KR20030013405A

KR20030013405A - 위성 기반 위치지정 시스템, 위성 기반 위치지정시스템에서 이용하기 위한 장치, 수신기의 정확한 위치를결정하는 방법 및 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법

Info

Publication number: KR20030013405A
Application number: KR1020027015037A
Authority: KR
Inventors: 브라이언트로드릭씨; 글레논에몬피; 도우간스탠리엘; 뎀프스터앤드류지
Original assignee: 시그텍 네비게이션 피티와이 엘티디
Priority date: 2000-05-08
Filing date: 2001-05-07
Publication date: 2003-02-14
Also published as: NZ523031A; WO2001086318A1; EP1299745A1; IL152708A0; AU5598801A; EP1299745A4; CA2411607A1; JP2003532903A

Abstract

본 발명은 약 신호 위성 송신(weak signal satellite transmission)을 이용하여 수신기 위치를 결정하는 방법, 장치 및 시스템을 개시한다. 본 발명은 보조 소스(aiding source)와 수신기 사이에, 수신기에 보조 정보를 제공하도록 하는 교환(exchange)의 시퀀스를 포함하여, 약 위성 송신의 존재시에 수신기의 위치가 결정될 수 있도록 한다. 보조 정보를 가지고, 신규한 수신기는 약 위성 신호를 검출, 획득 및 추적함으로써, 약 위성 신호로부터 시간 동기화 데이터를 추출할 수 없음에도 불구하고, 계산된 의사 범위(pseudo range)로부터 위치 솔루션(position solution)을 계산한다.

Description

위성 기반 위치지정 시스템, 위성 기반 위치지정 시스템에서 이용하기 위한 장치, 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법 및 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법{SATELLITE-BASED POSITIONING SYSTEM RECEIVER FOR WEAK SIGNAL OPERATION}

본 출원은 2000년 5월 10일에 출원된 미국 가출원 제 60/202,464 호의 우선권을 주장한다.

위성 기반 위치지정 시스템은 연속적인 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호를지구로 송신하는 위성의 무리(constellation)를 이용함으로써 동작한다. 이들 위성의 수신 범위내의 수신기는 변조된 데이터(네비게이션 메시지)를 확산 스펙트럼 반송파로 전달하는 이들 신호를 인터셉트한다. 이러한 데이터는 위성 자신에 대한 궤도 파라미터(예를 들면, GPS의 경우 정확한 천체력(ephemeris) 데이터 및 덜 정확한 역서(almanac) 데이터)와 더불어 신호에서의 소정의 순간에서의 정확한 송신 시간을 제공한다. 4 개의 위성 각각으로부터 수신기까지의 신호의 비행(flight) 시간을 평가하고, 평가된 비행 시간에 대응하는 송신 시간에서의 위성의 위치를 계산함으로써, 수신기 안테나의 정확한 위치를 결정할 수 있다.

종래의 SPS 수신기에서, 이것이 수행되는 프로세스는 적어도 4 개의 위성의 의사 범위(pseudorange)를 평가한 후, 이들 정확한 위치 및 수신기의 클럭 에러로부터 계산하는 것을 포함한다. 각각의 의사 범위는 하나의 위성으로부터 수신기까지의 비행 시간과 광속을 승산함으로써 계산되며, 따라서 위성과 수신기 사이의 거리 또는 '범위'의 평가이다. 비행 시간은 네비게이션 메시지로부터 결정된 송신 시간과 수긴기에서의 클럭을 이용하여 결정된 것으로서의 수신 시간 사이의 차이로서 평가된다. 위성의 클럭과 비교해 볼 때, 수신기의 클럭은 필연적으로 상이한 현재 시간(present time)을 가질 것이므로, 4 범위 계산은 공통의 에러를 가질 것이다. 공통의 에러는 광속에 의해 승산된 수신기의 클럭에서의 에러이다.

적어도 4 개의 위성을 이용함으로써, 수신기 클럭 에러와 안테나의 위치 둘다를 결정하도록, 수학식 세트의 해를 구할 수 있다. 만약, 3 개의 측정치만이 이용가능한 경우, 수신기의 좌표 중 적어도 하나가 이미 알려진다면, 위치 및 클럭에러를 결정하는 것이 여전히 가능하다. 때로는, 안테나의 고도를 평가함으로써, 이러한 상황이 개략화될 수 있다.

위성으로부터의 신호는 비교적 높은 "칩핑(chipping)"율(예를 들면, 1.023 MHz)에서 의사 랜덤 이진 확산 코드(pseudo-random binary spreading code)에 의해 2상(biphase) 변조된 후, 낮은 데이터율(예를 들면, 50 Hz)에서 이진 네비게이션 메시지에 의해 2상 변조되는 반송파 신호로 구성된다. 전형적으로, 안테나로부터 위성까지 방해받지 않는 시선(line of sight)을 갖는 수신기에 대해, 지구 표면에서의 반송파 대 잡음비는 매우 낮다(예를 들면, 31dBHz 내지 51dBHz). 그러나, 그것은 종래의 위상 동기 루프(phase-locked loop) 및 지연 동기 루프(delay-locked loop) 기술을 이용하여, 추출될 데이터에 대해, 신호가 검출, 획득 및 추적되도록 하기에 충분하다.

종래 SPS 수신기에서의 신호 코드를 추적하는 프로세스는 하드웨어 코드 발생기 및 신호 혼합기를 이용하는 것을 포함한다. 국부적으로 발생된 코드가 입력 신호의 코드와 정확히 정렬될 때, 혼합기로부터의 출력은 코드 변조를 전혀 포함하지 않는다. 신호의 대역폭은 상당히 작으므로, 신호 대 잡음비를 크게 증가시키도록 필터링될 수 있다. 이것은 데시메이션 필터(decimation filter)를 이용하여 통상적으로 수행됨으로써, 상관기 출력 샘플링율이 입력 샘플링율보다 상당히 작아지게 한다(예를 들어, 입력에서의 1.3MHz와 비교했을 때 출력에서 1kHz).

또한, GPS의 경우, 수신기에서의 소정의 주어진 순간에 대응하는 이러한 신호의 정확한 송신 시간은, 코드 위상을 얻도록 코드 발생기의 상태를 래치(latch)하고, 데이터의 각 비트내의 코드 시점(code epoch)을 카운팅하고, 네비게이션 메시지의 각 워드내의 비트를 카운팅하고, 메시지의 각 서브프레임내의 워드를 카운팅하고, 서브프레임 경계에 대응하는 송신 시간을 추출 및 디코딩함으로써 결정될 수 있다. 임의의 SPS에 대해 유사한 방안이 이용될 수 있다.

그러나, 전통적인 SPS 수신기는 약화된 송신 신호의 존재시에 위치 식별에 있어 곤란한 실패를 겪게 될 수 있다. 안테나와 위성 사이의 직접적인 시선이 방해받는 경우, 신호가 안테나에 도달할 때 심각하게 감쇠될 수 있다. 종래의 기술은 이들 신호를 검출, 획득 및 추적하는데 이용될 수 없다. 더욱이, 이들 상황하에서 신호가 검출될 수 있다고 해도, GPS 신호의 반송파 대 잡음비는, 예를 들면, 24dBHz 정도 만큼 낮거나, 또는 그보다 낮을 수 있어, 신호로부터 데이터를 추출할 수 없다.

종래 기술의 장치는 보조 정보(aiding information)를 이용함으로써 이들 단점을 최소화 또는 극복하고자 시도하여 왔다. 그러한 방안에서, 감쇠된 신호로 인한 정보 부족에 균형을 맞추기 위해, 다양한 2차 송신 소스를 통해 추가적인 정보가 외부적으로 SPS 수신기에 공급된다. 그러한 장치의 예는, Taylor 등(미국 특허 제 4,445,118 호)(위성 역서 데이터에 의해 보조를 받은(aided by satellite almanac data)); Lau(미국 특허 제 5,418,538 호)(차동 위성 위치지정 정보 및 에피메리드에 의해 보조를 받은(aided by differential satellite positioning information and ephemerides)); Krasner(미국 특허 제 5,663,734 호)(도플러 주파수 시프트의 송신에 의해 보조를 받은(aided by transmission of Dopplerfrequency shifts)); Krasner(미국 특허 제 5,781,156 호)(도플러 주파수 시프트의 송신에 의해 보조를 받은); Krasner(미국 특허 제 5,874,914 호)(도플러, 초기화 및 의사 범위 데이터에 의해 보조를 받은(aided by Doppler, initialization and pseudorange data)); Krasner(미국 특허 제 5,841,396 호)(위성 역서 데이터에 의해 보조를 받은); Loomis 등(미국 특허 제 5,917,444 호)(선택된 위성 에피메리드, 역서, 이온층, 시간, 의사 범위 정정, 위성 인덱스 및/또는 코드 위상 속성에 의해 보조를 받은(aided by selected satellite ephemerides, almanac, ionosphere, time, pseudorange corrections, satellite index and/or code phase attributes)); Krasner(미국 특허 제 5,945,944 호)(타이밍 데이터에 의해 보조를 받은); Krasner(미국 특허 제 6,016,119 호)(위성 신호로부터의 데이터 재송신에 의해 보조를 받은)의 특허에 개시되어 있다.

그러나, 보조 정보는 추가적인 송신 능력을 필요로 한다. 예를 들어, 보조 정보는 추가적인 위성 송신기 또는 무선 전화 시스템을 이용하여 SPS 수신기로 전송될 수 있다. 그와 같이, 공급된 보조 정보의 양을 감소시켜, 그러한 추가적인 자원의 이용을 제한하는 것은 커다란 이점을 제공한다. 예를 들어, 보조 정보 통신에 무선 통신 네트워크의 음성 경로가 이용되는 경우, 음성 통신은 보조 메시지에 의해 방해받을 것이다. 따라서, 보조 메시지는, 유지될 수 있는 지속 기간 및 주파수에 대한 음성 방해를 제한하도록, 가능한 한 짧아야 한다. 또한, 보조 데이터가 통신되는 방법에 상관없이, 통신은 수신기의 동작을 지연시킬 것이다. 많은 응용에서, 위치 데이터가 즉각적으로 요구되므로, 임의의 지연이 최소화되어야한다.

발명의 요약

본 발명의 목적은 강(strong) 신호의 존재시에 강건한 성능을 유지하면서, 방해받거나 약한 위성 송신 신호가 존재시에 성능을 향상시키는 위성 위치지정 시스템에 이용하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 이러한 보조가 실패하는 경우, 성능에서의 적절한 저하를 유지하면서, 외부의 보조를 최소한으로 이용하여 시스템의 성능을 향상시키는 것이다.

본 발명의 또다른 목적은 최소의 TTFF(Time To First Fix)를 달성하는 장치를 제공하는 것이다.

또다른 목적은 본 명세서에 포함된 본 발명의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다.

이들 목적과 조화되어, 본 발명에 따라 제조된 장치는 실내 위치에서 수신될 수 있는 것과 같은 감쇠된 신호를 검출, 획득 및 추적하는 신규한 신호 처리 방안을 이용하여, 위치 솔루션을 계산한다. 본 방안은 감쇠된 위성 신호 및 최소의 외부 공급 보조 정보를 신규하게 이용한다.

이러한 방안하에서, SPS 수신기에 의한 요청에 응답하여, 보조 소스는 순서화된 시퀀스내에 2 가지 유형의 정보를 공급한다. 첫 번째, 보조 소스는 바람직하게 20km 이내, 그리고 GPS의 경우에는 확실하게 100 km이내로, 수신기의 대략적위치를 제공한다. 두 번째, 보조 소스는 정확한 위성 위치 및 추적된 위성의 세트에 대한 속도를 제공한다. 이들 위성 위치 및 속도는 위성에 대한 천체력 데이터로부터 보조 소스에 의해 계산된다. 다른 보조 정보는 필요하지 않다.

일반적으로, 장치는 내부적으로 저장된 역서 데이터로부터의 정보 및 보조 소스로부터 수신된 대략적 위치에 근거한 추적을 위해 위성의 세트를 검출 및 획득한다. 일단 획득되고, 약 신호가 존재시에, 장치는 약화된 신호내의 송신 시간 데이터보다는, 약 위성 신호의 코드 위상에 의존한다. 신호의 코드 위상은, 공통 수신 시간이 존재하도록, 동일한 순간에 측정된다. 그 다음, 코드 위상 사이의 차이를 결정함으로써, 결과적인 값 또는 코드 위상 차이가, 위성 신호의 송신 시간에 있어서의 차이의 모호한 측정치(ambiguous measurements)로서 취해진다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 이들 코드 위상차를 이용하여, 보조 소스로부터 수신된 대략적 위치의 보조를 받아, 의사 범위를 생성한다. 프로세스에서, 수신기의 대략적 위치 및 정확한 위성 위치가 조합되어, 위성에 대한 대략적 범위가 결정된다. 그 다음, 대략적 범위와 코드 위상 차이를 더 조합함으로써, 정확한 의사 범위 차이가 도출된다. 마지막으로, 정확한 의사 범위 및 정확한 위성 위치를 이용하여, 정확한 SPS 수신기 위치를 결정할 수 있다.

본 발명은 미국의 Navstar GPS(Global Positioning System), 러시아의 GLONASS(Global Navigation Satellite System) 및 유럽의 갈릴레오 시스템(Galileo system)과 같은 위성 기반 위치지정 시스템(satellite-based positioning systems; SPS)에서 채용되는 수신기의 설계에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 약 신호 위성 송신(weak signal satellite transmission)을 이용하여 수신기 위치를 결정하는 방법, 장치 및 시스템에 관한 것이다.

본 발명은 첨부 도면을 통해 예시된다. 그러나, 이들 도면은 본 발명의 예를 나타내는 것이며, 본 발명의 응용가능성을 제한하고자 하는 것은 아니다.

도 1은 보조 소스와, 호 취득자와, 본 발명의 일실시예에 따라 통합된 SPS 수신기를 갖는 핸드셋 사이의 상호 작용을 도시하는 시퀀스도이다.

도 2는 위성 신호를 획득하고, 코드 위상을 측정하고, 이들 측정치를 반송파 평활화하고, 의사 범위 차이를 계산하고, 핸드셋 위치를 계산하기 위한, 본 발명의 일실시예에 따른 전체 알고리즘을 도시하는 흐름도이다.

도 3은 본 발명에 따른 전형적인 SPS 수신기의 블럭도이다.

도 4는 본 발명의 일실시예에 따라 상관기의 각 채널의 초기 및 후기 암 각각에서의 크기를 측정하는데 이용된 신호 처리 알고리즘을 도시하는 블럭도이다.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따라 코드 위상 측정치에서의 에러를 감소시키는데 이용된 반송파 평활화 알고리즘을 도시하는 블럭도이다.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따라 코드 위상으로부터의 위치 및 속도와 반송파 주파수 차이를 계산하는데 이용된 알고리즘을 도시하는 블럭도이다.

본 발명의 상기 목적들을 달성하기 위해, 본 발명의 4 가지 특징적 요소가 이용된다. 제 1 요소는 보조 정보의 속성과, SPS 수신기 및 보조 소스가 보조 정보를 제공하기 위해 상호 작용하는 방법이다. 제 2 요소는 강 신호에 의한 방해(jamming)을 회피하고 불리한 조건하에서의 적절한 저하를 보장하면서, 약 신호를 검출, 획득 및 추적하는 절차에 관한 것이다. 제 3 요소는 공통의 측정 순간에 코드 위상을 결정하기 위해 다수의 위성 신호를 추적하는 장치의 설계에 관한것이다. 마지막으로, 본 발명의 제 4 요소는 측정된 코드 위상 차이로부터 위치 솔루션을 계산하기 위해, 약 위성 신호를 처리하는데 이용된 알고리즘의 세트를 포함한다. 이들 각 특성은 차례로 설명될 것이다.

본 발명은 미국 특허 제 5,459,473 호에 개시된 공동 소유 발명에 대한 개량 및 확장에 관한 것이다. 따라서, 상기 미국 특허는 본 명세서에서 참조로 인용된다.

A. 보조 소스/수신기 상호 작용

전술한 바와 같이, 본 발명에 따라 이용된 보조 데이터는, SPS 수신기에 대한 대략적 위치 및 특정 위성 세트의 위치 및 속도를 포함하는 정보에 한정된다. 이러한 정보는 요청/응답 시퀀스를 통해 결정되어 제공된다. 도 1에는 본 발명에 따른 그러한 교환의 일실시예에 대한 모델이 도시되어 있다.

전형적인 교환은 SPS 수신기(1)와, 보조 소스(2)와, 호 취득자(Call Taker)(3)를 포함할 수 있다. 예를 들어, SPS 수신기(1)는 무선 전화 또는 다른 핸드셋내에 내장되거나, 또는 함께 위치된 GPS 수신기일 수 있다. 보조 소스(2)는, 보조 데이터가 무선 통신 링크를 통해 핸드셋에 송신되도록, 무선 네트워크에서 호 센터(call center) 또는 셀 사이트(cell site) 또는 다른 곳에 위치될 수 있다. 또한, 호 취득자(3)는 호 센터 또는 무선 네트워크로부터 액세스가능한 다른 위치에 위치될 수 있다. 위치 데이터의 최종 사용자는 호 취득자(3), 또는 SPS 수신기(1)를 수반하는 사용자일 수 있다. 본 발명의 목적을 벗어나지 않고서도,SPS 수신기(1), 보조 소스(2) 및 호 취득자(3) 사이에 다른 형태의 송신이 이용될 수 있다.

교환을 시작하기 위해, SPS 수신기(1)는 제 1 보조 요청(4)을 보조 소스(2)로 전송한다. 전형적으로, 이것은 SPS 수신기(1)의 활성화시에 발생될 수 있으나, 다른 시간에서도 마찬가지로 발생될 수 있다. 이에 응답하여, 보조 소스(2)는 SPS 수신기(1)의 대략적 위치를 포함하는 제 1 보조 응답(5)을 전송한다. 바람직하게, SPS 수신기(1)의 대략적 위치는 광속 또는 GPS의 경우에는 100km에 의해 승산된 위성 신호의 코드 시점(code epoch)의 1/2보다 정확하다. 또한, 대략적 위치는 제 1 보조 보고(6)에서 호 취득자(3)에게 전송될 수 있다.

수신된 대략적 위치 및 이전에 저장된 역서 데이터를 가지고, SPS 수신기(1)는 위성 신호를 획득하기 위한 상관 탐색(correlation search)을 수행한다. 역서 데이터 및 대략적 위치는, 일단 하나의 위성이 획득되면, 초기 탐색에 제약을 가하는 것을 돕는다. 획득시에, SPS 수신기(1)는 제 2 보조 요청(7)을 보조 소스(2)로 전송한다. 제 2 보조 요청(7)은 의사 범위차를 결정시에 SPS 수신기(1)에 의해 이용된 특정 위성 세트를 식별하기 위한 정보를 포함한다. 이에 응답하여, 보조 소스(2)는 위성에 대한 천체력 데이터로부터의 식별된 위성 세트의 정확한 위치 및 속도를 결정한다. 그 다음, 결정된 위치 및 속도가 제 2 보조 응답(8)에서 SPS 수신기(1)에 전송된다. 이러한 경과 시간은 알려져 있고, 보조를 위한 요청의 송신과 수신 사이의 대기 시간(latency)이 결정될 수 있는 것으로 가정하기 때문에, 보조 소스가 수 십 밀리초 이내에 위성 신호의 수신 시간을 결정할 수 있다.

따라서, 이러한 방안하에서는 보조 소스(2)가 정확한 위성 위치 및 속도를 제공하므로, SPS 수신기(1)보다는 보조 소스(2)가 위성 신호로부터 특정의 시간 동기화 데이터를 결정할 수 있을 필요가 있고, 천체력 데이터를 유지 및 획득할 필요가 있다. 더욱이, 위성 위치가 보조 소스(2)로부터 SPS 수신기(1)에 의해 수신될 때 정확하게 되는 것을 보장하기 위해, 둘 사이의 통상을 위한 대기 시간 기간은 수 십 밀리초 이내이어야 한다. 이것은 계산된 위성 위치에서의 에러가 수 미터로 되도록 제한하는 것을 보장할 것이다. 마지막으로, 바람직한 실시예에서, 제 2 보조 요청(7)은 위성 신호의 코드 위상이 래치되는 순간으로부터 알려진 경과 시간에서 발생된다. 이러한 경과 시간은 알려져 있고, 보조를 위한 요청의 송신과 수신 사이의 대기 시간이 결정될 수 있는 것으로 가정하기 때문에, 보조 소스(2)가 수 십 밀리초 이내에 위성 신호의 수신 시간을 결정할 수 있다.

위성 위치 및 속도를 수신하고 의사 범위 및 범위율 차이를 이용한 후, SPS 수신기(1)는 위치 및 속도(Position and Velocity; PV) 솔루션을 계산하여, 정확한 위치, 속도, 헤딩(heading) 등을 결정한다. 그러한 결정 이후에, SPS 수신기(1)는 미처리(raw) 위치, 속도, 헤딩, 높이, 위성 ID(satellite identification) 및 그것(즉, 고도 보조(altitude aiding)를 갖는 3D 또는 2D)에 의해 사용된 솔루션 모드를 포함하는 수신기 보고(9)를 보조 소스(2)에 전송한다.

이러한 나중의 정보를 수신시에, 보조 소스(2)는 또다른 동작을 취할 수 있다. 예를 들어, 보조 소스(2)는 알려진 위성 세트 및 송신 시간을 이용하여, (소정의 이용가능한 수단에 의해 획득된) 차동 의사 범위 정정을 선택한 후, 보고된솔루션 모드와 조화되는 대응하는 위치 정정을 계산할 수 있다. 이러한 나중에 계산으로, 보조 소스(2)는 SPS 수신기에 의해 보고된 위치에 정정을 가하여 보다 현재의 위치를 획득할 수 있다. 그 후, 정확한 위치가 제 2 보조 보고(10)에서 호 취득자(3)에 전송될 수 있다.

전술한 바와 같은 이러한 교환의 대안적인 실시예로서, SPS 수신기(1)는 코드 위상차를 보조 소스(2)에 보고한다. 이러한 경우, 보조 소스(2)는 SPS 수신기(1)에서와 같은 방법을 이용하여 SPS 수신기(1)에 대한 PV 솔루션을 계산할 수 있다.

전술한 바와 같이, 이 방안은 SPS 수신기(1)가, 위성 신호로부터 실제 시간 동기화 데이터를 갖는 이점없이, 의사 범위를 계산할 것을 요구한다. 이러한 데이터의 이용은, 위성 신호의 코드 위상이 위성 신호의 송신 시간에서의 차이의 모호한 측정치로서 취해지기 때문에, 회피된다. 이것은 공통 수신 시간이 존재하도록, 동일한 순간에 코드 위상을 측정함으로써 달성된다. 더욱이, 코드 위상 차이를 의사 범위 차이로 변환하는데 필요한 모호성 해법은 보조 소스(2)로부터 획득된 수신기에 대한 대략적 위치를 이용함으로써 달성된다. 그 후, 대략적 위치가 실시간 클럭(정확하게 1 분)으로부터의 대략적 시간 및 (약 30km 미만의 범위 에러를 제공하는 GPS의 경우 약 2 개월 미만으로 오래된) 현재 역서 데이터와 조합될 때, 이것은 위성의 대략적 범위가 코드 위상 차이에 대한 모호성 간격인 광속에 의해 승산된 코드 시점의 절반보다 우수하게 결정되도록 허용한다. 대략적 범위의 세트와 코드 위상의 세트를 조합함으로써, 수신기를 약 1 분보다 많이 동기화할 필요성없이, 명백하고 정확한 의사 범위차가 도출된다.

더욱이, 보조 데이터 최소화 목적과 조화되도록, SPS 수신기(1)는 도플러 정보를 공급받을 필요없이, PV 솔루션을 계산할 수 있다. 전통적인 장치에서, 그러한 정보는 신호 획득 동안의 반송파 주파수 탐색을 제한하는 것을 돕거나, 또는 위성 천체력 데이터를 이용하는 것에 대한 대안으로서 위성 범위의 변화를 예측하는데 이용된다. 본 발명에서, SPS 수신기(1)는 저장된 현재 역서 데이터를 이용하여 도플러 정보를 평가한다.

이러한 현재 역서 데이터를 이용함으로써, SPS 수신기(1)는 위성의 도플러 주파수를, 약 100 km보다 큰 것으로 알려진 위성의 대략적 위치가 주어지는 경우, GPS에 대해 약 250Hz보다 높은 정확성으로 평가한다. 이것은 SPS 수신기(1)의 기준 발진기의 주파수 오프셋이 수 Hz 이내인 것으로 알려진 경우, 신속한 획득을 달성하기에 충분한 정확성이다. 이러한 후자의 요건을 달성하기 위해, 기준 주파수 오프셋이, PV 솔루션이 계산되는 매 시간 평가되며, 그에 따라 추적될 수 있다. 더욱이, 기준 주파수가 에이징(aging) 뿐만 아니라 온도에 따라 변하고, PV 솔루션 사이의 온도에 커다란 변화가 획득 성능에 저하를 초래하는 한, 이하에 기술된 바와 같이, SPS 수신기(1)는 변화에 대처하고, 적절한 저하를 보장하는 방법을 이용한다.

보조 소스(1)를 이용하지 않고서 현재 역서 데이터의 존재를 보장하기 위해, 데이터 전류를 유지하기 위한 강 신호의 존재시에 SPS 수신기(1)는 충분히 자주, 충분히 오래동안 활성화되어야 한다. GPS 시스템의 경우에, 전류를 유지하기 위해 역서 데이터는 2 개월 미만으로 오래되어야 한다. GPS하에서 이러한 목표를 만족시키기 위해, SPS 수신기(1)는 약 2 개월의 기간에 대해 대략 27 세트의 궤도 계수를 수집해야 한다. 평균적으로, 하나의 세트를 수집하는 데에는 약 20s + 신호 획득 시간이 소요될 것이며, 모든 세트를 획득하는 데에는 그러한 수집을 약 60 회 수행해야할 것이다. 그러므로, SPS 수신기(1)가 강 신호의 존재시에 1일당 1회 평균적으로 약 30s 동안 활성화되었다면, 저장된 역서는 현재대로 유지될 것이다.

B. 방해 신호 존재시의 약 신호 획득/추적

약한 SPS 신호를 이용하는 것과 관련된 문제점 중 하나는, 임의의 SPS 시스템이 제한된 동적 범위를 갖는다는 것이다. 예를 들어, GPS 시스템의 C/A 코드 신호의 경우, 존재할 수 있는 다른 신호보다 약 20dB보다 많은 만큼 더 약한 소정의 신호가 강 신호에 의해 방해될 수 있다. 이러한 방해로 인한 2 가지의 주된 영향이 있다. 첫 번째, 충분히 낮은 임계값을 이용하여 보다 약한 신호를 획득하고자 시도하는 동안, 수신기의 탐색 시퀀스는 빈번한 거짓 경보(false alarm)에 의해 방해받게 될 것인데, 이것은 강 신호와 수신기에서 생성된 코드 사이의 교차 상관(cross-correlation)이 때로는 임계값보다 높을 것이기 때문이다. 두 번째, 수신기가 보다 약한 신호를 획득 및 추적할 수 있다고 해도, 추적 알고리즘을 진정한 상관 주 로브(true correlation main lobe)로부터 끌어내는 보다 강한 신호로부터 교차 상관측 로브(lobe)에 의한 커다란 측정 에러에 민감할 것이다.

이들 문제점 중 첫 번째 문제점을 회피하는 것이 매우 바람직하며, 후자의 문제점은, 수 km 까지의 총 위치지정 에러를 초래할 수 있기 때문에, 회피하는 것이 본질적으로 필요하다. 따라서, SPS 수신기(1)는 보다 약한 신호를 획득하고자 시도하기 전에 강 신호를 획득하고자 시도해야 한다. 이와 관련하여, 도 2는 소정의 강 신호가 높은 임계값을 이용하여 처음에 획득되는 것을 보장하는 GPS 수신기에 대한 예시적인 절차를 개략적으로 나타낸다. 그 다음, 소정의 나머지 필요한 신호의 획득을 위한 임계값이 설정될 것이며, GPS의 경우 획득된 가장 강한 신호 이하의 20dB로 설정될 것이다. 도 2는 GPS 시스템에 관련된 정보를 포함하지만, 그 일반적인 응용은 소정의 다른 SPS 시스템에도 동일하게 적용가능할 것이다.

도 2를 참조하면, 장치는 보조 소스(2)로부터 SPS 수신기(1)의 대략적 위치를 획득하기 위한 시도에 있어서의 제 1 요청/응답 교환으로 시작한다. 교환이 성공적이고, 대략적 위치 보조 데이터가 수신되면, 장치는 강 신호를 획득하기 위한 목적으로 단계(11)에서 그의 초기 탐색 파라미터를 설정한다. 탐색을 위한 파라미터는 선택된 임계값에서의 획득을 위해 적합한 짧은 통합 기간(integration period)으로, 높은 임계값으로 초기에 설정된다. 위성의 코드 위상에 대한 사전 지식이 없으므로, 탐색은 제한되지 않는다. 기준 주파수 오프셋은 수신기가 이전에 액티브(즉, "올드(old)")였을 때 측정된 이전 값인 것으로 가정된다. 후속하는 단계(12)에서, 이들 파라미터를 가지고, SPS 수신기(1)는 다채널 장치를 이용하여 모든 가시적인 위성의 강 신호에 대한 동시 탐색을 수행한다.

GPS의 예에서, 0.5 칩 공간을 갖는 채널당 2 암(arm)을 이용하여 통합 기간당 1 칩에서 위성당 1 채널로 그러한 비제한 코드 탐색을 수행하는 것은 1023/4=256 통합 기간 또는 대략 1 초를 취할 것이다. 대부분의 경우, 이것은 소정의 현재 강 신호를 획득하기에 적합할 것이다.

그러나, 몇몇 경우에 있어서, 수신기의 기준 발진기의 가정된 주파수 오프셋은 상관기의 출력 샘플의 샘플링율에 의해 수용될 수 있는 것보다 많은 양만큼 변화될 수 있다. 따라서, 가정된 기준 주파수 신호를 이용하여 시도하는 동안 위성 신호가 획득되지 않는다면, 단계(60)에서 오프셋이 조절되고, 임계값을 낮추지 않으면서 탐색이 계속될 것이다. 이러한 방식으로, 오프셋은 가능한 주파수 범위에 대한 탐색에 영향을 미치도록 체계적으로 변화될 수 있다. 체계적인 탐색은 가장 가능한 임계값에서 하나 이상의 위성의 획득시에 종료될 것이다.

가능한 주파수 범위를 통해 위성 신호가 획득되지 않았다면, 단계(13)에서, 보다 낮은 임계값이 설정되고(예를 들면, 6 dB 낮음), (예를 들면, 4 배 긴) 보다 긴 통합 기간이 이용될 것이다. 기준 주파수 오프셋은 이전에 가정된 값으로 다시 설정되고, 주파수 탐색은 이들 파라미터 값을 이용하여 재시작될 것이다.

적어도 하나의 위성을 위치시키기 위한 최초의(original) 탐색에서, 소정의 강 신호가 획득되고, 추가적인 신호가 여전히 필요하다면, 획득된 강 신호의 측정된 반송파 대 잡음비는 단계(14)에서 차후의 탐색에 이용될 통합 기간과 탐색 동안 적용될 획득 임계값 둘다를 결정하는데 이용될 것이다. 예를 들어, 50dBHz보다 큰 신호가 획득되었다면, 차후의 탐색을 위한 통합 기간은 32ms보다 길 필요가 없다. 이것은 32ms의 통합 기간으로 30dBHz 이상의 신호를 검출할 수 있고, 임계값은 이전에 기술된 동적 범위 문제를 회피하기 위해 30dBHz 이상으로 설정되어야 하기 때문이다.

또한, 기준 주파수 오프셋은 역서 데이터 및 획득 신호의 측정된 반송파 주파수와 함께 SPS 수신기(1)의 대략적 위치를 이용하여 평가될 수 있다. 이것은 또다른 주파수 탐색의 필요성을 제거해야 한다.

적어도 하나의 위성이 획득된 후, 위성당 하나의 채널을 이용하여 제한된 탐색 방식이 나머지 위성에 대해 수행될 수 있으며, 이것은 나머지 가시적인 모든 위성 신호와 처음의 것 사이의 대략적 코드 위상 차이가 평가될 수 있기 때문이다. 대략적 위치 평가의 정확도가 ±10km인 것으로 가정한다면, 코드 위상 차이는 대략 ±25σs 이내로 평가될 수 있다. GPS의 경우, 이것은 나머지 모든 위성이 50*0.128s 또는 6.4s 이내에 획득되는 것을 허용할 것이다. 그러나, 위치가 결정되는 것을 허용하기 위해, 일단 충분한 위성이 획득되면 탐색이 종료될 수 있다.

GPS 예에서, 제 2 탐색이 실패하지 않았다면, 충분한 위성을 획득하는데 취해진 최대 시간은 강 신호에 대한 제 1 탐색을 위한 1s + 제 1 위성에 대한 제 2 탐색을 위한 4s + 나머지 위성에 대한 차후의 탐색을 위한 6.4s일 것이다. 이것은 11.4s로 가산된다. 그러나, 전형적으로, 획득은 이것(예를 들면, 1s + 4s + 3.2s 또는 8.2s)보다 적은 시간을 취할 것이다.

적절하게 저하시키기 위한 이러한 방안의 획득 성능의 경우, 다음과 같은 실패의 경우를 설명할 필요가 있다.

1. 모든 신호가 조절된 임계값보다 약할 수 있기 때문에, 제 1 위성 신호를 획득하기 위한 제 2 주파수 탐색이 실패될 수 있다. 실패에 대한 한 가지 적절한 방법은 어떠한 최종 임계값이 이용될 때까지 단계(13)에서 조절된 순차적으로 낮아진 임계값을 이용하여 추가적인 탐색을 수행하는 것일 수 있다.

2. 대략적 수신기 위치는 가정된 ± 10km보다 덜 정확할 수 있으며, 그 결과, 약 신호 탐색의 제 1 통과 동안 불충분한 위성 신호가 획득된다. 이러한 실패를 해결하는 한 가지 방법은 단계(15)에서 수행된 탐색 범위에서 순차적으로 증가하면서 또다른 주파수 탐색 통과를 수행하는 것이다. 이 방안은 획득 시간을 증가시키면서 적절하게 저하시킬 것이다. 그러나, 획득될 수 있는 소정의 위성 신호가 결국 획득될 것임을 보장할 것이다. 평균적으로, 보다 부정확한 대략적 수신기 위치를 이용하면, 보다 긴 획득 시간이 초래될 것이다.

3. 보조 메시지가 수신되지 않을 수 있다. 이것은 수신기가 가정된 위치로부터 수 천 km 떨어져 있을 수 있기 때문에, 가시적 위성의 선택이 잘못된 것을 의미할 수 있다. 또한, 이것은 소정의 탐색이, 설명한 바와 같이 제한되는 것을 방지할 수 있다. 보다 중요하게, 그것은 일단 측정치가 구해지면, 의사 범위 차이가 코드 위상으로부터 명백하게 결정되는 것을 방해할 것이다. 또한, 이것은 제 2 보조 메시지가 획득될 때 이용가능하지 않으며, 이것은 위치 솔루션이 계산되는 것을 방해할 것임을 의미할 것이다. 이러한 실패에 대한 하나의 응답은 단계(16)에 의해 도시된 바와 같이 표준 SPS 수신기 동작으로 단순히 복귀하는 것이다. 따라서, GPS의 경우, 32ms의 통합 기간이 이용될 수 있으며, 전술한 바와 같은 제 1 위성 및 차후의 위성에 대한 탐색 및 전술한 바와 같은 실패 응답으로,최후에 알려진 위치가 가정될 수 있다. 이러한 경우, 실제로 약한 신호를 획득하는 능력이 상실될 수 있으나, 정상적인 GPS 성능이 달성될 것이다. 야외에서, 위치가 결정될 수 있기 전에 천체력을 획득할 필요가 있고, 이것은 30s 까지의 다른 지연을 발생시킬 수 있지만, 약 15s 이내의 획득이 여전히 전형적으로 달성될 것이다.

C. 다수 위성 신호의 동시 코드 위상 결정

기술된 바와 같은 보조 방안을 달성하기 위해, 본 발명의 SPS 수신기(1)는 동일한 순간에 다수 위성 신호에 대한 코드 위상을 결정하는 능력을 필요로 한다. 이와 관련하여, 도 3은 그러한 하나의 SPS 수신기(1)를 도시한다. 일반적으로, SPS 수신기(1)는 대략 3 개의 부분으로 분리될 수 있다. 장치는 전단 회로(front-end circuit)(17)와, 3 개 이상의 상관기(18)와, 메모리를 갖는 마이크로프로세서(20)를 포함한다. 이하에서는, 각각의 기능을 설명한다.

일반적으로, 전단 회로(17)는 다음과 같이 초기의 신호 처리기로서 기능한다. 전단 회로(17)는 안테나로부터의 신호를 증폭, 필터링, 하향 변환(down converting) 및 디지털화하여, 디지털 상관기(18)에서의 처리에 적합하도록 하고, 경제적이고 실용적인 실현 요건을 따르도록 신호 대 잡음비 및 신호 대 간섭비가 최소화되도록 한다. 전단 회로의 전단 출력(19)은 (GPS의 경우) 수 십 KHz에 중심을 둔 복합 신호 또는 약 1.3 MHz 이상에 중심을 둔 실(real) 신호일 수 있다. 전형적으로, 샘플링율은 수 MHz일 것이며, 디지털화는 샘플당 적어도 2 비트일 것이다. 바람직한 실시예에서, AGC 회로는 디지털화된 신호의 레벨을 일정하게 유지한다. 진정한(true) 신호는 GPS의 경우 2MHz에 걸쳐 확산되고, 임의의 경우에 약 신호이므로, 이 신호는 잡음에 의해 지배되며, AGC는 전단의 출력에서 일정한 잡음 레벨을 유지한다.

특정 위성 신호에 대한 처리 채널을 각각 나타내는 하드웨어 상관기(18)는, 마이크로프로세서(20)의 제어하에서 전단 출력(19)을 더 처리하기 위해 개별적으로 이용된다. 각각의 상관기(18)내에서, 특정 위성 신호의 평가된 도플러 오프셋 및 상관기를 구동하는 결정 발진기(crystal oscillator) 기준 주파수의 평가된 오프셋에 근거하여, 거의 DC로의 또다른 하향 변환(21)(이 경우, 직교(quadrature))이 수행된다. 그 다음, 결과적인 복합 하향 변환된 신호(22)가, 특정 위성 신호에 매칭되도록 선택되고 코드 발생기(24)에 의해 생성된 실(real) 이진 의사 랜덤 코드 신호(23)와 혼합(즉, 승산)된다. 마이크로프로세서(20)에 의해 제어되는 코드 발생기(24)는, 평가된 결정 발진기 오프셋이 주어지는 경우, 평가된 신호 도플러 오프셋에 매칭되도록 설정되는 선택된 율로 의사 랜덤 코드 신호(23)를 발생한다.

또한, 코드 발생기(24)는 의사 랜덤 코드 신호(23)와 동일한, 그러나 전자에 대해 고정된 래그(lag)에서 후기(late) 의사 랜덤 코드 신호(25)를 발생한다. 이러한 후기 의사 램덤 코드 신호(25)는 하향 변환된 신호(22)와 또한 혼합된다. 결과적인 혼합 신호(26)는 데시메이터(decimator)(28)에 의해 개별적으로 처리된다. 데시메이터(28)는 혼합 신호(26)를 로우 패스 안티 알리어스 필터링(low pass anti-alias filtering) 및 하향 샘플링(down sampling)하여 감소된 샘플링율이 되도록 한다. GPS의 경우, 감소된 샘플링율은 대략 1KHz이다. 이러한 샘플링율은, 각 코드 시점에 대해 단일의 샘플이 획득되도록, 로컬 코드율로부터 도출될 수 있다. 그러나, 이것은 본질적인 것이 아니다.

코드에서 탐색할 때, 프로세서(20)는 코드 발생기(24)가 각 통합 기간의 개시에서 요구되는 양만큼 순간적으로 진행(step)하도록 하거나, 코드 래그에서의 신속한 진행에 영향을 미치도록 정확한 기간 동안 알려진 양만큼 코드 주파수를 변화시키도록 한다. 비록, 대안적인 방안에서 코드 주파수는 탐색하는 동안 의도적으로 오프셋되어, 코드가 입력 신호에 대해 연속적으로 슬루(slew)하도록 할 수 있으므로, 이것은 바람직한 실시예이다.

위성 신호를 추적할 때, 본 실시예에서, 프로세서(20)는 방금 기술한 바와 같이 코드 래그를 일정하게 조절하여, 코드 발생기(24)로부터의 의사 랜덤 코드 신호(23) 및 후기 의사 랜덤 코드 신호(25)가, 입력 신호의 코드의 하나는 앞에(초기), 하나는 뒤에(후기) 실행하도록 유지한다. 다른 실시예에서, 코드 발생기(24)는 입력 신호의 코드와 동시에 실행하도록 유지되는 제 3 신호(즉각적인(prompt))를 발생하거나, 또는 실제로, 입력 코드의 초기 및 후기 사이에, 1 칩(가장 작은 코드 요소)까지의 래그 간격에 걸친 수 개의 신호가 더 존재할 수 있다.

상관기 출력 샘플(29)이 프로세서(20)내로 판독되고, 프로세서(20)에서는 본 명세서에서 이하에 기술된 신호 처리 알고리즘에 의해 더 처리되어, 반송파 신호의 크기, 주파수 및 위상을 평가한다. 그 다음, 데이터가 추출된다면 신호는 위상및 주파수가 데이터를 추출하도록 미처리 샘플에 대해 동작하는 개별적인 알고리즘에 의해 이용되기에 충분히 강한 신호이기 때문이다. 당업자라면, 이 데이터를 추출하는 방법을 명확히 알 것이다.

그 후, 추적된 반송파 신호의 주파수를 이용하여 반송파의 도플러 오프셋 및 결정 발진기 오프셋을 평가한다. 전자의 도플러 오프셋 값은 차후에, 수신기(및 그것이 수송될 수 있는 차량)의 속도를 평가하는데 이용된다.

초기 및 후기 상관기 출력 샘플(29)의 크기는 위성 신호의 반송파 대 잡음비의 평가를 나타내는데, 그것은 잡음 레벨이 전단의 AGC에 의해 일정하게 유지되기 때문이다. 위성 신호 탐색을 수행할 때, 크기가 임계값과 비교되어, 신호가 검출되었는지 여부가 결정된다. 만약 결정되었다면, 획득 절차가 개시된다. 당업자라면, 적절한 획득 절차의 단계에 대해 명백히 알 것이다.

추적할 때, 코드 위상이 전술한 바와 같이 조절되어, 상관기 출력 샘플(29)의 평균 크기가 서로 동일하도록 유지한다. 3 개 이상의 상관기 출력 샘플(29)이 존재한다면, 유사한, 그러나 보다 복잡한 알고리즘이 적용될 수 있다. 당업자라면, 이들 제어 알고리즘의 본질에 대해 잘 알 것이다.

각 통합 기간의 끝에서, 각 상관기(18)에 대한 코드 위상(30)은, 하드웨어 상관기내의 래치 소자(31)에 의해 동시에 래치된다. 결과의 신호는 코드 위상 측정치(32)를 나타낸다. 그 후, 이들 코드 위상 측정치(32)는 프로세서(20)에 대해 이용가능하도록 만들어진다. 그 후, 프로세서(20)는 반송파 주파수 평가와 함께 코드 위상 측정치(32)에 대해 평활화 알고리즘을 적용한다. 이 알고리즘은 하나의 통합 기간으로부터 다음까지의 코드 위상 변화를 예측하기 위해 반송파 주파수 평가에서의 정확성을 이용함으로써, 시간에 따른 코드 위상 측정치(32)에서의 랜덤 에러를 감소하는데 이용된다. 또한, 이 알고리즘은 반송파 주파수 평가를 필터링하여, 그들의 랜덤 에러를 감소시킨다. 반송파 평활화 알고리즘은 본 명세서에서 나중에 기술된다.

평활화의 수 초 이후에(바람직한 실시예에서는 5 초임), 반송파 평활화된 코드 위상 측정치 및 필터링된 반송파 주파수 평가는 SPS 수신기(1)의 위치 및 속도를 평가하는 위치 해결자(location solver)에 전달된다. 이 알고리즘은 정확한 위성 위치 데이터 및 보조 소스로부터 수신된 대략적 위치를 이용한다. 이러한 계산에 대해서는, 본 명세서에서 나중에 보다 상세히 기술된다. 신호 처리, 반송파 평활화 및 위치 해결 알고리즘은 프로세서(20)에 의해 모두 실행된다.

D. 위성 신호 처리 알고리즘

전술한 바와 같이, PV 솔루션을 계산하기 위한 목적으로 코드 위상 차이를 결정하기 위해, 약한 위성 신호의 특별한 처리가 요구된다. 이러한 목적을 위해, 본 발명은 위성 신호의 크기, 주파수 및 위상을 측정하는 알고리즘을 이용한다. 또한, 본 발명은 코드 위상 측정치 및 반송파 주파수 평가에 평활화 절차를 적용하여, 시간에 따라 발생하는 랜덤 에러를 감소시킨다. 마지막으로, 코드 위상 차이를 정확한 위치 및 속도 솔루션으로 변환하기 위한 공식이 적용된다. 각 알고리즘은 차례로 설명된다.

(1) 약한 위성 신호의 크기, 주파수 및 위상 평가

데이터의 존재시에 수 개의 신호 각각에서의 반송파의 크기를 평가하기 위해서는, 각 채널에 수 개의 신호를 갖는 하드웨어 상관기(18)를 채용하는 소정의 SPS 수신기(1)가 필요하다. 종래의 수신기에서 위상 동기 루프 또는 주파수 동기 루프 및 지연 동기 루프는 최종 하향 변환기(21) 및 코드 발생기(24)의 주파수를 각각 제어한다. 그러나, 약 신호의 경우, 신호가 너무 약해, 보조 알고리즘(auxiliary algorithm)으로부터 몇 가지 종류의 보조를 이용하지 않고서 로크인(lock-in)을 허용할 수 없다. 본 발명의 신호 처리 알고리즘은 획득을 위한 보조 알고리즘으로서 이용되거나, 또는 획득 및 추적 둘다를 위해 소정의 위상 동기 또는 주파수 동기 루프와 독립적으로 이용될 수 있다.

강한 신호를 가지고, 로크인을 허용하기에 충분한 신뢰도로, 개별적인 상관기 출력 샘플(29)로부터의 신호를 검출할 수 있다. 약 신호의 경우, 상관기 출력 샘플(29)은 잡음이 많으므로, 상관기 출력 샘플링율이 매우 낮지 않으면(예를 들면, GPS의 경우 8Hz), 잡음으로부터 신호를 구별할 수 없다. 그러나, 데시메이터(28)가 그러한 낮은 샘플링율에서 잔여 반송파를 필터링하는 것을 피하기 위해, 도플러 주파수 및 결정 발진기 오프셋은 비실용적인 높은 정확성으로 알려져야 할 것이다. 따라서, 보다 높은 상관기 출력 샘플링율이 유지될 필요가 있고, 코드 위상 측정치(32)에서의 잔여 반송파 신호의 크기를 평가하기 위한 적절한 알고리즘이 요구된다.

도 4는 본 발명의 일실시예에 따라 상관기(18)의 초기 및 후기 혼합신호(29) 각각으로부터의 신호의 크기, 주파수 및 위상을 측정하는데 이용된 알고리즘에 대한 흐름도를 도시한다. 도 4를 참조하면, 이 절차는 상관기(18)의 코드 위상 측정치(32)로부터의 샘플 블럭에 적용된 고속 푸리에 변환(33)을 이용하는 것을 포함한다. 이 알고리즘의 효과는 잔여 반송파 신호를 FFT 출력(34)의 몇 개의 빈(bin)으로 압축하는 것이다. 따라서, 위성 신호의 에너지가 코드 위상 측정치(32)에 포함된 모든 시간 영역 샘플을 통해 확산될 때 위성 신호를 검출할 수 없는 반면, FFT 출력(34)의 빈에서는 검출할 수 있다. 그러나, 그 크기는 쉽게 평가되지 않는데, 그 이유는 데이터 변조가 통합 기간 및 그 순간에서의 잔여 반송파의 위상 둘다와 관련하여 전이(transition)가 속하는 곳에 의존하여 반 임의적(semi-random) 방법으로 수 개의 인접한 빈 사이에서 위성 신호를 분할하기 때문이다.

그럼에도 불구하고, 위성 신호의 가능한 존재를 검출하여, 피크값에 중심을 둔 FFT 출력(34)의 빈상에 윈도우 동작(35)을 적용함으로써, 많은 잡음을 제거할 수 있다. 보다 먼 빈은 완전하게 무시될 수 있다. 이것은 단순히 필터링 작용이며, 윈도우 필터링된 신호(37)의 비선형 처리(36) 이전에 신호 대 잡음비를 크게 향상시켜, 데이터 전이를 제거한다. 윈도우 필터링된 신호(37)내의 나머지 윈도우된 빈은 몇 가지의 방법 중 하나에 의해 처리되어, 다음과 같이 잡음 및 데이터의 존재시에 크기를 평가할 수 있다.

1. 무시된 빈은 0으로 채워질 수 있으며, 그 후 빈의 완전한 세트가 시간 영역으로 다시 역변환될 수 있다. 이것은 크게 향상된 신호 대 잡음비를 갖는 시간 영역 샘플의 세트가 되도록 하며, 그것은 위상 동기 루프 또는 지연 동기 루프의 로크인에 영향을 미치도록 처리될 수 있다.

2. 역변환은 전술한 바와 같이 영향을 받을 수 있으며, 데이터를 제거하도록 시간 영역 샘플이 제곱될 수 있다. 그 다음, 결과적인 신호의 크기는, 이전의 FFT 피크에 중심을 둔 몇 개의 빈을 얻기 위해 DFT를 이용하여 주파수 영역으로 다시 변환하고, 수 개의 FFT 빈의 값에 근거하여 잡음에 내장된 시소이드(cissoid)의 크기 및 주파수를 평가하기에 적절한 소정의 평가 알고리즘을 적용함으로써 평가될 수 있다. 신호를 제곱하는 한 가지 효과는, 잔여 반송파 신호의 주파수를 두 배로 하여, 샘플에 의해 알리어싱(aliasing)될 수 있도록 하는 것이다. 이러한 모호성은, 주파수를 결정할 때 해결될 필요가 있을 것이다.

3. 나머지 윈도우된 빈의 벡터는, 오토콘볼루션(autoconvolution) 처리(36)에서의 데이터 제거를 위해 오토콘볼루션될 수 있다. 이것은 시간 영역에서 제곱하는 것과 동등하지만, 윈도우 필터링된 신호(37)의 빈의 수가 FFT(33)의 크기에 비해 작은 경우, 오토콘볼루션 처리(36)는 상기 옵션 2에서 기술된 처리보다 계산적으로 비용이 덜 소모될 수 있다. 그 후, 오토콘볼루션 샘플(38)은 수개의 FFT 빈의 값에 근거하여 잡음에 내장된 시소이드의 크기 및 주파수를 평가하기에 적합한 소정의 평가 알고리즘(39)에 의해 처리될 수 있다. 또한, 각 빈에 대응하는 주파수가 오토콘볼루션 처리(36)에 의해 두 배로 되고, 빈 폭이 주파수 평가의 목적을 위해 유효하게 절반으로 되도록 실현하는 것이 중요하다.

본 발명의 바람직한 실시예는 크기 및 잔여 반송파 주파수의 평가를 위해 옵션 3을 채용한다. RF 반송파 주파수는 다음과 같이 평가된다.

Fc = Fd1 + Fd2 +(Np1 + (Np2 - Nnom + NΨ)/2)*Fbin - ΨFxo*Fnom/Fxo

여기서,

Fc는 RF 반송파 주파수,

Fd1은 전단 하향 변환으로 인한 전체 주파수 시프트,

Fd2는 상관기에서의 하향 변환으로 인한 주파수 시프트,

Np1은 FFT에서의 피크의 (N 포인트 FFT에 대해 -N/2와 (N/2+1) 사이에서의) 빈 수(오토콘볼루션을 수행하기 위해 추출된 것의 중심 빈임),

Np2는 계산된 오토콘볼루션 빈에서의 피크 빈의 빈 수(크기 및 주파수를 평가하기 위해 추출된 것의 중심 빈임),

Nnom은 계산된 오토콘볼루션 빈에서의 공칭 피크의 빈 수(즉, 0 래그에 대응함),

NΨ는 계산된 오토콘볼루션 빈의 수 개의 인접 빈의 분석에 의해 평가된 (Np2에 대한 빈의 빈 및 일부분(fractions)에서의) 주파수 조절,

Fbin은 원래의 FFT의 빈 폭,

ΨFxo는 공칭 주파수로부터의 결정 발진기 오프셋,

Fnom은 신호의 공칭 RF 반송파 주파수,

Fxo는 공칭 결정 발진기 주파수.

신호가 추적되는 동안, 만약 이것이 바람직한 경우, 이전의 통합 기간에서 평가된 바와 같은 잔여 반송파 주파수의 정확한 값을 이용함으로써, 신호 처리의계산 부하를 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 이전의 통합 기간에서 사용된 빈만이 계산될 필요가 있다.

(2) 신호 평활화

신호가 추적되는 동안, 코드 위상 및 주파수 평가는 위치 해결자에 전달되기 전에 반송파 평활화 처리에 의해 정제될 수 있다. 도 5는 그러한 처리의 흐름을 도시한다. 예시된 알고리즘은 최종 통합 기간에 대한 정제된 측정치를 나타내는 단일 세트의 측정치를 계산하기 위한, 수 개의 통합 기간(임의로 J 내지 N으로 표기됨)으로부터 저장 평가에 적용된 블럭 계산이다.

바람직한 실시예에서, 개별적인 위성에 대한 절대 평가의 처리보다는, 하나의 위성으로부터의 평가와 다른 모든 것으로부터의 평가 사이의 알고리즘 처리 차이이다. 이것의 이유는, 위치 해결자의 바람직한 실시예에서, 절대 평가보다는 차이가 이용되기 때문이며, 그것은 기준 발진기의 주파수 오프셋을 고려할 필요없이 차이가 처리될 수 있기 때문이다.

단계(42)에서, 특정 위성 신호에 대응하는 모든 주파수 차이 평가(40)가 단순히 평균화된다. 그 다음, 평균 반송파 주파수 차이(43)는 예측 단계(44)에서 장래를 예측하는데 이용된다. 이 예측 단계(44)는 단계(45)에서 평균화하기 전의 최종 측정 순간에 대한 해당 위성에 대해 최종 코드 위상 차이(41) 이외의 모두에 대해 이용된다. 예측 단계(44)는 반송파 주파수(Fc1-Fc2)의 도플러 오프셋 사이의 차이에 근거하는 단계(46)로부터 결정된 코드(47)의 평가된 도플러 오프셋을 이용한다. 코드(47)의 평가된 도플러 오프셋을 가지고, 단계(44)는 이하의 공식을 이용하여 N 통합 기간에 의한 코드 위상 차이(41) 이후를 예측하는데 이용된다.

Ψp1 - Ψp2 = Frac(Ψm1 - Ψm2 + N*Tip/(Te*Fnom/(Fc1-Fc2))

여기서,

Ψp1 - Ψp2는 코드 시점의 일부분으로서 표현된 예측된 코드 위상 차이(48),

Frac 함수는 실제 인자(real argument)의 분할 구성 요소를 제공,

Ψm1 - Ψm2는 장래에 예측될 측정 코드 위상(41),

Tip는 공칭 통합 기간,

Te는 추적 알고리즘으로부터 결정된 코드 시점 기간,

다른 모든 양은 이전에 정의된 바와 같음.

그 다음, 예측된 코드 위상 차이는 단계(45)에서 평균화되어, 평균 코드 위상 차이(49)를 생성한다.

(3) 코드 위상 차이를 이용한 위치 및 속도 솔루션 계산

전술한 바와 같이, 상기의 평활화 알고리즘에 의해 코드 위상 차이가 처리된 후, SPS 수신기(1)에 의해 PV 솔루션이 계산된다. 도 6은 바람직한 위치 해결자에 의해 이용되는 PV 솔루션 처리를 도시한다. 정제된 평균 반송파 주파수 차이(43), 평균 코드 위상 차이(49), 정확한 위성 위치(52) 및 대략적 수신기 위치(54)를 이용하여 위치 및 속도를 계산하는 위치 해결자는 다음과 같다.

단계(50)에서, 측정치가 있는 모든 위성에 대한 대략적 범위(51)가 계산된다. 위성 위치(52)는 보조 소스(2)에 의해 공급되므로, 이 단계는 단순히 위성 위치의 데카르트 좌표(Cartesian coordinates)와 보조 소스(2)에 의해 또한 공급되는 대략적 위치(54)의 벡터 차이 포함한다. 이들 벡터 차이의 벡터 크기는 대략적 범위(51)이다.

단계(55)에서, 시점 모호성이 해결되고, 평균 코드 위상 차이(49)가 의사 범위 차이(56)로 변환된다. 모든 대략적 범위(51)는 (코드 위상 차이를 계산하기 위해 선택된 것으로서) 기준 위성의 대략적 범위로부터 감산되어, 대략적 범위 차이를 제공한다. 이들은 이하의 공식에 따라 시점 모호성을 해결하는데 이용될 뿐만 아니라, 나중의 이용을 위해 저장된다.

P1 - P2 = int[(R1 - R2)/c*Te-(Θ1-Θ2)+0.5] + (Θ1-Θ2)

여기서,

C는 광속,

Te는 공칭 시점 기간,

P1 및 P2는 위성(1, 2)의 의사 범위(56),

R1 및 R2는 동일한 2 개의 위성에 대한 대략적 범위 평가,

Θ1-Θ2는 동일한 2 개의 위성 사이의 코드 위상 차이.

단계(58)에서, 도플러 영향 평균 반송파 주파수 차이(43)로부터 범위율 차이(57)가 계산된다. 범위율 차이(57)는 다음의 공식에 따라 계산된다.

d(R1-R2)/dt = -c*(Fc1-Fc2)/Fnom

여기서,

c는 광속,

d(R1-R2)/dt는 위성(1)과 위성(2) 사이의 범위율 차이(57).

본 발명의 대안적인 일실시예에서, 전통적인 SPS 수신기에서의 칼만 네비게이션 필터(Kalman navigation filter)의 단일 갱신에 대한 방법과 유사한 방법에 의해, 단계(59)에서 현재 위치 평가(60) 및 현재 속도 평가(61)가 계산된다. 사실상, 시간이 허용된다면, 진정한 네비게이션 필터는, 평가된 PV 솔루션을 더 정제하도록, 수 개의 갱신 동안 동작될 수 있다. (그러나, 이 경우, 위성 위치는 보조 소스(2)로부터 갱신될 필요가 있을 것이다.) 잘 알려진 수학식에 의해 칼만 이득 매트릭스 K가 제공된다.

K = PM^T(MPM^T+R)^-1

X = X_INIT+ K(Y-Y_PRED)

여기서, Y는 측정 벡터이고, X는 위치 및 속도 평가를 포함하는 솔루션 상태 벡터이다.

이러한 수학식을 이용함으로써, 초기 상태 벡터 X_INIT가, 0 속도를 갖는 보조 소스로부터의 대략적 위치로 설정된다. 제 1 예측 벡터 Y_PRED는 대략적 범위(51)로부터 도출되고 범위율 차이(57)에 대해 0인 대략적 범위 차이로 설정된다.

상태 공분산 매트릭스(state covariance matrix) P는 대략적 위치 및 속도 평가의 평가된 분산을 나타내는 엔트리를 갖는 대각선 매트릭스로 초기화된다.위치 분산 평가는 보조 소스(2)로부터 획득되거나, 또는 고정 값이 이용될 수 있다. 초기 속도 평가는 0이며, 그 분산은 응용에 의존한다. 측정치 분산은, 측정치 분산 매트릭스 R이 더 이상 대각선이 아니라는 것을 제외하고는, 종래의 수신기에서 처럼 평가될 수 있다. 기준 위성과의 차이가 계산되었다는 사실은, 위성 사이의 공분산 항목이 종래의 수신기에서 처럼, 0이라기 보다는 분산 평가 값의 절반이라는 것을 의미한다. 대략적 위치(54) 및 위성 위치(52)를 이용하여 방향 코사인(direction cosine)을 결정할 수 있으며, 방향 코사인 차이는 측정 매트릭스 M의 행을 형성한다.

Claims

위성 신호 감쇠 존재시에 수신기의 위치를 식별하는 위성 기반 위치지정 시스템(satellite-based positioning system; SPS)에 있어서,

반송파 주파수상에 동기화된 인코딩 신호(synchronized encoded signal)를 전송하는 복수의 궤도 위성―상기 인코딩 신호는 동기화 데이터를 포함하는 반복된 시점(epoch)을 가짐―과,

상기 인코딩 신호의 세트를 검출, 획득 및 추적하며, 상기 시점에 대해 상기 세트의 코드 위상을 동시에 결정하는 수신기와,

상기 수신기의 대략적 위치 및 복수의 위성의 위치 및 속도를 송신하는 보조 소스(aiding source)를 포함하되,

상기 수신기는 상기 대략적 위치, 상기 위성 위치, 상기 코드 위상 및 반송파 주파수 차이를 이용하여 정확한 위치를 결정하는

위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 정확한 위치는 기준 신호의 상기 코드 위상과 추가적인 신호로부터의 상기 코드 위상 각각 사이의 오프셋을 이용하여 결정되는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는 상기 보조 소스에 요청을 송신하고, 그에 응답하여 상기 보조 소스는 상기 수신기에 대한 대략적 위치를 송신하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는 탐색 방법을 이용하여 상기 인코딩 신호의 세트를 검출 및 획득하되, 상기 방법에서는, 우선 보다 강한 인코딩 신호를 검출 및 획득하고, 만약 이용가능한 경우에는, 보다 약한 인코딩 신호를 검출 및 획득하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는 다수의 위성 신호에 대해 동시 탐색을 수행하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는 적어도 하나의 위성을 획득한 후, 추가적인 위성에 대한 코드위상 차이를 평가함으로써, 탐색을 제한하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 6 항에 있어서,

상기 수신기는, 소정의 추가적인 위성이 검출 및 획득되지 않는 경우, 제한된 탐색을 넓히는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는, 복수의 위성을 획득한 후, 복수의 위성의 ID(identity)를 포함하는 요청을 송신하고, 그에 응답하여, 상기 보조 소스는 각 위성의 위치 및 속도를 송신하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 보조 소스는 상기 수신기로부터의 요청에 응답하여, 복수의 위성의 상기 위치 및 속도를 결정하여 송신하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 9 항에 있어서,

상기 보조 소스는 상기 위성으로부터 수신된 천체력(ephemeris) 데이터, 상기 수신기의 요청의 수신 시간 및 상기 요청의 송신 대기 시간을 이용하여, 상기 복수의 위성의 위치 및 속도를 결정하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는 위치, 속도, 헤딩(heading), 높이, 솔루션 모드(solution mode), 최근의 위치 솔루션에 사용된 위성 ID 및 코드 위상 차이를 포함하는 수신기 정보의 그룹으로부터 선택된 수신기 정보를 상기 보조 소스에 송신하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

수신기 위치 정보를 이용하거나 처리하는 호 취득자(call taker)를 더 포함하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 12 항에 있어서,

상기 보조 소스는 상기 수신기의 대략적 위치를 상기 호 취득자에게 더 송신하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 12 항에 있어서,

상기 보조 소스는 상기 수신기의 상기 정확한 위치를 상기 호 취득자에게 더 송신하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 보조 소스는 상기 수신기로부터 송신된 정보에 근거하여 상기 수신기에 대한 정확한 위치를 결정하는 위성 기반 위치지정 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 수신기는 상기 감쇠된 신호의 상기 코드 위상에 대해 평활화(smoothing) 작용을 수행하는 위성 기반 위치지정 시스템.
동기화 데이터를 전달하는 감쇠된 위성 신호 존재시에 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법에 있어서,

수신기에 의해 지역 위성(regional satellite)에 대한 역서(almanac) 데이터를 수신하여 저장하는 단계와,

상기 수신기로부터의 요청에 응답하여, 보조 소스로부터 상기 수신기의 대략적 위치를 전송하는 단계와,

복수의 위성으로부터의 신호 세트를 검출, 획득 및 추적하는 단계와,

상기 신호 세트로부터 코드 위상을 동시에 결정한 후, 기준 코드 위상에 관한 각 코드 위상에 대한 오프셋을 결정하는 단계와,

위성 세트의 ID를 포함하는 요청을 상기 수신기로부터 상기 보조 소스로 전송하고, 각 요청된 위성의 위치 및 속도를 반환하는 단계와,

상기 대략적 위치, 역서 데이터, 코드 위상 차이 및 위성 위치를 이용하여 위치 솔루션을 결정하는 단계를 포함하는

수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 17 항에 있어서,

수신기 데이터를 상기 보조 소스에 전송하는 단계를 더 포함하는 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 수신기 데이터는 수신기 위치, 수신기 속도, 수신기 헤딩, 수신기 높이, 수신기 솔루션 모드, 위치 솔루션의 결정시에 상기 수신기에 의해 사용된 위성ID, 수신기 결정 코드 위상 차이를 포함하는 데이터의 그룹으로부터의 데이터인 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 보조 소스로부터 호 취득자에게 수신기 데이터를 전송하는 단계를 더 포함하는 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 수신기 데이터는 수신기 위치, 수신기 속도, 수신기 헤딩, 수신기 높이, 수신기 솔루션 모드, 위치 솔루션의 결정시에 상기 수신기에 의해 사용된 위성 ID, 수신기 결정 코드 위상 차이를 포함하는 데이터의 그룹으로부터의 데이터인 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 검출, 획득 및 추적 단계는, 탐색 크기 임계값이 소정의 레벨에서 시작되고, 보다 감쇠된 신호 이전에 보다 강한 신호가 획득되도록 연속적으로 감소되는 주파수 및 크기 신호 탐색을 포함하는 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 22 항에 있어서,

상기 탐색 크기 임계값의 각 연속적인 감소 이전에 주파수 범위 스위핑(sweeping)이 수행되는 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 17 항에 있어서,

상기 위치 솔루션을 결정하는 단계는 상기 코드 위상 차이를 이용하여 각 위성에 대한 의사 범위(pseudorange)를 결정하는 것을 포함하는 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 24 항에 있어서,

상기 의사 범위의 결정은 각각의 추적된 위성에 대한 계산된 대략적 범위를 이용하여 수행되는 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
제 25 항에 있어서,

상기 대략적 범위는 상기 대략적 위치 및 상기 위성 위치를 이용하여 계산되는 수신기의 정확한 위치를 결정하는 방법.
감쇠된 위성 신호 존재시에 정확한 위치를 결정하기 위한 위성 기반 위치지정 시스템(SPS)에서 이용하기 위한 장치에 있어서,

대략적 위치 및 위성 ID에 대한 요청을 외부 보조 소스에 송신하는 송신 수단과,

상기 외부 보조 소스로부터 상기 대략적 위치와, 위성 위치 및 속도를 수신하는 수신 수단과,

송신된 위성 신호를 수신하는 안테나와,

상기 안테나에서 수신된 상기 신호를 필터링 및 샘플링하는 회로와,

각각 신호를 검출, 획득 및 추적하는 복수의 신호 상관기와,

프로세서 및 메모리를 포함하는 제어 회로를 포함하되,

상기 제어 회로는 상기 복수의 신호 상관기내의 복수의 검출, 획득 및 추적된 위성 신호에 대한 코드 위상 오프셋을 결정하고, 상기 장치에 대한 위치 솔루션의 결정시에 상기 코드 위상 오프셋을 이용하는

위성 기반 위치지정 시스템에서 이용하기 위한 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 제어 회로는 상기 수신된 대략적 위치 및 저장된 역서 데이터에 근거하여 신호 상관기를 조정하는 위성 기반 위치지정 시스템에서 이용하기 위한 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 제어 회로는 상관기 출력 신호 통합 기간(correlator output signal integration period)를 연속적으로 증가시키고, 크기 임계값을 연속적으로 감소시킴으로써, 보다 감쇠된 신호 이전에 보다 강한 인코딩 신호가 획득되는 신호 검출을 수행하는 위성 기반 위치지정 시스템에서 이용하기 위한 장치.
제 29 항에 있어서,

상기 제어 회로는 상기 탐색 크기 임계값의 각 연속적인 감소 이전에 주파수 범위 스위핑을 수행하는 위성 기반 위치지정 시스템에서 이용하기 위한 장치.
제 30 항에 있어서,

상기 제어 회로는 저장된 역서 데이터, 대략적 시간 및 대략적 위치를 이용하여 상기 반송파의 평가된 도플러 오프셋 및 상기 위성 신호의 코드 주파수를 계산하여 상기 주파수 범위를 제한하는 위성 기반 위치지정 시스템에서 이용하기 위한 장치.
제 27 항에 있어서,

상기 제어 회로는 상기 코드 위상 오프셋 및 상기 수신된 대략적 위치 및 위성 위치로부터 도출되는 계산된 대략적 범위를 이용하여 각각의 획득된 위성에 대한 의사 범위를 계산하는 위성 기반 위치지정 시스템에서 이용하기 위한 장치.
위성의 알려지거나 계산된 위치로부터의 거리에 근거하여 자신의 위치가 계산되도록 상기 위성으로부터 신호를 수신하며, 하드웨어 상관기를 통합하는 수신기에서, 상관된 신호의 크기 및 주파수를 평가하여 신호의 존재를 검출하기 위해 상기 상관기 출력에서의 상기 신호를 처리하는 방법에 있어서,

고정된 통합 기간에 걸쳐 시간 영역 신호 샘플을 처리하는 단계와,

통합 기간내에 상기 샘플의 전부 또는 일부를 주파수 빈(bin)에서의 주파수 영역으로 변환하는 단계와,

가장 큰 복합 크기(complex magnitude)를 포함하는 피크 주파수 빈을 식별하는 단계와,

상기 피크 주파수 빈에 중심을 둔 위도우를 갖는 상기 주파수 빈에 대한 윈도우의 적용을 포함하는 필터링 처리를 적용하는 단계와,

상기 윈도우된 빈으로부터의 상기 신호의 크기 및 주파수를 평가하는 단계와,

상기 평가된 주파수 및 크기를 갖는 신호의 존재를 검출하는 단계를 포함하는

상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.
제 33 항에 있어서,

상기 변환하는 단계는 이산 푸리에 변환, 고속 푸리에 변환 및 푸리에 변환을 포함하는 변환 방법의 그룹으로부터의 변환 방법을 이용하는 것을 포함하는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.
제 33 항에 있어서,

상기 필터링 처리를 적용하는 단계는 데이터 전이의 영향을 제거하기 위해, 상기 윈도우된 빈의 벡터의 오토콘볼루션(autoconvolution)을 포함하는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.
제 33 항에 있어서,

상기 신호의 존재를 검출하는 단계는 다수의 주파수 평가를 비교하여, 그들이 일치하는지 여부를 조사하는 것을 포함하는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는방법.
제 33 항에 있어서,

상기 신호의 존재를 검출하는 단계는 상기 평가된 크기를 임계값과 비교하는 것을 포함하는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.
제 37 항에 있어서,

상기 신호의 존재를 검출하는 단계는 다수의 주파수 평가를 비교하여, 그들이 일치하는지 여부를 조사하는 것을 포함하는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.
제 38 항에 있어서,

상기 단계는 보다 강한 신호를 검출하기 위해, 짧은 시간 프레임으로 설정된 상기 고정된 통합 기간 및 높은 값으로 설정된 상기 임계값으로 반복되고, 보다 약한 신호를 검출하기 위해, 보다 긴 고정 통합 기간 및 보다 낮은 임계값을 점진적으로 이용하는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.
제 39 항에 있어서,

상기 임계값은 이전에 검출된 신호에 대한 측정 반송파 크기의 함수를 이용하여 설정되는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.
제 40 항에 있어서,

상기 함수는 상기 임계값을 충분히 높은 값으로 설정하여, 상기 이전에 검출된 신호와의 교차 상관(cross correlation)의 영향을 감소시키는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.
제 39 항에 있어서,

상기 고정된 통합 기간은 이전 신호의 상기 검출에 이용된 고정된 통합 기간의 함수를 이용하여 설정되는 상관기 출력에서의 신호를 처리하는 방법.