MXPA05000474A - Metodo y aparato de mitigacion de correlacion cruzada para utilizarse en un receptor del sistema de posicionamiento global. - Google Patents

Abstract

Se describe un metodo y aparato para mitigar los efectos de las senales de correlacion cruzada en senales satelitales recibidas en un receptor del Sistema de Posicionamiento Global (GPS). Se utiliza una arquitectura de modo de busqueda GPS, para detectar senales SV e identificar correlaciones cruzadas potenciales. Los modos de busqueda GPS tienen diferentes longitudes de integracion coherente y diferentes grados de sensibilidad. Despues de la deteccion se registran las medidas en una base de datos para el procesamiento adicional. Se describen diversas pruebas de correlacion cruzada. Por ejemplo, se describe una prueba de correlacion cruzada "Mainlobe", que identifica las correlaciones cruzadas mas significativas que ocurren cuando la diferencia Doppler entre la senal SV de interferencia y la senal SV objetivo es de no cero y un multiplo de 1 kHz. Los valores de umbral o mascaras Doppler y C/No adecuados, son seleccionados y utilizados para identificar correlaciones cruzadas mainlobe. Se utiliza una mascara Doppler amplia, para tomar en cuenta los efectos en las correlaciones cruzadas originadas por la modulacion del bit de datos BPSK. Se describe una prueba de correlacion cruzada "C/No variable", que toma en cuenta los efectos en las correlaciones cruzadas cuando es grande la diferencia Doppler entre un una senal SV de interferencia y una senal SV objetivo. Se utiliza una prueba de correlacion cruzada "fuerte", para detectar las correlaciones cruzadas combinadas generadas cuando dos o mas senales caen muy cercanas una de la otra, tanto en fase de codigo como en frecuencia Doppler. Se utiliza una prueba "Doppler amplia", cuando las SVs multiples transmiten en forma concurrente senales que estan relativamente cerca en frecuencia Doppler, pero no lo suficientemente cerca como para producir un pico de correlacion cruzada de energia muy fuerte. Se describe una correlacion cruzada vaciada previamente, que realiza en forma temprana la elaboracion de pruebas de correlacion cruzada en el proceso de busqueda de senal Sv.

Description

METODO Y APARATO DE MITIGACION DE CORRELACION CRUZADA PARA UTILIZARSE EN UN RECEPTOR DEL SISTEMA DE POSICIONAMIENTO GLOBAL Campo del Invento La presente invención se refiere de manera general al campo de los receptores del sistema de posicionamiento global (GPS) , y más particularmente, a un método y aparato para mitigar la interferencia de señal satelital en un receptor GPS.

Antecedentes del Invento Como es bien conocido en el campo del diseño del sistema de posicionamiento global (GPS) , los receptores GPS determinan su posición computarizando los tiempos de llegada relativos (TOA) de las señales que se transmiten en forma simultánea desde una pluralidad de satélites GPS (también referidos en la presente invención como Vehículos Espaciales ("SVs") que orbitan la tierra. Tal como se describe en una Patente Norteamericana relacionada, la Patente Norteamericana No. 6,236,354 presentada el 22 de mayo del 2001 por Krasner (en lo sucesivo referida como la Patente 354), y la cual está incorporada en su totalidad a la presente invención como referencia, los satélites GPS transmiten datos de posicionamiento satelital y datos de temporización del reloj (estos datos son referidos en la técnica GPS como datos de "efemeris") . Tal como se describe en la patente ?354 incorporada, los receptores GPS determinan pseudorangos para varios de los vehículos espaciales (SVs), y computarizan la posición del receptor utilizando los pseudorangos y los datos de temporización/efemeris del satélite calculados. Los pseudorangos son valores de retraso de tiempo medidos entre la señal recibida desde cada SV y una señal del reloj local. Los datos de efemeris y temporización satelital se extraen de la señal GPS una vez que se adquieren y rastrean. La adquisición de señales GPS puede tomar hasta varios minutos, y debe lograrse utilizando una señal recibida lo suficientemente fuerte, con el objeto de lograr bajos rangos de error. Los SVs GPS transmiten dos frecuencias transportadoras denominadas Ll, la frecuencia primaria, y L2 la frecuencia secundaria. Las frecuencias transportadoras transmitidas por cada SV se modulan mediante códigos de espectro de dispersión con un código de ruido pseudoaleatorio (PRN) (también requerido como una secuencia PN) que es único para cada SV y a través del mensaje de datos de navegación. Todos los SVs transmiten utilizando las mismas dos frecuencias transportadoras, sin embargo, sus señales normalmente no interfieren en forma significativa con cada una de las otras, debido a la modulación de código PRN única. Debido a que a cada SV GPS se le asigna un código PRN único, y debido a que todas las secuencias del código PRTSI están casi no correlacionadas una con respecto a la otra, las señales SV pueden ser separadas y descodificadas utilizando la técnica de transmisión de datos de acceso múltiple de división de código (CDMA) conocida. Los códigos PRN disponibles para aplicaciones GPS civiles, son referidas como códigos C/A (burdo/adquisición) , y tienen un rango de fase-inverso binario, o rango de "generación de c ips" de 1.023 MHz y un periodo de repetición de 1023 "chips" para un periodo de código de 1 milísegundo. Los términos "chip" y "generación de chips" se utilizan, en lugar del término "bib", para indicar que no está contenida información de datos en los códigos PRN . La secuencia de código pertenece a una familia conocida como códigos "Dorados" y cada satélite GPS transmite una señal que tiene un código Dorado único. En términos simples, para una señal recibida de un satélite GPS determinado, un receptor multiplica la señal recibida por una réplica almacenada del código Dorado adecuado contenido dentro de su memoria local, y posteriormente integra el producto con el objeto de obtener una indicación de la presencia de la señal. Este proceso es denominado una operación de "correlación" mediante el ajuste en secuencias de la temporizacion relativa de esta réplica almacenada relativa a la señal recibida, y al observar la salida de la correlación, el receptor puede determinar el retraso en tiempo entre la señal recibida y un reloj local. La determinación inicial de la presencia de dichas salidas se denomina "adquisición" de la señal. Una vez que surge la adquisición de señal, el proceso ingresa a una fase de "rastreo" en la cual se ajusta la teraporización de la referencia local en pequeñas cantidades, con el objeto de mantener una salida de correlación. Con el objeto de adquirir y rastrear un SV que está en una vista común con otros diversos SVs , un receptor GPS normalmente replica el código PRN del SV deseada junto con la réplica de la señal transportadora, incluyendo efectos Doppler originados por los desplazamientos Doppler en la frecuencia transportadora. Los procesos de adquisición y rastreo de la señal GPS, es por consiguiente un proceso de réplica de señal "bi-dimensional" (código y transportadora) , en donde se replican tanto el código PRN SV como la frecuencia transportadora. Por ejemplo, cuando se adquiere y rastrea la señal SV en la dimensión de "código-fase", el receptor GPS primero replica el código PRN transmitido por la SV que será adquirida, y posteriormente el receptor GPS desplaza la fase del código replicado hasta que se correlaciona con el código PRN SV. La correlación máxima ocurre cuando la fase del código de réplica del receptor GPS coincide con la fase del código PRN SV de entrada. Ocurre una correlación mínima cuando la fase del código de réplica se compensa por más de un chip en cualquier lado del código PRN SV de entrada. Los receptores GPS también detectan las señales transmitidas por SV en una dimensión de "transportador-fase". Los receptores GPS logran la adquisición y rastreo de dimensión de transportador-fase replicando la frecuencia transportadora SV incluyendo los desplazamientos Doppler para frecuencia transportadora. Como es bien conocido, los efectos inducidos por Doppler se deben a las dinámicas relativas de la linea de visión entre el receptor y el SV. Si el receptor no ajusta (o sintoniza) en forma simult nea su señal transportadora de réplica durante el proceso de adquisición y rastreo de dimensión de código-fase (o rango-fase) , de modo que la señal transportadora de réplica coincida con la frecuencia del transportador SV deseado, el proceso de correlación de señal en la dimensión de código-fase es atenuado en forma severa por las características de atenuación progresiva de la respuesta de frecuencia del receptor GPS. Esto tiene la consecuencia de que el receptor nunca adquiere el S . Además, si la señal SV se adquiere inicialmente en forma exitosa debido a que el código y la frecuencia transportadora de SV se replican en forma exitosa durante un proceso de búsqueda inicial, pero el receptor pierde en forma subsecuente el rastreo de la frecuencia transportadora SV, entonces el receptor también pierde el rastreo del código. Por consiguiente, en la dimensión de frecuencia Doppler transportadora (por ejemplo, en la dimensión de transportador-fase) , el receptor GPS logra la correspondencia del transportador (también referida como "eliminación de barrido") , buscando primero la frecuencia Doppler transportadora del SV deseado, y posteriormente rastreando el estado Doppler del transportador SV . El receptor GPS normalmente lleva a cabo este proceso ajusfando una frecuencia transportadora nominal de su generador de frecuencia transportadora de réplica para compensar los efectos inducidos por Doppler en la señal transportadora SV originados por las dinámicas relativas de linea de visión entre el receptor y el SV.

Los Sistemas de Posicionamiento Global utilizan una multiplicidad de satélites para transmitir en forma concurrente señales a un receptor GPS para permitir la ubicación de posición del receptor mediante la medida de diferencias en tiempos de llegada entre las múltiples señales transmitidas. En general, las señales transmitidas de diferentes satélites no interfieren en forma significativa entre si, debido a que utilizan diferentes códigos PRN, únicos para cada satélite, en donde los códigos PRN son casi ortogonales para otro. Esta condición de baja interferencia depende de los niveles de potencia (amplitudes) de las señales recibidas que son similares entre si. Sin embargo, bajo ciertas condiciones de operación, una o más señales satelitales pueden ser altamente atenuadas con relación a otras señales satelitales. Por ejemplo dicha condición de operación puede surgir, del bloqueo de ciertas señales satelitales, tal como puede ocurrir en ambientes de cañones urbanos. Bajo estas condiciones, la presencia de señales GPS fuertes producen una interferencia que puede reducir la capacidad para detectar y rastrear señales GPS más débiles, tal como se describe en un excelente texto con respecto a sistemas GPS, titulado Understanding GPS Principies and Applications , editado por Elliot D. aplan, publicado por Artech House, Inc. en 1996, y el cual está incorporado a la presente invención como referencia por sus enseñanzas con respecto a sistemas y receptores GPS (en lo sucesivo referido como texto "Kaplan"), debido a que la longitud C/A-código GPS es un compromiso en 1,023 chips, las propiedades de correlación cruzada (es decir, la correlación cruzada entre los códigos PRN único) puede ser deficiente y bajo ciertas condiciones de operación. La tabla 1 que se encuentra más adelante, muestra la potencia de correlación cruzada C/A-código de diferencias Doppler de cero entre cualesquiera de los dos códigos. La tabla 1 está adoptada de la tabla 4.7 del texto de Kaplan incorporado (que aparece en la página 115), sin embargo, ha sido revisada para reflejar los resultados de las simulaciones llevadas a cabo por los inventores . Tal como es conocido en la técnica de diseño de receptores GPS, se generan escaladores de correlación cruzada cuando un SV de interferencia transmite a ciertas frecuencias relativas con la frecuencia de búsqueda del SV objetivo. Tal como se muestra en la tabla 1 que se encuentra más adelante, cuando la diferencia Doppler es cero Hz, la potencia de correlación cruzada adopta uno de tres valores específicos, relativo a la potencia del SV más fuerte (asumiendo que los límites de chip están sincronizados para los dos SVs) . Las funciones de correlación cruzada C/A-código tiene niveles de pico que pueden ser tan deficientes como de -24 dB con respecto a su autocorrelación máxima para una diferencia Doppler de cero entre cualesquiera de los dos códigos .

Tabla 1= Potencia de Correlación Cruzada Máxima C/A Código (Diferencias Doppler de Cero) Debido a que los códigos C/A tienen un período igual a 1 ras, las correlaciones cruzadas más significativas ocurren cuando la diferencia Doppler entre el SV de interferencia y el SV objetivo es un múltiplo de kHz. También existen correlaciones cruzadas más débiles en otras frecuencias . La tabla 2 (reproducida de la tabla 4.8, que se encuentra en la página 116 del texto aplan incorporado) que se encuentra más adelante, muestra la distribución de correlación cruzada de las diferencias Doppler de 1, 2, 3, 4 y 5 kHz. Tal como se muestra en la tabla 2, cuando la diferencia Doppler es de no cero y un múltiplo de 1 kHz, la potencia de correlación cruzada en el peor caso es de -21.1 dB (con relación al SV de interferencia) .

Tabla 2-Potencia de Correlación Cruzada Máxima C/A-Código de Dos SV s con Diferencias Doppler de No Cero (Incremento de Diferencias Doppler 1kHz) Esta correlación cruzada puede originar falsas adquisiciones bajo ciertas condiciones de diferencias Doppler y ganancia de antena. Por ejemplo, tal como se describe en el texto Kaplan incorporado, un SV no deseado puede tener una señal C/A-código que es de aproximadamente 7 dB más fuerte que la señal C/A-código SV deseada. Si el SV deseado es bajo en el horizonte, se encuentra una pérdida de trayectoria múltiple incrementada, asi como una ganancia de antena del receptor GPS reducida, lo cual da como resultado una pérdida neta típica de 4 dB . Si el SV no deseado es mayor en elevación, la pérdida atmosférica se reduce y existe una ganancia de antena del receptor GPS incrementada. Esto da como resultado una ganancia neta típica de 3 dB . La diferencia en elevaciones SV reduce la separación de la señal por 7 dB adicionales. Las variaciones de ganancia de formación SV de la antena, como una función de las diferencias en ángulos de elevación del usuario para las dos SVs, también contribuye a obtener hasta 2 dB de ganancia adicionales para la señal SV más fuerte no deseada. Bajo condiciones de señal entre los dos SVs, cuando existe únicamente 21 dB de discriminación de C/A-código durante el proceso de correlación cruzada, la diferencia entre la señal SV deseada y la señal no deseada es únicamente de 5 dB (21dB-16dB) . Como consecuencia de estas correlaciones cruzadas, el receptor GPS puede adquirir falsamente la señal SV más fuerte. Por consiguiente, se desea un método para discriminar y mitigar estos efectos de correlación cruzada en un receptor GPS. El diseño del receptor GPS debe implementar procedimientos de búsqueda C/A-códigos sofisticados que eviten "el lóbulo lateral" y las adquisiciones SV no deseadas. Sin embargo, el método y el aparato de mitigación de correlación cruzada, deben implementarse en forma no costosa y fácil en un receptor GPS. La presente invención proporciona un método y aparato para mitigar la interferencia cruzada entre las señales satelitales recibidas en un receptor GPS .

Sumario del Invento Se describe un método y aparato para mitigar los efectos de las señales de correlación cruzada en señales satelitales recibidas en un receptor del Sistema de Posicionamiento Global (GPS) . Un receptor GPS recibe una pluralidad de señales satelitales de la pluralidad de vehículos satelitales (SVs) respectivos y asociados. Se utiliza una arquitectura de modo de búsqueda GPS inventiva, para detectar señales SV e identificar las correlaciones cruzadas potenciales. En una modalidad, la arquitectura de modo de búsqueda GPS incluye diferentes niveles de modo de búsqueda, teniendo cada uno diferentes longitudes de integración coherente y diferentes grados de sensibilidad. Primero se llevan a cabo búsquedas con el modo relativamente rápido (que tiene longitudes de integración coherente cortas) para detectar señales SV fuertes, seguido de modos de búsqueda más profunda (que tienen longitudes de integración coherente más larga) , si se requiere detectar señales SV más débiles. Después de la detección, se registran las medidas en una base de datos para el procesamiento adicional. Posteriormente se llevan a cabo diversas pruebas de correlación cruzada para mitigar los efectos per udiciales de correlaciones cruzadas en señales SV recibidas . Se describe una prueba de correlación cruzada de "Lóbulo Principal", que identifica la mayor parte de las correlaciones cruzadas que ocurren cuando la diferencia Doppler entre la señal SV de interferencia y la señal SV objetivo es de no cero y un múltiplo de 1 kHz . Se comparan las medidas C/No de todos los SVs en un modo por pares, para identificar las correlaciones cruzadas. Los valores de umbral, o máscaras C/No y Doppler adecuadas, se seleccionan y utilizan para identificar las correlaciones cruzadas de lóbulo principal. Los lóbulos laterales y correlaciones cruzadas de muestra y sujeción de frecuencia también se identifican utilizando pares de máscara C/No y Doppler adecuados. Se utiliza una máscara Doppler más amplia para contar los efectos en correlaciones cruzadas introducidas por la modulación de bits de datos BPSK. En sistemas GPS típicos, los bits de datos se modulan con un período de 20 ms . Esto tiene el efecto de reducir la potencia de correlación cruzada después de la integración coherente. Para contar los efectos de la modulación de bit de datos en las señales de correlación cruzada, se utilizan máscaras C/No y Doppler diferentes en la impleraentacíón de las pruebas de correlación cruzada . Se describe una prueba de correlación cruzada "C/No variable", para contar los efectos en correlaciones cruzadas cuando es alta la diferencia Doppler entre un SV de interferencia y un SV objetivo. Debido a que el Doppler del código GPS dispersa la energía de correlación cruzada a través de múltiples fases de código cuando es alta la diferencia Doppler, se pueden utilizar valores de umbral C/No más estrictos cuando es alta la diferencia Doppler entre la señal SV objetivo y la medida más débil. Se utiliza una prueba de correlación cruzada "fuerte", para detectar las correlaciones cruzadas combinadas generadas cuando dos o más señales caen muy cercanas una de la otra tanto en fase de código como en frecuencia Doppler. La prueba de correlación fuerte requiere que al menos dos señales SV caigan dentro de las máscaras Doppler y C/No, antes de que se identifique el pico detectado como una correlación cruzada. Se reducen los valores de umbral para contar la señal de correlación cruzada fuerte combinada. Una prueba "Doppler amplia" inventiva, se dirige a un escenario similar al que se dirige la prueba de correlación cruzada fuerte, sin embargo se utiliza la prueba Doppler amplia cuando los múltiples SVs transmiten en forma concurrente señales que son relativamente cercanas en frecuencia Doppler, pero no lo suficientemente cercanas como para producir un pico de correlación cruzada de energía muy fuerte. De acuerdo con la prueba "Doppler amplia" de la presente invención, si al menos dos señales SV caen dentro de una máscara Doppler C/No, se identifica el pico de energía como una correlación cruzada. Sin embargo, el ancho de la máscara Doppler es mayor a la máscara Doppler utilizada por las otras pruebas de correlación cruzada. Además, el valor del pico Doppler debe estar entre los valores Doppler de las dos señales de correlación cruzada. Se describe una prueba de correlación cruzada de vaciamiento previo que lleva a cabo la elaboración de pruebas de correlación cruzada en forma temprana en el proceso de búsqueda de señal SV. El método de elaboración de pruebas de correlación cruzada de vaciamiento previo evita la eliminación errónea, o al menos no deseada de picos de energía reales antes de llevar a cabo la elaboración de pruebas de correlación cruzada. De acuerdo con la modalidad de correlación cruzada de vaciamiento previo de la presente invención, se identifican correlaciones cruzadas durante el proceso de selección de proceso de energía. Se establecen detalles de modalidades y algunas alternativas en las figuras y la descripción detallada que se encuentran a continuación. Debido a que todas las modalidades de la presente invención no pueden describirse de manera razonable en esta descripción, las modalidades descritas deben entenderse como ilustrativas, en lugar de limitativas de la presente invención.

Breve Descripción de las Figuras La figura 1, muestra un sistema GPS de la técnica anterior; La figura 2, es un diagrama de bloque simplificado de un receptor GPS de canal múltiple adaptado para utilizarse con la presente invención.

La figura 3, es un diagrama de forma de onda que ilustra la amplitud relativa de una señal de salida de un correlacionador en relación con el retraso entre la señal de referencia y la señal recibida en la ausencia de ruido; La figura 4, muestra un diagrama de forma de onda que ilustra la compensación de forma versus frecuencia de una señal satelital recibida en una frecuencia en particular; La figura 5, es una forma de onda detallado de la parte central de la forma de onda de la figura 4; La figura 6a es un diagrama de forma de onda de una señal GPS recibida sin compensación de frecuencia; La figura 6b, es un diagrama de forma de onda de una señal GPS recibida en una primera compensación de frecuencia; La figura 7a, es un diagrama de forma de onda de la figura 6a después de una operación de sustracción y normalización promedio; La figura 7b es un diagrama de forma de onda de la figura 6b después de una operación de sustracción y normalización promedio; La figura 8a, es una máquina de estados de alto nivel simplificada de una primera modalidad de la arquitectura de modo de búsqueda GPS adaptada para utilizarse con la presente invención; La figura 8b es una máquina de estados de alto nivel simplificada de una segunda modalidad de la arquitectura del modo de búsqueda GPS adaptada para utilizarse con la presente invención; La figura 9, es una forma de onda que muestra las regiones de detección de correlación cruzada de modos de búsqueda superiores y medios de acuerdo con las arquitecturas de modo de búsqueda GPS de las figuras 8a y 8b. La figura 10, muestra formas de onda que muestran como cambia la respuesta de frecuencia de las señales recibidas en la presencia de la modulación de bits de datos, tal como una modulación BPS ; La figura 11, muestra respuestas de frecuencia de señal recibidas que resultan de una secuencia de bits de datos transmitida de ej emplo ; Las figura 12a a 12c, muestran las distribuciones C/No de correlación cruzada como una función del valor absoluto de la diferencia Doppler de tres modos de búsqueda de ejemplo; Las figuras 13a 13c, muestran los efectos en las correlaciones cruzadas detectadas cuando dos SVs generan correlaciones cruzadas que están relativamente cercanas entre si tanto en fase de código como en diferencia Doppler. Los números y designaciones de referencia similares en las diversas figuras, indican elementos similares a lo largo de las mismas .

Descripción Detallada del Invento A lo largo de la presente descripción, se describen modalidades y variaciones con el propósito de ilustrar usos e implementaciones de la presente invención. La descripción ilustrativa debe comprenderse como que presenta ejemplos de la presente invención, en lugar de que limite el alcance de la misma. Se describe un método y aparato para mitigar la correlación cruzada entre señales satelitales recibidas en un receptor del Sistema de Posicionamiento Global (GPS) . Sistema de Recepción GPS. La figura 1, muestra un sistema GPS de la técnica anterior 100 en el cual el receptor GPS 102 recibe señales GPS a través de una antena GPS 103 procedente de un número de satélites GPS en vista 104 al 108. El sistema GPS 100 de la técnica anterior, se reproduce de la figura 1 de la Patente ?354 incorporada a la presente invención como referencia. Aunque no se limita para utilizarse en el sistema GPS 100 de la figura 1, el método y aparato de mitigación de correlación de la presente invención, puede aplicarse en forma práctica en una modalidad para reducir la correlación cruzada de las señales satelitales recibidas en el sistema GPS 100 mostrado en la figura 1. La señal transmitida por el satélite 104 al receptor 102, es denotada como "Ys", y la señal transmitida por el satélite 108 al receptor 102 es denotada como "Yw" . Para los propósitos de la descripción que se encuentra a continuación, se asume que la señal recibida del satélite 104 es significativamente más fuerte que la señal recibida del satélite 108. La figura 2, es un diagrama de bloque simplificado de un receptor GPS de canal múltiple 200 elaborado de acuerdo con una modalidad de la presente invención. El receptor GPS de canal múltiple 200, incorpora circuitos que reducen los efectos de interferencia de señales satelitales fuertes y débiles, tal como las señales Ys y Yw en la figura 1. La mayoría de los receptores GPS tienen múltiples canales en donde cada canal rastrea la transmisión procedente de un solo satélite. Tal como se muestra en la figura 2, las señales satelitales CDMA RF se reciben de una antena GPS 202 e ingresan a un circuito de filtro previo/amplificador previo 204. El filtro previo 204, filtra las señales que ingresan (normalmente mediante el paso de banda que filtra las señales) para reducir la interferencia RF fuera de banda. Las señales filtradas y amplificadas se convierten en forma descendente posteriormente desde la frecuencia RF hasta una frecuencia intermedia (IF) . El convertidor descendente RF/IF y el circuito de conversión A/D 206, trasladan la señal a una frecuencia intermedia adecuada, por ejemplo 70 MHz . Posteriormente proporciona una traslación adicional a una frecuencia intermedia más baja, por ejemplo 1 MHz. En diseños de receptor GPS más modernos, tal como el receptor 200 de la figura 2, las señales IF se muestran y digitalizan mediante un convertidor de análogo a digital (A/D) . El receptor GPS 200, lleva a cabo la conversión A/D de la señal RF convertida en forma descendente utilizando el convertidor A/D 206. El rango de muestreo A/D normalmente es de 8 a 12 veces el rango de generación de chips del código PRN . El sobremuestreo reduce las la sensibilidad del receptor a un ruido de cuantificación A/D, reduciendo de este modo el número de bits requeridos en el convertidor A/D 206. Las muestras producidas por el bloque de conversión convertidor descendente A/D 206, se envían para procesamiento adicional mediante el bloque de Procesamiento de Señal Digital (DSP) 208. El bloque DSP 208 contiene canales paralelos N para rastrear en forma simultánea las frecuencias transportadoras y códigos procedentes de hasta los satélites N. En general el valor de N fluctúa de 5 a 12, aunque se puedan acomodar más o menos canales. Cada canal contiene circuitos de rastreo de código y transportadores que llevan a cabo medidas de código y transportador-fase, asi como la desmodulación de datos de mensaje de navegación. El canal puede computarizar tres diferentes tipos de medidas satélite a receptor: pseudorangos , rangos delta (ocasionalmente referidos como "pseudorango delta"), y Doppler integrado, dependiendo de la implementación precisa del receptor 200. Las medidas y los datos del mensaje de navegación desmodulados deseados, se dirigen a un procesador de navegación/receptor 210. El procesador del receptor 210, controla y comanda al receptor a través de su secuencia de operación. En una modalidad del receptor 200, el procesador del receptor 200 controla el receptor a través de la adquisición de señal del canal, seguido del rastreo de señal y la recolección de datos. En una modalidad, el receptor GPS 200 utiliza un grupo de correlacionadores para desmodular las señales GPS. En otra modalidad, el receptor GPS 200 utiliza un grupo de filtros cotejados para desmodular las señales GPS. En estas otras modalidades, el procesador de señal digital 208, contiene ya sea correlacionadores o filtros cotejados.

Tal como se muestra en la figura 2, en una modalidad, el receptor 200 incluye una pantalla de control y un aparato de entrada/ salida 212. El aparato de entrada/ salida 212 proporciona una interfase entre el receptor 200 y un usuario. La pantalla y aparato de entrada/ salida 212 , permite que el operador ingrese datos, despliega parámetros de estado y solución de navegación y normalmente permite el acceso a un número de funciones de navegación. En una modalidad, la pantalla de control 212 proporciona información de posición que es calculada por el procesador del receptor 210 a partir de las señales GPS de entrada. En una modalidad, el aparato de entrada/salida 212 puede acoplarse a un aparato de entrada/salida externo, tal como un módem o transceptor de comunicación similar para la transmisión de datos procesados a un procesador remoto, tal como una estación base. Posteriormente el procesador de la estación base puede utilizarse para calcular o mejorar la precisión de los cálculos de la posición del receptor GPS. En la modalidad del receptor 200 mostrada en la figura 2, el receptor 200 también incluye un sintetizador de frecuencia 214 y un oscilador de referencia local 216. El sintetizador de frecuencia proporciona las señales de reloj adecuadas al convertidor descendente RF/IF y al bloque de conversión A/D 206 y al bloque DSP 208. En una modalidad, el procesador del receptor 210 computariza los errores de sintonización y comunica las correcciones de sintonización al sintetizador de frecuencia 214. Como alternativa, se llevan a cabo correcciones de sintonización durante las operaciones de procesamiento del procesador de señal digital 208. Tal como se muestra en la figura 2, en una modalidad, el receptor 200 también incluye un suministro de potencia 208 y un reloj de fecha/hora energizado con bater as 220. El suministro de potencia 208 puede ser integral, externo o una combinación de los dos . Normalmente se utilizan baterias alcalinas o de litio para las implementaciones integradas o auto-contenidas, tal como unidades portátiles. Se pueden utilizar suministros de potencia existentes en aplicaciones en donde el receptor 200 está integrado con otras aplicaciones, tal como receptores GPS instalados en computadoras personales o teléfonos celulares. El reloj de fecha/hora energizado con baterías 220, mantiene datos almacenados en circuitos integrados por memoria de acceso aleatorio volátil (RAM) . El reloj de fecha/hora energizado con baterías 220, también opera como una pieza de tiempo integrada (por ejemplo un reloj de fecha/hora) como un soporte en el caso en el que se desconecte la potencia de la plataforma. Aunque las modalidades de la presente invención se describen con respecto al receptor GPS 200 mostrado en la figura 2, será obvio para los expertos en la técnica GPS que existen diversas configuraciones alternativas del receptor GPS que pueden tener la ventaja de los métodos de mitigación de correlación cruzada de señal GPS de la presente invención. Por ejemplo, tal como se observó anteriormente, el receptor GPS 200 puede presentarse dentro de una combinación de unidad de comunicación/receptor GPS que permite que los datos GPS recibidos por el receptor GPS, sean transmitidos a través de un enlace de comunicación a una estación base. Posteriormente la estación base puede llevar a cabo el cálculo de ubicación y transmitir los datos de regreso a la combinación de comunicación/receptor GPS. Dicho receptor puede implementarse en una unidad portátil, tal como receptor GPS y teléfono celular combinado. Con el objeto de describir de mejor manera el método y aparato de mitigación de correlación cruzada de señal GPS de la presente invención, se proporciona más adelante la descripción del formato de señal GPS y la naturaleza de los escaladores de correlación cruzada en general (generados cuando un SV de interferencia transmite a ciertas frecuencias relativas a una frecuencia de búsqueda de un SV objetivo) . En la Patente Norteamericana No. 6,236,354 incorporada a la presente invención como referencia, se proporciona una excelente descripción de señales GPS y el método general para predecir las ubicaciones de la correlación cruzada. Con el objeto de facilitar una comprensión más profunda de la presente invención, más adelante se reproducirá con ciertas modificaciones, una parte de esta descripción .

Formato de Señal GPS En sistemas GPS estándar, cada señal GPS puede ser modelada en la forma de: GK(t) =RK K(t-d)-pK(t-dfRK) exp ( 2p?^+3 ?) , (1) En donde ?? es la amplitud de señal, PK es un código de pseudorango de 1.023 Mchip/segundo con longitud de 1023, mK son datos satelitales de 50 baud, ?? es la frecuencia transportadora (nominalmente 1575.42 MHz) , f? es la fase transportadora, d es un retraso que se puede interpretar como un tiempo de llegada, RK es la ligera compensación de frecuencia del rango de chips debido a los efectos Doppler, y k indica la recepción del número de satélite k. Las cantidades PK y mK asumen valores de ±1 y la transición en sus rangos de datos respectivos. Los códigos PK, para diferentes valores de la variable k, se seleccionan de entre otras cosas, una clase de códigos Dorados que tienen características de diafonía inferiores. Aunque se transmiten precisamente en la misma frecuencia (debido al uso de osciladores estabilizados por cesio de satélites a bordo) , las frecuencias transportadoras fK pueden diferir entre si por diversos kHz, tal como se observa mediante un receptor. Esta diferencia en frecuencia recibida, se debe a los diferentes desplazamientos Doppler observados en la tierra. Los desplazamientos Doppler también originan que los códigos PN tengan rangos de chip ligeramente diferentes. Este hecho se indica a través del R de parámetro. En ciertas circunstancias, los desplazamientos de tiempo Doppler pueden ser tan grandes como de ±2700 nanosegundos/segundos , por lo que arriba de un intervalo de segundo, un código PN puede desplazarse tanto como +2.7 chips con relación a un segundo código PN . Procesamiento de Correlación Tal como se describe en la Patente 354 incorporada a la presente invención y en el texto Kaplan incorporado a la misma, en general, los receptores GPS intentan encontrar el tiempo de llegada de las señales PN de alta velocidad PK, y en muchos casos también desmodulan los mensajes de datos mK. Con el objeto de lograr esto, utilizan las fuentes de señal local que reproducen las corrientes PN (denominadas "referencias") y comparan estas corrientes de datos contra una señal recibida, a través de un proceso de correlación. Por ejemplo, suponiendo que la frecuencia transportadora fK de la ecuación (1) es conocida (o estimada en forma correcta) ; entonces fK de la ecuación (1) podría ajustarse a cero. En la ausencia de ruido, si G se multiplica por una referencia local PK(t-s,9) (asumiendo que RK es pequeño), el resultado es la ecuación (2) que se encuentra a continuación: AK mK(t-d) PK(t-d,RK) PK(t-s, 0) exp(j<j>K) . (2) Si esta ecuación está integrada durante un período de diversos cuadros PN, de modo que mK no cambie, el resultado es: T Ak mk exp (j(|>k) . f Pk(t-d,Rk) Pk(t-s,0) dt (3) o Cuando s=d, la referencia se alinea con la señal recibida, y la cantidad dentro de la integral es una constante de unidad; de lo contrario varía en una forma pseudoaleatoria al aproximadamente ±1. En el caso en donde =N c (cuando Tc es la duración de chips) , entonces, cuando los códigos se alinean, la salida de la ecuación anterior es : Ak mk exp (j<|>k) N TC- (4) Cuando no se alinean los códigos,, la salida normalmente es muy pequeña. De hecho, para el grupo de códigos PN en particular utilizados. Cuando los códigos no se alinean, asumen uno de tres valores: 1/1023 veces el valor del pico (cuando se alinean) y ±64/1023 veces este valor. Por lo tanto, un sistema de adquisición puede determinar el tiempo de llegada de la señal llevando a cabo la operación de la ecuación (3) para diferentes retrasos hipotéticos s . El valor de retraso, s, el cual produce una salida grande, es el tiempo de llegada de la señal (por ejemplo s=d en el caso anterior) . El proceso de examinar la ecuación (3) para diferentes retrasos, s, puede llevarse a cabo en series (en aparatos referidos en la técnica como "correlacionadores") , en paralelo a través de diversos métodos de convolución rápida, o en sistemas de filtración cotejada. La figura 3, es un diagrama de forma de onda que ilustra una parte del trazo de la amplitud relativa de una señal de salida de un correlacionador en relación entre la referencia y la señal recibida (por ejemplo, d-s), en la ausencia de ruido o cualquier otra interferencia. En receptores GPS tradicionales, cada punto de la curva mostrada en la figura 3 se evalúa en secuencias a través de un correlacionador. Como alternativa, todos los puntos de esta curva pueden evaluarse en paralelo utilizando series grandes de correlacionadores , un filtro cotejado o un procesamiento de convolución rápida eficiente. Efectos de Interferencia El análisis anterior examina los casos en donde la señal de referencia y la recibida utilizan el mismo P . Sin embargo, en general la señal recibida contiene un ruido aleatorio además de otras señales GPS que tienen diferentes códigos y frecuencias transportadoras . Si uno de los códigos recibidos tiene un índice q, entonces el producto de esta señal y la referencia que corresponden al código k, se convierte en: Aqmkmq exp(j(j>k) . J Pq ( t-d, Rq) exp ( j 2n5fq ) Pk(t- 0 s , 0 ) dt ( 5 ) Para la ecuación (5) , se asume nuevamente que los datos mq no transitan a través del periodo de integración T. También está incluido en la ecuación (5) un error del transportador residual 5fq. Tal como se describe en la Patente ?354 incorporada a la presente invención, la cantidad en el integral de la ecuación (5) es muy pequeña en comparación con la unidad, debido a que los códigos Pq y ?¾ se seleccionan para tener propiedades de interferencia inferiores. Sin embargo, si la amplitud de señal de interferencia Aq es grande en comparación con Ak (ver la ecuación (3) anterior) , en algún retraso, s, la salida de la ecuación (5) puede exceder la de la ecuación (3) . La ecuación (5) representa la diafonia o correlación cruzada no deseada, la cual es referida en la presente invención como "escaladores de correlación cruzada". La amplitud máxima de la ecuación (5) se ve afectada por el transportador residual de 6fg. En contraste con el caso de la señal deseada, en donde 5fq = 0 produce la salida más alta, normalmente no es el caso de que esta compensación produzca la salida más alta para q ? k. Los escaladores de correlación cruzada de la ecuación (4) , pueden cubrir o aparecer posteriormente como señales válidas para situaciones válidas en las cuales se bloquee la señal deseada, es decir, bajo condiciones en las cuales Aq sea grande en comparación con . Por lo tanto es deseable tanto detectar la presencia de dichos escaladores como reducir su influencia en la adquisición y procesamiento de la señal deseada . Efectos de Compensación de Frecuencia Existe un efecto a un importante que se refiere a la compensación de frecuencia 5fq entre la referencia y la señal GPS de interferencia de la ecuación (4) que depende del tiempo de integración de (4) (también referida en la presente invención como el "tiempo de integración coherente") . Si se selecciona el tiempo de integración coherente, de modo que el tiempo de integración sea cuadros F * PN iguales, en donde "F" es un entero, entonces los escaladores de correlación cruzada son únicamente significativos cuando la diferencia de frecuencia está en los alrededores de 0, ±1 kHz , ±2 kí-Iz , ±3 kHz (por ejemplo, en múltiplos de 1 kHz) . Además, el tamaño de los alrededores es inversamente proporcional a F. Esto es, si F es igual a 10 cuadros PN, por ejemplo, esta región es menor a aproximadamente ±80 Hz . Su F es igual a 5 cuadros PN, esta región es ±160 Hz . Esto posteriormente se vuelve un mecanismo para determinar si los escaladores de correlación cruzada son un problema potencial. El inventor de la Patente 354 incorporada a la presente invención, manifestó que normalmente no es redituable integrar en forma coherente más de 20 cuadros PN, debido a que en este punto los datos mk incrustados se garantizan para tener una transición. Además, el inventor indicó que podría no mejorarse la amplitud de la salida de la integral de la ecuación (2) anterior, para integrarse durante períodos que excedan aproximadamente un símbolo de datos (debido a que los datos revierten en forma aleatoria el signo de la integral) . Sin embargo, tal como se describirá más adelante con mayor detalle, la presente invención tiene la ventaja del hecho de que las búsquedas se pueden llevar a cabo utilizando longitudes de integración coherente más largas de 20 ms . Tal como se describirá más adelante con mayor detalle, la presente invención pretende utilizarse en un sistema de comunicación inalámbrica que tenga una entidad de determinación de posición (PDE) que ayude al receptor GPS a localizar señales satelitales . La PDE proporciona información al receptor GPS con respecto al tiempo de transmisión y los contenidos de los bits de datos que serán transmitidos al receptor desde los SVs . La presente invención, tiene la ventaja de esta información adicional, integrando durante un periodo que tiene una duración mayor a 1 bit. Esto permite que el receptor GPS busque las señales más débiles posibles con los receptores de la técnica anterior. Si los efectos Doppler en el rango de chips se ignoran en la ecuación (5) , un tiempo de integración de cuadros F produce la siguiente relación (Ecuación 6) : Aqmkmq exp(j(|)k) .. Pq(t-d,Rq) exp ( j 2pd fq (t , uTf) ) Pk(t-s,0) dt (6) en donde Pg y Pk son periódicos con el periodo de cuadro Tf esto es Pq(t-d-u, Rq) = Pq(t-d, Rq) y Pk(-s-u, 0 ) = Pk(t-s-ur 0 ) = Pk (t-s, 0 ) . Posteriormente esto se reduce a la ecuación que se encuentra a continuación (ecuación 7 ) : A,mk Pq(t- d,Rq)exp(j2Jt5fqt) Pk(t-s,0) dt = Aqmk mq exp(j(!)k -jJtTf(l+F)) í Pq(t- d,Rq)exp02 5fqt)Pí(t-s,0) dt ' ' ° (7) En la ecuación ( 7 ) , el término: sin(7i5fqFTf) sin(n5fqTf) representa la variación de la fuerza del escalador de correlación cruzada versus la frecuencia de compensación (por ejemplo, la frecuencia entre la referencia y la frecuencia de código no deseada) . Si esta compensación se ajusta igual a cero, entonces esta ganancia es simplemente F. Esto significa que los cuadros de gatos F están siendo agregados juntos sin pérdida. Por lo tanto, una ganancia normalizada es simplemente como se indica a continuación (Ecuación 8 ) : sin(7t6fqFTf) H(F,8f) = (8) Fsm( 5fqTf) Esta función es muy cercana a la función bien conocida sinc (5fqFTf) , en donde sinc (x) =sin (p?) / ( p?) , especialmente cuando F es grande . La figura 4, muestra un diagrama de forma de onda que ilustra la compensación de forma versus frecuencia de F=9. Tal como se puede apreciar en la forma de onda 400, existe un "lóbulo principal" alrededor de las frecuencias 0, j^l kHz, +_2 kHz, (por ejemplo, en múltiplos de kfíz) . Fuera de estos lóbulos principales el valor absoluto es de aproximadamente -0.2265 (-13 dB) . Esta atenuación, además de la proporcionada por la ortogonalidad cercana de los códigos PN, se combina para una atenuación efectiva de casi 40 dB con relación a la correlación de un código PN contra un código cotejado. Esta atenuación elimina en forma efectiva la posibilidad de que el escalador de correlación cruzada sea significativo. Esto es, en este nivel, los efectos de ruido térmico normalmente excederán en forma significativa los escaladores de correlación cruzada en la salida del correlacionador . La figura 5, muestra un diagrama de forma de onda m s detallado de la parte central de la forma de onda 400 de la figura 4. En la forma de onda 500 de la figura 5 se puede apreciar que en la frecuencia de compensación de +_ 80 Hz, la atenuación es de aproximadamente 0.332 (aproximadamente 9.6 dB) , lo cual también es suficiente para eliminar, o al menos minimizar, los efectos del escalador de correlación cruzada para propósitos más prácticos. Correlaciones Cruzadas Típicas para Señales Espurias Cuando la frecuencia de compensación de escalador es un múltiplo de 1 kHz, no existe atenuación debido a que la compensación de frecuencia y el nivel de escalador de correlación cruzada máximo puede calcularse a partir del último íntegro de la ecuación (7) solo. La magnitud de esta cantidad es una función de los dos códigos GPS de interés (la señal deseada y la señal de interferencia) y la compensación de frecuencia. Para la mayor parte de los propósitos, esta compensación necesita únicamente ser conocida en el 1 kHz más cercano para determinar el nivel de escalador de correlación cruzada. La ubicación en tiempo del escalador, será una función del tiempo de llegada de la señal de interferencia con relación a la temporización de la referencia local . La evaluación del última integro de la ecuación (7) para cualesquiera de las dos señales GPS y las frecuencias de compensación, es un asunto relativamente simple. Las figuras 6A y 6B son dos diagramas de forma de onda de este integro para los vehículos satelitales GPS 1 y 2, con una compensación de 0 Hz y una compensación de 2000 Hz, respectivamente. El comportamiento con picos de la forma de onda 650 de la figura 6B, proporciona dificultades. Tal como se describe en la patente ?354 incorporada a la presente invención, las formas de onda de la figura 6B normalmente son procesadas substrayendo primero los promedios. Si los promedios se substraen de cada uno de los trazos y se normalizan mediante las desviaciones estándar resultantes, se obtienen las formas de onda tales como la forma de onda 700 ó 750 de las figuras 7A y 7B. Se debe observar que la forma de onda 750 de la figura 7B, por ejemplo, con una compensación de 2000 Hz, muestra algunos picos muy fuertes. Estos picos pueden ser mal interpretados como señales satelitales reales, y además, pueden obscurecer las señales reales. Haciendo una comparación entre la figura 3 y las figuras 7A y 7B, se puede observar que los picos de los escaladores son muy inferiores a los de señales satelitales reales, si todas señales GPS tienen la misma potencia recibida. Sin embargo, debido a que la señal GPS de interferencia puede ser mucho más fuerte que la señal satelital adaptada con la referencia, estos escaladores de correlación cruzada pueden aún ser detectables, y de hecho pueden ser más fuertes que las señales deseadas. Además, estos escaladores pueden persistir durante varios minutos. Examinando la forma de onda 750 de la figura 7B, se puede observar que la correlación cruzada de dos señales satelitales con una compensación de frecuencia determinada, produce una forma de onda o "signatura" especifica. Únicamente los primeros 100 chips de esta signatura se muestran en la figura 7B. Tal como se describe en la patente 354 incorporada a la presente invención, las ubicaciones de los picos fuertes de esta signatura pueden ser utilizados para mitigar la interferencia entre señales satelitales recibidas fuertes y débiles . Estas funciones de correlación cruzada pueden ser almacenadas o computerizadas para todos los pares de códigos PN GPS y compensaciones de frecuencia, y utilizadas para identificar y aminorar las condiciones de interferencia. Por ejemplo, cuando las compensaciones de frecuencia entre las señales fuertes y débiles son problemáticas (por ejemplo, las diferencias en frecuencia son cercanas a múltiplos de 1 kHz), entonces las posiciones de los picos de formas de onda similares a los de la figura 6B, pueden utilizarse como compensaciones de tiempo, o "pseudo-rangos" que serán ignorados, cuando se adquiere o rastrea las señales débiles. Este método elimina las condiciones de falsas alarmas y cerrado con seguros, con el subsecuente costo por la pérdida ocasional en detección de señales válidas . Se debe observar que los picos fuertes de la forma de onda 750 de la figura 7B, se pueden observar únicamente cuando la señal satelital de interferencia fuerte es muy fuerte (por ejemplo, cuando se recibe de un satélite aéreo con poco bloqueo) . Por otra parte, las señales espurias de esta forma de onda 750 tienden a ser mascaradas por los efectos del ruido térmico del fondo. Por lo tanto, la amplitud medida o la proporción de señal a ruido (SNR) , de la señal de interferencia de potencial puede ser un factor importante para asegurar si la señal puede, de hecho, producir interferencia significativa . Tal como se describe en la patente ?354 incorporada, un método de la técnica anterior para reducir la interferencia de señales satelitales fuertes, es referido como una "substracción posterior a la detección". De acuerdo con este método, una forma de onda almacenada o computarizada, tal como las formas de onda 650 ó 750 (figuras 6B y 7B, respectivamente) se utilizan como una forma de onda de interferencia que es substraída de la señal de salida de correlación. Con el objeto de llevar a cabo una substracción precisa, se confirma primero la amplitud y retraso de la forma de onda, tal como la 650. Para los propósitos de la presente descripción, se hace referencia a la figura 1, en la cual el satélite 104 produce una señal satelital fuerte Ys, y el satélite 108 produce una señal satelital débil Yw . Los códigos PN asociados con estos satélites 104 y 108 son Ps y Pw, respectivamente. Cuando se utiliza Pw como la señal de referencia, resulta un término de distorsión debido a la interferencia originada por el satélite fuerte 104. Esta distorsión se ilustra a través de la forma de onda 650 (figura 6B) (y la forma de onda 750 (figura 7B) con el promedio eliminado), escalada en forma adecuada en amplitud y retrasada por una cantidad igual a la asociada con el retraso de la señal recibida del satélite 104. La amplitud y retraso se pueden determinar previamente a través de un procedimiento de correlación cuando se busca Ps . Posteriormente la amplitud y retraso se pueden utilizar para escalar y retrasar la forma de onda 650 (figura 6B) . Posteriormente el resultado se substrae de la correlación de los datos de entrada con el satélite 108. Este método es referido como un método de substracción posterior a la detección, debido a que se substrae la forma de onda de interferencia estimada de una forma de onda de correlación detectada. En algunos ambientes de señal benigna, tal como los que se caracterizan por un pequeño movimiento receptor y una pequeña interferencia de la trayectoria múltiple, se puede utilizar un método de "substracción previa a la detección" para eliminar la interferencia de señal no deseada. De acuerdo con este método, se estima la amplitud, retraso y fase de la señal satelital fuerte, Ps y se utilizan para reducir los efectos de correlación cruzada. Tal como se describe en la patente ?354 incorporada a la presente invención, se utilizan los datos del parámetro de la señal estimada para construir un estimado de la señal satelital fuerte. Posteriormente la forma de onda estimada se substrae de la señal GPS recibida compuesta antes de cualquier procesamiento de señal. Cuando se puede estimar una forma de onda precisa, es posible un desempeño superior con respecto al método de substracción posterior a la detección. Sin embargo, el método de substracción previo a la detección puede no ser práctico en muchas situaciones, debido a que requiere la estimación precisa de la fase transportadora de la señal satelital. Durante la adquisición de señal inicial, dicho estimado puede no estar disponible, especialmente si la señal recibida es débil, aunque puede ser más fácilmente disponible durante el rastreo. Ampliación del Pico En la descripción proporcionada anteriormente, se ignoran los efectos relacionados con el tiempo que resulta de las compensaciones de frecuencia entre la referencia y las señales de interferencia. Sin embargo, si por ejemplo, la señal de interferencia tiene una frecuencia transportadora que difiere por 4000 Hz de la de una señal de referencia local, puede producir un escalador de correlación cruzada fuerte. Sin embargo, un error del transportador de 4000 Hz, se traduce en un error en el rango de chip por 4000 1.023 MHz/1575.42 MHz = 2.66 Hz . Por lo tanto, si un correlacionador procesa datos durante un periodo de tiempo de 1 segundo, la señal de interferencia se deslizará en forma efectiva a través de la referencia en aproximadamente 2.66 c ips . Esto tiene el efecto de ampliar el ancho de pico de las formas de onda, tal como las formas de onda 700 y 750 de las figuras 7A y 7B, respectivamente. Tal como se observa en la patente ?354, si se lleva a cabo una correlación en forma coherente durante un periodo de nueve cuadros PN, esto con frecuencia no siempre produce por si mismo una señal suficientemente fuerte para propósitos de detección, cuando se considera el ruido aditivo. Para mejorar en forma adicional la fuerza de la señal, la salida del proceso de correlación puede pasar a través de una operación de magnitud o de magnitud-cuadrada y ser almacenada. El proceso puede repetirse posteriormente para los siguientes nueve cuadros PN y los resultados se agregan al resultado anterior. Esto puede continuar por muchos grupos de nueve cuadros PN . Por ejemplo, si este proceso se repite 111 veces, se procesa aproximadamente 1 segundo de datos. Este procedimiento produce, por ejemplo, un punto en la forma de onda de salida 750 de la figura 7B. Los correlacionadores múltiples o el procesamiento de filtro adaptado en paralelo pueden permitir que todos los puntos de la figura 7B sean producidos en esta forma. La forma de onda resultante exhibe una dispersión de los picos de acuerdo con la compensación de frecuencia escalada entre la referencia y el escalador de correlación cruzada. Esta dispersión puede utilizarse nuevamente como una signatura para indicar las situaciones espurias potenciales . Reducción de Falsas Alarmas a Través de un Ajuste del Valor de Umbral Tal como se puede apreciar en la forma de onda 750 de la figura 7B, la forma de onda de correlación cruzada normalmente tiene picos y los picos que van en positivo tienden a ser mucho mayores que los picos que van en negativo. Esto es un gran contraste con la situación cuando la energía espuria de correlación cruzada es baja en amplitud y la forma de onda es dominada por el ruido térmico. Un procedimiento de estimado de nivel de ruido típico, podría computarizar el valor de raíz de mínimos cuadrados (RMS) 750. Esto es, ??= [promedio ( s (n) 2] 1 2 , en donde n es el índice a través del cual se toma el promedio. Posteriormente se ajusta un valor de detección a koi, cuando k es un número normalmente del orden de 5, y se selecciona para producir una probabilidad de falsa alarma determinada. Mitigación de Correlación Cruzada en un Receptor GPS en un Sistema de Comunicación Inalámbrica Tal como se observó anteriormente, el método y aparato de mitigación de correlación cruzada de la presente invención está proyectado para utilizarse en un sistema de comunicación inalámbrica. En una modalidad, el sistema de comunicación inalámbrica incluye una Entidad de Determinación de Posición (PDE) que ayuda al receptor GPS a buscar y localizar señales satelitales producidas por los SVS . En esta modalidad, el PDE proporciona información al receptor GSP con respecto a las frecuencias de transmisión del satélite, las veces en que el receptor espera las señales satelitales y los bits de datos transmitidos al receptor. Utilizando la información proporcionada por el PDE, el método y aparato de la presente invención puede integrarse durante un periodo que excede 1 bit. Esto, a su vez, permite que la presente invención busque y detecte señales más débiles, que las que hasta ahora eran posibles utilizando los métodos de la técnica anterior. El método de reducción de interferencia cruzada descrito en la patente ?354 incorporada y descrita anteriormente, es una técnica relativamente sofisticada y por consiguiente tiene una implementación relativamente compleja. De acuerdo con la técnica descrita en la patente 354, se reducen las señales espurias que ocurren cuando se procesa una señal satelital débil recibida debido a la interferencia mediante una señal recibida más fuerte, estimándose otras características de la señal más fuerte, creando una forma de onda de interferencia con base en estas características estimadas y substrayendo la forma de onda de interferencia de un grupo de salidas de correlación de la señal más débil para eliminar los efectos de interferencia de la señal más fuerte. Aunque la técnica descrita en la patente 354 es muy útil cuando el receptor debe desmodular las señales recibidas, la implementación es compleja y se traduce en un costo de procesamiento y potencia. Dicha implementación compleja puede no ser necesaria en aplicaciones en donde el receptor únicamente necesita localizar e identificar señales satelitales recibidas. La técnica de mitigación de correlación cruzada de la presente invención, está proyectada para utilizarse en receptores GPS en donde los receptores necesitan únicamente localizar señales satelitales GPS, y no desmodular las señales recibidas. La técnica de la presente invención, es mucho menos compleja y más fácil de implementar que la técnica descrita en la patente ?354. En términos muy simples, la técnica de búsqueda de señal satelital utilizada con el método y aparato de mitigación de correlación cruzada de la presente invención, identifica señales satelitales recibidas fuertes y descarta las señales satelitales más débiles recibidas. De acuerdo con la presente invención, si se reciben señales tanto fuertes como débiles, y parece que la señal fuerte produce la mayor parte de la energía en la señal más débil, se desecha la señal más débil. A continuación se describirán, con referencia a las figuras 8a y 8b, dos modalidades de una arquitectura de modo de búsqueda de señal satelital GPS proyectada para utilizarse con el método y aparato de mitigación de correlación cruzada de la presente invención . Arquitectura de Modo de Búsqueda GPS para Utilizarse con la Presente Invención En una modalidad de la presente invención, se buscan las señales satelitales GPS de acuerdo con una arquitectura de modo de búsqueda GPS. En una modalidad, se implementa la arquitectura del modo de búsqueda GPS en un software y reside en un circuito integrado (IC) dentro del receptor GPS. Sin embargo, los expertos en las artes del diseño de comunicaciones y softwares GPS, deberán reconocer que son posibles otras modalidades de arquitectura del modo de búsqueda GPS y que las modalidades descritas no deben interpretarse como limitantes del alcance o espíritu de la presente invención. En una modalidad, la Arquitectura del Modo de Búsqueda GPS incluye diferentes niveles de modos de búsqueda, teniendo cada uno diferentes longitudes de integración coherente y diversos grados de sensibilidad. Por ejemplo, la figura 8a es una máquina de estados de alto nivel simplificada 800 de una primera modalidad de la arquitectura del modo de búsqueda GPS adaptada para utilizarse con la presente invención. La figura 8a, muestra la máquina de estados de alto nivel de los procedimientos de búsqueda que se seguirán cuando se busquen señales satelitales SV. De acuerdo con la modalidad mostrada en la figura 8a, las búsquedas relativamente rápidas ("Modo Superior") se llevan a cabo primero con el objeto de detectar señales satelitales fuertes. Los modos de búsqueda más largos (por ejemplo "más profundos") se pueden utilizar en forma subsecuente para detectar señales satelitales más débiles. Por ejemplo, un "Modo Bajo" es el más profundo, o el modo de búsqueda más largo de los tres modos de búsqueda. Una vez que se detectan las señales satelitales, se detectan las correlaciones cruzadas y se filtran antes de que se reporten los resultados de búsqueda . Haciendo referencia ahora a la figura 8a, la arquitectura de búsqueda incluye tres niveles de búsqueda, o tres modos de búsqueda, referidos en la presente invención como modos de búsqueda "Alto" (802), "Medio" (804) y "Bajo" (806) . En esta modalidad, tal como se muestra en la figura 8a, se lleva a cabo primero una búsqueda de Modo Alto" (estado 802) para todas las señales SV. La búsqueda de Modo Alto es seguida inmediatamente por una búsqueda de Modo "Medio" (estado 804), o un Modo "Bajo" (estado 806) . Estas búsquedas "más profundas" (por ejemplo, las búsquedas de Modo "Media" o "Bajo") se llevan a cabo para señales satelitales que no son detectadas en el estado 802 a través de la búsqueda de Modo Alto. En una modalidad, también se llevan a cabo búsquedas más profundas de señales satelitales que se detectan durante la búsqueda de Modo Alto, que son todavía lo suficientemente débiles para ser detectadas en forma exitosa a través de las búsquedas de modo profundo (siempre que no ocurra la saturación en los modos de búsqueda más profundos) . los resultados de búsqueda combinados (ya sea una combinación de resultados de la búsqueda de Modo Alto (estado 802) con el Modo Medio (estado 804) o una combinación de los resultados de búsqueda de Modo Alto con Modo Bajo (estado 806), posteriormente pasan a un estado de Filtro y Reporte 808. Antes de que se reporten los resultados de la búsqueda, primero se filtran utilizando uno o más de los métodos de mitigación de correlación cruzada de la presente invención que se describen con detalle más adelante. Después de eliminar cualesquiera de las correlaciones cruzadas detectadas, se reportan los resultados de búsqueda en el estado 808. En una modalidad, se reportan los resultados de búsqueda filtrados a una Entidad de Determinación de Posición (PDE) en un sistema de comunicación inalámbrica. Sin embargo, los expertos en la técnica de las comunicaciones, deberán reconocer que se pueden proporcionar reportes de búsqueda filtrada a cualesquiera de los medios de procesamiento convenientes y que el uso de una PDE no limita el alcance o espíritu de la presente invención.

La tabla 3 muestra los parámetros de búsqueda que pueden ser utilizados en la primera modalidad de la arquitectura del modo de búsqueda GPS adaptada para utilizarse con la presente invención. Los expertos en las técnicas de diseño GPS, deberán reconocer que los parámetros de búsqueda mostrados son únicamente de ejemplo y que se pueden utilizar otros parámetros sin apartarse del espíritu o alcance de la presente invención. Tal como se muestra en la Tabla 3, los modos de búsqueda tienen diferentes longitudes de búsqueda (por ejemplo, diferentes tiempos de integración coherente, no coherente y total) y por consecuencia, diferentes sensibilidades. Por ejemplo, en la modalidad mostrada en la tabla 3, el tiempo de integración coherente para una búsqueda de Modo "Alto" es de 20 ms y el tiempo de integración total es de 80 ms . En contraste, el tiempo de integración coherente de la búsqueda de Modo "Bajo" más profundo es de 80 ms y el tiempo de integración total es de 1280 ms . La potencia minima del transportador a ruido (expresada como una proporción en dB-Hz), "C/No", el valor de umbral de detección para una búsqueda de Modo Alto es de 25.5 dB-Hz. En contraste, debido a los tiempos de integración más largos utilizados cuando se lleva a cabo una búsqueda de Modo Bajo, se puede utilizar un valor de umbral de detección C/No inferior (de 14.1) para detectar señales SV cuando se lleva a cabo una búsqueda de Modo Bajo. Tal como se describe con mayor detalle más adelante, de acuerdo con la presente invención, debido a que los diferentes modos de búsqueda utilizan diferentes longitudes de integración, los valores de umbral de detección utilizados para mitigar contra las correlaciones cruzadas varían de manera correspondiente durante el paso de filtración 808 (figura 8a) .

Tabla 3 - Parámetros de Modo de Búsqueda GPS (Primera Modalidad) 1. Una pérdida de hasta 1 dB en el borde del espacio de búsqueda. 2. Una integración coherente mayor a 20 ms requiere el uso de una modulación "sin barrido".

Una segunda modalidad de la arquitectura del modo de búsqueda GPS adaptada para utilizarse con la presente invención, se describirá a continuación con referencia a la figura 8b y la tabla 4 que se encuentra más adelante . La figura 8b muestra una segunda modalidad de una máquina de estados de alto nivel 800' de los p ocedimientos de búsqueda que se seguirán cuando se busquen señales satelitales SV utilizando la presente invención. La tabla 4 que se encuentra a continuación muestra los parámetros de búsqueda que se pueden utilizar en la segunda modalidad de la arquitectura del modo de búsqueda GPS adaptada para utilizarse con la presente invención. La segunda modalidad de la arquitectura del modo de búsqueda GPS es muy similar a la primera modalidad, con la excepción de que se incluye un modo de búsqueda adicional, referido en la figura 8b como un modo de búsqueda de "Nivel 0" (o Modo 0) (estado 820) . Se invoca una búsqueda de Modo 0 (por ejemplo, estado 820) , únicamente cuando uno o más de los SVs tiene una ventana de búsqueda de fase de código muy larga. Si ninguno de los SVs tiene ventanas de búsqueda de fase de código muy largas, se deriva el estado 820 y se lleva a cabo la búsqueda de Nivel 1 (o Modo 1) . La búsqueda de Modo 0 proporciona una capacidad de búsqueda de adquisición burda. La búsqueda de Modo 0 lleva a cabo una búsqueda poco profunda (y por consiguiente muy rápida) a través de un circulo PRN total para todos los SVs. Con base en los resultados de la búsqueda de Modo 0, se modifican los datos de asistencia de adquisición produciendo una ventana de búsqueda que captura el pico más fuerte de cada SV .

Tabla 4 - Parámetros de Modo de Búsqueda GPS (Segunda Modalidad) 1. Pérdida de hasta 1 dB en el borde del espacio de búsqueda. 2. Una integración coherente mayor a 20 ms requiere el uso de una modulación "sin barrido". 3. Con base en una probabilidad de alarma falsa de 10-5, suponiendo ventanas de búsqueda de 32 chips . 4. La sensibilidad se define como el punto de operación en el cual un PMISS = 50% y PF¾ = 10"5. Los picos se distribuyen de manera uniforme en la fase de código y Doppler excluyendo los dos bins de frecuencia de borde externos. 5. Se supone una figura de ruido de 3 dB (por ejemplo, C = sensibilidad C/No - 174 + 3) . 6. Las dos filas de los modos 2 y 3 representan dos cantidades seleccionables de integración total . 7. Una medida es "fuerte" si su RMSE está debajo de 3, 5, ó 7 metros para los modos 1, 2, y 3, respectivamente . La búsqueda de Nivel 1 (Modo 1) (estado 802) es análoga a la búsqueda de "Modo Alto" descrito anteriormente con referencia a la figura 8a. Si están disponibles suficientes medidas después de que se lleva a cabo la búsqueda de Nivel 1, el procedimiento de búsqueda 800' procede al estado de Filtro y Reporte 808, en donde se detectan las correlaciones cruzadas y se eliminan antes de que se reporte los resultados de búsqueda. Tal como se describe con mayor detalle más adelante, las correlaciones cruzadas se detectan de acuerdo con uno o más de los métodos de mitigación de correlación cruzada de la presente invención. Tal como se describió anteriormente, en una modalidad, se reportan los resultados de búsqueda filtrados a una Entidad de Determinación de Posición (PDE) en un sistema de comunicación inalámbrica. Si las medidas se consideran insuficientes para los propósitos de filtración y reportes, se lleva a cabo una búsqueda más profunda del Nivel 2 (estado 804) .

Con excepción de lo que se encuentra a continuación, la búsqueda de Nivel 2 (Modo 2), es muy similar a la búsqueda de Modo de Medio (estado 804) descrita anteriormente con referencia a la figura 8a. A diferencia de la ventana de Modo Medio de la figura 8a, en donde se fija la longitud no coherente, el número de operaciones no coherentes utilizadas en la búsqueda del Nivel 2 de la figura 8b (estado 804) es variable. Por ejemplo, tal como se muestra en la tabla 4 anterior, la longitud no coherente puede ser incrementada de 20 a 44 (con un incremento correspondiente en el tiempo de integración total 400 ms a 880 ms, respectivamente) . El número de operaciones no coherentes puede incrementar de modo que al menos las dos búsquedas por canal, por visita, se puedan llevar a cabo. Esta búsqueda puede tomar una o más visitas para la frecuencia GPS seleccionada. Similar a la búsqueda de Nivel 1 descrita anteriormente, si están disponibles suficientes medidas después de que se lleva a cabo la búsqueda de Nivel 2, el procedimiento de búsqueda 800' procede al estado de Filtro y Reporte 808 para procesamiento adicional. De lo contrario, en el estado 806 se lleva a cabo la búsqueda más profunda, una búsqueda de Nivel 3 (Modo 3) . Con la excepción de la modificación que se describe a continuación, la búsqueda de Nivel 3 (Modo 3) (estado 806) es muy similar a la búsqueda de Modo Bajo (estado 806) descrita anteriormente con referencia a la figura 8a. Las longitudes de integración coherente y no coherente utilizada para llevar a cabo una búsqueda de Nivel 3, permiten que se lleve a cabo al menos una búsqueda por canal por visita. Tal como se muestra en la tabla 4, se incrementa la longitud de integración coherente de 80 ms a 160 ms . Las longitudes no coherentes se incrementan a 5 u 11. Se pueden utilizar valores de integración no coherente más pequeños con el objeto de mejorar la calidad de voz. El incremento en el tiempo de integración coherente incrementa la sensibilidad a expensas de una reducción en el espacio de búsqueda de frecuencia. Similar a las búsquedas de Modo 2 (estado 804) y Modo 1 (estado 802) descritas anteriormente, si la búsqueda de Modo 3 produce medidas aceptables, se termina el procedimiento de búsqueda y se procede al estado de Filtro y Reporte 808. Si la ventana no produce resultados aceptables, se puede repetir la búsqueda de Modo 3 hasta que se obtienen medidas aceptables . Se puede seleccionar el número de repeticiones de búsquedas de Modo 3 a través de un diseñador de sistemas, con el objeto de obtener medidas en ambientes débiles y de desvanecimiento. De acuerdo con la segunda modalidad de la arquitectura de modo de búsqueda GPS adaptada para utilizarse con la presente invención, en la búsqueda de Nivel (o Modo 1) (estado 802 de las figuras 8a, 8a) , la ventanas de fase de código y Doppler de cada SV, se expanden y segmentan. Posteriormente se procesan los segmentos de búsqueda de Modo 1. Posteriormente se lleva a cabo un algoritmo de "Pico máximo" para cada resultado de la ventana. En una modalidad, una vez que los segmentos han sido procesados, las medidas se segmentan en tres categorías de señal satelital: "Fuerte", "Débil" y "Ninguna". Por ejemplo, en una modalidad, si la energía de pico normalizada para un SV determinado excede un nivel de umbral de Nivel 1 definido previamente, entonces la medida se clasifica como "Fuerte". De lo contrario, la medida se clasifica como "Débil" o "Ninguna" dependiendo de si se encontró una medida detectable . Tal como se describió anteriormente con referencia a las máquinas de estado de las figuras 8a y 8b, una vez que todas las búsquedas han sido procesadas, se puede llevar a cabo una variedad de pruebas de correlación cruzada en señales satelitales detectadas (por ejemplo, en el estado 808) para eliminar los SVs de interferencia de una consideración o procesamiento adicional. Cualesquiera medidas que se identifiquen como correlaciones cruzadas deben tener su estado de "Fuerte" o "Débil" (dependiendo de si la señal satelital detectada recibida se clasifica inicialmente como una señal "Fuerte" o "Débil" de acuerdo con un valor de umbral definido previamente) cambiado a "Ninguna" (por ejemplo, la medida se desecha como una señal de correlación cruzada) . Con base en el grupo sobreviviente de medidas "Fuertes" y "Débil", se puede llevar a cabo una prueba de suficiencia de la medida para determinar si es adecuada una salida temprana de los procedimientos de búsqueda. Si existe un número suficiente de medidas calificadas (con base en criterios determinados previamente) , se puede salir del procedimiento de búsqueda- De lo contrario, se mantiene una lista de medidas Doppler y C/No de cada una de las medidas "Fuertes" y "Débiles" sobrevivientes. Esta lista puede utilizarse en niveles de búsqueda subsecuentes (por ejemplo, Niveles 2 y 3) para inhibir la selección de correlaciones cruzadas cuando se buscan señales satelitales más débiles. En niveles de búsqueda subsecuentes (por ejemplo, en los estados 804 y 806 de las figuras 8a y 8b) se lleva a cabo nuevamente una búsqueda para todos los SVs que tienen un estado "Débil" o "Ninguno". Por lo tanto, en esta modalidad, se reportan las medidas "Fuertes" al PDE y no se buscan nuevamente. De acuerdo con la segunda modalidad de la arquitectura de modo de búsqueda GPS, en la búsqueda de Nivel 2 (o Modo 2) (estado 804 de las figuras 8a, 8b) las ventanas de fase de código y Doppler de cada SV clasificado como "Débil" o "Ninguno", se expanden y segmentan (por ejemplo, no se lleva a cabo una búsqueda para SVs clasificados como que tienen medidas "Fuertes". Posteriormente los segmentos de la búsqueda de Modo 2 se procesan de acuerdo con un algoritmo pico "multi/max" . El algoritmo busca los picos de energía máximos. También busca picos de energía más tempranos válidos originados por los efectos de propagación de trayectoria múltiple. Además, tal como se describirá más adelante con mayor detalle, utilizando la lista de datos de medida obtenidos en el nivel de búsqueda anterior (por ejemplo, en el modo de búsqueda de Nivel 1) , los picos en bins identificados como que contienen probablemente correlaciones cruzadas, se excluyen en forma de vaciamiento previo de una consideración adicional. Después de que todos los segmentos de búsqueda han sido procesados, se segmentan las medidas en tres categorías: "Fuerte", "Débil", y "Ninguno". Si la energía pico normalizada para un SV determinado excede un valor de umbral de un Nivel 2 definido previamente, entonces la medida se clasifica como "Fuerte". De lo contrario, la medida se clasifica como "Débil" o "Ninguna" dependiendo de si se encuentra una medida detectable. De acuerdo con la segunda modalidad de la arquitectura de modo de búsqueda GPS mostrada en la figura 8b, se emite una solicitud al PDE para obtener asistencia de sensibilidad GPS entre la última visita de Nivel 2 y la primera visita GPS de Nivel 3. Después de que el receptor GPS recibe los datos de asistencia de sensibilidad, si se requiere, se lleva a cabo una búsqueda de Nivel 3 (o Modo 3) . La búsqueda de Nivel 3 es análoga a la búsqueda de Nivel 2 con la excepción de que la búsqueda de Nivel 3 puede repetirse cualquier número de veces que se requiera. Antes de cada repetición, se pueden solicitar al PDE datos de asistencia de sensibilidad GPS. Tal como se describió anteriormente, sin importar cuál modalidad de la arquitectura de modo de búsqueda GPS se utilice en la práctica de la presente invención, una vez que todas las búsquedas han sido procesadas, se pueden llevar a cabo diversas pruebas de correlación cruzada de acuerdo con la presente invención. Estas pruebas de correlación cruzada de la presente invención se describen con mayor detalle más adelante. Todas las pruebas de correlación cruzada descritas más adelante, se pueden llevar juntas, o por separado, para eliminar la interferencia de las señales satelitales. Las pruebas de correlación cruzada son opcionales en el sentido en que en el peor de los casos, no se identificará una correlación cruzada como una señal SV válida. Si se identificó de manera incorrecta como una señal SV válida, la medida se agrega a una base de datos de medidas de señal satelital y posteriormente se puede eliminar durante el procesamiento de datos de medida subsecuente. En aplicaciones en donde las señales SV rastrean y desmodulan, una no identificación de una correlación cruzada en la forma de una señal válida, da como resultado recursos de procesamiento desperdiciados durante el periodo de tiempo en que se rastreó la señal no identificada. Normalmente, el periodo de tiempo es relativamente corto. Los métodos de elaboración de pruebas de correlación cruzada de la presente invención que se describen más adelante, se pueden utilizar para reducir la cantidad de recursos desperdiciados en el rastreo de señales satelitales no identificadas, y mejorar la precisión de los métodos de búsqueda de señal satelital descritos anteriormente. La prueba de "Lóbulo Principal" que se describe más adelante, es muy importante para lograr un desempeño de receptor deseable. Sin esto, se perjudica el desempeño del receptor GPS. Sin embargo, en una modalidad del receptor GPS de la presente invención, si se detecta una señal (durante las búsquedas de Nivel 1 (Modo Alto) (estado 802) , Nivel 2 (Modo Medio) (estado 804) o Nivel 3 (Modo Bajo) de las figuras 8a, 8b) con un contenido de energía significativo, se llevan a cabo todas las pruebas de correlación cruzada que se describen más adelante para eliminar las señales de interferencia de una consideración o procesamiento adicional. Primero se describe la prueba de correlación cruzada de "Lóbulo Principal" de la presente invención. La descripción de la prueba de Lóbulo Principal está seguida de una descripción de las pruebas de correlación cruzada de "Variable C/No Máscara", "Fuerte", "Doppler Amplio" y "de Vaciamiento Previo" de la presente invención. Prueba de Correlación Cruzada de "Lóbulo Principal" Tal como se describió anteriormente en la sección de Antecedentes de la Presente Invención, se generan los escaladores de correlación cruzada cuando un SV de interferencia transmite a ciertas frecuencias relativas a la frecuencia de búsqueda del SV objetivo. Debido a que los códigos C/A tienen un período de 1 ms , ocurren las correlaciones cruzadas más significativas cuando la diferencia Doppler entre la señal SV de interferencia y la señal SV objetivo es un múltiplo de 1 kHz . También existen correlaciones cruzadas más débiles que ocurren en otras frecuencias . Cuando la diferencia Doppler entre la señal SV de interferencia y la señal SV objetivo es de 0 Hz, la potencia de correlación cruzada adopta uno de los tres valores específicos, relativo a la potencia del SV más fuerte (asumiendo que los limites del chip están sincronizados para los dos SVs) . Estos valores se muestran en la tabla 1 anterior. Cuando la diferencia Doppler es no cero y un múltiplo de 1 kHz, la potencia de correlación cruzada en el peor caso es de -21.1 dB (con relación al SV de interferencia) . La tabla 2 anterior, muestra la distribución de correlación cruzada para diferencias Doppler de 1, 2, 3, 4, y 5 kHz . De acuerdo con una modalidad de la presente invención, se identifican las correlaciones cruzadas comparando las medidas C/No de todos los SVs en una forma por pares, tal como se muestra en la figura 9. De acuerdo con esta modalidad del método de mitigación de correlación cruzada de la presente invención, la diferencia Doppler (para las diferencias Doppler entre las señales SV objetivo y de interferencia) y los valores de umbral C/No se seleccionan para identificar las correlaciones cruzadas . El valor de umbral de diferencia Doppler y los valores de umbral C/No, son referidos en la presente invención, como "máscaras" Doppler y C/No. De acuerdo con la primera modalidad, si la diferencia entre las medidas C/No excede un valor de umbral C/No determinado, y si la diferencia de las medidas Doppler (tomadas del módulo de 1 kHz) cae dentro del valor de umbral de diferencia Doppler, entonces se identifica la medida más débil como una correlación cruzada. Estas correlaciones cruzadas se muestran en la figura 9 como los picos de energía de lóbulo principal 902, 904, y 906. Aunque la potencia de correlación del peor caso es de -21.1 dB (tal como se describió anteriormente) , los estimados C/No ruidos y los errores en la interpolación del pico, pueden reducir este margen en diversos dB . Tal como se muestra en la figura 9, las correlaciones cruzadas de lóbulo principal (902, 904, y 906) también tienen lóbulos laterales de frecuencia. Por ejemplo, la correlación cruzada de lóbulo principal 902 tiene lóbulos laterales de frecuencia 908, 910. En forma similar, la correlación cruzada de lóbulo principal 904 tiene lóbulos laterales de frecuencia 912, 914. La correlación cruzada de lóbulo principal 906 tiene lóbulos laterales de frecuencia 916, 918. Los lóbulos laterales de frecuencia parecen estar aproximadamente a 3 bins de frecuencia de sus lóbulos principales respectivos y asociados. Los lóbulos laterales de frecuencia son de ap oximadamente 13 dB menores que sus lóbulos principales asociados. En los Modos de búsqueda 1 y 2 (estados 802 y 904, respectivamente de las máquinas de estado del modo de búsqueda descritas anteriormente con referencia a las figuras 8a y 8b) , tres bins de frecuencia son iguales a 75 Hz . En el Modo 3 (estado 806 de las figuras 8a y 8b) tres bins de frecuencia son iguales a 9.375 Hz . Haciendo referencia nuevamente a las regiones de detección de correlación cruzada mostradas en la figura 9, ocurre otro fenómeno de interés durante las búsquedas de Modo 3 (estado 806 de las figuras 8a y 8b) . Tal como se describió anteriormente con referencia a la segunda modalidad de la arquitectura del modo de búsqueda GPS y a los parámetros del modo de búsqueda mostrados en la tabla 4, el tiempo de integración coherente se extiende a 160 ms en las búsquedas del Modo 3. Debido a este tiempo de integración coherente prolongado, un filtro de muestra y sujeción produce aún otro grupo de correlaciones cruzadas (referidas como correlaciones cruzadas de entre "muestra y sujeción") . Estas correlaciones cruzadas se muestran en la figura 9 como picos de energía 920. Aunque las correlaciones cruzadas de muestra y sujeción 920 aparecen en múltiplos de 125 Hz, son especialmente fuertes en las frecuencias de 1 kHz +/- 125 Hz . Son aproximadamente 12 dB debajo, con correlación a los lóbulos principales de la correlación cruzada. Las correlaciones cruzadas de muestra y sujeción de 1 kHz +/- 125 Hz aparecen 6 dB debajo con relación a las correlaciones cruzadas de muestra y sujeción de 1 kHz +/- 125 kHz, y las correlaciones cruzadas de muestra y sujeción restantes caen todavía más. Cuando la longitud de integración coherente es de 80 ms (por ejemplo, cuando la operación en el "Modo Bajo" (estado 806, figura 8a) ocurren las correlaciones cruzadas de muestra y sujeción con una separación de 250 Hz . De acuerdo con una modalidad del método de mitigación de correlación cruzada, se seleccionan valores de umbral de diferencia C/No y Doppler dependiendo del modo de búsqueda de la medida más débil . Se selecciona un par de máscaras C/No y Doppler (o más simplemente, "máscaras Doppler") para cada modo de búsqueda (tal como los que se describen con referencia a las figuras 8a y 8b) . En la tabla 5 que se encuentra más adelante se muestran las máscaras C/No y Doppler.

C/No Dopp DoppMod C/No Dopp DoppMod Alto 14 20 1000 25 100 1000 Medio 12 20 1000 21 100 1000 Bajo 14 5 1000 25 25 250 Tabla 5 - Máscaras C/No y Doppler de Ejemplo para Detección de Correlación Cruzada. El primer par de máscaras C/No y Doppler captura los lóbulos principales de la correlación cruzada (por ejemplo, los lóbulos principales de la correlación cruzada 902, 904, y 906 de la figura 9) . El segundo par de máscaras C/No y Doppler captura los lóbulos laterales de frecuencia (por ejemplo los lóbulos laterales de frecuencia 908, 910 de la figura 9) . Cuando la búsqueda en el Modo Bajo (estado 806 de las figuras 8a y 8b) , el segundo par de máscaras C/No y Doppler toma el módulo 250 Hz para capturar los escaladores de correlación cruzada de muestra y sujeción (por ejemplo, las correlaciones cruzadas de muestra y sujeción 920 de la figura 9) . De acuerdo con una modalidad de la presente invención, se compara cada medida SV con cada una de las otras medidas SV . Para cada par de medidas SV determinadas, se determina el SV más fuerte con base en estimados C/No. Se calcula el valor absoluto de la diferencia C/No (referido como ? cnoDlff" ) . Se calcula el valor absoluto de la diferencia Doppler, y se computariza el módulo de 1 kHz (referido como N oppDiff") . Posteriormente, se seleccionan valores de umbral para capturar el lóbulo principal, los lóbulos laterales de frecuencia y las correlaciones cruzadas de muestra y sujeción descritas anteriormente. Por ejemplo, la tabla 6 muestra valores de umbral de ejemplo que pueden utilizarse para capturar las correlaciones cruzadas antes descritas . Los valores de umbral mostrados en la tabla 6 para las búsquedas del Modo 2 aplican tanto a M=20 como a M=44. Los valores mostrados para las búsquedas de Modo 3, aplican tanto a M=5 como a M=ll.

AC/No 1 ADopp 1 AC/No 2 ADopp 2 AC/No 3 ADopp ADopp 3A 3B Modo 1 15.9 22 Modo 2 17.3 22 Modo 3 18 5 33 11 31 123 127 Tabla 6 - Máscaras C/No y Doppler de Ejemplo para Detección de Correlación Cruzada Para detectar las correlaciones cruzadas de lóbulo principal, se compara el valor absoluto de la diferencia C/No (cnoDiff) con el valor de umbral AC/No 1 determinado en la tabla 6. Si el valor absoluto de la diferencia C/No {cnoDiff) es mayor a AC/No 1, y si doppDiff es menor al valor de umbral de ADopp 1 (determinado en la tabla 6 anterior) , entonces se satura el RMSE de la señal más débil. Si se encuentra la medida débil durante los Modos 1 ó 2 de la búsqueda, se aborta el método de detección de correlación cruzada en este punto. De lo contrario, con el objeto de detectar las correlaciones cruzadas del lóbulo lateral de frecuencia, se compara cnoDiff con el valor de umbral de AC/No 2 (determinado en la tabla 6 anterior) . Si cnoDiff es mayor a AC/No 2, doppDiff es menor a ADopp 2, entonces se satura el RMSE de la medida más débil. De lo contrario, para detectar las correlaciones cruzadas de muestra y sujeción, si cnoDiff es mayor a AC/No 3 y doppDiff es mayor a ????? 3A (tabla 6) y doppDiff es menor a ????? 3B (tabla 6) , entonces se satura el RMSE de la medida más débil . Se debe observar que las máscaras C/No 1 mostradas en la tabla 6, generalmente son mejores a las mostradas en la tabla 5, debido a que los estimados C/No se pueden mejorar mediante la interpolación de tablas de corrección de inclinación. Las máscaras Dopplers se incrementan para los Modos 1 y 2 de búsqueda. Se disminuye la varianza Doppler de Modo 3 debido al incremento en tiempos de integración coherente. El tiempo de integración coherente de 160 ms, permite estimados de frecuencia más finos. En consecuencia, se puede reducir la máscara Doppler 1 de Modo 3 hasta aproximadamente 2.5 Hz . Sin embargo, tal como se muestra en la tabla 6, el valor de umbral Doppler 1 se determina en 5 Hz para proporcionar un margen de seguridad útil en frecuencia. Este margen puede necesitarse debido a las SVs de interferencia y objetivo que generalmente se buscan durante diferentes visitas. Entre visitas, los desplazamientos y cambios TCXO o en Doppler pueden requerir de un margen de seguridad. Al dejar el valor de umbral Doppler 1 a 5 Hz (en lugar de los posibles 2.5 Hz) se tiene un pequeño impacto en la sensibilidad, proporcionando aún el margen de seguridad antes descrito . Tal como se muestra en la tabla 6, el valor de umbral C/No 1 incrementa con los modos de búsqueda de incremento. Los valores de umbral se incrementan como resultado de diversos factores . Un factor es que la estimación C/No mejora con el incremento de los modos de búsqueda (este beneficio algunas veces es mitigado por el hecho de que los modos de búsqueda en incremento detectan picos de energía más débiles) . Otro factor es una consecuencia de los tiempos de integración general más largos. El código Doppler es un fenómeno más serio en estos casos, el cual reduce la potencia de correlación cruzada. Conforme disminuye la potencia de correlación cruzada, se incrementan las máscaras C/No 1. Prueba de Correlación Cruzada de "Lóbulo Principal" - Máscaras Doppler Amplias para Contar la Modulación de Datos BPSK Las pruebas de correlación cruzada descritas anteriormente no cuentan los efectos de la modulación del bit de datos GPS. En sistemas típicos GPS, los bits de datos se modulan con un período de 20 ms . Esto tiene el efecto de reducir la potencia de correlación cruzada después de la integración coherente. El efecto es más significativo cuando se llevan a cabo búsquedas de Modo 3. Debido a que la integración coherente abarca 160 ms (una duración de 8 bits de datos cuando se busca en este modo, los múltiples bits dentro del período de integración coherente pueden cancelar los otros . Por ejemplo, se supone que los 8 bits de modulación de un SV de interferencia comprenden la siguiente secuencia: "01010101". Asimismo, se supone que los 8 bits de modulación del SV objetivo comprenden la siguiente secuencia: "11101110". En este ejemplo, se supone que los límites de bits de los dos SVs están alineados perfectamente. Una operación OR exclusiva de las dos secuencias de bits de datos SV producen la siguiente secuencia de bits de datos: "10111011". Si los valores lógicos 1 se mapean a un voltaje de -1, y los valores lógicos 0 se mapean a un voltaje de +1, la integración coherente a través del intervalo produce un valor de -4. Si los bits de modulación son deshabilitados para ambos SV s (por ejemplo, si los bits de datos no son modulados), la integración coherente podría dar como resultado un valor de -8. Por lo tanto, los bits de modulación pueden reducir en forma significativa la potencia de correlación cruzada en las búsquedas de Modo 3. Debido a que los Modos 1 y 2 de búsqueda tienen una longitud de integración coherente de 20 ms, se reducen hasta cierto punto los beneficios de la modulación de bits para estos modos . Hasta el punto en el que no coinciden los límites de bits de los SV s de interferencia y objetivo, es posible cierta cancelación. Sin embargo, esta cancelación no es un factor importante en la selección de máscaras C/No para los Modos 1 y 2 de búsqueda. Las condiciones son mejores cuando los límites de bits del SV de interferencia caen exactamente a la mitad de la integración coherente del SV objetivo.

La respuesta de frecuencia de una secuencia de correlación cruzada puede estar caracterizada como se indica a continuación. Se supone una compensación de tiempo fijo entre el satélite de interferencia y la hipótesis de fase de código que está siendo buscada. La salida del receptor (tal como el receptor 200 de la figura 2) es una acumulación de 1,024 chips de la señal de correlación cruzada, la cual puede ser aproximadamente como la suma de 1,023 chips 1 ms . En la ausencia de ruido y modulación de bits, esta señal puede representarse mediante el valor constante 1. Posteriormente las sumas parciales se procesan mediante un DFT de 20 puntos . Las sumas parciales y la respuesta de frecuencia resultante se muestran en los dos subcuadros de la parte superior de la figura 10 (subcuadros 1010 y 1020) . Las propiedades de la respuesta de frecuencia se han descrito anteriormente. Por ejemplo, tai como se muestra en el subcuadro 1020 de la figura 10, las correlaciones cruzadas más fuertes descansan en múltiplos de 1 kHz, con lóbulos laterales de 75 Hz en cualquier lado, suprimidos por 13 dB . Sin embargo, tal como se muestra en un tercero y cuarto subcuadros 1030, 1040, respectivamente de la figura 10, la respuesta de frecuencia cambia en la presencia de la modulación de bits de datos, tal como la modulación BPSK. La modulación de bits tiende a dispersar la energía de correlación cruzada en frecuencia. Con el objeto de capturar los efectos de correlación cruzada tal como son impactados por la modulación de bits, se requieren de diferentes máscaras Doppler y C/Ho (por ejemplo, diferentes máscaras Doppler y C/No que las que se describen anteriormente con referencia a las tablas 5 y 6) . En general, la presente invención utiliza máscaras Doppler más amplias que se describen anteriormente para capturar las correlaciones cruzadas impactadas por la modulación de bits de datos. Además, la modulación BPSK tiende a reducir la altura del pico de energía máxima de las correlaciones cruzadas. Por consecuencia, se pueden reducir las máscaras Doppler en comparación con las máscaras Doppler descritas anteriormente. En el tercer subcuadro 1030 de la figura 10, se muestra la secuencia de bits de datos de ejemplo.

La secuencia de datos de ejemplo mostrada en el tercer subcuadro 1030, comprende una serie de diez "unos" positivos (datos que tienen un valor positivo de 1 volt) seguidos por una secuencia de diez "unos" negativos (que tienen un valor negativo de 1 volt) . La respuesta de frecuencia resultante tiene un componente DC cero, con lóbulos laterales que ocurren en +/- 50 Hz . Los lóbulos laterales se suprimen mediante aproximadamente 3 dB con relación al lóbulo principal. Por consiguiente, con el objeto de detectar en forma adecuada e identificar las correlaciones cruzadas en la presencia de la modulación de bits de datos (tal como la modulación BPSK) , se utilizan máscaras Doppler más amplias para contar el impacto de la modulación . Se pueden realizar observaciones similares para el modo de búsqueda de Modo 3, en el cual las longitudes de integración coherente se extienden a 160 ms . En el caso sin modulación de bits, la respuesta de frecuencia parece ser la misma que la que se mostró en el segundo subcuadro 1020 de la figura 10, con la excepción de que el eje de frecuencia es escalado por 1/8.

Los dos subcuadros superiores de la figura 11, los subcuadros 1110 y 1120, muestran resultados de otra secuencia de datos de ejemplo. Tal como se muestra en la figura 11, en esta secuencia, ocurren alteraciones de polaridad cada 10 ms . Pueden ocurrir dos alteraciones cada 20 ms, una originada por un SV de transmisión y una inducida por el hardware de correlación del receptor. Para los propósitos de la figura 11, se supone que las alteraciones se separan 10 ms . Tal como se muestra en el segundo subcuadro 1120 de la figura 11, los lóbulos laterales se generan en 50 Hz, 150 Hz, 250 Hz, y 350 Hz . Los lóbulos laterales son más débiles con distancias en incremento de 0 Hz . Los dos subcuadros del fondo de la figura 11, los subcuadros 1130 y 1140, muestran los efectos que tiene una secuencia de datos construida en forma aleatoria en la correlación cruzada. Tal como se muestra en el cuarto subcuadro 1140, la secuencia de datos aleatorios produce lóbulos que surgen a lo largo de la región de 0 Hz a 100 Hz . Las figuras 10 y 11 muestran escenarios "pesimistas"' en el sentido en que ilustran secuencias de datos que tienen componentes DCC cero (con excepción de los subcuadros superiores de la figura 10) . Los efectos de lóbulos laterales serán reducidos para las secuencias de datos que tengan componentes CD de no cero. Esto puede ocurrir, por ejemplo, cuando las transiciones de bits no se separen exactamente en intervalos de 10 ms . En tales casos, el espectro de frecuencia podría incluir un componente CD débil, así como los lóbulos laterales que son más débiles que los que se muestran en las figuras 10 y 11. Tal como se describió anteriormente, para contar los efectos de la modulación de bit de datos en los escaladores de correlación cruzada, se utilizan diferentes máscaras C/No y Doppler en la implementación de las pruebas de correlación cruzada antes descritas. La tabla 7 que se encuentra a continuación, muestra una lista de ejemplo de máscaras C/No y Doppler que se pueden utilizar para contar el impacto que la modulación de bits de datos tiene en los escaladores de correlación cruzada. Tal como lo reconocerán los expertos en las técnicas de procesamiento de datos GPS, los valores de umbral mostrados en la tabla 7 son únicamente de ejemplo y no significan incluir todo. Se pueden utilizar otras máscaras C/No y Doppler para llevar a la práctica la presente invención. Si se desea, para la simplicidad de implementación, se pueden reemplazar los valores de umbral "Medio 44" y "Bajo 11" mostrados en la tabla 7, con los valores de umbral "Medio 20" y "Bajo 5".

Tabla 7 - Máscaras C/No y Doppler de Ejemplo para la Detección de Correlación Cruzada (contar modulación de bits de datos) Además de la prueba de correlación cruzada de "lóbulo principal" descrita anteriormente, el método y aparato de mitigación de correlación cruzada de la presente invención también incluye otras pruebas de correlación cruzada que pueden mejorar el desempeño de los receptores GPS. Estas pruebas pueden utilizarse además de, o en forma opcional con, la prueba de correlación cruzada de lóbulo principal. La primera prueba es referida como la "prueba de correlación cruzada C/No variable" y se describe más adelante . Prueba de Correlación Cruzada "C/No Variable" Debido a que el Doppler de código GPS dispersa la energía de correlación cruzada a través de las múltiples fases de código cuando es alta la diferencia Doppler, se pueden utilizar valores de umbral C/No m s estrictos cuando la diferencia Doppler entre la señal SV objetivo y la medida más débil es alta. Si la diferencia Doppler es muy grande (por ejemplo, del orden de 5 a 6 kHz, se asocia con un Doppler de código no cero) . La diferencia en picos de energía se desplaza con el tiempo. Las correlaciones cruzadas se vuelven más débiles para diferencias Doppler altas . Debido a que las correlaciones cruzadas son más débiles para diferencias Doppler altas, en estos casos se pueden utilizar máscaras Doppler más agresivas . Los efectos de desplazamiento son más pronunciados durante los modos de búsqueda que tienen tiempos de integración total largos . Por consiguiente, los valores de umbral Doppler más agresivos son más efectivos durante los modos de búsqueda más profundos (Modos 2 y 3, descritos anteriormente con respecto a los diagramas de estado de las figuras 8a y 8b) . Por ejemplo, en una modalidad, un Doppler de código en el peor caso es 1.023e6* 9kHz /l .5 GHz, lo cual es igual a 6 chips /segundo . Durante la duración de la búsqueda del Modo 3 (descrita anteriormente con referencia a la figura 8b) de 2 segundos, se obtiene como resultado una pérdida de 11 dB . las figuras 12a, 12b, y 12c muestras las distribuciones C/No de correlación cruzada como una función de un valor absoluto de diferencia Doppler para los tres modos de búsqueda descritos an eriormente con referencia a las figuras 8a y 8b. Las diferencias Doppler no toman el módulo de 1 kHz de las figuras 12a a 12c. Más específicamente, la figura 12a muestra la distribución C/Ko de correlación cruzada como una función del valor absoluto de la diferencia Doppler de la búsqueda de Modo 1 (que tiene la integración total más corta de los tres modos de búsqueda, 1, 2 , y 3) . La figura 12b muestra la distribución C/No de correlación cruzada como una función del valor absoluto de la diferencia Doppler de la búsqueda del Modo 2 (que tiene un tiempo de integración total que es más largo que las búsquedas de Modo 1) . Finalmente, la figura 12c muestra la distribución C/No de correlación cruzada como una función del valor absoluto de diferencia Doppler para la búsqueda de Modo 3 (que tiene el tiempo de integración total más largo) . Tal como se espera, y haciendo referencia ahora a la figura 12a, los picos de energía C/No (mostrados como líneas verticales en la figura 12a) son relativamente iguales durante las búsquedas de Modo 1 (por ejemplo, las líneas no varían como una función del valor absoluto de la diferencia Doppler. Sin embargo, durante las búsquedas de Modo 2 (figura 12b) y Modo 3 (figura 12c) más profundas, teniendo ambas longitudes de integración total más largas, las lineas tienden a disminuir conforme incrementa el valor absoluto de la diferencia Doppler. Como consecuencia, se incrementa la sensibilidad y eficacia de las pruebas de correlación cruzada de la presente invención, variando los valores de umbral C/No proporcionados anteriormente (con referencia a las tablas 5 a 7) como una función de la diferencia Doppler absoluta. Por ejemplo, para las búsquedas de Modo 3 (figura 12c) con M=ll, la ganancia en sensibilidad es de aproximadamente 1.5 dB a 5 kHz. Esta ganancia se reduce hasta cierto punto para M=5. A continuación se describirá a prueba de correlación cruzada "Fuerte" . Esta prueba se utiliza para detectar correlaciones cruzadas relativamente "Fuertes" que ocurren cuando los múltiples SVs transmiten señales al mismo tiempo, y cuando las señales SV transmitidas se separan por un múltiplo de 1 kHz. Prueba de Correlación Cruzada "Fuerte" Si dos o más correlaciones cruzadas caen muy cercanas una de la otra en fase de código y frecuencia Doppler, sus energías se combinan para producir un tipo de energía que es más fuerte que cualesquiera de las correlaciones cruzadas originales. Esto puede ocurrir cuando múltiples satélites transmiten en forma concurrente señales que están separadas en múltiplos de 1 kHz . Por ejemplo, en una modalidad de la presente invención que se describe a continuación con más detalle, se considera que las correlaciones cruzadas caen cerca una de la otra cuando se encuentran en la misma célula de una "rejilla de energía", en donde la rejilla de energía es un espacio de búsqueda bidimensional que tiene la fase de código como un primer índice, y la frecuencia Doppler como un segundo índice. Estas rejillas de energía se describen más adelante con mayor detalle con referencia a la descripción de los métodos de elaboración de prueba de correlación cruzada tanto de "Doppler Amplio" como de "Vaciamiento previo" de la presente invención. Debido a que los valores de umbral C/No descritos anteriormente con referencia a las tablas 5 a 7, se definen para SVs de transmisión simple, el pico de energía nuevo (producido mediante dos o más correlaciones cruzadas cercanas) puede caer arriba de los valores de umbral C/No determinados en las tablas anteriores . Por consiguiente, la presente invención incluye una prueba de correlación cruzada "fuerte" que cuenta las correlaciones cruzadas más fuertes creadas por los múltiples SVs de transmisión, la prueba de correlación fuerte es similar a la prueba de correlación cruzada descrita anteriormente, la cual computariza las diferencias Doppler y C/No. Sin embargo, de acuerdo con este aspecto de la presente invención, la prueba de correlación cruzada "fuerte" difiere de la prueba de correlación cruzada descrita anteriormente ya que al menos dos señales SV deben caer dentro de la máscara Doppler, C/No antes de que se identifique el pico detectado como una correlación cruzada. Además, de acuerdo con la prueba de correlación cruzada fuerte, si se detecta el escenario de transmisor SV múltiple descrito anteriormente, los valores de umbral se reducen para contar las correlaciones cruzadas más fuertes. En forma especifica, para capturar los picos de correlación cruzada más fuerte, se reduce el valor de umbral AC/No (mostrado anteriormente en las tablas 6 y 7) . Si las dos correlaciones cruzadas coinciden perfectamente tanto en fase de código como en frecuencia Doppler, el valor de umbral AC/No fuerte debe exceder el valor de umbral AC/No de lóbulo principal en aproximadamente 3 dB . Sin embargo, las correlaciones cruzadas normalmente no coinciden perfectamente. Por consiguiente, el pico medido excede únicamente el valor de umbral AC/No por 1.5 a 2 dB . En una modalidad de la presente invención, no se activa la prueba de correlación cruzada fuerte a menos que las dos correlaciones cruzadas sean rigurosamente de igual resistencia. Si una correlación cruzada es significativamente más débil que la otra, es mínima su contribución de energía al pico final. Como consecuencia, el pico resultante probablemente caiga debajo del valor de umbral AC/No del lóbulo principal. La prueba de correlación cruzada "Doppler Amplio" de la presente invención se describe a continuación. La prueba de correlación cruzada Doppler Amplia se dirige a un problema similar al de la prueba de correlación cruzada "Fuerte". Sin embargo, la prueba de correlación cruzada Doppler Amplia se utiliza cuando múltiples señales SV transmiten en forma concurrente señales que están relativamente cercanas en frecuencia Doppler, pero no tan cercanas como para producir un pico de correlación cruzada de energía muy fuerte (y garantizar de este modo el uso de la prueba "fuerte" antes descrita) . Prueba de Correlación Cruzada "Doppler Amplia".

Un efecto que se relaciona con el efecto de correlación cruzada fuerte descrito anteriormente, ocurre cuando dos SVs generan correlaciones cruzadas de fuerza igual que están relativamente cercanas entre sí, tanto en fase de código como en diferencia Doppler. El efecto puede observarse a través de la referencia a las figuras 13a a 13c. Las figuras 13a-13c muestran rejillas de energía 1310 (figura 13a), 1320 (figura 13b) y 1330 (figura 13c) que se pueden utilizar con la presente invención para identificar señales de correlación cruzada. Tal como se describió anteriormente con referencia al método de elaboración de pruebas de correlación cruzada "Fuerte", las rejillas de energía comprenden dos espacios de búsqueda bidimensional que tienen la fase de código como un primer Indice (por ejemplo, el índice ??") y la frecuencia Doppler como un segundo índice (por ejemplo, el índice "y") . La rejilla de energía 1310 de la figura 13a, muestra una rejilla de energía que corresponde a una búsqueda de un primer SV (por ejemplo, SV #1) que tiene una correlación cruzada fuerte. La rejilla de energía 1320 de la figura 13b, muestra una rejilla de energía que corresponde a la búsqueda del primer SV (por ejemplo, SV #1) que tiene dos correlaciones cruzadas de fuerza igual. La rejilla de energía 1330 de la figura 13c muestra una rejilla de energía que corresponde a una búsqueda del primer SV (por ejemplo, SV #1) que tiene dos correlaciones cruzadas con fuerza no igual. Cada rejilla de energía se describirá más adelante con mayor detalle . Haciendo referencia ahora a la figura 13a, de acuerdo con el método y aparato de mitigación de correlación cruzada de la presente invención, cuando la frecuencia de una correlación cruzada SV fuerte cae dentro de una rejilla de energía, ' también se identificará cualquier pico de energía lo suficientemente débil para que caiga cerca de la frecuencia de correlación cruzada fuerte, como una correlación cruzada. Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 13a, cuando la frecuencia (tomada del módulo de 1 kHz) de un SV fuerte cae dentro de la rejilla de energía 1310, se identifica una región de frecuencia sombreada (por ejemplo, región de frecuencia sombreada 1316) y se utiliza para identificar otros picos que caen dentro de la región en la forma de correlaciones cruzadas. Se supone que una primera señal SV fuerte (por ejemplo, generada por un segundo SV, etiquetado como SV #2) cae dentro de la rejilla de energía 1310 en una primera frecuencia. Esto se muestra en la figura 13a en la forma de la línea punteada 1314. Ocurre un segundo pico de energía mucho más débil 1312 (por ejemplo, generado por otro SV) dentro de la rejilla de energía 1310 en la misma primera frecuencia. En este caso, el pico de energía más débil 1312 se identifica como una correlación cruzada debido a que cae dentro de la región de frecuencia sombreada 1316. En la figura 13a se muestra el centro de los bins de la frecuencia Doppler mediante un designador 1318. Haciendo referencia ahora a la figura 13b, cuando los dos SVs transmiten señales satelitales igualmente fuertes que están cercanas en frecuencia, sus señales de correlación cruzada correspondientes pueden dar como resultado un pico de energía producido que cae fuera de las bandas de frecuencia de cada una de las señales de correlación cruzada correspondientes. Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 13b, una primera señal SV fuerte (tomada del módulo 1 kHz, y por ejemplo, generada mediante el SV #2) , produce un primer pico de correlación cruzada fuerte 1322 que cae dentro de una primera región de frecuencia sombreada 1324. Una segunda señal SV fuerte (tomada del módulo 1 kHz, y, por ejemplo, generada por otro SV, SV #3) , produce un segundo pico de correlación cruzada fuerte 1326 que cae dentro de una segunda región de frecuencia sombreada 1328. Sin embargo, a diferencia del escenario descrito anteriormente con respecto a la figura 13a, debido a que ambas de las señales SV son igualmente fuertes, se produce un tercer pico de energía 1329. Tal como se muestra en la figura 13b, debido a los efectos de interpolación (llevados a cabo tanto en el código como en los espacios de frecuencia en ambos de los picos fuertes 1322 y 1326), el tercer pico de energía 1329 cae en una frecuencia Doppler que está entre las frecuencias Doppler de los dos picos fuertes 1322, 1326. En consecuencia, el tercer pico de energía de correlación cruzada 1329 cae fuera de las regiones de frecuencia sombreadas 1324, 1328, y pueden seguir sin detectarse a menos que se realicen provisiones especiales para este escenario. El fenómeno descrito anteriormente con referencia a la figura 13b, ocurre en el Modo 1 de búsqueda (descrito anteriormente con referencia a las figuras 8a, 8b) cuando dos correlaciones cruzadas de fuerza igual producidas por los dos SVs, están cercanas en fase de código (por ejemplo, con una separación menor a .5 chips) y separados por una diferencia Doppler que es de aproximadamente entre 45 y 70 Hz . Bajo estas condiciones, el pico de energía producido por las dos correlaciones cruzadas de fuerza igual caerán entre los dos picos reales . Debido a que el pico interpolado cae entre los picos reales, la diferencia Doppler puede caer fuera del valor de umbral Doppler del lóbulo principal descrito anteriormente y fallar en ser detectado. Además, el fenómeno descrito anteriormente ocurre muy rara vez . Este surgimiento depende de diversas condiciones, todas de las cuales pueden ser satisfechas por el efecto que se manifestará. Primero, las correlaciones cruzadas (por ejemplo, los picos 1322 y 1325 de la figura 13b) deben tener una fuerza casi igual. De lo contrario, la correlación cruzada más fuerte jalará el pico interpolado hacia sí misma y dentro de su región de frecuencia sombreada. Esto se muestra en la figura 13c y se describe más adelante con mayor detalle. Segundo, la separación Doppler entre las dos correlaciones cruzadas de fuerza igual debe ser de aproximadamente 45 y 70 Hz . Si la separación Doppler es menor a aproximadamente 45 Hz, el pico interpolado caerá dentro del valor de umbral de lóbulo principal de uno de los dos picos de correlación cruzada de fuerza igual. Si la separación Doppler es mayor a aproximadamente 70 Hz, las correlaciones cruzadas se resolverán en picos separados. Tercero, las correlaciones cruzadas deben estar dentro de aproximadamente 1 chip entre si en fase de código. Además, el fenómeno antes descrito ocurre rara vez en los Modos 2 y 3 de búsqueda, debido a que la fuerza de correlación cruzada es más variable en estos modos de búsqueda. La prueba de correlación cruzada Doppler Amplia, es similar a la prueba de correlación cruzada fuerte descrita anteriormente. Si al menos dos señales SV caen en una máscara Doppler, C/No, el pico de energía se identifica como una correlación cruzada. La máscara C/No es idéntica a la que se utilizó para la máscara C/No del lóbulo principal (ver las tablas 5 a 7 anteriores) . Sin embargo, el ancho de la máscara Doppler se incrementa en comparación con la máscara Doppler descrita anteriormente con referencia a las tablas 5 a 7. Además, y en contraste con la prueba de correlación cruzada fuere descrita anteriormente, el valor Doppler del pico debe estar entre los valores Doppler de las dos correlaciones cruzadas . Tal como se describió anteriormente, si una correlación cruzada es mucho más fuerte que la otra, la correlación cruzada más fuerte jalará al pico interpolado hacia si misma y dentro de su región de frecuencia sombreada. Esto se muestra en la rejilla de energía de la figura 13c. La figura 13c muestra la rejilla de energía 1330 que corresponde a la búsqueda de un primer SV, SV #1, con dos correlaciones cruzadas de fuerza no igual (una correlación cruzada relativamente débil 1332, y una correlación cruzada relativamente fuerte 1334) . La correlación cruzada débil 1332 cae dentro de la primera región de frecuencia sombreada 1336 definida por una segunda señal SV (tomando el módulo 1 kHz) , producida por un segundo SV (por ejemplo, un SV #2) . La correlación cruzada fuerte 1334 cae dentro de una segunda región de frecuencia sombreada 1338 definida por una tercera señal SV (tomando el módulo 1 kHz) , producida por un tercer SV (por ejemplo, un SV #3) . Tal como se muestra en la figura 13c, cuando las dos correlaciones cruzadas 1332 y 1334 están presentes en la misma rejilla de energía, y uno (1334) es significativamente más fuerte que el otro (1332), el pico interpolado 1340 se jala hacia la correlación cruzada 1340, y normalmente cae dentro de la región de frecuencia sombreada del SV más fuerte (en la figura 13c, el pico interpolado 1340 se muestra cayendo dentro de la segunda región de frecuencia sombreada 1338 definida por el SV #3) . Tal como se describe anteriormente, la prueba de correlación cruzada Doppler Amplia podría no ser necesaria en este caso. A continuación se describirá la prueba de correlación cruzada "de vaciamiento previo". Prueba de Correlación Cruzada de Vaciamiento Previo En algunas modalidades de la presente invención, la elaboración de pruebas de correlación cruzada (tal como la elaboración de pruebas que utiliza los métodos antes descritos de la presente invención) , se lleva a cabo únicamente después de que se completan los modos de búsqueda de la señal satelital y se selecciona un solo pico para cada rejilla de energía (por ejemplo, las rejillas de energía descritas anteriormente con referencia a las figuras 13a-13c) . Desafortunadamente, pueden surgir errores cuando la elaboración de pruebas de correlación cruzada se retrasa hasta después, en lugar de durante (o antes) el proceso de selección de pico de energía por rejilla. Por ejemplo, si el pico de energía real (la señal de interés SV) es más débil que un pico de correlación cruzada fuerte (o, por algún motivo, más débil que un segundo o tercer pico de correlación cruzada fuerte) en la misma rejilla de energía, en algunas modalidades de la presente invención, la medida de correlación cruzada más fuerte se . guarda para una elaboración de pruebas de correlación cruzada subsecuente, en tanto que se descarta el pico real . Aunque el pico más fuerte puede identificarse posteriormente (mediante una elaboración de pruebas de correlación cruzada) en la forma de una correlación cruzada, ya no estará disponible un pico real para un procesamiento subsecuente. Por consiguiente, con el objeto de recuperar el pico real, se debe llevar a cabo una nueva búsqueda que dará como resultado tiempo y recursos del procesamiento desperdiciados. El método de elaboración de pruebas de correlación cruzada de vaciamiento previo de la presente invención, se dirige a este fenómeno y evita la eliminación errónea, o al menos no deseada de picos de energía reales antes de llevar a cabo la elaboración de pruebas de correlación cruzada. Tal como se describió anteriormente con referencia a las figuras 13a-13c, una modalidad de la presente invención utiliza rejillas de energía de búsqueda para localizar señales SV y de correlación cruzada. Tal como se describió anteriormente, las rejillas de energía de búsqueda son dos espacios de búsqueda bidimensionales indexados mediante la fase de código (tomada a lo largo del eje "X" de la rejilla) y la frecuencia (tomada a lo largo del eje "y" de la rejilla) . Aunque estas dimensiones pueden variar, para la modalidad descrita, se supone que las rejillas de energía tienen dimensiones fijas. En una modalidad, se obtienen 32 chips GPS en una extensión y 20 bins de frecuencia. Los bins de frecuencia pueden comprender 25 Hz durante 20 veces (para los modos de búsqueda superior) . En el caso de modos de búsqueda más inferiores, en donde las búsquedas tienen longitudes de integración coherente más largas, dependiendo del modo de búsqueda utilizado, los bins de frecuencia pueden comprender ya sea 6.25 Hz ("25/4") de 20 veces ó 3.125 Hz ("25/8") 20 veces. En una modalidad de la presente invención, se lleva a cabo una búsqueda para cada señal SV. Todas las medidas de señal satelital obtenidas durante la búsqueda se registran en una base de datos para procesamiento adicional. Por ejemplo, en una modalidad, se lleva a cabo una búsqueda de modo alto, búsqueda de Modo 1 (descrito anteriormente con referencia a la máquina de estados de las figuras 8a y 8b, y específicamente con referencia al estado 802) para cada SV. En esta modalidad, se obtienen 10 de las señales satelitales detectadas más fuertes para cada rejilla de energia de búsqueda. los expertos en las técnicas del procesamiento de datos y comunicaciones, apreciarán que el uso de 10 picos, es únicamente de ejemplo y que se puede utilizar cualquier número de picos de rejilla conveniente sin apartarse del espíritu o alcance de la presente invención. En esta modalidad, se almacenan 10 picos de energía máxima local en cada rejilla de energía de búsqueda. Una vez que se obtienen los 10 picos de energía máxima local para cada rejilla de búsqueda, se clasifican los picos con base en los criterios de selección de pico determinados previamente. Como resultado del proceso de clasificación, se selecciona un solo pico de energía para cada rejilla de energía de búsqueda. Se debe observar que una rejilla de energía de búsqueda puede no tener picos de energía, si la búsqueda falla en detectar un pico de energía lo suficientemente fuerte. Se pueden utilizar diversos criterios de selección de picos diferentes, en la práctica del proceso de selección de picos . Los expertos en las técnicas de la comunicación, deberán reconocer que los criterios de selección de picos descritos en la presente invención son únicamente de ejemplo, y no deben interpretarse como una limitación para el alcance o espíritu de la presente invención. Por ejemplo, se supone que dos picos caen dentro de 2 ó 3 chips de cada uno de los otros . De acuerdo con un primer criterio de selección de picos, se selecciona el pico que ocurre en forma más temprana, y se descarta el pico que ocurre posteriormente. De acuerdo con este criterio de selección, se selecciona el pico que ocurre en forma más temprana, incluso cuando es más débil que el pico que ocurre posteriormente. La razón de este criterio de selección, es que el pico que ocurre posteriormente puede comprender una reflexión de una señal satelital (por ejemplo, una señal SV reflejada fuera de una montaña cercana) . Los picos reflejados (por ejemplo, picos que están atenuados) no son tan útiles para los propósitos de detección de señal SV, como los picos no reflejados (por ejemplo, picos no atenuados que están presumiblemente en la linea de visión para el receptor) . Se pueden utilizar otros criterios de selección de picos en la selección de un pico para cada rejilla de energía. Sin importar el criterio utilizado, en esta modalidad, sin el uso de un vaciamiento previo (tal como se describe más adelante con mayor detalle, permanece un pico de energía por rejilla después de que se lleva a cabo la selección de picos. Todas las rejillas de energía se almacenan en esta forma y se selecciona un pico para cada SV.

Por consiguiente, sin un vaciamiento previo, después de cada modo de búsqueda, permanece únicamente un pico para cada SV . De acuerdo con el método de vaciamiento previo de la presente invención, se ejecuta la elaboración de pruebas de correlación cruzada en forma temprana en el proceso de búsqueda y antes de la selección de los picos de energía. De acuerdo con este método, se lleva a cabo la elaboración de pruebas de correlación cruzada, no después de que se selecciona un solo pico de energía para cada SV, sino más bien, durante el proceso de selección mientras que permanecen 10 picos todavía dentro de cada rejilla de energía de búsqueda. Dicho de otra forma, se lleva a cabo la elaboración de pruebas de correlación cruzada durante el proceso de búsqueda. Esto indica que aún no se completen las otras medidas del modo de búsqueda normal. Por consiguiente se hacen comparaciones únicamente para los picos encontrados en los modos de búsqueda previa. En particular, la prueba de vaciamiento previo está disponible para utilizarse en modos de búsqueda superior . De acuerdo con la prueba de correlación cruzada de vaciamiento previo de la presente invención, conforme progresa el proceso de búsqueda, se mantiene una lista de todos los picos fuertes "confiables". Durante el procesamiento de 10 picos por rejilla de energia, se lleva a cabo la elaboración de pruebas de correlación cruzada y se identifican las correlaciones cruzadas . Si un primer pico de energia en una rejilla de búsqueda es más débil que un segundo pico de energia, pero el segundo pico se identifica como una correlación cruzada (a través de un proceso de elaboración de pruebas de correlación cruzada) , el primer pico de energia (por ejemplo, el pico real) puede guardarse para un procesamiento adicional y por consiguiente, no se descarta. Esto ahorra las búsquedas subsecuentes, que de otro modo podrían requerirse en la ausencia de métodos de elaboración de prueba de correlación cruzada de vaciamiento previo. En una simulación, los resultados obtenidos utilizando la prueba de correlación cruzada de vaciamiento previo de la presente invención, coinciden en forma cercana con los obtenidos utilizando las pruebas de correlación cruzada descritas anteriormente, a pesar del uso de estimados más burdos de C/No y Doppler. Debido a que las distribuciones son virtualmente idénticas a las pruebas de correlación cruzada descritas anteriormente, los mismos valores de umbral a los descritos anteriormente (por ejemplo ver tablas 5 a 7) , pueden ser utilizados en la práctica de la prueba de vaciamiento previo. Sin embargo, los expertos en las técnicas del procesamiento de datos y comunicaciones, deberán reconocer que se pueden utilizar otros valores de umbral en la práctica de la prueba de correlación cruzada de vaciamiento previo. Los valores de umbral proporcionados son únicamente de ejemplo y no deben interpretarse como que limitan el alcance y espíritu de la presente invención. Se han descrito un número de modalidades de la presente invención. Sin embargo, quedará entendido que se pueden realizar diversas modificaciones sin apartarse del alcance de la misma. Por ejemplo, los métodos de la presente invención pueden ejecutarse en un software o hardware, o una combinación de modalidades de software y hardware. Como otro ejemplo, los pasos o actos mostrados o descritos en una secuencia en particular, se pueden llevar a cabo generalmente en un orden diferente, excepto para las modalidades descritas en una reivindicación que incluya un orden especifico de los pasos. Por consiguiente, quedará entendido que la presente invención no está limitada por la modalidad especifica ilustrada, sino únicamente por el alcance de las reivindicaciones.

Claims (1)

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito la presente invención, se considera como una novedad y por lo tanto, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes : R E I V I N D I C A C I O N E S

1. ün método y aparato para mitigar los efectos de las señales de correlación cruzada en señales satelitales recibidas en un receptor del Sistema de Posicionamiento Global (GPS) , en donde el método comprende los pasos de: a) recibir una pluralidad de señales satelitales de una pluralidad respectiva y asociada de vehículos satelitales GPS (SVs); b) detectar señales SV; y c) identificar correlaciones cruzadas potenciales . R E S U E N Se describe un método y aparato para mitigar los efectos de las señales de correlación cruzada en señales satelitales recibidas en un receptor del Sistema de Posicionamiento Global (GPS) . Se utiliza una arquitectura de modo de búsqueda GPS, para detectar señales SV e identificar correlaciones cruzadas potenciales . Los modos de búsqueda GPS tienen diferentes longitudes de integración coherente y diferentes grados de sensibilidad. Después de la detección se registran las medidas en una base de datos para el procesamiento adicional. Se describen diversas pruebas de correlación cruzada. Por ejemplo, se describe una prueba de correlación cruzada "Mainlobe", que identifica las correlaciones cruzadas más significativas que ocurren cuando la diferencia Doppler entre la señal SV de interferencia y la señal SV objetivo es de no cero y un múltiplo de 1 kHz . Los valores de umbral o máscaras Doppler y C/No adecuados, son seleccionados y utilizados para identificar correlaciones cruzadas mainlobe. Se utiliza una máscara Doppler amplia, para tomar en cuenta los efectos en las correlaciones cruzadas originadas por la modulación del bit de datos BPSK. Se describe una prueba de correlación cruzada "C/No variable", que toma en cuenta los efectos en las correlaciones cruzadas cuando es grande la diferencia Doppler entre una señal SV de interferencia y una señal SV objetivo. Se utiliza una prueba de correlación cruzada "fuerte", para detectar las correlaciones cruzadas combinadas generadas cuando dos o más señales caen muy cercanas una de la otra, tanto en fase de código como en frecuencia Doppler. Se utiliza una prueba "Doppler amplia", cuando las SVs múltiples transmiten en forma concurrente señales que están relativamente cerca en frecuencia Doppler, pero no lo suficientemente cerca como para producir un pico de correlación cruzada de energía muy fuerte. Se describe una correlación cruzada vaciada previamente, que realiza en forma temprana la elaboración de pruebas de correlación cruzada en el proceso de búsqueda de señal Sv.