即M0的漏极电流Id0超过M×Iref时，其输出由“H”电平转移到“L”电平，报知该过电流状态。

图4所示的过电流检测道路中的过电流的判定阈值M×Iref的值，由M0与M1的相对特性所决定。这里，如果M0与M1是在同一半导体基板上形成，两者对于干扰的电气特性的变化倾向一致，则该判定阈值具有相对于温度变动等的干扰其稳定性高的特征。

这里，对图5进行说明，该图是具体表示图4所示的比较器COMP的内部电路结构的局部图。

如图5所示，在比较器COMP的内部，由作为n沟道MOSFET的M11以及M12，作为p沟道MOSFET的M13以及M14组成的差动放大部所构成，流向该差动放大部的偏压电流(bias current)是由定电流源Ib所决定。

其中，在同图中，省略在比较器COMP中的差动放大部的后段所设置的输出放大部。

对图5的电路结构进行更详细的说明。

M13以及M14构成输入差动对。对该输入差动对中的作为非反向输入的M13的门极接头，输入由图4的基准负载M1所生成的基准电压Vd1。另一方面，对该输入差动对中的作为反向输入的M14的门极接头，输入由图4的M0(图5中未图示)所检测的检测电压Vd0。其中，由恒定电流源Ib的来自电源线VDD的电流，分为两部分各自流向M13以及M14的漏极接头。

M11以及M12的两门极接头与M11的漏极接头汇集，连接于M13的漏极接头。所以，M11以及M12是使M12的漏极电流与M11的漏极电流一致的电流反射镜(current mirror)。M12的漏极接头与M14的漏极接头相连接，该接点成为差动放大部的输出Vout。其中，M11以及M12的两源极接头接地。

在图5中，由M11、M12、M13以及M14所构成的差动放大部，将其两个输入，即M13以及M14的各自门极接头的电位差放大，输出到输出Vout。该输出由后段的输出放大部(未图示)进一步放大后，成为比较器COMP的输出。

专利文献1：日本特开2004-140423号公报(第0005～0006段，图5)。

在图4所示的过电流检测电路中，如果能够增大反射系数M，则根据从基准电流源Iref流过的电流至少能够得到同一的判定阈值M×Iref，所以能够降低该过电流检测电路中所消耗的电流。但是，M的值具有一定的上限。例如，在设半导体基板上的M0的沟道宽度为50000μm时过电流的判定阈值为500mA的情况下，即使在M1的沟道宽度为5μm，M＝10000，作为基准电流Iref也必须有50μA。该值在携带器械等所使用的DC-DC变换器的控制电路全体的消耗电流(一例为200～300μA)中占有较大的比例。

此外，为了得到充分的响应速度，进行图4电路中的漏极电位Vd0与Vd1的大小比较的比较器COMP，也必须有一定程度的消耗电力(例如50μA)。

发明内容

本发明是鉴于上述问题而提出，其目的在于解决上述问题，降低电子线路全体的总消耗电力。

本发明的一种形式的过电流检测电路，其特征在于，包括：放大两个输入的电位差的差动放大部，和当流过基准电流时得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载，其中，流过所述差动放大部的偏压电流中的至少一部分电流流过所述基准负载，将所述电流流过所述基准负载所得到的电压输入到所述差动放大部的两个输入中的一个，将与作为过电流检测对象的电流的大小对应的检测电压输入到所述差动放大部的两个输入中的另一个。通过该特征来解决上述问题。

其中，在本发明的过电流检测电路中，该基准负载例如是固定门极电位的第一MOSFET，作为该过电流检测对象的电流例如是第二MOSFET的漏极电流。

根据上述结构，检测电压与通过基准负载所得到的电压值的大小比较的结果，能够由差动放大部的输入而得到。而且，通过该结果，能够得知作为检测对象的电流是否为过电流状态。这里，根据上述结构，由于流过所述差动放大部的偏压电流中的至少一部分电流流过所述基准负载，所以不需要用于在基准负载中流过电流的专用电流源。其结果，能够降低电路全体的总消费电力。

其中，在上述本发明的过电流检测电路中，该第二MOSFET的沟道宽度比该第一MOSFET的沟道宽度要大。

通过这样做，能够使流过基准负载的电流小于作为过电流检测对象的电流。

而且，在上述本发明的过电流检测电路中，在使该第二MOSFET为OFF状态时，将规定的固定电压输入到该差动放大部，取代该检测电压。

通过这样，能够防止第二MOSFET的状态迁移时过电流的误检测。

此外，在上述本发明的过电流检测电路中，在由该基准负载所得到的电压超过该检测电压时，减少流过该基准负载的电流。

其中，为了这样做，还可以基于该差动放大部的输出来减少流过该基准负载的电流。

此外，为此，还可以是在该检测电压超过由所述基准负载得到的电压时，减少的电流，从接受来自该差动放大部的输出的放大部得到。

通过这样做，由于在过电流检测之后，判定检测对象的电流是否为过电流的阈值下降，所以过电流检测的判定具有滞后现象。其结果，能够防止过电流检测后的误操作。

此外，本发明还涉及一种DC-DC变换器，其特征在于：使用本发明的过电流检测电路，由该过电流检测电路进行过电流检测的对象，是驱动负载的输出段的MOSFET的漏极电流。

在具有上述结构的DC-DC变换器中，能够检测出驱动负载的输出段的MOSFET的漏极电流为过电流状态，使该MOSFET的动作停止，能够防止由过电流引起的DC-DC变换器的故障。这里，通过使用上述本发明实施方式中的过电流检测电路，而能够降低电路全体的总消耗电力。

其中，使在放大两个输入的电位差的差动放大部中流过的偏压电流中的至少一部分电流，流过在流过基准电流时能够得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载，将所述电流流过所述基准负载中得到的电压输入到该差动放大部的两个输入中的一个，将与作为过电流检测对象的电流的大小对应的检测电压输入到该差动放大部的两个输入中的另一个，通过该方法，也能够得到与上述本发明的过电流检测电路同样的作用与效果，从而解决上述问题。

本发明另一方式的基准电压生成电路的特征在于：具有在流过基准电流时能够得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载，其中，使在放大两个输入的电位差的差动放大部中流过的恒定电流中的至少一部分电流，流过所述基准负载。通过该特征来解决上述问题。

根据上述结构，由于流过差动放大部的偏压电流中的至少一部分电流流过基准负载，所以不需要为了在基准负载中流过电流的专用电流源。其结果，能够降低电路全体的总消耗电力。

其中，本发明的特征还在于，使在放大两个输入的电位差的差动放大部中流过的偏压电流中的至少一部分电流，流过在流过基准电流时能够得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载，通过该方法，也能够得到与上述本发明的过电流检测电路同样的作用与效果，从而解决上述问题。

根据本发明，通过以上的措施，能够实现降低电子线路全体的总消耗电力的目的。

附图说明

图1是表示实施本发明的基准电压生成电路的结构图。

图2是表示限制电流流过基准负载的方法的例图。

图3是表示使用本发明的过电流检测电路来进行输出的过电流检测的DC-DC变换器的局部结构图。

图4是现有技术的过电流检测电路的线路例图。

图5是具体表示图4所示的比较器的内部电路结构的局部图。

标号说明：

1-DC-DC变换器

11-输出段

12-比较部

C-电容器

COMP-比较部

L-线圈

Ib、Ip、Iref-定电流源

M0、M1、M11、M12，

M20、M22、M23、M35、M36、M38-n沟道MOSFET

M13、M14，

M21、M31、M32、M33、M34、M37-p沟道MOSFET

N-变换器

R-电阻

ZL-驱动负载

具体实施方式

下面，结合附图说明本发明的实施方式。

首先，对图1加以说明。该图是表示实施本发明的基准电压生成电路的结构图。该电路是表示与图5所示电路同样动作的电路。即，将图4所示电路中的比较器COMP以及基准电流Iref置换为图1的电路(晶体管M1除外)，通过对图1电路的输出Vout上附加输出放大部，而能够得到与图4所示电路同样的过电流检测电路。

对图1的电路加以说明。

在该图中，由作为n沟道MOSFET的M11以及M12，作为p沟道MOSFET的M13以及M14构成差动放大部，由定电流源Ib使偏压电流流向该差动放大部。其中，作为p沟道MOSFET的M1与图4所示的元件同样，是基准负载。

M13以及M14构成输入差动对。在该输入差动对的非反向输入的M13的门极接头，与图4的基准负载M1的漏极接头相连接，输入由基准负载M1所产生的基准电压Vd1。另一方面，该输入差动对的反向输入的M14的门极接头，是进行与电压Vd1的电压比较的比较对象的电压输入的接头。这里，如果将图1的电路适用于图4所示的过电流检测电路，则图4所示的M0的漏极电位Vd0，是作为与过电流检测对象的电流大小相对应的检测电压而输入。其中，来自由定电流源Ib的电源线VDD的电流，分为两部分分别输入到M13以及M14的源极接头。

M11以及M12的两门极接头与M11的漏极接头汇集，连接于M13的漏极接头。所以，M11以及M12是使M12的漏极电流与M11的漏极电流一致的电流反射镜。M12的漏极接头与M14的漏极接头相连接，该接点成为差动放大部的输出Vout。从该输出Vout，放大输出该差动放大部的两个输入、即M13以及M14的各门极接头的电位差。

其中，M11以及M12的两源极接头，与基准负载的M1的漏极接头相连接。

由图1所示的结构与上述图5的结构对比可知，在图5的电路中，基准电流源Iref在基准负载M1中流过电流，生成基准电压Vd1，而在图1的电路中却删除了基准电流源Iref。作为代替，在图5中接地的M11以及M12的两源极接头在图1的电路中是连接于M1的漏极接头。也就是说，由定电流源Ib而流过由M11、M12、M13、M14所构成的差动放大部的偏压电流，流过作为基准负载的M1而生成电压Vd1。

这样，在图1的电路中，流向基准负载M1的电流，是由流过差动放大部的定电流，即偏压电流Ib所得到，所以，在图1的电路中就不需要图5的电路中所必须的基准电流源Iref。其结果，图1的电路中线路全体所消耗的电力比图5的电路结构要少。

其中，在图1的电路中，输出Vout的下限电压为Vd1，不象在图5中那样，输出Vout的下限电压为零。但是，如果Vd1的值是连接于输出Vout的后段电路模块所能够允许程度的充分小的电压，则这一点就没有问题。

而且，在图1中，流向差动放大部的偏压电流Ib的全部作为基准电流而流向基准负载M0。这里，如果想减小基准电流，例如可以是如图2所示，在基准负载M1的漏极接头、源极接头并联连接定电流源Ip，使偏压电流Ib的仅一部分电流(Ib-Ip)流过基准负载M1。

接着，对图3加以说明，该图是表示使用本发明的过电流检测电路而进行输出的过电流检测的DC-DC变换器1的结构的局部图。在该图中，表示的是同期整流型DC-DC变换器的输出段与低侧(low side)n沟道MOSFET的过电流检测电路。

在该图中，M20、M22、M23、M35、M36以及M38是n沟道MOSFET，M21、M31、M32、M33、M34以及M37是p沟道MOSFET。

在向驱动负载供给电力的DC-DC变换器1的输出段11上，串联连接有M21以及M20，按照M20、M21的顺序，插入输出段11的电源线VD与地线之间。这里，M20是插入输出段11的一个主MOSFET(同期整流晶体管)。在图3的电路中，检测该M20的漏极电流的过电流状态。这里，在检测出过电流状态时，通过使M21以及M20的动作为OFF状态，来防止由于M20的烧损所引起的DC-DC变换器1的故障。

在图3的电路中，由于进行对该M20的漏极电流的过电流检测，所以，M20的漏极电位Vd0就成为与过电流检测对象的电流大小相对应的检测电压。其中，并联连接于M20的LC的串联连接，是使DC-DC变换器1的输出平稳的滤波器。

M23是过电流检测电路中的基准负载，流过漏极电流时得到与该电流相对应的电压。其中，考虑到比较部12的响应速度，将M23的门极电位VG，与DC-DC变换器1的动作时M20的门极电位的最高值预先一致固定。而且，考虑到M23配置于M20的邻接位置时温度变动的干扰等，两者的电气特性相对于该干扰而变动的倾向相一致，优选能够提高对于干扰的判定阈值的稳定性。

其中，在本实施方式中，第二MOSFET的M20沟道宽度比第一MOSFET的M23的沟道宽度要大。此时，M20与M23的沟道宽度比、即反射系数为M。

其中，M20与M23可以是在同一半导体基板上形成，温度特性等两者的电气特性相一致。

M22以及电阻R是在DC-DC变换器1的动作中的M20为OFF期间，为了防止比较部12的状态变化的元件。

由于M22其门极接头与M20的门极接头相连接，所以具有与M20连动动作的开关的功能。即，M20为ON时，M22也为ON，此时，由于M20的漏极接头是通过M22而连接于M34的门极接头，所以，作为检测电压的M20的漏极电位Vd0输入到M34的门极接头。另一方面，M20为OFF状态时，M22也为OFF状态。由于在M22的源极接头与地线之间插入有电阻R，所以，当M22为OFF时，在M34的门极接头上输入接地电位来取代检测电位Vd0。即，当M20为OFF时，如果M20的漏极电流为零，则由于可看作比较部12，所以，能够可靠地防止由比较部12所引起的过电流的误检测。

其中，电阻R的值，被设置得比M22的ON电阻充分地高。由此，可以被忽视在M34的门极接头中输入的检测电压Vd0中的由M22的ON电阻所引起的电压下降部分。

接着，说明比较部12的电路结构。

M31、M32以及M37的全部门极接头与M31的漏极接头连接，而构成电流反射镜。其中，在本实施例中，M31、M32与M37的沟道宽度比(即反射系数)为1∶A∶B。这里，M31、M32以及M37的全部的源极接头与电源线VDD相连接，而且，由于定电流源Ib连接于M31的漏极接头与地线之间，所以，M31的漏极电流由定电流源Ib所决定。因此，M32可以看作是流过A×Ib的漏极电流的定电流源，此外，M37可以看作是流过B×Ib的漏极电流的定电流源。

由M33、M34、M35以及M36构成差动放大部。由于流向该差动放大部的偏压电流是M32的漏极电流，所以定电流A×Ib作为流向该差动放大部的偏压电流而流过。

M33以及M34构成输入差动对。对该输入差动对中的作为非反向输入的M33的门极接头，输入由基准负载M23所得到的基准电压Vd1。另一方面，该输入差动对中的作为反向输入的M34的门极接头，经由ON状态的M22而输入M20的检测电压Vd0。其中，来自M32的定电流A×Ib，分为两部分各自流向M33以及M34的源极接头。

M35以及M36的两门极接头与M35的漏极接头汇集，连接于M33的漏极接头。所以，M35以及M36是使M36的漏极电流与M35的漏极电流一致的电流反射镜。M36的漏极接头与M34的漏极接头相连接，该接点成为差动放大部的输出Vout。该输出导向M38的门极接头。

M38是接受上述差动放大部的输出，并将该输出倒置(反转)的放大部。在M38的漏极接头上，连接有将M38的输出倒置(反转)的反用变换器N，该反用变换器N的输出成为比较器12的输出。其中，由于在M38的漏极接头上连接有M37的漏极接头，所以，在M38为ON状态时，定电流B×Ib流过M38。

M35、M36的两源极接头以及M38的源极接头，连接于基准负载M23的漏极接头。所以，在M38为ON状态时，即Vd0＜Vd1时，M23中作为漏极电流流过(A+B)×Ib的电流。该电流包含上述差动放大部中流过的偏压电流中的至少一部分电流。流过该电流时的M23的漏极电位Vd1是基准电压。

这里，由于M20与M23的反射系数为M，此外，M23的门极电位VG与M20的门极电位最高值一致，所以，当M20的漏极电流不到M×(A+B)×Ib时，有式子Vd0＜Vd1成立。此时，比较部12的输出OUT维持为“H”电平。

这里，当M20的漏极电流超过M×(A+B)×Ib，成为过电流状态时，有式子Vd0＞Vd1成立。这样，由于M33、M34、M35以及M36所构成的差动放大部的作用，使M38的门极电位下降。这样，M38的漏极电位上升，变换器N的输出倒置(反转)。其结果，比较部12的输出OUT从“H”电平向“L”电平迁移，报知过电流状态。在该过电流状态被检测时，输出段11将M21的门极电位固定于高电位，使M20的门极电位迅速下降，缩小漏极电流，消除过电流状态。

其中，通过由该差动放大部检测出过电流状态而使M38的门极电位下降、M38为OFF状态时，M37的源极电流B×Ib就不能流入基准负载M23。这样，在这种情况下，判定M20的漏极电流为过电流的阈值就向M×A×Ib下降。即，在该过电流检测电路中，若M20的漏极电流超过M×(A+B)×Ib，判定为过电流之后，则只要是未下降到M×A×Ib以下，就不能判定恢复为正常电流。

这样，基于检测了过电流状态的差动放大部的输出，使流过基准负载M23的电流减少，由此，使过电流判定阈值具有滞后特性(hysteresis)。但是，一般地，在DC-DC变换器中检测出过电流时，由于输出段的FET的动作立刻停止，即使是检测出过电流，其动作也不能继续，所以，在这一点上不会发生特别的问题。此外，对于过电流判定阈值这样的滞后特性，从防止过电流检测电路的误动作的观点出发，应该是所希望的特性。

其中，在上述图3的电路中，对关于M20的漏极电流的过电流判定值为M×(A+B)×Ib的情况进行了说明。因此，M20的沟道宽度比M23的沟道宽度越宽，M的值越大，就越能够增大该过电流判定阈值。但是，在不能忽视比较部12对于检测电压Vd0的变化动作延迟的情况下，应该讨论将该阈值的设定向低方向调整。

以上，说明了本发明的实施方式，但是本发明并不局限于上述实施方式，在不脱离本发明宗旨的范围内，能够进行各种改良与变更。

例如，虽然在上述实施方式中使用的是MOSFET，但是，也可以使用接合型FET等，构成同样的电路。

此外，即使不是同期整流晶体管，而是设置有开关晶体管的漏极电流检测电路的DC-DC变换器，也可以通过切换图3的电路中各MOSFET的(p与n)以及电源与地线而构成。

Claims (11)

1.一种过电流检测电路，其特征在于，包括：

放大两个输入的电位差的差动放大部，和

当流过基准电流时得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载，其中，

流过所述差动放大部的偏压电流中的至少一部分电流流过所述基准负载，

将所述电流流过所述基准负载所得到的电压输入到所述差动放大部的两个输入中的一个，

将与作为过电流检测对象的电流的大小对应的检测电压输入到所述差动放大部的两个输入中的另一个。

2.根据权利要求1所述的过电流检测电路，其特征在于：

所述基准负载是固定门极电位的第一MOSFET，作为所述过电流检测对象的电流是第二MOSFET的漏极电流。

3.根据权利要求2所述的过电流检测电路，其特征在于：

所述第二MOSFET的沟道宽度大于所述第一MOSFET的沟道宽度。

4.根据权利要求2所述的过电流检测电路，其特征在于：

在使所述第二MOSFET为关闭状态时，使规定的固定电压取代所述检测电压并将其输入到所述差动放大部。

5.根据权利要求1所述的过电流检测电路，其特征在于：

在所述检测电压超过由所述基准负载所得到的电压时，减少流过该基准负载的电流。

6.根据权利要求5所述的过电流检测电路，其特征在于：

基于所述差动放大部的输出来减少流过所述基准负载的电流。

7.根据权利要求5或6所述的过电流检测电路，其特征在于：

在所述检测电压超过由所述基准负载得到的电压时，减少的电流从接受来自所述差动放大部的输出的放大部得到。

8.一种DC-DC转换器，其特征在于：

使用权利要求1～7中任一项所述的过电流检测电路，

由所述过电流检测电路进行过电流检测的对象，是驱动负载的输出段的MOSFET的漏极电流。

9.一种过电流检测方法，其特征在于：

使在放大两个输入的电位差的差动放大部中流过的偏压电流中的至少一部分电流，流过在流过基准电流时能够得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载，

将所述电流流过所述基准负载中得到的电压输入到所述差动放大部的两个输入中的一个，

将与作为过电流检测对象的电流的大小对应的检测电压输入到所述差动放大部的两个输入中的另一个。

10.一种基准电压生成电路，其特征在于：

具有在流过基准电流时能够得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载，其中，

使在放大两个输入的电位差的差动放大部中流过的恒定电流中的至少一部分电流，流过所述基准负载。

11.一种基准电压生成方法，其特征在于：

使在放大两个输入的电位差的差动放大部中流过的偏压电流中的至少一部分电流，流过在流过基准电流时能够得到与该基准电流对应的基准电压的基准负载。

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