CN1918790B - 带有自动增益控制的射频低噪声放大器 - Google Patents

带有自动增益控制的射频低噪声放大器 Download PDF

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Abstract

一种低噪声放大器(500)包括：第一跨导设备(326)，具有用于接收第一输入信号的控制电极以及第一电流电极；第一负载设备(322)，具有耦合到第一电源电压端子的第一端子以及耦合到第一跨导设备(326)第一电流电极并在其上形成第一输出电压信号的第二端子；第二跨导设备(336)，具有用于接收第二输入信号的控制电极以及第二电流电极；第二负载设备(332)，具有耦合到第一电源电压端子的第一端子以及耦合到第二跨导设备(336)第一电流电极并在其上形成第二输出信号的第二端子；以及衰减设备(340)，耦合在第一(326)与第二跨导设备(336)的第一电流电极之间，并具有用于在其上接收所述控制电压的控制输入端子。

Description

带有自动增益控制的射频低噪声放大器
技术领域
本发明一般涉及放大器，尤其涉及在射频装置等中使用的低噪声放大器。
背景技术
射频(RF)设备通过将信息信号移动到一个更高的频率范围来从一点向另一点发送该信息信号，该更高的频率范围更适于在所使用的介质中传输。这种处理已知为上变频。在此所使用的“射频信号”表示承载有有用信息的并具有大约3千赫兹(kHz)到几千千兆赫兹(GHz)的频率(不考虑这样的信号穿过的介质)的电信号。这样，RF信号可通过空气、自由空间、同轴电缆、光纤电缆等发送。RF发射机将所需要的信号(已知为基带信号)与RF载波频率进行混频，以在所选择的介质中传输。RF接收机随后将信号与载波频率混频以将信号恢复至它们的原始频率。
在标准RF接收机中，RF信号是由天线接收的，随后使用固定增益放大器对信号进行放大，并通过具有特征阻抗的传输线传输至接收机电路。因为已接收的RF信号强度可以有非常大的变化(取决于接收机和发射机之间的距离)，RF接收机通常包括自动增益控制(AGC)电路。AGC对接收机的操作是有帮助的，因为它帮助将已接收的RF信号的能级保持在接近最优化级别。在传输线另一端的信号在被从RF变化到基带之前一般在可变增益低噪声放大器(LNA)中被放大，可变增益低噪声放大器的增益受到AGC电路的控制。
一个已知的AGC方法是使用可变电阻器T形网路。该T形网络包括电阻值可以被一起改变的多个电阻。T形网络允许在信号适当衰减时将传输线末端子阻抗保持在所希望的值，这导致近似最优化功率传送。然而，电阻器T形网络作为离散组件，将增加系统的成本。此外，当被实现在常规的低成本CMOS集成电路中时，电阻器T形网络不是非常精确的。因此，希望提供一种新的能够集成的但其性能可比于或好于目前已知的离散电路的RF电路。
发明内容
在一个形式中，一种低噪声放大器包括第一和第二跨导设备、第一和第二负载设备、以及衰减设备。第一跨导设备具有用于接收第一输入信号的控制电极，以及第一电流电极。第一负载设备具有耦合到第一电源电压端子的第一端子，以及耦合到第一跨导设备的第一电流电极并在其上形成第一输出电压信号的第二端子。第二跨导设备具有用于接收第二输入信号的控制电极，以及第二电流电极。第二负载设备具有耦合到第一电源电压端子的第一端子，以及耦合到第一跨导设备的第一电流电极并在其上形成第二输出电压信号的第二端子。衰减设备耦合在第一跨导设备的第一电流电极和第二跨导设备的第一电流电极之间，并具有用于在其上接收控制电压的控制输入端子。
在该低噪声放大器的一个特定实施例中，衰减设备较好地包括多个指数加权衰减设备。指数加权衰减设备可由耦合到多个指数加权衰减设备中对应设备的多个控制信号来控制，这多个控制信号一起构成了控制信号。
在另一个特定实施例中，一种低噪声放大器包括第一到第四电感器、第一到第四晶体管、以及衰减设备。第一电感器具有耦合到第一电源电压端子的第一端子，以及在其上形成第一输出电压信号的第二端子。第一晶体管具有耦合到第一电感器的第二端子的第一电流电极、耦合到第一电源电压端子的控制电极、以及第二电流电极。第二晶体管具有耦合到第一晶体管的第二电流电极的第一电流电极、用于接收第一输入信号的控制电极、以及第二电流电极。第二电感器具有耦合到第二晶体管的第二电流电极的第一端子、以及耦合到第二电源电压端子的第二端子。第三电感器具有耦合到第一电源电压端子的第一端子、以及在其上形成第二输出电压信号的第二端子。第三晶体管具有耦合到第三电感器的第二端子的第一电流电极、耦合到第一电源电压端子的控制电极、以及第二电流电极。第四晶体管具有耦合到第三晶体管的第二电流电极的第一电流电极、用于接收第二输入信号的控制电极、以及第二电流电极。第四电感器具有耦合到第四晶体管的第二电流电极的第一端子、以及耦合到第二电源电压端子的第二端子。衰减设备耦合在第一晶体管的第一电流电极和第三MOS晶体管的第一电流电极之间，并具有用于在其上接收控制电压的控制输入端子。
在另一个形式中，一种低噪声放大器包括放大器和偏置电路。放大器具有用于接收第一输入信号的第一输入端子、用于提供第一输出信号的第一输出端子、以及用于接收控制电压的反馈输入端子，其中控制电压确定了放大器的增益。偏置电路具有用于接收控制信号的输入端子、以及耦合到放大器第一输入端子的输出端子，用于向其提供偏置电压。偏置电路响应于控制信号而工作在第一和第二模式中的一种。在第一模式中，偏置电路偏置放大器以工作在基本恒定跨导模式，而在第二模式中，偏置电路偏置放大器以工作在基本恒定饱和电压模式。
在本发明的还有一个形式中，提供了一种用于操作带有自动增益控制的低噪声放大器的方法。确定低噪声放大器的输出信号的能级。响应于该能级提供一控制电压。响应于低于预定电压的控制电压，将低噪声放大器偏置以工作在恒定跨导模式。响应于高于预定电压的控制电压，将低噪声放大器偏置以工作在恒定饱和电压模式。
在还有一个形式中，一种集成电路接收机包括第一和第二布线块。第一布线块包括低噪声放大器和第一跨导设备，低噪声放大器具有用于接收输入信号的输入端子以及提供基本正比于输入信号的第一已放大电压的第一输出端子，第一跨导设备具有耦合到低噪声放大器第一输出端子的输入端子以及用于提供第一电流信号的输出端子。第二布线块具有耦合到第一跨导设备输出端子的输入端子，以及用于提供第一已调信号的输出端子，第一已调信号在与输入信号不同的频率上具有极大的信号能量，其中第一跨导设备和第二布线块一起起到集成电路接收机的混频器的作用。
附图说明
在此将结合下述附图描述本发明，其中类似的标号表示相同的元件，以及
图1以部分框图和部分示意图的形式示出了本领域公知的射频接收机；
图2以部分框图和部分示意图的形式示出了根据本发明的射频接收机的一部分；
图3以部分框图和部分示意图的形式示出了图2中的低噪声放大器；
图4以示意图形式示出了图3的衰减设备的实现；
图5以部分框图和部分示意图的形式示出了与图4中衰减设备一起使用的电压转换电路；
图6示出了图5中电压转换电路的输出电压图；
图7以示意图形式示出了图3中偏置电流源的实现；
图8示出了与图7中偏置电流源实现有关的各种参数图；
图9示出了使用图3中低噪声放大器的集成电路射频接收机的一部分的平面图。
具体实施方式
下面的详细描述仅仅是示例性质的并且不旨在限制本发明或本申请以及本发明的使用。此外，不受在前述技术领域、背景、简要概述或以下详细描述中所提出的或暗示的理论的约束。
图1以部分框图和部分示意图的形式示出了本领域公知的射频接收机100。接收机100是超外差接收机，通常包括天线102、标示为“LNA”的低噪声放大器104、RF到IF混频器106、带通滤波器112、IF到基带混频器114、标示为“PGA”的可编程增益放大器120、低通滤波器122。放大器104具有连接到大线102的输入端子、以及输出端子，并对在天线102上接收到的宽带信号进行放大，以向放大器输出端子提供放大信号。混频器106将放大信号混频到IF，如下所示。混频器106包括乘法器108以及可调振荡器110。乘法器108具有连接到放大器104输出端子的第一输入端子、第二输入端子、以及输出端子。可调振荡器110具有可调输入端子和输出端子，输出端子提供以地电压为参考的RF本地振荡(LO)信号，地电压从可调振荡器的接地端子接收。由可调输入选择RF LO信号使得所期望的信号被从RF混频至所选择的IF，该频率也是带通滤波器112的中心频率。带通滤波器112具有连接到乘法器108输出端子的输入端子，以及输出端子，输出端子用于在以所选择的IF为中心的通带中提供具有极大信号能量，并在通带以外的阻带中具有极大信号能量衰减的输出信号。
在带通滤波器112输出的信号随后在混频器114中被混频到基带。混频器114具有乘法器116和振荡器118。乘法器116具有连接到带通滤波器112输出端子的第一输入端子、第二输入端子、以及输出端子。振荡器118提供在其输出端子和接地端子接收到的地级之间的IF LO信号。IF LO信号被选择为具有一输出频率，该输出频率被选为将所选择的IF信号混频到基带，乘法器116随后在基带提供它的输出信号。放大器120被提供为将该信号放大至所希望的能级，并具有连接到放大器116输出端子的输入端子、以及输出端子。滤波器122具有连接到放大器120输出端子的输入端子、以及用于提供接收机100输出信号的输出端子，输出信号被标示为“基带输出”(BASEBAND OUT)。
图2以部分框图和部分示意图的形式示出了根据本发明的射频接收机200的一部分。射频接收机200通常包括天线102、第一LNA 202、传输线204、以及包括射频接收机的集成电路210。LNA 202物理上临近于天线102，并具有连接到天线102的输入端子，以及连接到传输线204最接近于天线102的第一端的输出端子。集成电路210连接到传输线204相对于天线102的第二端，并包括LNA 212、乘法器214、以及功率测量块216。LNA 212具有连接到传输线204第二端的输入端子、用于接收标示为“VCNTL”的控制电压的增益控制输入端子、以及输出端子。乘法器214具有连接到LNA 212输出端子的第一输入端子、用于接收RF LO信号的第二输入端子(没有示出)、以及输出端子。功率测量块216具有连接到乘法器214输出端子的输入端子，以及连接到LNA 212增益控制输入端子的输出端子，用于提供控制电压VCNTL。
在操作中，由天线102接收到的RF信号被分两部分放大，第一部分由固定增益LNA 202放大，第二部分由可变增益LNA 212放大。两个放大器由具有50欧姆特征阻抗的传输线分离开。因为信号强度可能在一个较宽的范围内改变(取决于接收机有多接近于发射机)，片内LNA必须提供增益或衰减。在示出的射频接收机中，LNA 212具有范围为15分贝(dB)到-25dB的可变增益，但可以理解的是该增益范围在其它实施例中可以有改变。为了提供适当量的增益，LNA 212是由乘法器214和功率测量块216组成的自动增益控制(AGC)回路的一部分。在其它实施例中，功率测量块216可测量LNA 212输出的功率。然而，因为接收机的超外差设计，功率测量块216较佳地测量被混频到固定IF的乘法器214输出的功率，这简化了功率测量块216的设计。AGC回路工作，通过提供控制电压(VCNTL)作为到LNA 212的反馈信号将乘法器214输出的功率保持为恒量。如下文的参考附图3-9的讨论，LNA 212相比于已知的LNA，具有多个优点。
图3以部分框图和部分示意图的形式示出了图2的低噪声放大器212。LNA 212通常包括输入部分300、偏置电路310、放大器320、衰减设备340、第一输出跨导部分350、第二输出跨导部分360。输入部分300通常包括非平衡变压器302、电感器304、以及电容器306和308。非平衡变压器302具有连接到传输线204第二端的第一输入端子、连接到地电源电压端子(通常为0伏特)的第二输入端子、以及第一和第二输出端子。电感器304具有第一和第二端子，分别连接在非平衡变压器302的第一和第二输出端子之间。电容器306具有连接到非平衡变压器302第一输出端子的第一端子、以及用于提供第一输入信号的第二端子。电容器308具有连接到非平衡变压器302第二输出端子的第一端子、以及用于提供第二输入信号的第二端子。第一和第二输入信号形成了到放大器320的差分信号对，对应于传输线204第二端处的信号。
偏置电路310包括电阻器312和314、电流源316、以及N沟道MOS晶体管318。电阻器312具有连接到电容器306第二端子的第一端子，以及第二端子。电阻器314具有连接到电容器308第二端子的第一端子，以及连接到电阻器312第二端子的第二端子。电流源316具有连接到正电源电压端子(在MOS集成电路中通常定义为“VDD”)的第一端子，以及第二端子。注意虽然在此总体上定义VDD，可以假设不同的电路具有不同的值，例如对于偏置电路为5.0伏特、对于LNA 212为2.5伏特。晶体管318具有连接到电流源316第二端子和电阻器312、314第二端子的漏极，连接到其漏极的栅极、以及接地的源极。
放大器320包括电感器322、N沟道MOS晶体管324和326、电感器328、电感器332、N沟道MOS晶体管334和336、以及电感器338。电感器322具有连接到VDD的第一端子、以及第二端子。晶体管324具有连接到电感器322第二端子的漏极、连接到VDD的栅极、以及源极。晶体管326具有连接到晶体管324源极的漏极、连接到电容器306第二端子的用于接收第一输入信号的栅极、以及源极。电感器328具有连接到晶体管326源极的第一端子、以及接地的第二端子。电感器332具有连接到VDD的第一端子、以及第二端子。晶体管334具有连接到电感器332第二端子的漏极、连接到VDD的栅极、以及源极。晶体管336具有连接到晶体管334源极的漏极、连接到电容器308第二端子的用于接收第二输入信号的栅极、以及源极。电感器338具有连接到晶体管336源极的第一端子、以及接地的第二端子。
衰减设备340被示出为N沟道MOS晶体管，具有连接到电感器322第二端子的第一源极/漏极端子、用于接收控制信号VCNTL的栅极、以及连接到电感器332第二端子的第二源极/漏极端子。正如将在下文中结合附图4所描述的，晶体管340可较佳地实现为一系列由对应的控制信号切换的并联连接的指数加权晶体管，以提供(log-linearity)。如在此使用的，对数线性意为对于控制信号VCNTL的线性变化的增益的对数变化。
第一输出跨导部分350包括N沟道晶体管352、电容器354、以及电阻器356。晶体管352具有用于提供第一输出电流(标记为“IMIXN”)的漏极、栅极、以及接地的源极。电容器354具有连接到电感器322第二端子的第一端子、以及连接到晶体管352栅极的第二端子。电阻器356具有用于接收中间偏置电压(标记为“VB”)的第一端子、以及连接到晶体管352栅极的第二端子。第二输出跨导级360包括N沟道晶体管362、电容器364、以及电阻器366。晶体管362具有用于提供第一输出电流(标记为“IMIXP”)的漏极、栅极、以及接地的源极。电容器364具有连接到电感器332第二端子的第一端子、连接到晶体管362栅极的第二端子。电阻器366具有用于接收VB的第一端子、以及连接到晶体管362栅极的第二端子。
如图3所示，输入部分在集成电路210外部，但其它组件在片内实现。因为LNA 212必须终止50欧姆传输线，放大器320使用具有源极负反馈电感器的MOS晶体管。50欧姆传输线输入至非平衡变压器302的一端，用于转换为差分信号。电感器304和电容器306、308形成阻抗转换网络，该网络将非平衡变压器302的200欧姆特征输出阻抗转换为向设备观察的阻抗。晶体管326和336形成增益设备对，电感器328和338形成从匹配网络向晶体管326和336的栅极观察的部分实阻抗。
使用电流源316和连接为二极管形式的晶体管318将晶体管对326和336偏置。晶体管318漏极的镜像电压串联有大阻值电阻器312和314，以设定通过晶体管326和336的恒定电流(DC)。在共射共基放大器晶体管324和334的漏极处的放大器320输出是被负载阻抗转换为电压的电流。这些电压被输入至输出跨导部分350和360，跨导部分350和360形成乘法器214的前端电路，具有标称容性输入。为了提供额外增益，电感器322和332被定规格为与该电容(在RF信号的载波频率附近)谐振。
在放大器的可选配置中，两个源极负反馈电感器可将它们的第一端子分别连接到晶体管326和336的源极，并将第二端子一起串联尾电流源到接地。在该可选实施例中，晶体管318的漏极可以连接到起到尾电流源作用的具有合适规格的MOS晶体管的栅极。然而，放大器320相比于该可选放大器，具有些许更大的线性度，并且具有更大的上升空间，这些优点在特定应用中是重要的。
放大器320的输出使用电容器354和364以AC耦合到晶体管352和362，晶体管352和362是跨导(gm)设备。作为MOS设备，晶体管352和362具有极大的栅极-源极电容(Cgs)，该电容提供了大部分的从晶体管324和334的漏极看入的容性负载。如果从晶体管324或晶体管334的漏极看入的总容性负载等于CTOT，那么电感器322和332的电感LL将被选择为满足以下等式：
2 π f 0 = 1 L L C TOT - - - [ 1 ]
其中f0是所希望的工作频率带的中心频率(即，载波频率)。虽然理想电感器和电容器将提供无限量的阻抗并因此在f0具有无限的电压增益，在LL和Cgs中的串联电阻将最大阻抗减小到大约几百欧姆。
衰减元件340通过在放大器320的两个引脚之间提供阻性差分负载来提供AGC回路中使用的可变衰减。衰减元件340可进一步将负载中的阻抗从几百欧姆减少至几欧姆，这将总体增益减少了大约40dB。对于完全增益，控制电压VCNTL被设置为零伏特。对于完全衰减，控制电压VCNTL被设置为最大可能值。
图4以示意图形式示出了图3中在增益和控制电压VCNTL之间提供对数线性的衰减设备340的实现。衰减设备340包括一组并联的指数规模的N沟道MOS晶体管，包括代表性的晶体管402、404和406。晶体管402具有提供衰减设备340第一电流电极的第一源极/漏极端子、用于接收控制信号(标记为“VAGC[0]”)的栅极、以及提供衰减设备340第二电流电极的第二源极/漏极端子。晶体管404具有连接到晶体管402第一源极/漏极端子的第一源极/漏极端子、用于接收控制信号(标记为“VAGC[1]”)的栅极、以及连接到晶体管402第二源极/漏极端子的第二源极/漏极端子。晶体管406具有连接到晶体管402第一源极/漏极端子的的第一源极/漏极端子、用于接收控制信号(标记为“VAGC[N]”)的栅极、以及连接到晶体管402第二源极/漏极端子的第二源极/漏极端子。在2和N之间的额外晶体管存在于衰减设备340中，但在图4上略去。每个晶体管k具有的宽长比(W/L)是晶体管402的W/L的2k倍。因此，如果晶体管402具有定义为MA的W/L，则晶体管404具有21＝2倍MA，晶体管406具有2N倍MA的区域。总区域等于2N+1倍MA。
图5以部分框图和部分示意图的形式示出了与图4中衰减设备340一起使用的电压转换电路500。电压转换电路500具有输入级501和对应于衰减设备340的N个晶体管中每一个的N个转换电路，其中包括代表性的转换电路510、520和530，分别提供电压VAGC[0]、VAGC[1]和VAGC[N]。输入级501包括运算放大器502、电阻器504和506、电压源508。运算放大器502具有用于通过电阻器504接收控制电压VCNTL的负输入端子、正输入端子、以及通过电阻器506连接到负输入端子的输出端子。电压源508具有连接到运算放大器512的正输入端子的正端子以及接地的负端子，并在正端子和负端子之间提供参考电压(标记为“VDC”)。每个转换电路都是类似设置的。转换电路510包括运算放大器512、电阻器514和516、电压源518。运算放大器512具有通过电阻器514连接到运算放大器502输出端子的负输入端子、正输入端子、以及通过电阻器516连接到负输入端子并提供控制信号VAGC[0]的输出端子。电压源518具有连接到运算放大器512正输入端子的正端子、以及接地的负端子，并在其正端子和负端子之间提供参考电压(标记为“VDC[0]”)。转换电路520包括运算放大器522、电阻器524和526、和电压源528。运算放大器522具有通过电阻器524连接到运算放大器502输出端子的负输入端子、正输入端子、以及通过电阻器526连接到负输入端子并提供控制信号VAGC[1]的输出端子。电压源528具有连接到运算放大器522正输入端子的正端子、以及接地的负端子，并在其正端子和负端子之间提供参考电压(标记为“VDC[1]”)。转换电路530包括运算放大器532、电阻器534和536、电压源538。运算放大器532具有通过电阻器534连接到运算放大器502输出端子的负输入端子、正输入端子、以及通过电阻器536连接到负输入端子并提供控制信号VAGC[N]的输出端子。电压源538具有连接到运算放大器532正输入端子的正端子、以及接地的负端子，并在其正端子和负端子之间提供参考电压(标记为“VDC[N]”)。
为了生成所需要的对数线性效果，每个VAGC[k]都是控制电压VCNTL的增益上升、DC偏移形式的控制信号。每个控制信号VAGC[k]都经过不同量(由VDC[k]确定)的DC偏移，这样每个晶体管都在控制电压VCNTL的不同值上激活。这样，控制电压VCNTL可以被认为是包括或对应于一组k＝0到N的VAGC[k]控制信号。
图6示出了图5中电压转换电路500的输出电压图600。在图6中，垂直轴表示k＝0到N的控制信号VAGC[k]的电压，而水平轴表示控制电压VCNTL(单位是伏特)。这样，在图6中，多条曲线在VCNTL的不同值上互相叠加。当控制电压VCNTL上升时，连续控制信号VAGC[k]从低电压向高电压平滑跃迁。图6所示是代表性控制信号VAGC[0]、VAGC[1]、VAGC[2]和VAGC[N]。后续信号从控制电压VCNTL附近的电压开始跃迁，控制电压VCNTL是上一个控制信号VAGC完成其跃迁的电压。然而通过选择合适的VDC[k]值，跃迁周期将稍微交迭，以使关于VCNTL的衰减特征更加的对数线性化。
简要地回到图3，注意通过晶体管326和336的DC偏置电流是由电流源316所设置的，电流源316提供偏置电流IB通过连接二极管的晶体管318。为了最小化制造过程和温度变化时输入阻抗、噪声系数、和增益的改变量，需要一种恒量跨导偏置方案。该特征在AGC回路需要完全增益时尤其重要。恒量跨导偏置方案提供了偏置电流IB以在预期的处理和温度变化中将晶体管326和336的跨导保持在基本恒量。
然而，一旦当输入信号强度增加时，因为AGC回路的工作而使增益开始下降，增益和噪声系数的连贯性就变得不那么重要。在较小的增益条件下，增益连贯性仅仅需要是单调的(并且是粗略的对数线性的，如上所述)，这样闭环回路AGC可将混频器输出保持在恒定功率。当信号变得非常大并且增益进一步减小时，LNA的线性度则变为主要考虑的。为了最大化线性度，晶体管326和336的饱和电压(VDSAT)需要被最大化。不幸的是，恒量跨导偏置方案无法最大化VDSAT，反而是，VDSAT通常在低温的快速处理部分和高温的低速处理部分之间变化2-3倍。
为了在操作的这些低增益区域中提高线性度，同时将所需要的恒量跨导偏置特性保持在高增益，发明人增加了一种被称为恒量VDSAT模式的新的偏置模式。在恒量VDSAT模式中，偏置电流源316提供偏置电流IB以在预期的处理和温度变化中将晶体管326和336的饱和电压保持在基本恒量。将结合图7来描述该模式，图7以示意图形式示出了图3中偏置电流源316的实现。偏置电流源316通常包括电流镜700、第一电流源710、第二电流源720、以及N沟道晶体管730。电流镜700包括P沟道MOS晶体管702和704。晶体管702具有连接到VDD的源极、栅极、以及连接到其源极并作为电流镜输入的漏极。晶体管704具有连接到VDD的源极、连接到晶体管702漏极的栅极、以及提供电流镜700和电流源316的输出并从中提供电流IB的漏极。
电流源710具有连接到晶体管702漏极的第一端子、以及连接到VSS的第二端子。电流源710导出与之相关联的电流(标记为“Icgm”)以使LNA 212工作于基本恒量的跨导。
电流源720包括电流源722和724。电流源722具有连接到VDD的第一端子以及第二端子，并导出等于ICGM的电流。电流源724具有连接到电流源722第二端子的第一端子，以及接地的第二端子，并导出标记为“ICVDSSAT”的电流。晶体管730具有连接到晶体管702漏极的漏极、用于接收控制信号(标记为“VAGC[j]”)的栅极、以及连接到电流源724第一端子的源极。
结合图8将更好地理解电流源316的工作。图8示出了与图7中偏置电流源316的实现有关的各种参数的图800。在图800中，水平轴表示控制电压VCNTL(单位为伏特)。图8在垂直轴上的分离区域中示出了两个量度，第一区域是gm(单位是欧姆)，第二区域是VDSAT(单位是伏特)。VCNTL-gm区域包括第一组特征曲线810，表示处理和温度变化中的正常变化，并包括曲线812、814、816和818。对于低的VCNTL(高增益)，gm在处理和温度变化中是相对恒量并且放大器320表现出良好的增益连贯性。然而，当VCNTL进一步增加时，曲线812、814、816和818分散在差的增益连贯性区域中。VCNTL-VDSAT区域包括第二组特征曲线820，包括曲线822、824、826和828。对于高的VCNTL，VDSAT表现出良好的线性度，并且在处理和温度变化中是相对恒量。然而，当VCNTL减小时，曲线822、824、826和828分散在差的线性区域中。
发明人发现基于AGC回路所要求的增益量来动态改变放大器的偏置模式是非常有好处的。当AGC回路使LNA 212工作在高增益时，选择恒量跨导模式以提供良好的增益连贯性。当AGC回路使LNA 212工作在低增益时，选择恒量VDSAT模式以提供良好的线性度。通过使用VAGC控制信号(表示为VAGC[j])中合适的一个可以容易地实现在恒量跨导模式和恒量饱和电压模式之间的切换。在其它实施例中，衰减设备340不是分离的，而控制信号VCNTL自身就可被用于在两个模式中进行改变。现在再参考图7，在恒量跨导模式中晶体管730是非传导的，并且偏置电路316提供恒定电流ICGM，作为IB。在恒量饱和电压模式中，晶体管730是传导的，并且提供电流ICVDSSAT作为IB。
图9示出了使用图3中低噪声放大器212的集成电路射频接收机900的一部分的平面图。部分900占据了集成电路的一个部分并且略去了其它电路、焊盘、等等。部分900通常包括第一布线块910和第二布线块920。布线块910包括LNA212以及混频器级的晶体管352和362。布线块920包括形成混频器所需的所有其它元件。例如，在混频器布线块920的模拟实现中，可能包括非线性设备，其响应于混频信号将从晶体管352和362的漏极导出的差分电流进行相乘。在相应的混频器布线块920的数字实现中，可能包括二元加权电流开关，由数字化本地振荡信号进行切换。然而，这两个例子仅仅是示例性的。
为了最大化放大器的增益，负载的质量因子(Q)必须被保持在尽可能的高。晶体管352和362栅极的串联电阻将严重地减小Q。因为这些设备功能上是混频器的一部分，根据常规电路布线技术，它们将物理上分离于LNA 212的输出，这样就增加了因为在相对长的距离中信号路由的寄生损耗所引起的串联电阻。为了减少这种效应，将晶体管352和362与LNA 212的其余部分组合并放置于邻近晶体管324和334的漏极，以充分减小路由寄生。另一方面，在晶体管352和362漏极提供的电流IMIXN和IMIXP被输入至低阻抗混频器节点，在这些节点上可以较好地承受因为信号路由导致的寄生阻抗。
集成电路接收机900的重要优点是晶体管352和362的栅极被放置在尽可能的邻近于LNA 212的输出，以避免通过寄生路由电阻引起的有效负载的Q的衰减。然而，信号IMIXN和IMIXP在布线块910和920之间路由，因为后续操作对于寄生电阻是不敏感的。这样，形成接收机的混频器的电路元件较佳地分布在两个不同的模块布线块之间。
这样，相较于已知的放大器，LNA 212提供了至少四个明显的优点。第一，它包括两个放大器级之间的差分负载，为AGC回路的操作提供了合适的衰减。第二，混频器gm级物理上邻近于LNA输出，以最大化谐振负载的Q。第三，衰减设备被分散为多个指数规模的元件，以连同对AGC控制电压进行增益并能级偏移所产生的控制电压一起产生所希望的对数线性特征。第四，根据相对增益使用用于高增益的恒量gm偏置方案以及用于低增益的恒量VDSAT偏置方案，并使用由AGC控制电压确定的切换点来改变放大器晶体管偏置。
在其它实施例中，MOS晶体管的极性可以被反转。虽然示出了MOS晶体管，但在合适的情况下也可使用其它合适的晶体管类型。此外，提供任何上述优点的电路可以被单独使用或使用在各种组合中以获得所期望的效果。
虽然在上文中已经提出了至少一个示例性实施例，可以被理解的是存在有大量的改动情况。也可以理解的是一个或多个示例性实施例仅仅是示例的，并不旨在以任何方式限制本发明的范围、应用或配置。相反，上述描述向本领域熟练技术人员提供了方便的指导说明以实现该一个或多个示例性实施例。可以被理解的是在不脱离附加权利要求和其法律上等同变换所提出的本发明的范围的情况下，可以在功能上和元件的安排上做出各种改动。

Claims (14)

1.一种低噪声放大器(212)，包括：
放大器(320)，具有用于接收第一输入信号的第一输入端子以及用于提供第一输出信号的第一输出端子；
用于接收控制电压的反馈输入端子，其中所述放大器(320)响应于所述控制电压具有预定范围的可变增益；以及
偏置电路(310)，具有用于接收相关于所述控制电压的控制信号的输入端子，以及耦合到所述放大器(320)第一输入端子的用于向所述放大器(320)提供偏置电压的输出端子，其中所述偏置电路(310)响应于所述控制信号而工作在第一模式和第二模式中的一个中，在所述第一模式中，所述偏置电路(310)偏置所述放大器(320)以工作在基本恒量跨导模式，而在所述第二模式中，所述偏置电路(310)偏置所述放大器(320)以工作在基本恒量饱和电压模式，所述偏置电路(310)包括：
电流源(316)，具有用于在所述第一模式中提供第一电流并在所述第二模式中提供第二电流的输出端子；
晶体管(318)，具有耦合到所述电流源(316)输出端子的第一电流电极、耦合到所述晶体管(318)第一电流电极的控制电极、以及耦合到电源电压端子的第二电流电极；
第一电阻器(312)，具有耦合到所述晶体管(318)第一电流电极的第一端子，以及耦合到所述放大器(320)第一输入端子的第二端子；以及
第二电阻器(314)，具有耦合到所述晶体管(318)第一电流电极的第一端子，以及耦合到所述放大器(320)第二输入端子的第二端子。
2.如权利要求1所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述第二电流大于所述第一电流。
3.如权利要求1所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述放大器(320)是差分放大器，具有用于接收所述第一输入信号的所述第一输入端子以及用于接收第二输入信号的第二输入端子，并具有用于提供所述第一输出信号的所述第一输出端子以及用于提供第二输出信号的第二输出端子，其中所述第一和第二输入信号和所述第一和第二输出信号各包括差分信号对。
4.如权利要求3所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述放大器(320)包括：
第一跨导设备(326)，具有用于接收所述第一输入信号的控制电极，以及第一电流电极；以及
第一负载设备(322)，具有耦合到第一电源电压端子的第一端子，以及耦合到所述第一跨导设备(326)第一电流电极并在其上形成第一输出信号的第二端子。
5.如权利要求4所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述第一负载设备(322)包括第一电感器。
6.如权利要求5所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述放大器(320)还包括位于所述第一跨导设备(326)第二电流电极和第二电源电压端子之间的第二电感器(328)。
7.如权利要求4所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述第一跨导设备(326)的第一电流电极通过共射共基放大器连接的MOS晶体管(324)耦合到所述第一负载设备(322)的第二端子。
8.如权利要求4所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述第一跨导设备(326)包括MOS晶体管。
9.如权利要求4所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述放大器(320)还包括：
第二跨导设备(336)，具有用于接收所述第二输入信号的控制电极，以及第一电流电极；以及
第二负载设备(332)，具有耦合到所述第一电源电压端子的第一端子，以及耦合到所述第二跨导设备(336)第一电流电极并在其上形成所述第二输出信号的第二端子。
10.如权利要求9所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，还包括：
衰减设备(340)，耦合在所述第一跨导设备(326)的第一电流电极与所述第二跨导设备(336)的第一电流电极之间，并具有用于在其上接收所述控制电压的控制输入端子。
11.如权利要求10所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述衰减设备(340)包括一组并联的指数规模的N沟道MOS晶体管(402、404、406)。
12.如权利要求11所述的低噪声放大器(212)，其特征在于，所述控制电压包括多个控制信号，耦合到所述一组并联的指数规模的N沟道MOS晶体管(402、404、406)中的对应晶体管。
13.一种操作具有自动增益控制的低噪声放大器(212)的方法，包括如下步骤：
确定低噪声放大器(212)输出信号的能级，所述确定能级的步骤包括如下步骤：通过测量混频器(214)输出端子的功率来确定所述低噪声放大器(212)的输出信号的能级，所述混频器还具有耦合到所述低噪声放大器(212)输出端子的输入端子；
响应于所述确定步骤调节低噪声放大器(212)的增益；
响应于所述能级，提供控制电压以保持所述能级恒定；
通过向低噪声放大器(212)的输入端子提供相关于所述控制电压的偏置电压来响应于所述控制电压小于预定电压，偏置所述低噪声放大器(212)以工作在恒量跨导模式；以及
通过向低噪声放大器(212)的所述输入端子提供所述偏置电压来响应于所述控制电压大于预定电压，偏置所述低噪声放大器(212)以工作在恒量饱和电压模式。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述偏置所述低噪声放大器(212)以工作在恒量跨导模式的步骤包括提供第一偏置电流的步骤。
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