CN1904635B

CN1904635B - 探测弱讯号的方法与相关装置

Info

Publication number: CN1904635B
Application number: CN2006101090265A
Authority: CN
Inventors: 安德雷·波契可夫斯基; 米凯尔·哥鲁贝夫; 瑟盖·波斯皮洛夫; 米凯尔·瓦西尔耶夫; 瓦莱丽·契斯提阿可夫; 米凯尔·科罗斯多夫; 瑟盖·诺兹德拉契夫; 尼克莱·米凯洛夫; 比杰·贾拉里
Original assignee: MStar Semiconductor Inc Taiwan
Current assignee: MediaTek Inc
Priority date: 2005-07-25
Filing date: 2006-07-25
Publication date: 2010-05-12
Anticipated expiration: 2026-07-25
Also published as: TW200705833A; US20070019714A1; TWI343193B; CN1904635A; US7729457B2

Abstract

一种全球定位系统接收器的架构及相关方法，执行较实时更为快速的数字关联性处理程序。接收展频讯号时用来获取强度较弱的讯号的方法，包含在较短的同调累加周期中，累加接收讯号中一强讯号，估计该强讯号的多个参数，在较长的同调累加周期中，累加接收讯号中多个弱讯号，补偿弱讯号中的强讯号交互关联效应，以产生补偿讯号，以及对补偿讯号执行弱讯号探测程序。

Description

探测弱讯号的方法与相关装置

技术领域

本发明涉及导航系统，特别是涉及一种用于卫星导航系统的接收器数字处理方法与相关装置，卫星导航系统例如美国全球卫星定位系统(GlobalPositioning System，GPS)、俄罗斯全球导航卫星系统(Russian GlobalNavigation Satellite System，GLONASS)、与欧洲伽利略系统(EuropeanGalileo System)。

背景技术

现有的GPS接收器包含天线及模拟前级(analogous front-end，AFE)，模拟前级之后连接一数字区域，包含专属的讯号处理器以及数字中央处理器，数字中央处理器内建有相关的程序、数据存储器、以及外部数据接口控制器。天线与模拟前级拦截、选择(带通滤波)、及放大GPS讯号，并将其转换至中频，其范围在直流至数十个兆赫(MHz)之间。为了进行频率转换，模拟前级利用稳定参考振荡器的参考频率。模拟前级输出在中频的讯号和伴随的噪声的组合所形成的数字化取样。取样频率根据奈奎斯准则(Nyquistcriterion)且对于粗测距/探测码(clear/acquisition，C/A)GPS讯号成分来选择，至少约2MHz以上。

GPS接收器的数字区包含数个关联器频道，平行地实施多个GPS卫星讯号的关联性处理。GPS讯号采用具有虚拟随机噪声码(pseudo-random noisecode)的相位偏移键控调制(phase shift keying modulation)，可参考“了解GPS的原理与应用”此书的第83页至第97页(″Understanding GPS：Principles and Applications.Edited by Elliott D.Kap lan.Artech House，Boston，London，1996，pp.83-97″)。所接收到的讯号是以一些讯号变量将其特征化，例如讯号的相位码及其载波频率，其中讯号的相位码的不确定性起因于讯号到达接收器的时间为未知或非理想知晓；而讯号的载波频率的不确定性是由未知或非理想的知晓的多普勒频率位移及参考振荡器的频率漂移所引起；GPS接收器的讯号搜寻(亦即上述不确定性的分辨率)相当耗费时间。在GPS的许多应用上，皆需要可在讯号接收相当困难的环境下快速的探测讯号的接收器，例如，GPS讯号相当微弱的室内环境，或为都市中高楼大厦密集的环境。对于使用者要在尽可能短的时间内锁定第一位置的需求来说，或是以较短的第一定位时间(time-to-first-fix，TTFF)来减少电力耗损的角度来说，在最短的时间内探测到微弱讯号是很重要的。

在加速GPS接收器做全球定位系统讯号处理的方法中，增加平行关联器频道的个数为设计GPS接收器时有效且重要的手段，例如美国专利第5,901,171号(U.S.Pat.No.5,901,171to Kohli et al.，or PCTApplication No.2000/65751by Abraham et al.)，或是其它市面上所贩售的全球定位系统接收器。平行关联器频道的数目通常可为12个、24个、或更多，因为比例增加的硬件复杂度以及增加的关联器频道的耗能，使得采用此方式加速GPS接收器的讯号处理受到限制。

另一种用来加速GPS接收器的讯号处理的有效方法是以比实时处理还要更为快速的方式来处理讯号，参照美国专利第5,420,593号(U.S.Pat.No.5,420,593to Niles)与美国专利第5,329,549号(U.S.Pat.No.5,329,549to Kawasaki)，根据该两篇专利所提及，此种方式将讯号与噪声混合产生的混合讯号中的数字取样以实时速率写入数字存储器，然后复制该数字取样、及以极高速率在关联器频道中处理复制出的数字取样.因此，在单位时间内，可测试大量的复制讯号取样，因此加速讯号搜寻处理，实施此方法的不同接收器例如：美国专利第5,901,171号、第6,091,785号、第6,044,105号、以及第6,300,899号等，皆可找到此种接收器的实施例.实施该方法的效应受限于数字处理所允许的速率，其反应目前微电子技术的水平，或是数字处理硬件所消耗的可接受功率，其正比于处理速率.

第三种加速GPS接收器的讯号处理的方式为，藉由快速傅里叶转换或离散傅里叶转换的助，执行预备(preliminary)关联性处理结果的(虚拟)平行频谱分析。

使用快速傅里叶转换来探测全球定位系统讯号的方法可见于美国专利第4,701,934号、专利合作条约申请第2001/86318号、或美国专利第2002/0005802号申请。

使用离散傅里叶转换来探测全球定位系统讯号的方法可见于美国专利第5,347,284号、美国专利第5,535,237号，专利合作条约申请第2002/23327号、专利合作条约申请第2002/23783号、以及美国专利第6,327,473号。

当在高楼密集的城市中、室内、或在树下接收微弱的GPS讯号时，拥有明显强度差异的不同信号传送至接收器时常会有一个常见的问题：讯号强度较强的信号会交互关联干扰到讯号强度较弱的信号的处理。GPS(民用粗测距/探测码的部分)的讯号处理被设计成在其它卫星传送的讯号强度未超过23分贝赫兹(dBHz)或更小至一界限值，才可安全的处理。目前已存在有数个用来减缓交互关联干扰效应的技术，举例来说，美国专利第6,236,354号中Krasner提出了三种技术以减缓交互关联干扰效应。

第一种技术在执行任何用来由输入讯号中滤除干扰部分的讯号处理前，利用接收器所探测到的强讯号的数个评估参数、复制讯号波形、适当地调整讯号、及将其由接收器的输入端所接收的讯号集合中滤除。原则上，此第一种技术最有效率。然而，实施第一种技术却会面临一些不利的条件，首先，要完全补偿强讯号是不可能的，因为需要处理两种互相矛盾的程序：一种是要压抑会干扰较弱讯号的接收的强讯号，同时地，继续追踪强讯号以将强讯号用于导航运作，并持续微调以抑制强讯号；再者，在试图大幅度压抑强讯号时，易对强讯号产生过度的补偿，以致于复制的讯号的强度会比原始讯号来的强。持续追踪追随减除的复制讯号并非正确讯号，会是第一种技术严重的风险，故第一种技术并不牢靠，需要大幅度的改善。

而用来减少交互关联干扰的第二种与第三种技术利用接收器所探测到的强讯号的数个评估参数、预测强信号与预期弱信号之间的交互关联效应、以及修正累加于弱信号的交互关联；两者的差别在第二种技术将预测的效应从累加讯号中去除，而第三种技术仅丢弃潜藏损害的累加讯号。第二种与第三种技术的缺点是在于庞大的计算量：预测讯号的虚拟随机噪声码(pseudo-random noise code，PRN code)、码相位的差、以及都卜勒频率差的所有可能组合的交互关联；若采用某些简化处理，则又会降低这些技术的有效性。第三种技术的另一缺点是，所丢弃的累加讯号中可能带有需要的讯号交互关联，此种错误发生的机率会随着干扰讯号强度的增加而增加，或是随着较弱讯号功率的减少而增加。以上所述的缺点使得第一种技术无法与其它技术有效的合并应用，例如第一种技术与第三种技术便因为这些缺点无法有效的合并使用，也因此无法允许第三种技术的弹性需求。

发明内容

本发明提供接收展频讯号时用来探测强度较弱的讯号的方法，包含在较短的同调累加周期中，累加接收讯号中一强讯号，估计该强讯号的多个参数，在较长的同调累加周期中，累加接收讯号中多个弱讯号，补偿弱讯号中的强讯号交互关联效应，以产生补偿讯号，以及对补偿讯号执行弱讯号探测程序。

附图说明

图1为根据本发明的实施例的GPS接收器的示意图。

图2为本发明的相关器频道的示意图。

图3为本发明的讯号存储器的示意图。

图4为本发明的数字降频器的示意图。

图5为本发明的强讯号补偿器的示意图。

图6为本发明的探测引擎的示意图。

图7为本发明的较佳实施例的操作流程图，用来图示图1所示的控制器的讯号获取过程，以及与图1所示的讯号存储器和关联器频道的互动过程。

图8为本发明的较佳实施例中，各个控制器执行讯号获取的操作流程的示意图。

图9为本发明获取讯号的方法的流程图。

图10为本发明的一实施例，在处理讯号之前藉由补偿数字降频器中的强讯号以执行交互关联性减缓的示意图。

附图符号说明

100数字讯号处理器

101天线

102射频前级

103参考振荡器

104数字降频器

105讯号存储器

106同步器

107关联器频道

108探测引擎

109共享随机存取存储器

110中央处理器

111控制器

1121、1122、1131、1253、3131、输出端3141

1123、1251、1252输入端

1132、307、3142取样包

114数据总线

1141预备累加数据

115共享数字数据总线

116使用者接口

117、124、127、407输出讯号

118读取致能讯号

119、616控制讯号

120写入指标

121读取指标

122测量时段讯号

123中断

1254讯号连结

126强讯号补偿器

201码相位产生器

202、502码产生器

203码混频器

204载波混频器

205、402、503载波数值控制振荡器

206预备累加器

207累加存储器

208频道控制器

209、211讯号

210复制取样包

212复制载波取样

213输出取样讯号

214运算数据

215讯号线

301包装器

302随机存取存储器

303读取/写入控制器

304地址复用器

305写入指标产生器

306读取指标产生器

309确认讯号

310操作

311地址

3132读取指标

401复数乘法器

403数字低通滤波器

404量化器

405复数取样

408、604加法器

409补偿讯号

501码数值控制振荡器

504复数混频器

505低通滤波器

506乘法器

601输入缓冲器

602快速傅里叶转换模块

603功率计算器

605前置累加缓冲器

606现行累加缓冲器

607临界点检测器

608探测引擎控制器

609请求

610缓冲数据

611振幅频谱

612功率频谱

613前置累加数据

614结果数据

615记录

701-723、801-808步骤

902短同调累加波形

903长同调累加波形

具体实施方式

为了简化本发明的说明，以下叙述仅就全球定位系统来说明，但本发明仍然可应用于俄罗斯全球导航卫星系统与欧洲伽利略系统，而不应受到限制。

图1为本发明的实施例所提供的GPS接收器的示意图，包含天线101、连接至参考震荡器103的射频前级102(radio frequency front-end，RF FE)、数字降频器104、一组强讯号补偿器126(strong signal compensator，SSC)、讯号存储器105、同步器106、一组平行连接的关联器频道107、探测引擎(acquisition engine，AE)108、共享随机存取存储器(random access memory，RAM)109、具有存储器与使用者接口116的中央处理器(central processingunit，CPU)110、以及控制器111。中央处理器110藉由共享数字数据总线115耦接于降频器104、关联器频道107、共享随机存取存储器109、及控制器111；中央处理器110可决定接收器的位置、速率、或时间。

GPS接收器的射频前级102包含具有低噪声输入放大器的多个放大器组件、用来在噪声和干扰中进行讯号的预先频率选择的带通滤波器、一个或多个讯号降频级、频率合成器、以及中频讯号的输出模拟至数字转换器.频率合成器由参考振荡器103的频率中得到本地振荡器的频率，并产生数字时钟117以在接收器中执行所有的数字处理；模拟至数字转换器可为一至三个转换位，且可为实数或复数对输出的输出讯号124.在本实施例中，射频前级102使用单一级频率转换；参考振荡器103可为晶体振荡器，其相对不稳定性约为百万分之二至三十.

图4为图1所示的数字降频器104的示意图，数字降频器104包含复数乘法器401、载波数值控制振荡器(carrier numerically-controlledoscillator，carrier NCO)402、数字低通滤波器403、加法器408、以及量化器404。复数乘法器401的输入端1252即为图1所示的数字降频器104的输入端1251。量化器404的输出端1122即为图1所示的数字降频器104的输出端1121。载波数值控制振荡器402的输入端及数字低通滤波器403的输入端耦合于射频前级102的输出讯号117。复数乘法器401与载波数值控制振荡器402将GPS讯号及噪声的数字取样由中频转换至基频。数字低通滤波器403将频迭讯号(alias)滤除。加法器408从已滤除的讯号和噪声的多字节合讯号中，减除由强讯号补偿器126所产生的强讯号复制波形。量化器404决定数字降频器104的输出端1121所输出并储存于讯号存储器105的位数。较佳地，载波数值控制振荡器402产生多个复数取样405，其频率接近于经由数字数据总线115所控制的中频，也就是本地(local)载波中频；载波数值控制振荡器402操作于射频前级102的输出讯号117的时钟速率。复数乘法器401可以数字乘法与(代数)加法来实施，所输出的位数由射频前级102的输出端1253定义，或实施为所有输入取样数值的可能组合的查询表。较佳地，数字低通滤波器403可实施为一对具有九十度相位差的有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器，其基于各有六十四条暂存延迟线与九位表示的滤波器系数。加法器408可实施为多位算数加法器，以加总多个强讯号补偿器126的输出讯号127与数字低通滤波器403的输出讯号407。

量化器404的实施与讯号存储器105储存的取样位数的选择有关，在取样为一个位的情况下，量化器404则成为传递数字低通滤波器403输出讯号407的正负号位的电路。较佳地，在取样为二个位的情况下，量化器404还包含额外的比较器，举例而言，基于累加器的简单数字滤波器可用来得到比较器的临界值；被加总或被减去的累加常数定义输出讯号407的取样中是否超过临界值的比例关系。举例来说，超过临界值的取样讯号比例为百分之三十，低于临界值的取样讯号比例为百分之七十，较为理想。当超过临界值时，累加器的数值减少7，若未超过临界值时，累加器的数值增加3。累加器输出讯号的最高有效位(most significant bit)包含临界值，累加器的位数及时钟速率定义量化器404的滤波器时间常数。

图5为图1所示的强讯号补偿器126的示意图，包含码数值控制振荡器501、码产生器502、载波数值控制振荡器503、复数混频器504、低通滤波器505以及乘法器506。码数值控制振荡器501、码产生器502、载波数值控制振荡器503及乘法器506耦接于共享数字数据总线115以施行控制，其较佳地来自中央处理器110。通过获取和/或追踪讯号所估计的强讯号参数施行适当的控制；码频率和码相位用来句柄数值控制振荡器501与码产生器502；载波频率和载波相位用来控制载波数值控制振荡器503；讯号功率估计值用来计算施用于乘法器506的调整因子(scaling factor)。较佳地，两个不同的调整因子值可针对写入于讯号存储器105的不同部分的取样讯号来交替改变，因此，讯号存储器105馈送写入指针120至强讯号补偿器126的乘法器506。

图3为图1所示的讯号存储器105的示意图，包含包装器301、随机存取存储器302、读取/写入控制器303、地址复用器304、写入指标产生器305及读取指标产生器306.包装器301的输入端为讯号存储器105的输入端1123；随机存取存储器302的输出端3141和读取指标产生器306的输出端3131皆耦接于讯号存储器105的输出端1131.由输入端1123输入的复数取样讯号以匹配于数字降频器104的通带(pass band)的取样率由数字降频器104传送而来，在包装器301予以结合成多个取样包(pack)，例如四或八个复数取样。随机存取存储器302可为单一端口，举例而言，位数相应于包的长度；在二位量化的取样下，当包的长度为四，每一包(可为包307或3142)皆使用十六个位来储存同相及正交成分。有关读写控制，讯号存储器105可实施为循环缓冲器，写入取样包至随机存取存储器302，并接着以循环改变地址311(相同方向)的方式来读取出该取样包，其中，在执行写入操作时，读取/写入控制器303定义目前的操作310为写入，并藉由写入指针312指示地址复用器304来提供相对应的地址311，且在执行读取操作时，读取/写入控制器303定义目前的操作310为读取，并藉由读取指针3132指示地址复用器304来提供相对应的地址311。写入指标产生器305与读取指标产生器306可以计数器来实施；写入指标产生器305的计数随着取样包307的有效讯号309而递增；而当读取致能讯号118为有效时，读取指标产生器306的计数随着每一读取时钟而递增。假设C代表该接收器的数字部分的时钟速率，S为取样频率，N为单一包内的取样数，则在随机存取存储器302的单一写入周期内，整个随机存取存储器302的读取周期数可表示为C*N/S-1；举例来说，当时钟速率C为50百万赫，取样频率S为2.048百万赫，且单一包内的取样数N为4个时，在随机存取存储器302的单一写入周期内，随机存取存储器302共约执行了96.6个读取周期。

于较佳具体实施例中，同步器106由讯号存储器105取得写入指针120与读取指标121的数码，并由中央处理器110经共享数字数据总线115所控制；在固定次数的写入指标120步骤后，同步器106撷取写入指标120的数码；在写入指标120开始及结束于撷取值的一个完整写入周期期间，且当读取指标121等于写入指标120中撷取值的每一个符合情况下，同步器106产生测量时段讯号122；在猝发(burst)测量时段讯号122的脉冲后，同步器106产生中断123给中央处理器110。

图1、2中，各相关器频道107可相同，其输入端皆连接于讯号存储器105的输出端1131，且输出端1141合并于耦接于探测引擎108的数据总线114。图2为相关器频道107的示意图，包含码相位产生器201、码产生器202、码混频器203、载波混频器204、载波数值控制振荡器205、预备累加器206、累加存储器207、以及频道控制器208。

码产生器202由码相位产生器201所驱动，产生复制取样包210，在码混频器203中与相对应的所接收取样包1132相乘，接着将结果加总而产生讯号211，进一步于载波混频器204中与由载波数值控制振荡器205所产生的复制载波取样212相乘；上述加总为码混频器203进行反扩展而大幅缩减讯号211的频谱。在讯号频率不确定性所定义的一段时间区间内，载波混频器204所输出的取样讯号213在预备累加器206中予以平均。累加存储器207储存了由预备累加器206所传送来的一组连续的运算数据214，以将其交由探测引擎108处理，运算数据214的长度与探测引擎108所执行的傅里叶转换处理的点个数有对等的关系。在经历对应于取样包1132与210的时间区间中，码相位产生器201藉由计算码相位前进值产生使码产生器202前进的讯号209；码产生器202在每一时钟产生包含数个单位码取样的本地讯号复制包210。

码混频器203将取样包1132的取样复数(一至三个位)对与码产生器202所传送的复制取样包210的相应单位码取样相乘；接着码混频器203将这些取样包的相乘结果分别依照同相及正交成分加总.熟悉此领域者可藉由不同的方式实施码混频器203，特别是藉由数个位表示操作数的码混频器.

关联器频道107的载波数值控制振荡器205的实施亦与数字降频器104的载波数值控制振荡器402类似。除此以外，载波数值控制振荡器205可包含缓存器以保持载波相位值，其是于由同步器106所定义并由频道控制器208致能的测量时段中所撷取。

载波混频器204可以数字乘法与(代数)加法、或是以列举出所有输入取样值的所有可能组合的查询表来实现，其中位数由码混频器203的输出讯号211定义，载波混频器204输出讯号213的位数与其输入讯号211和212相关。举例来说，假设频道关联器107的输入端1131为两个位，在单一包中包含四个取样，且本地端载波复制讯号包含五个位，则载波混频器204的输出取样讯号213为八个位。

在同调累加的一预定时段中，预备累加器206分别将载波混频器204复数输出的取样讯号213中同相位和正交的部分累加起来，预定时段的长度可由中央处理器110来决定，并经由共享数字数据总线115，直接或间接经由控制器111来传送至频道控制器208。当读取指针3132达到预定值时，频道控制器208在频道中启动程序的处理，且当处理程序至预定次数后，会停止处理该程序。在中央处理器的允许下，频道控制器208致能施用测量时段讯号122至码相位产生器201与载波数值控制振荡器205。在处理过程中，频道控制器208在该预定时段内致能预备累加器206的累加操作，将累加的运算数据214传送至累加存储器207，并重置预备累加器206；在预备累加器206重置完毕以后，稍候便准备好新的累加周期；以上所述的控制操作，以及其它频道控制器208所执行的控制操作，皆以图2所示的讯号线215表示。较佳地，累加周期的长度为1/16毫秒(亦即粗测距/探测码时段的长度的十六分的一)，进行频带约在±8千赫之间的接收讯号的累加同调；较佳地，累加存储器207包含两个相同的区段，其中一区段储存累加的运算数据214，而另一区段读取探测引擎108所传来的数据；此两个相同的区段的容量皆足以用来储存一定量的运算数据，以供探测引擎108运算之用；举例来说，在每一区段容量为三十二个复数运算数据的情形下，其中每一累加周期的长度为1/16毫秒，等于容量为储存2毫秒长的累加数据。

图6是探测引擎108的示意图，包含输入缓冲器601、快速傅里叶转换模块602、功率计算器603、加法器604、前置累加缓冲器605、现行累加缓冲器606、临界点检测器607、以及探测引擎控制器608。藉由探测引擎108的高处理效率，轮流处理多个相关器频道107所发出的请求。

当相关器频道107处理了预定量的讯号包后，相关器频道107对探测引擎108发出请求609，接着探测引擎108藉由相关器频道107与数据总线114接收累加数据而储存于输入缓冲器601，以产生缓冲数据610.经由快速傅里叶转换模块602的运作，转换缓冲数据610为振幅频谱611；再经由功率运算器603的运算，转换振幅频谱611为功率频谱612；加法器604加总功率频谱612的功率数据和前置累加数据613，并将结果数据614传送至现行累加缓冲器606和临界点检测器607.在临界点检测器607中，结果数据614会与临界点检测器607中储存的预定临界点比较.在共享随机存取存储器109传送新的前置累加数据，以及另一关联器频道107传送新的预备累加数据1141的同时，现行累加缓冲器606的数据被上传至共享随机存取存储器109.在临界点检测器607中，当结果数据614大于预定临界点的值时，相关的数码和频率搜寻单位数也会被传送至共享随机存取存储器109.较佳地，共享随机存取存储器109所储存的非同调累加数据将会由中央处理器110内所执行的软件来加以处理，包含上述的结果数据和预定临界值的比较.

快速傅里叶转换模块602将三十二个(补零至六十四)复数(I及Q)定点的三十二位的预备累加数据1141转换为六十四个复数频谱成分。快速傅里叶转换模块602藉由平行处理得到高处理效率，例如可应用于基数为4的傅里叶转换，意即在单一时钟周期中，快速傅里叶转换模块602可处理四个预备累加数据1141。输入缓冲器601可实施一深度为64的先进先出缓冲器，具有2x32位的复数型式的预备累加数据1141输入，以及四个2x32位的输出，分别连接至四条深度为十六个字组(word)先进先出缓冲器接头，以产生2x128位的输出缓冲数据610。

功率计算器603计算复数的振幅频谱611的平方值，且单一时钟中共四个平方值；功率计算器603包含四个以算数乘法器和算数加法器为基础的复数乘法器；加法器604包含四个算数加法器。在加法器604的加总运算中，前置累加数据613和现行的结果数据614的格式可与在共享随机存取存储器109中的格式不同，也可与在前置累加缓冲器605和现行累加缓冲器606中的格式不同。较佳地，加法器604对四个三十二位的定点字组进行加总的运算，且进行加总运算的结果将以十六位的浮点数字组对的方式储存于共享随机存取存储器109。转换的格式可由前置累加缓冲器605和现行累加缓冲器606来加以实施与控制，且前置累加缓冲器605与现行累加缓冲器606可由本领域的技术人员以不同的方式加以实施。

临界点检测器607包含储存临界点的缓存器、四个用来比较现行结果数据614与该临界点的减法器、以及逻辑电路，其中逻辑电路在累加数据超过临界点时，产生带有频率位置的记录615。在特定频率位置时超过临界点的值的现象可藉由共享数字数据总线115来排除潜藏受损的累加数据，例如交互关联干扰。探测引擎控制器608接受关联器频道107的请求，并依序产生控制讯号616以执行上述操作。

较佳地，共享随机存取存储器109包含8K(K代表2的10次方)个三十二位字组大小的标准单端口式随机存取存储器，且中央处理器110亦可选择许多种不同的三十二位处理器来实施，且这些处理器可为定点数或浮点数的处理器，例如支持RS-232c、USB、或是其它接口的处理器，因此TMS320C31、ADSP21060、ARM7TDMI等处理器都是用来实施中央处理器110可行的选择。

在较佳实施例中，控制器111将关联器频道107初始化，藉由共享随机存取存储器109下载新调整数据至关联器频道107，以及上传现行数据至共享随机存取存储器109，执行下一批取样包1132的相关联处理；当控制器111由随机存取存储器109上传现行数据以后，可使得另一个被暂停处理并对应于另一批区样包的相关联处理程序可再次启动其处理程序；控制器111亦选择性的由相关联频道107传送预备累加数据1141至共享随机存取存储器109。控制器111的运作与讯号存储器105填补取样包同步。由控制器111所输出的读取致能讯号118与控制讯号119标示于图1。应注意到控制器111可由本领域技术人员有不同实施。较佳地，数字微控制器根据储存于内部存储器的程序或设定值执行控制关联器频道107的所有相关操作。

图7为本发明较佳实施例的操作流程图，显示图1中讯号获取过程，控制器111与讯号存储器105和关联器频道107的互动过程。在步骤701中，将码搜寻单位(code search bin)的现行整数n以及码搜寻单位组的现行整数r加以初始化。在步骤702中，预先设定关联器频道107以启动所欲的搜寻单位的讯号搜寻。在步骤703中，唤起(invoke)讯号存储器105与关联器频道107。于步骤704，若执行完讯号存储器105的完整的读取周期，继续执行步骤705；于步骤705，递增码搜寻单位位置的现行整数n的值。在步骤706中，控制器111确认码单位的现行整数n的值是否大于码单位组的数个位置的所欲整数N。在步骤707中，控制器111确认码单位组的现行整数r是否到达码单位组的所欲整数R的值。在步骤708中，重置现行整数n的值，并递增现行整数r的值，接着再由步骤702开启一个新的搜寻周期。在所有的单位都执行完毕后，意即当步骤707中现行整数r的值等于所欲整数R的值时，即完成讯号获取的现行等级。

图8为本发明的一较佳实施例中，各个控制器执行讯号探测的操作流程的示意图，这些控制器包含讯号存储器105的读取/写入控制器303、关联器频道107的频道控制器208、以及探测引擎108的探测引擎控制器608，操作流程亦包含上述的各个控制器与控制器111的互动流程。在读取/写入控制器303的控制下，讯号存储器105无条件的储存了多个新的讯号取样。在步骤709与710中，读取/写入控制器303读取并输出多个取样包，直至预定长度的完整周期执行完毕。在步骤711与712中，暂停讯号存储器105的读取，直至讯号存储器105再次被控制器111所唤起。在步骤713与714中，在控制器111唤起关联器频道107的多个频道控制器208后，且当由讯号存储器105中的需求码单位(此时读取指针指向码单位，亦即读取指针RP等于码单位号码BIN#，RP＝BIN#)对应的位置读取出一取样包时，启动多个频道控制器208，其中需求码单位对应的位置是由读取指针所决定。在步骤715中，关联器频道107取得来自讯号存储器105的取样包，并将该取样包与对应的复制讯号做关联性处理，并储存同调累加的运算结果。再者，于步骤716中，当产生预定量的同调累加运算结果后，发出请求至探测引擎108，以处理已储存的同调累加运算结果。在步骤717中，频道控制器208确认完整周期中取样包是否已处理完毕，其中取样包的数量对应于讯号存储器的容量；若尚未处理完所有的取样包，则回步骤715以继续进行相关性处理，若已处理完所有的取样包时，频道控制器208于步骤713暂停运作，等待下次唤起。在步骤718中，探测引擎108的探测引擎控制器608等待关联器频道107所发出的请求。在步骤719中，探测引擎608下令对发出该请求的关联器频道107所输出的累加运算结果执行快速傅里叶转换。在步骤720中，将转换的数据点的数据(或功率)取其平方值并将所得到的平方值累加起来。在步骤721中，探测引擎控制器608确认该请求是否已为关联器频道107的最后一个请求。在步骤722中，累加功率频谱曲线与预设临界值比较；若累加功率值大于该预设临界值，则在步骤723中，探测引擎控制器608将对应的单位的号码储存于共享随机存取存储器109的搜寻结果缓冲器中。

图9显示本发明探测讯号的方法流程图，包含搜寻多个等级的讯号，将讯号以由强到弱的顺序来加以测试，以及减弱探测出弱讯号的过程中所面临的强讯号产生的交互相关干扰；等级是根据讯号的关联性处理的同调与非同调累加周期长度来加以区别.将同调与非同调累加时间的关系最佳化后，以完善地利用关联器频道107的全球定位系统接收器的处理能力所及的硬件资源、探测引擎108的处理能力、及共享随机存取存储器109的储存量，因此，在进行搜寻讯号的过程中，讯号变量中带有先天不确定性的部分可以更有效率地加以覆盖；其中，关联器频道107以较实时处理更快的速度来运作，探测引擎108平行地测试多个频率单位，而存储器109储存累加数据.

于图9中，在步骤801，获取强讯号并经由第一等级程序将强讯号的参数估算出来，例如可藉由于1至4毫秒的时间区间所选出的一较短同调累加时间来执行该程序，使得相关讯号检测频宽亦较宽，单一频率单位为250Hz至1000Hz，或者探测引擎108中六十四点快速傅里叶转换，约8KHz至32KHz。测试讯号搜寻单位的总计累加时间较佳地可根据讯号存储器105的储存量来选择，在此选择下，共享随机存取存储器109仅储存单一码单位的非同调累加部分。码单位与频率单位的数目(等于快速傅里叶转换时的节点数目)相乘，码单位在探测引擎108的单一运作中所涵盖，最后再与全球定位系统接收器的平行关联器频道107的个数相乘。较佳地，用来获取并追踪强讯号的同调累加时间等于GPS数据位的时间宽度(例如20毫秒)除以一偶数，例如2毫秒；讯号存储器105的容量可储存讯号取样包约40毫秒。在该等级的讯号获取程序中，获取载波噪声比小于约32dBHz的讯号。较佳地，估算的强讯号的参数包含码频率与码相位、载波频率与载波相位、及讯号振幅。

步骤80初始化第二等级的讯号探测程序。在第二等级程序中，获取弱讯号，举例而言，其载波噪声比低于30至32dBHz的讯号。获取弱讯号的同调累加时间选择为较获取强讯号的同调累加时间为长；较佳地，用来获取出弱讯号的同调累加时间可等于全球定位系统数据位的时段长度，约20毫秒；累加时间的长度较佳地与欲获取的讯号的数据调制位同步。在单一频率单位中，与长度为20毫秒的同调累加时间相关的讯号检测频宽可约为50Hz，在探测引擎108执行六十四节点的快速傅里叶转换时，亦可为1.6KHz。探测引擎108所计算的多个频率单位的同调累加运算结果可再经由共享随机存取存储器109对全部的搜寻型样进行非同调累加处理，非同调累加处理所需的规模为所有搜寻单位的数目，也就是：(i)关联器频道的时钟率与取样率比的乘积；(ii)在单一时钟中处理的取样包的取样数目；(iii)频率单位的数目，等于快速傅里叶转换的处理节点数目，探测引擎108于单一运作中所涵盖；以及(iv)GPS接收器的平行关联器频道107的数目。在先天讯号参数的不确定性之下，存储器109的可用储存量可能无法负担整个搜寻型样的平行储存累加数据，将整个搜寻型样细分为数个较小的部分以轮流进行。

在较佳实施例中，在执行第三等级的讯号探测程序时，依照带有先天不确定性的讯号参数的预测范围以及数据位的协助可获得性，可选择以下所述的两种策略其中之一：第一种将非同调累加的时段延长，以测试更多的弱讯号；第二种为使用非常长的关联性的同调累加，约数百至数千毫秒。与该非常长的同调累加时段相关的讯号检测频宽，例如同调累加时段长度为640毫秒时，对于单一频率单位而言约1.5Hz，而在探测引擎108执行六十四个节点的快速傅里叶转换时，则约50Hz。探测等级由同调累加周期与非同调累加周期来决定。

图10为本发明的一实施例中，在处理讯号之前，藉由补偿数字降频器中的强讯号的交互关联性减缓程序的示意图.在步骤803中，是于数字降频器104内，执行接收弱讯号时补偿强讯号的交互关联性效应的程序.为了补偿，强讯号补偿器126根据估算出的强讯号参数来重制强讯号的波形.较佳地，调整该重制波形，使得输出讯号127的振幅在奇数短同调累加周期中为零，且在偶数短同调累加周期中为对应的已重制强讯号波形的两倍.一般来说，此调整程序可差异性地应用于弱讯号的同调积分周期的所有子时段，甚至于部分子时段可不使用.在奇数与偶数周期来使用不同调整的特性并不重要.输出讯号127的补偿波形由原始讯号407中减去，其可藉由数字降频器104的加法器408中完成，产生补偿讯号409，其获取人工周期式双相相移键控调制(binary phase shift keying modulation，BPSK modulation)；双相相移键控调制会在长时间中，破坏讯号中的同调累加讯号，其中该长时间的长度为短同调累加周期的偶数倍数，例20毫秒。

在步骤804中，强讯号参数的估算是根据短同调累加波形902来更新，其中短同调累加波形902与上述双相相移键控调制的半周期同步。原始的强讯号407于奇数的短同调期间予以积分；该过程须负担讯号能量中约3分贝(dB)的固定损耗，对于强讯号来说为可容许的。再者，在奇数和偶数周期的短同调累加波形902中，比较强讯号振幅的估计值可使得输出讯号127的讯号波形的微调为可行，也因此，可在长时间的奇数和偶数同调累加周期中维持住相同的强讯号振幅值。此外，在较佳实施例中，强讯号的功率亦于长同调累加波形903中被估算出来，其中长同调累加波形903的长度与弱讯号获取程序中现行等级所设定的同调累加时段长度相同。

在步骤805中，执行频率单位的预先计算与排除，其中该频率单位是被强讯号的交互关联所影响。较佳地，根据所量测的讯号强度，产生出一组已受到隐藏式干扰的强讯号，对于每一讯号而言，隐藏有受到干扰的频率所形成的集合可以{f₁-f₂+kf_code}来表示，其中f₁是欲获取的讯号的多普勒位移(Doppler shift)，f₂为受到干扰的强讯号的多普勒位移，f_code为粗测距/探测码(C/A code)的重复率，其值可为1KHz，k值可为0，±1，±2，...，±k_max；极大索引值k_max可表示为k_max＝[(f₁-f₂+Nf_s)/f_code]，其中f_s为预备累加器206产生累加数据的速率，N为对应于同调累加滤波频率响应的形状与欲产生的抑制干扰效应的因子，中括号代表要取整数部分。较佳地，滤波器以预备累加器206来实施。抑制干扰效应较佳地假设为滤波频率响应的三个波瓣(lobe)以外来提供，因此N值为3。对于{f₁-f₂+kf_code}的集合中每一个频率f，计算出预备累加器206的衰减因子A₁，并根据数字累加的运算来改变衰减因子A₁的值；接着并计算出受干扰频率f_a与一组衰减因子A₂的值，其中受干扰频率f_a的值可表示为f_a＝f-f_s[f/f_s]，且每一衰减因子A₂各自对应于快速傅里叶转换模块602所处理的每一频率位置。当干扰功率减去预期的讯号功率所产生的差异值仍维持在一需求临界值以上时，则排除对应的频率搜寻单位，其中该差异值被衰减因子A₁与A₂所减损。

根据本发明的一实施例，可藉由混合使用两种技巧来达到由强讯号中去除交互关联效应以顺利获取弱讯号的目的：第一种为在执行任何讯号处理之前，藉由人为的双相相移键控调制，于输入端补偿强讯号，由于强讯号参数的错误估算将导致强讯号的补偿不稳定，因而产生缺陷。第二种为排除隐藏于讯号中的交互关联效应，估算的码相位、载波频率、及讯号强度用来预测弱讯号搜寻的频率单位，并用来排除这些频率单位中的累加干扰效应，其中该弱讯号是受到早先获取出的强讯号的隐藏式交互关联干扰；预测弱讯号受到隐藏式干扰的频率单位的计算可较佳地经由软件来执行；探测引擎中的硬件层级支持排除频率单位的程序。第二种技巧不依赖载波相位的估计，其为GPS讯号中最不稳定的参数。藉由部分补偿的强讯号，在获取讯号的过程中，由于排除累加数据所引起的漏失弱讯号的机率将会减少；而在整个码周期当中所处理的计算，亦经由平均交互关联效应来加以简化，对于以数秒或甚至数十秒为单位的长非同调累加周期来说更为明显。在步骤806中，在关联器频道107与探测引擎108中处理弱讯号。步骤807确认目前的获取等级是否已结束；步骤808确认是否已执行完所有的探测等级。

根据本发明，对于强讯号干扰弱讯号所作的补偿，并不会使得追踪强讯号的程序复杂化，致使补偿更为准确和可靠。弱讯号的搜寻型样中受到强讯号所残留的未补偿部分所干扰的频率单位，可藉由上述的第二种技巧将其完整的排除。应用本发明所提供的加速关联性处理实施例，除了可应用于GPS讯号外，亦可应用于其它使用展频讯号的系统。详尽阅读本发明所揭露的实施例后，对于GPS领域的技术人员而言可做出诸多替换与变化，而不脱离本发明的范畴。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明的权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims

1.一种在接收一展频讯号时用来获取弱讯号的方法，包含：

在一较短的同调累加周期中，累加该接收讯号中一强讯号；

估计该强讯号的多个参数；

在一较长的同调累加周期中，累加该接收讯号中多个弱讯号；

补偿该多个弱讯号中的一强讯号交互关联效应，以产生一补偿讯号；以及

对该补偿讯号执行一弱讯号获取程序，

其中该补偿步骤包含：

根据该强讯号的该些参数，重制该强讯号的一波形；以及

在较短的奇数同调累加周期内，将该已重制的波形调整至一第一预定振幅，并在较短的偶数同调累加周期内，将该已重制的波形调整至一第二预定振幅，以产生该补偿波形。

2.如权利要求1所述的方法，其中该第一预定振幅的强度实质为零。

3.如权利要求1所述的方法，其中该第二预定振幅的强度等于该已重制的波形的振幅的两倍。

4.如权利要求1所示的方法，其中该补偿讯号是由该已接收的讯号减去该补偿波形而产生。

5.如权利要求1所述的方法，其中一探测等级是由一同调累加周期与一非同调累加周期来决定。

6.如权利要求1所述的方法，还包含：

更新该强讯号的该些参数；以及

重复执行该补偿步骤，直至一现行探测等级结束。

7.如权利要求6所述的方法，还包含：

重复执行在一较长的同调累加周期中，累加该接收讯号的多个弱讯号、补偿该多个弱讯号中的强讯号交互关联反应以产生该补偿讯号、对该补偿讯号实施一弱讯号探测程序、以及更新该强讯号的多个参数等步骤，直至一最终探测等级结束。

8.如权利要求1所述的方法，还包含：

决定多个弱讯号的多个搜寻单位位置，其中该些弱讯号是被强讯号交互相关效应所引起的隐藏干涉所损害；以及

涵盖多个受到损害的弱讯号的搜寻单位位置。

9.如权利要求6所述的方法，其中更新该强讯号的多个参数是基于该补偿讯号。

10.如权利要求1所述的方法，其中该较长的同调累加周期为该较短的同调累加周期的偶数倍数周期。

11.如权利要求1所述的方法，其中该较短的同调累加周期的长度为1毫秒至4毫秒。

12.如权利要求1所述的方法，其中该较长的同调累加周期的长度为20毫秒左右。

13.如权利要求1所述的方法，其中该强讯号的该些参数包含一码频率、一码相位、一载波频率、一载波相位、及一讯号振幅。

14.如权利要求1所述的方法，其中补偿该些弱讯号中的强讯号交互关联效应是由一数字降频器来实现。

15.如权利要求1所述的方法，其中该强讯号的一载波噪声比高于32dBHz。

16.如权利要求1所述的方法，其中该些弱讯号的载波噪声比低于32dBHz。

17.如权利要求1所述的方法，其中该展频讯号是由一全球定位系统接收器所接收。

18.一种全球定位系统接收器，包含：

一全球定位系统射频前级，用来产生一接收讯号的数字波形；

一数字降频器，耦接于该全球定位系统射频前级，用来由该数字波形减去一补偿波形，以产生一补偿讯号；

一讯号存储器，耦接于该数字降频器，用来储存该补偿讯号；以及

一强讯号补偿器，耦接于该数字降频器与该讯号存储器，用来重制干涉讯号的波形与产生该补偿波形。

19.如权利要求18所述的全球定位系统接收器，其中该数字降频器包含：

一载波数值控制振荡器，用来产生一本地中频载波波形；

一复数乘法器，耦接于该载波数值控制振荡器，用来混合该数字波形与该本地中频载波波形，以产生一已混合波形；

一数字低通滤波器，耦接于该复数乘法器，用来对该已混合波形进行低通滤波；

一加法器，耦接于该数字低通滤波器，用来合并该已进行滤波的已混合波形与该补偿波形，以产生该补偿讯号；以及

一量化器，耦接于该加法器与该讯号存储器，用来将该补偿讯号数字化。

20.如权利要求18所述的全球定位系统接收器，其中在奇数周期时，调整该补偿波形的振幅为零，且在偶数周期时，调整该补偿波形的振幅为该重制波形的一振幅的两倍。

21.如权利要求18所述的全球定位系统接收器，还包含多个强讯号补偿器。

22.如权利要求21所述的全球定位系统接收器，还包含：

一同步器，耦接于该讯号存储器，用来产生讯号测量时段与中断；

多个关联器频道，耦接于该讯号存储器与该同步器，用来计算该数字波形的基频数字取样与该补偿波形的复制讯号取样之间的关联系数，并用来产生对应的多个讯号参数；

一探测引擎，耦接于该多个关联器频道，用来计算多个关联系数的快速傅里叶转换，将快速傅里叶转换的运算结果以非同调的方式累加，并将累加后的结果与一临界值比较；

一控制器，耦接于该讯号存储器与该多个关联器频道，用来调整该多个关联器频道，以根据该多个关联器频道的设定值，产生该补偿波形；

一共享随机存取存储器，耦接于该多个关联器频道、该探测引擎、以及该控制器，用来储存该多个关联器频道的关联系数，当累加结果大于该临界值时，用来实时储存一关联器频道的状态，以及储存该控制器应用于该多个关联器频道的关联器频道设定；以及

一处理器，包含有一存储器与一使用者接口，耦接于该同步器、该控制器及该共享随机存取存储器，用来计算该关联器频道的设定值，产生该接收讯号的参数，以及产生一接收器的位置、速率、与时间。

23.如权利要求18所述的全球定位系统接收器，其中该强讯号补偿器包含：

一码数值控制震荡器，用来将该干涉讯号的重制波形的粗测距/探测码的一相位传送出去；

一载波数值控制振荡器，用来重制该干涉讯号的一载波波形；

一码产生器，耦接于该码数值控制振荡器，用来产生该干涉讯号的重制波形的粗测距/探测码；

一复数混频器，耦接于该载波数值控制振荡器与该码产生器，用来合成该干涉讯号的重制波形的载波波形与粗测距/探测码的波形；

一低通滤波器，耦接于该复数混频器，用来低通滤除该干涉讯号的重制波形；以及

一乘法器，耦接于该低通滤波器，用来调整该干涉讯号的重制波形的振幅以输出该补偿波形。

24.一种全球定位系统接收器，包含：

一全球定位系统射频前级，用来产生位于一中频的一已接收全球定位系统讯号的多个数字取样；

一数字降频器，耦接于该射频前级，用来将讯号的频率转至基频，并低通滤过该多个数字取样；

一讯号存储器，耦接至该数字降频器，用来储存多个基频数字取样的封包，且该基频数字取样是由该数字降频器所输出；

一同步器，耦接至该讯号存储器，用来产生讯号测量时段与中断；

一组强讯号补偿器，耦接至该数字降频器与该讯号存储器，用来重制干涉讯号的波形与产生讯号复制取样；

多个关联器频道，耦接至该讯号存储器与该同步器，用来计算基频数字取样的封包与已产生的讯号复制取样的封包之间的关联系数，以及用来收集统计数据，以产生对应的讯号参数；

一探测引擎，耦接至该多个关联器频道，用来计算多个相关系数的快速傅里叶转换，非同调累加该快速傅里叶转换的结果数据，以及将该结果数据与一临界值比较；

一控制器，耦接至该讯号存储器与该多个关联器频道，用来调整该多个关联器频道，以根据该多个关联器频道的设定值来产生该讯号复制取样的多个封包；

一共享随机存取存储器，耦接至该多个关联器频道、该探测引擎以及该控制器，用来储存该多个关联器频道的关联系数，当该结果数据大于该临界值时，实时储存一关联器频道状态，以及储存关联器频道的设定值，其中该控制器使用该关联器频道的设定值来控制该多个关联器频道；以及

一处理器，包含一存储器与一使用者接口，耦接于该同步器、该控制器以及该共享随机存取存储器，用来计算出该关联器频道的设定值，处理该统计数据以产生接收讯号的参数，以及产生一接收器位置、速率、或时间。

25.如权利要求24所述的全球定位系统接收器，其中一强讯号补偿器包含：

一码数值控制振荡器，用来将干涉讯号的重制波形的粗测距/探测码的一相位传送出去；

一码产生器，耦接至该码数值控制振荡器，用来产生该干涉讯号的重制波形的粗测距/探测码；

一复数混频器，耦接至该载波数值控制振荡器以及该码产生器，用来合成该干涉讯号的重制波形的载波波形与粗测距/探测码波形；

一低通滤波器，耦接至该复数混频器，用来低通滤过该干涉讯号的重制波形；以及

一乘法器，耦接至该低通滤波器，用来调整该干涉讯号的重制波形的振幅。

26.如权利要求25所述的全球定位系统接收器，其中该数字降频器包含：

一载波数值控制振荡器，用来产生本地中频载波取样；

一复数乘法器，耦接至该载波数值控制振荡器，用来混合该载波数值控制振荡器的数字取样与该本地中频载波取样，以输出一已混合讯号；

一数字低通滤波器，耦接至该复数乘法器，用来低通滤过该已混合讯号；

一加法器，耦接至该数字低通滤波器，用来合成该已滤过的已混合讯号与该强讯号补偿器的输出讯号；以及

一量化器，耦接至该加法器，用来以一预定数量的位将该加法器的输出讯号数字化。

27.一种在接收一展频讯号时使用的弱讯号探测方法，包含：

(a)藉由一第一探测等级，取得一强讯号；

(b)估计该强讯号的多个参数；

(c)设定一下一探测等级；

(d)补偿该强讯号；

(e)更新该强讯号的多个参数；

(f)实施一弱讯号探测程序；

(g)重复步骤(d)至步骤(f)，直至一现行探测等级结束；以及

(h)重复步骤(c)至步骤(g)，直至一最终探测等级结束；

其中用于不同讯号的探测程序与参数估计程序是于所有的同调积分时段内实施，且强讯号的同调积分时段与多个弱讯号的同调积分时段不同，

并且其中还包含：

(i)计算多个弱讯号的多个搜寻单位，其中该多个弱讯号是已被强交互关联讯号的隐藏性干涉所损坏；以及

(j)涵盖多个弱讯号的多个已损坏的搜寻单位。

28.如权利要求27所述的方法，其中每一探测等级是由一同调累加周期与一非同调累加周期所产生。

29.如权利要求27所述的方法，其中步骤(d)在多个弱讯号的同调积分时段的不同子时段中的应用方式不同。

30.如权利要求27所述的方法，其中在偶数倍数的同调积分子时段中，步骤(d)包含将强讯号的振幅提升为两倍。

31.如权利要求30所述的方法，其中该多个弱讯号的同调积分时段是与该强讯号的同调积分时段同相位，且在该多个弱讯号的单一同调积分时段中，强讯号的同调积分子时段的个数为一偶数整数。

32.如权利要求27所述的方法，其中该同调累加时段的长度远小于单一数据的位长度。