CN1883131B - 用于确定信道估计的设备与方法 - Google Patents

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CN1883131B CN2004800345020A CN200480034502A CN1883131B CN 1883131 B CN1883131 B CN 1883131B CN 2004800345020 A CN2004800345020 A CN 2004800345020A CN 200480034502 A CN200480034502 A CN 200480034502A CN 1883131 B CN1883131 B CN 1883131B
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Abstract

本申请涉及一种包括获取维度区分信号的天线结构(22)的无线通信接收机，该无线通信接收机包括联合的搜索器与信道估计器(24)，其并发地考虑由天线结构(22)提供的维度区分的多个信号，以确定用于到达波前的到达时间和信道系数。本发明还涉及一种操作无线通信接收机的方法，包括在天线结构(22)处获取维度区分信号和并发地用维度区分信号来确定用于到达波前的到达时间和信道系数。

Description

用于确定信道估计的设备与方法
背景 
本申请涉及下列美国专利申请：标题为″Multi-Dimension alJoint Searcher And Channel Estimators″的美国专利申请序列号10/717,313；标题为″Spatial Joint Searcher And ChannelEstimators″的美国专利申请序列号10/717,203；标题为″TemporalJoint Searcher And Channel Estimators″的美国专利申请序列号10/717,205，所有这些专利包括在此，以作参考。 
发明领域
本发明涉及无线远程通信，尤其涉及使用在重建通过信道发射的数据码元中使用的用于确定信道估计的设备和方法。 
相关技术以及其它考虑的事项 
无线电信单元典型情况下包括用于在通信链路上与其它无线电信单元通信的发射机和接收机。对于无线通信来说，通信链路典型情况下是通过空中接口(例如，射频接口)。在此所使用的″无线电信单元″与其″无线电信接收机″可以被包括在网络节点(例如，一个诸如基站节点之类的无线接入网节点，也称为节点B)或终端中。这样的″终端″包括诸如用户设备单元(UE)之类的移动终端，也被称为移动站，并且举例来说还包括移动电话(″蜂窝″电话)，具有移动驱动端的膝上型电脑。因此，终端例如可以是便携式的、袖珍的、手持的、包含计算机的或者车载的移动设备，其与无线接入网传送语音和/或数据。可替代地，那些终端可以是固定的无线设备，例如作为无线本地环路一部分的固定蜂窝设备/终端等等。 
简单地如图32所示，无线电信系统包含发射天线2300T和接收天线2300R。信道2302描述了发射天线2300T和接收天线2300R之间包括无线接口在内的关系。一个信号典型情况下被调制成为脉冲，通过信道2302从发射天线2300T发射到接收天线2300R。信号可以包括一个″码元″或者一个码元序列串，在图32中被描述为″m″。信号可以携带用户数据和/或某些控制数据(例如导频比特或导频序列)。发射天线2300T所发射的信号m与信道的信道脉冲响应h卷积，因此在接收天线2300R处的接收信号为m*h(例如，m与h卷积)。接收信号m*h被应用到接收机的基带处理功能2304，在那里，接收信号受到射频处理。接收信号的数据部分被应用到检测器2306，检测器2306例如可以是一台诸如瑞克接收机之类的解调器。 
最现代化的检测器试图从接收信号m*h中恢复码元估计
Figure A20048003450200071
为此，最成熟的检测器期望接收一个″信道估计″来为发射该信号的信道建模。这个信道估计的精确性影响检测器在估计通过该信道接收到的实际码元时的精确性和性能。 
信道模拟(大部分检测器都需要)受到由发射机发射的控制数据的帮助，控制数据的形式常常为导频比特或导频序列。为简化起见，在下文中被称为″导频数据″的控制数据是已知的或者可识别的格式或模型。导频数据典型情况下由发射机源头定期发射，并从而能够在接收机处以连续的时间间隔预测导频数据的反复接收。考虑到诸如发射机和接收机的相对运动之类的因素，连续的时间间隔不一定是恒定的。导频数据可以与用户数据同时发射，或者可以穿插用户数据。 
为了利用导频数据，无线接收机典型情况下包含一个搜索器和一个信道估计器，比如图32所示的搜索器2308和信道估计器2310。对于控制数据，接收信号m*h被应用到搜索器2308，它确定到达时间(TOA)。到达时间然后被应用到信道估计器2310，其使用到达时间来确定信道估计
Figure A20048003450200072
然后把信道估计提供给检测器2306。检测器用信道估计导出它的码元估计，例如
Figure A20048003450200075
接收机可以在单个直接传播路径上通过开放空间，从发射机源头接收一个原始信号(例如短脉冲信号)。替换的，在有障碍物或其它表面的另一环境中，接收机可以在多个传播路径上接收同一原始信号。在多径情况中，接收信号在接收机处表现为脉冲流，每个脉冲由于信号行进的相应传播多径而具有不同的时间延迟，以及可能具有不同的振幅和相位。 
由于环境中诸如建筑物、树木、汽车、人群等等之类的障碍物的反射，信号在移动无线电信道中产生了多径。而且，由于影响那些产生多径的构造的相对运动，或者由于环境中的构造和物体的移动(即 使发射机和接收机是固定的)，使得移动无线电信道随着时间变化并因此是动态的。对于在随着时间变化的多径信道上发射的信号，接收到的相应的多径在时间、位置、衰减和相位方面有所不同。 
某些无线电信接收机利用多径的存在以便获得各种优点。这样的接收机典型情况下操作在基带信号上，来搜索并识别最强的多径以及它们相应的时间延迟。接收机有一个对信号的功率延迟分布进行操作的滤波器。功率延迟分布可以被概括为信道脉冲响应的时均的精化或其它推导。搜索器试图找出功率延迟分布中的峰值，每个峰值对应于来自于各个多径中的信号波前的到达。在许多搜索器中，峰值还对应于滤波器的信道抽头。 
因此，应用于检测器的信道估计包括一组参数：到达时间(TOA)和复合信道系数，每对TOA和信道系数与一个到达的波前相关联。换言之，每个到达的波前有所述参数组中的一对要素，例如TOA和信道系数。从而，信道系数实际上形成一个信道脉冲响应矢量，因此下文所使用的名词″信道系数″和″信道系数″应该理解为是指信道脉冲响应矢量。如果只有一个波前，则在组中只有一个TOA和一个信道(信道脉冲响应矢量中的一个信道系数)。但是对于多个到达的波前，有相应的多个TOA和信道系数。理想情况下，信道估计
Figure A20048003450200082
将提供尽可能优良的信道脉冲响应估计，从而在检测器产生它的发射码元m的估计 时提高检测器的性能。 
然后，信道估计被提供给诸如瑞克类型的解调器之类的检测器。瑞克解调器典型情况下分配若干并行的解调器(被称为瑞克分支)给多径搜索处理器所确定的接收到的多径信号的最强多径分量。在宽带码分多址(WCDMA)无线接入网中，每一个瑞克分支的输出在相应的延迟补偿之后被分集合并，以便生成一个显著改善了无线电通信系统的质量和可靠性的″最佳″已解调信号。 
通常，无线电信接收机首先使用它们的搜索器来确定一个波前的到达时间。随后，在搜索器已经确定到达时间之后，信道估计器利用该到达时间来计算表示信号的振幅和相位的信道系数。 
某些无线电信单元具有多于一个的天线以用于接收相同的信号。在现有技术中，搜索器试图为每个天线分别地找出功率延迟分布 中的峰值。换言之，搜索器为每个天线独立地或多或少地工作。例如参见美国专利公开物US 2002/0048306，它在此通过参考被合并。同样地，现有技术的搜索器基本上是一维度的。 
如上所述，无线接收机的性能极大地依赖于峰值确定的精确性，即：依赖于搜索器确定到达时间的精确性。搜索器的峰值确定得越好，则接收机的总体性能就越好(例如，差错率越少)。可是在许多情况中，搜索器可能难以找到功率延迟分布中的真实峰值。正如前面提到的那样，在许多搜索器算法中，峰值对应于信道抽头。由于存在这样的困难，所以存在着错误选择峰值的重大危险。而且，会因此而难以估计实际的信道抽头值。低信号噪声比(SINR)的信道尤其易受这些困难的影响。 
因此，所需要的、以及本发明的目的是提供一种用于为无线电信接收机提供改良的信道估计的设备和方法。 
发明内容
无线通信接收机包括天线结构、联合的搜索器与信道估计器。天线结构获取维度区分信号，这些信号并发地被联合的搜索器与信道估计器用来确定到达时间和信道系数。无线通信接收机可能是移动终端或网络节点(例如，诸如基站节点之类的无线接入网络节点，也称为节点B)。 
在某些实施例中，天线结构包括多天线阵。由该阵列的不同天线获取的信号关于空间维度而被维度区分。因而，这些实施例的联合的搜索器与信道估计器是″空间″的联合的搜索器与信道估计器。到达时间和信道系数基本上被联合的搜索器与信道估计器并发地确定。时间信道系数是复合信道系数，其考虑到与天线阵中多个天线中每个天线所关联的信道。 
在其它的实施例中，天线结构包括为天线接收的每组导频数据连续组提供信号，以作为维度区分信号的天线。天线所获取的信号关于时间维度而被维度区分。因而，这些实施例的联合的搜索器与信道估计器是″时间″联合的搜索器与信道估计器。 
在其一方面中，联合的搜索器与信道估计器包括天线信号矩阵；矩阵分析器；和信道估计产生器。指示在抽样窗口中被接收的维度区分信号的复值被存储在天线信号矩阵中，以作为抽样窗口的时间指数 和维度区分指数的函数。在不同的实施例中，矩阵分析器可能采用非参数或参数技术。 
在非参数的实施例中，矩阵分析器可能采取相关器的形式，以执行来产生矢量或矩阵。相关器定位天线信号矩阵中的(一个或多个)值，以用于确定到达时间和信道系数。特别地，相关器定位天线信号矩阵中对应于到达波前的″音″。信道估计产生器使用由相关器定位的(一个或多个)值来产生到达时间和信道系数。 
在定位天线信号矩阵中对应于到达波前的值的过程中，相关器考虑关于抽样窗口时间指数从天线信号矩阵形成的维度接收矢量。维度接收性能矢量具有与维度接收性能矢量复值的相位分量之差相关的频率，维度接收性能存在由频率指数表示的多个可能的频率。在空间的实施例中，多个可能的频率对应于多个可能的波前到达方向(DOA)。在时间的实施例中，多个可能的频率对应于多个可能的到达波前的频移。频移主要可归因于多普勒偏移，但是也可能包括在发射机和接收机振荡器中的频移。为简化起见，这类频移在下文中被称为“多普勒偏移”或“多普勒频移”。 
在联合的搜索器与信道估计器，多个可能的频率和多个时间指数的每一组合的非参数型的相关器实施一个例子中，相关器根据表达式Y(n，t)＝FFT(n，X(：，t))计算快速傅里叶变换。在这个表达式中，t是抽样窗口时间指数；X(：，t)是复合天线矩阵，而：表示一个抽样窗口时间指数的所有维度区分指数；而n是频率指数。对于CDMA无线通信系统，相关器计算表达式Y(n，t)＝∑Cj*FFT(n，X(：，t))，j＝1，K，其中，Cj是编码序列码元值j和K是编码序列的长度。在空间的实施例中，维度区分指数是天线指数，并且维度接收性能矢量的每个可能频率表示到达波前的不同的可能到达方向。在时间的实施例中，维度区分指数是导频组指数，并且维度接收矢量的每个可能频率表示到达波前不同的可能的多普勒频移值。 
非参数型的相关器的输出包括Y(n，t)。分析器确定最大绝对值|Y(n，t)|max。分析器把|Y(n，t)|max出现时的抽样窗口时间指数t_max用作到达波前的到达时间。在空间的实施例中，分析器把|Y(n，t)|max出现时的频率指数n_max用作到达波前的到达方向，并且通过将|Y(n，t)|max除以包括天线阵的天线数目而得到到达波前 的振幅。在空间的实施例中，到达方向被用来导出信道系数。在时间的实施例中，分析器把|Y(n，t)|max出现时的频率指数n-max用作到达波前的多普勒频移，并且通过将|Y(n，t)|max除以该系列中的导频数据组的数目而得到到达波前的振幅。在时间的实施例中，多普勒频移被用来导出信道系数。 
在参数的实施例中，矩阵分析器可能采用估计器的形式，其估计信号中的参数从而产生参数输出估计值(例如，参数估计输出矢量)。参数估计输出矢量一般包括空间频率、空间振幅、时间频率和时间振幅或时空频率和时空振幅。参数估计输出矢量可能包括其它参数。参数矩阵分析器产生参数估计输出矢量。信道估计产生器用参数估计输出矢量来产生到达时间和信道系数。信道估计产生器用参数估计输出矢量的振幅和频率分量值来确定到达波前的到达时间和信道系数。 
对于空间的实施例来说，参数估计器所产生的参数估计输出矢量对每个时间指数都具有抽样窗口时间指数和空间参数值。空间参数包括空间频率和空间振幅。对于具有相当高的绝对值(即空间振幅)的参数估计输出矢量的分量来说，信道估计产生器用具有相当高的空间振幅值的参数估计输出矢量分量的抽样窗口时间指数来确定到达波前的到达时间。到达波前的到达方向从被识别到达时间的空间频率参数值得到了增强。 
对于时间的实施例来说，参数估计器所产生的参数估计输出矢量对每个时间指数都具有抽样窗口时间指数和时间参数值。时间参数包括时间频率和时间振幅。对于具有相当高的绝对值的参数估计输出矢量的分量来说，信道估计产生器用具有相当高的绝对值(即时间振幅)的参数估计输出矢量的分量的抽样窗口时间指数来确定到达波前的到达时间。到达波前的多普勒频移是被识别的到达时间的时间频率参数值。 
附图说明
本发明的上述和其它目的、特征和优点将从附图中所示出的优选实施例的如下更详细的描述中变得显而易见，附图中附图标记是指各个视图各处的相同部分。附图不一定依照比例绘制，而是相反地重在说明本发明的原理。 
图1是包括联合的搜索器与信道估计器的通用无线电信接收机 示例的示意图。 
图2A和图2B是空间联合的搜索器与信道估计器的不同示例实施例的示意图，每个实施例示出具有一个天线阵。 
图3是图解了从发射天线沿着三个分离多径向无线电信接收机的一个天线阵放射出的信号的视图。 
图4是向天线阵行进的一个波前的视图。 
图5A和图5B是描述在波前到达天线阵时所获得的信号的视图。 
图6是一个天线信号矩阵的视图。 
图7是示出由空间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的矩阵分析器和信道估计生成器执行的典型基本步骤的流程图，矩阵分析器使用了非参数分析技术。 
图8A、图8B、图8C(1)、图8C(2)和图8C(3)是描述对比一个空间联合的搜索器与信道估计器和一个传统搜索器性能的比较的操作估计结果的视图。 
图9A是天线信号矩阵、天线加权矢量和非参数输出估计矢量的视图。 
图9B是天线信号矩阵和参数输出估计矢量的视图。 
图10是示出由空间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的矩阵分析器和信道估计生成器执行的典型基本步骤的流程图，矩阵分析器使用了参数分析技术。 
图11是图解了一个联合的搜索器与信道估计器的信号输出的相干合并的视图。 
图12是用于说明天线加权矢量如何改进图11中所示的相干合并的视图。 
图13A是示出一个示出有天线阵的时间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例视图，该时间联合的搜索器与信道估计器包括一个采用了非参数分析技术的矩阵分析器。 
图13B是示出一个示出有天线阵的时间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例视图，该时间联合的搜索器与信道估计器包括一个采用了参数分析技术的矩阵分析器。 
图14是描述接收机接收的导频数据和用户数据组序列的视图， 其中接收机利用了一个时间联合的搜索器与信道估计器以及一个由该时间联合的搜索器与信道估计器利用的天线信号矩阵。 
图15是示出由时间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的矩阵分析器和信道估计生成器执行的典型基本步骤的流程图，矩阵分析器使用了非参数分析技术。 
图16A是时间联合的搜索器与信道估计器的天线信号矩阵、多普勒加权矢量、和非参数估计输出矢量的视图。 
图16A是时间联合的搜索器与信道估计器的天线信号矩阵和参数估计输出矢量的视图。 
图17是示出由时间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的矩阵分析器和信道估计生成器执行的典型基本步骤的流程图，矩阵分析器使用了参数分析技术。 
图18A是示出一个示出有天线阵的时间空间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例，该时间空间联合的搜索器与信道估计器包括一个采用了非参数分析技术的矩阵分析器。 
图18B是示出一个示出有天线阵的时间空间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例，该时间空间联合的搜索器与信道估计器包括一个采用了参数分析技术的矩阵分析器。 
图19是描述了接收机接收的导频数据和用户数据组序列的视图，其中接收机利用了一个合并空间时间联合的搜索器与信道估计器以及一个从而被利用的天线信号矩阵。 
图20是示出了由时间空间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的矩阵分析器和信道估计生成器执行的典型基本步骤的流程图，矩阵分析器使用了非参数分析技术。 
图21是按照三维基本并发模式操作的时间空间联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的天线信号矩阵、多普勒加权和天线加权矢量、以及非参数估计输出矢量的视图。 
图22A和图22B是描述一个非参数的、连续的时间空间联合的搜索器与信道估计器的第一备选实施操作的视图。 
图23描述了空间处理后面跟着时间处理的时间空间顺序方法的非参数方法程序。 
图24A和图24B是描述一个非参数的、连续的时间空间联合的 搜索器与信道估计器的第二备选实施操作的视图。 
图25描述了时间处理后面跟着空间处理的时空顺序方法的非参数方法程序。 
图26是时空联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的天线信号矩阵和参数估计输出矢量的视图。 
图27是示出了由时空联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的矩阵分析器和信道估计生成器执行的典型基本步骤的流程图，矩阵分析器使用了非参数分析技术。 
图28A和图28B是描述一个参数的、连续的时空联合的搜索器与信道估计器的第一备选实施操作的视图。 
图29描述了空间处理后面跟着时间处理的时间空间顺序方法的参数方法程序。 
图30A和图30B是描述一个参数的、连续的时空联合的搜索器与信道估计器的第二备选实施操作的视图。 
图31描述了时间处理后面跟着空间处理的时空顺序方法的参数方法程序。 
图32是传统无线电信接收机的示意图。 
具体实施方式
在以下说明中，为了解释而非限制性的目的，阐明了诸如特定的体系结构、接口、技术等等之类的特定细节，以便提供对于本发明的一个全面理解。可是，对本领域技术人员来说很显然，本发明可以被实践在偏离这些具体细节的其它实施例中。在其它实例中，熟知的设备、电路和方法的详细说明被省略，以免无用的细节模糊本发明的说明。此外，单独的功能块在某些图中被示出。 
图1示出了一个示例，通用无线电信接收机20，正如前面提到的那样，可以被包含在网络节点或终端(例如移动终端)中。无线电信接收机20包括：一个天线结构或阵列22；一联合的搜索器与信道估计器24；一检测器26；和一个定时与控制单元28。作为选择，如虚线所述，接收机20可以包括码序列生成器30。 
正如在此所广泛采用的，天线阵22可以包括一个或多个天线元件。来自天线阵22中的信号被应用到联合的搜索器与信道估计器24以及检测器26。如果天线阵22包括一个以上天线元件，则来自天线 阵22中的一个或多个信号包括一个信道脉冲响应矢量。 
在一个或多个信号例如已被一个扩频码等等编码的可能事件中，联合的搜索器与信道估计器24以及检测器26都被连接来与码序列生成器30协同操作。定时与控制单元28生成定时(例如同步)与控制信号，它们被提供给检测器26以及联合的搜索器与信道估计器24。 
应该理解：接收机例如可以包括来自天线阵的下行流、某些射频处理功能和射频解调功能，以使应用到联合的搜索器与信道估计器24和检测器26的信号是基带信号。从而，图1的无线电信接收机20的所示结构基本上涉及基带信号的处理。 
联合的搜索器与信道估计器的不同实施例的各个非限制性典型示例在下面被描述。确保这些不同实施例的无线电信接收机的操作描述是在某些假设之上提出的。这些假设中的一些与信道模型相关，该信道模型将概念化为到达无线电信接收机的离散的数波前的电磁场，尤其是到达天线阵22中可能采用的一个或多个天线元件的电磁场。 
正如在此所使用的，一个″抽样窗口″包括从给定天线中获得并被联合的搜索器与信道估计器分析的连续时隙(或者，在CDMA系统中例如是″码片″)。正如在下文中更详细描述的，联合的搜索器与信道估计器的实施例对由多个抽样窗口形成的一个天线信号矩阵进行操作。在以下被称为″空间″联合的搜索器与信道估计器的某些实施例中，天线信号矩阵由从多个天线获得的抽样窗口形成。在以下被称为″时间″联合的搜索器与信道估计器的其它实施例中，相对于单个天线，天线信号矩阵是从由天线为连续的导频数据组(在时间上出现的)而获得的抽样窗口中形成。在以下被称为时空联合的搜索器与信道估计器的其它实施例中，天线信号矩阵被空间且时间地形成。 
为了在此所述的技术的目的，天线阵22被概念化为：获得″维度区分的″信号。联合的搜索器与信道估计器基本上同时使用由天线阵提供的维度区分信号，用于为每个到达的波前确定到达时间(TOA)和信道系数。对于空间联合的搜索器与信道估计器，其中天线结构包括具有隔开或者空间分开的天线元件的一个多天线阵，由该阵列的不同天线获得的信号关于一个空间维度而被维度区分。对于时间联合的 搜索器与信道估计器，其中天线结构包括一天线，此天线为在分开的时间间隔处接收到的每组连续的导频数据提供信号，由天线获得的那些信号关于时间或一个时间维度而被维度区分。对于时空联合的搜索器与信道估计器，具有既包括一多天线阵又包括接收连续导频数据组的一个或多个天线的天线结构，由天线获得的信号既关于空间维度又关于时间维度而被维度区分。 
联合的搜索器与信道估计器在某些情况中据说执行到达时间和例如到达方向或多普勒偏移频率之类的其它数值的″并发″确定。在这种意义上讲，″并发″是指可以从输出决定的操作结果中并行导出数目或确定，例如一个诸如快速傅里叶变换之类的非参数技术或参数技术。 
空间联合的搜索器/估计器 
在某些实施例中，联合的搜索器与信道估计器在一个抽样窗口上同时处理来自多个天线的信号以便确定到达时间和信道系数。在这些实施例中，联合的搜索器与信道估计器基本上是二维单元，第二维度是由阵列的多个天线的间距给予的空间维度。这个空间维度基本上涉及来自阵列的多个天线的信号的同步和并行处理，以便确定到达时间和信道系数，此空间维度使实施例的联合的搜索器与信道估计器是″空间″联合的搜索器与信道估计器。 
空间联合的搜索器与信道估计器可以采用不同的实施例并具有不同的实施方案。在一个示例说明性的实施例中，联合的搜索器与信道估计器包括非参数型相关器(例如一个执行快速傅里叶变换(FFT)计算的相关器)。在另一示例说明性的实施例中，联合的搜索器与信道估计器应用了参数方法。 
图2A说明了使用非参数技术用于确定到达时间和信道估计的空间联合的搜索器与信道估计器24-2A，以及相关示例天线阵22-2A的一个示例实施例。天线阵22-2A借助非限制性的示例包括四个天线元件22-2A-1到22-2A-4。虽然天线元件22-2A-1到22-2A-4被示出为形成一个均匀线性天线阵(ULA)，但是应该理解，除了均匀线性之外的天线配置也是可能的，并且天线阵中的天线元件数目可以变化(例如，天线元件数目不限制为四个)。 
对于天线阵22-2A的天线元件以及在此描述的所有其它多个天 线阵的天线元件有相干性要求。相干性要求可以由同步的多个天线元件来满足。可替代地，即使多个天线元件不同步，但是却已知它们的相位差，则相干性要求可以通过补偿已知的相位差来满足。 
从天线元件中获得的复合基带信号每一个都被应用到联合的搜索器与信道估计器24-2A，以及一个(图2A中未示出的)检测器。联合的搜索器与信道估计器24-2A包括一个天线信号矩阵处理单元40-2A。在一个特定示例显示中，天线信号矩阵处理单元40-2A包括天线信号矩阵生成器42-2A和天线信号矩阵存储器44-2A。一个矩阵分析器(对于图2A的非参数技术来说它可以是相关器50-2A)对天线信号矩阵存储器44-2A中储存的复合值进行操作。优选地，相关器50-2A包括一个滤波器。相关器50-2A生成某些输出值，它们例如可以被储存在相关器输出值存储器52-2A中。联合的搜索器与信道估计器24-2A还包括一个信道估计(CE)生成器60-2A。在所示的示例实施例中，信道估计(CE)生成器60-2A包括一个相关器输出分析器62-2A和一个检测器接口64-2A。检测器接口64-2A为每个波前生成一到达时间(TOA)和一信道系数(CC)。在图2A中，检测器接口64输出的到达时间和信道系数分别被应用到线条66-2A和68-2A上的检测器。 
在图2A以及在此所述的其它实施例中，发射的电磁信号被假定以若干离散的电磁波前到达接收机。若干离散的电磁波前被假定，来适应上面讨论的多径现象。例如，图3图解了沿着三条分开的多径P1、P2和P3从发射天线70发射到天线阵22的一个信号。每个多径有其单独的振幅，并且相应地有一个相关的基带信号复数″a″和时间延迟τ。例如，多径P1有相关的复数a1和相关的时间延迟τ1；多径P2有相关的复数a2和相关的时间延迟τ2；等等。如图3所示，多径P1是发射天线70和天线阵22之间的一条相对直接的路径；而多径P2和多径P3分别被障碍物722和723反射。因此，多径P1的时间延迟τ1比多径P2的时间延迟τ2短，多径P2进而又比多径P3的时间延迟τ3短。类似地，不包括其它现象，则将料想到多径P1的复数a1大于多径P2的复数a2，诸如此类。 
为了讨论的缘故，电磁波前在向天线阵传播时被假设为平坦的(″平面的″)电磁波前，比如图4中所示的单个波前76。在此所述的所有实施例中，应该理解波前不必是平坦的波前，而是可以同样考虑 任何其它已知形式的波前。而且，应该切记：图4只表示了仅仅一个波前的到达，但是典型情况下是多个波前在一个天线阵上入射。 
正如图4示出的，由于单独波前的入射，来自每个天线元件的输出(例如，信号)有它对于该波前的复数形式。例如，对于图3的第一多径P1的波前，天线元件22-1输出复数a1-1，天线元件22-2输出复数a1-2等等。这些数字是复数，并且如果在如下特定情况中：(1)天线元件完全相同；(2)存在相干性；和(3)平坦波在阵列宽度内具有恒定振幅；那么这些数字的绝对值是相同的。此外，关于相同的到达波前，每个天线检测到达信号为具有一个相位。例如，对于图3的第一多径P1的波前，天线元件22-1的输出具有相位θ1-1，天线元件22-2的输出具有相位θ1-2，等等。 
在一个波前到达均匀线性天线阵(ULA)后获得的信号在图5A和图5B中都被示出。图5A为四个天线22-1到22-4的每一个都特别地示出了在一个固定时间(码片)指数内，在天线元件上的平面波传播以及结果各自的输出脉冲78(例如，输出脉冲781到784)。对于每个相应的天线，图5B示出了作为复数且复数增量(augment)为θ的脉冲。增量(θ)对应于接收信号的相位。θ值在时间上变化的速率(例如相位旋转的速率)被认为是相位旋转速度或频率。通过在θ1、θ2、θ3、θ4的范围增加θ的角度值来描述波前随此天线阵的相位旋转，并且因此频率是此角度值在时间上的变化速率。相位旋转速度是恒定的。线性相位传播的速度取决于入射波前的到达方向(DOA)。 
在图2A的联合的搜索器与信道估计器24-2A中，天线矩阵处理单元40-2A对来自每个天线元件的复合基带信号进行抽样。使用已抽样的复合基带信号，天线信号矩阵生成器42-2A生成诸如图6所示的天线信号矩阵80之类的一个天线信号矩阵。天线信号矩阵80可以以任何方便的方式被储存，比如天线矩阵存储器44-2A之类的。 
天线信号矩阵80是一个二维函数相关的矩阵。换言之，复抽样作为两个不同指数的函数被储存在天线信号矩阵80中。对于如图6所示的天线信号矩阵80，第一指数是沿着图6X坐标所示的一个抽样窗口时间指数。对于应用扩频码或类似代码的那些实施例，第一指数例如可以是一个码片指数。因此，抽样窗口时间指数指向抽样窗口中相对于抽样窗口开始的时间。在图6的天线信号矩阵80中，沿着Y 坐标示出的第二指数是一个天线指数(它充当维度区分指数)。天线指数指向天线信号矩阵80中不同的行，每一行与天线阵22中不同的天线元件相关。与包括四个天线元件的一个天线阵的前一示例相一致，图6示出了天线信号矩阵80中的四行。可是应该重申：一个天线阵中的天线数目以及因此天线信号矩阵80中的行数和天线指数的最大值可能对于每个接收机来说各不相同，并且选择四个天线只是为了说明示例的缘故。 
天线信号矩阵80被概念化为：储存从天线阵中获得的″维度区分的″信号。对于空间联合的搜索器与信道估计器，其中天线结构包括具有隔开或者空间分开的天线元件的一个多天线阵，由该阵列的不同天线获得的信号关于一个空间维度而被维度区分。即，每一行的值从鉴于每个天线元件相对于阵列中的其它天线元件是分开的物理布置，而在空间维度上分开的不同天线元件中被获得，在这样的意义上，对于天线信号矩阵80的一个给定的列，每一行中的值被维度区分。 
为了简洁的缘故，包括从天线获得的复合值在内的储存在天线信号矩阵80中的复合值未在图6中示出。这样的复合值将在第三维度中被图示，例如在图6的平面之外。天线信号矩阵80包括复合白噪声和(为了当前例证起见)至少一个波前(平坦的或其它已知形状)的一个复合抽样。储存天线信号矩阵80中的波前具有已知的相位(时间的非相干检测)并且是已调制的码序列。 
结合图6的天线信号矩阵80，并且尤其是与天线阵中的天线元件间距不是分开非常远的WCDMA情况结合，到达天线阵的平坦波前可以被认为是在同一抽样窗口时间指数(或码片指数)中到达。 
为图6的天线信号矩阵80的每一列储存的复合值可以被概念化为一个维度接收性能矢量。即，相对于单个抽样窗口时间实例并且与来自天线阵的多个天线中的每一个中的复合值形成一个维度接收性能矢量。从天线信号矩阵80的某行中取得的每个元件按图5所示的不同θ值的方式具有不同的相位。因为由不同的天线元件接收，所以对于空间联合的搜索器与信道估计器，相位在时间上的变化是维度接收性能矢量的频率。如果波例如径直向前抵达，则角度可能是相同的。对于抽样窗口时间实例，维度接收性能矢量的相位旋转速度或频 率可以被解释为到达方向(DOA)。因此，每个维度接收性能矢量对应于分离的到达方向。有多个可能的维度接收性能矢量频率，多个可能频率的每一个对应于一个波前的不同的可能到达方向(DOA)。对于在此使用的非参数技术，多个可能频率可以是一个连续的频率范围。为了区分多个可能频率的缘故，多个可能频率每一个都通过一个频率指数来表示。 
信道估计生成器60-2A(参见图2A)设法开发一种基于储存在天线信号矩阵80中的复值的″合成″信道估计。在这一点上应该理解：因为天线阵22-2A有多个天线元件，所以有接收那些波前的相应的多个信道，并且相应地，对于多个信道的每一个，还可能有一个分开的信道脉冲响应或分开的信道估计。但是通过按照前述的方式把复合抽样储存在天线信号矩阵80中，并且通过在整个天线信号矩阵80上同时查找到达时间(TOA)和信道系数，信道估计生成器60-2A提供一个信道估计，其包含所有天线元件的所有信道并且为此缘故被认为是一个″合成″信道估计。 
正如前面提到的那样，合成信道估计包括抽样窗口中的每个到达波前的到达时间(TOA)和信道系数(例如，映射到到达时间(TOA)的一个信道系数)。因此，信道估计可以包括(一组或多组)数据对，每数据对包括到达时间(TOA)和信道系数。相关器50-2A的任务从而是找出天线信号矩阵80中与一个到达波前最佳对应的值或″音″，例如在抽样窗口中为每个到达的波前找出一个值。 
找出天线信号矩阵80中与一个到达波前最佳对应的一个值或″音″可以通过包括和非参数技术在内的各种技术来完成。正如在下面讨论的，快速傅里叶变换(FFT)技术只不过是可以被利用的非参数型相关器的一个代表性和说明性的示例。 
图7描述了与快速傅里叶变换(FFT)计算结合，由示例相关器50-2A和相关器输出分析器62-2A执行的示例基本步骤。作为步骤7-1，图2A的相关器50-2A计算表达式1。 
Y(n，t)＝FFT(n，X(：，t))表达式1 
在表达式1中，t是抽样窗口时间指数；X(：，t)是复合天线矩阵(冒号″：″表示一个抽样窗口时间指数的所有天线指数)；并且n是频率指数。从而，每个FFT计算是关于基带信号的一维FFT计算，并且 对应于一个特定的到达方向(由频率指数描述)和天线加权组，天线加权组实际上是FFT加权。 
使用表达式1计算的相关器50-2A的输出，即Y(n，t)值作为相关器输出值被储存。相关器输出值例如可以被储存在图2A的相关器输出值存储器52-2A中。 
信道估计(CE)生成器60-2A的相关器输出分析器62-2A搜索相关器输出值，并且(作为步骤7-2)从那里确定一个最大绝对值|Y(n，t)|max。这个最大绝对值|Y(n，t)|max被相关器输出分析器62-2A利用，来确定在抽样窗口中看见的一个到达波前的到达方向(DOA)和到达时间(TOA)。具体地说，作为步骤7-3，相关器输出分析器62-2A把|Y(n，t)|max出现时的抽样窗口时间指数t_max选择为到达波前的到达时间。另外，作为步骤7-4，相关器输出分析器62-2A把|Y(n，t)|max在那里出现的那个频率指数n_max选择来表示到达波前的到达方向(DOA)。频率指数对应于一个到达方向(例如0)。在相关器输出分析器62-2A把|Y(n，t)|max除以包括该天线阵的天线数目时，到达波前的振幅被确定(步骤7-5)。 
表达式1和图7的步骤表示一个通用的非参数FFT计算。在利用编码生成器(比如图1的编码生成器30)的特定的CDMA情形中，可以使用表达式1的进一步改进(表示为表达式2)来进行一个类似的FFT计算。 
Y(n，t)＝∑Cj*FFT(n，X(：，t))，j＝1，K表达式2 
表达式2从表达式1中推测而来，进一步提及：Cj是编码序列码元值j和K是编码序列的长度。 
作为联合的搜索器与信道估计器24-2A的操作结果，一个精确的信道估计可以作为一个空间特征标被提供给检测器。空间特征标包括到达时间(TOA)、以及到达方向(DOA)和振幅。正如在下面解释的那样，每个波前的信道系数(CC)是从到达方向(DOA)和振幅中导出。到达时间(TOA)和信道系数(CC)被应用到在图2A中分别由线条66-2A和68-2A表示的检测器。 
如上所述，每个波前的信道系数(CC)是从到达方向(DOA)和振幅中导出。回想一下在步骤7-4处，相关器输出分析器62-2A选择|Y(n，t)|max出现时的频率指数n_max来表示到达波前的到达方向 (DOA)，所选的频率指数对应于一个到达方向(例如，θ)。因此，信道脉冲响应矢量(即，阵列传播矢量)x根据表达式3，由检测器接口64-2A生成(对于完全相同的各向同性天线元件来说)。 
x＝[1，ejkd*sinθ，ejkd*2sinθ，...ejkd*(K-1)sinθ]*C表达式3 
在表达式3中，j是传统的虚部记号；k＝2*πλ；d是天线阵元件之间的间距；λ是接收/发射的电磁信号的波长：(f*A，＝c)并且，K是天线元件指数(例如图9A中被示出为天线数目A1，A2，A3，A4)。在表达式3中，C是一个复数常数，其中|C|＝|FFT_max|/天线数目；C的增量，即arg(C)＝arg(FFT_max)，其中|FFT_max是在图7的步骤7-1处计算的FFT值。 
在上述说明中，信道估计(CE)生成器60-2A、并尤其检测器接口64-2A的角色是生成到达时间(TOA)和信道系数，信道系数是从到达方向中导出，例如在上面结合表达式3所描述的那样。在这里描述的这个以及其它实施例的一个备选实施方案中，检测器本身(例如图1中所示的检测器26之类的)在为每个到达波前接收到达时间(TOA)和到达方向(DOA)后，可以有能力从相应的到达方向(DOA)信息中计算每个波前的信道系数。在这种情况下，到达时间和到达方向由检测器接口64输出到检测器。 
因此，考虑在上面讨论的那些方面，联合的搜索器与信道估计器24-2A查看离散的许多可能的到达方向，并且挑选具有最高相关性(最高绝对值)的到达方向。一个比较的操作评估被执行，以便图解诸如图2A的联合的搜索器与信道估计器24-2A之类的一个联合的搜索器与信道估计器的功效。该比较的操作评估的第一方案涉及一种对抽样窗口基本上按照现有技术的方式起作用的传统搜索器。这样做时，相对于抽样窗口的每个天线，传统搜索只挑选具有最大绝对值的时刻(例如，码片)。换言之，分别地处理来自每个天线的信号。比较的操作评估的第二方案按照上述相对于联合的搜索器与信道估计器24-2A的方式以及表达式1来执行。同一信号在两个方案中都被应用到有八个天线元件的一个天线阵。两个方案的抽样窗口的长度是二十码片，并且使用编码序列{1}(例如，只是其中一个码片包含信号，码片的剩余部分包含复合白噪声)。 
图8A说明了利用传统搜索器的第一方案。相比之下，图8B说 明了为第二方案所利用的图2A的空间联合的搜索器与信道估计器24-2A。通过图8A和图8B的比较，第二种方案(以及空间联合的搜索器与信道估计器)的优势很明显，因为图8B中感兴趣信号的SNR更高。在第二种方案中，挑选出到达波前的音或值更为容易。对于第二种方案，图8C(1)示出了复合信道脉冲响应抽头的绝对值；图8C(2)示出了复合信道脉冲响应抽头的相位误差；而图8C(3)示出了检测到的到达时间。 
然而图2A的联合的搜索器与信道估计器包括一个非参数型矩阵分析器，例如，一个相关器(例如，执行快速傅里叶变换(FFT)计算的滤波器)，在其它示例实施例中，联合的搜索器与信道估计器的矩阵分析器执行参数技术。正如图2A实施例实现的那样，图2B的空间联合的搜索器与信道估计器24-2A(它使用参数技术)及其相关的示例天线阵22-2B被示出。同样以实例的方式，天线阵22-2B包括四个天线元件22-2B-1到22-2B-4。从天线元件中获得的信号每一个都被应用到联合的搜索器与信道估计器24-2B以及一个检测器(图2B中未示出)。 
类似于前面描述的实施例，联合的搜索器与信道估计器24-2B可以包括一个天线信号矩阵处理单元40-2B，天线信号矩阵处理单元40-2B进而又包括天线信号矩阵生成器42-2B和天线信号矩阵存储器44-2B，它们按照先前描述的方式起作用。例如，储存在天线信号矩阵存储器44-2B中的复合基带值还可以被概念化为矩阵80，并且同样地具有一个抽样窗口时间指数。结合图6先前已经讨论了天线信号矩阵80，并且为了阐述图2B的联合的搜索器与信道估计器24-2B的缘故，现在也参考图9A讨论之。 
联合的搜索器与信道估计器24-2B还包括一个矩阵分析器，例如利用参数技术的参数估计器51-2B。另外，按照与前面实施例类似的方式，联合的搜索器与信道估计器24-2B包括一个信道估计生成器60-2B，它有参数估计输出矢量分析器62-2B和一个解调器接口64-2B。参数估计器51-2B和图2B的联合的搜索器与信道估计器24-2B的参数估计输出矢量分析器62-2B执行的基本步骤在图10中被示出。 
对于天线信号矩阵80的每个抽样窗口时间指数，步骤10-1，参 数估计器51-2B例如在每个时间瞬时估计两个参数：一个空间频率参数和一个空间振幅参数。空间频率参数估计当到达ULA时入射波产生的频率。空间振幅参数估计这个频率的振幅。空间频率参数和空间振幅参数被认为是一个参数对，并且在图9B中，它们被示出为沿着抽样时间指数每一抽样的一个参数。这些参数可以通过一种适当的策略或目标准则(例如通过最小均方差技术(MMSE))来计算。 
作为步骤10-2，参数估计输出矢量分析器62-2B查找参数估计输出矢量中某些″合格″值，即高的或最大的空间振幅参数值。合格值例如可以是绝对值相当高或最大的那些值。参数估计输出矢量90的每个合格值可以对应于抽样窗口的一个到达波前。 
对于每个合格值，作为步骤10-3，参数输出估计矢量分析器62-2B选择与合格值的抽样窗口时间指数t对应的到达时间(TOA)，例如参数估计输出矢量的最大/合格绝对值出现时的时间指数。 
类似地，对于每个合格值，作为步骤10-4，分析器62-2B选择一个到达方向(DOA)，作为在10-3中判断的该到达时刻处的空间频率参数值。 
作为步骤10-5，参数估计输出矢量分析器62-2B把该振幅确定为除以阵列中天线元件数目后的空间振幅值。 
从而，联合的搜索器与信道估计器24-2B寻找最佳方向，并准备可以作为一个空间特征标被提供给检测器的信道估计。该空间特征标包括到达方向(DOA)和振幅。每个波前的信道系数(CC)按照在上面参考表达式3所解释的方式从到达方向(DOA)和振幅中导出。到达时间(TOA)和信道系数(CC)被应用到在图2B中分别由线条66-2B和68-2B表示的检测器。 
从上文应该理解：表示一个以上入射波前的信息可以在抽样窗口中被看见。例如，参考图9B的参数估计输出矢量90，参数估计输出矢量分析器62-2B可以看到其它的高数字，并且对于每一个合格的高数字，可以确定一个到达波前。例如，如果有两个高数字，那么信道脉冲响应可以反映两个到达波前。对于两个到达波前的每一个，联合的搜索器与信道估计器将挑选出到达时间(TOA)和到达方向(DOA)，以及映射到两个不同信道系数映射的振幅，这两个不同的信道系数形成信道估计的一部分。 
图4示出了一个波前各个地到达天线阵的四个示例天线元件的每一个，对于每个天线元件提供不同的天线输出(复合基带信号)。例如，天线元件22-1的输出具有复合矢量a1-1(并且相位为θ1-1)；天线元件22-2的输出是复合矢量a1-2(并且相位为θ1-2)等等。复合天线基带信号和天线加权矢量Wi的线性组合具有一个和效应，或者是图12中示出为和函数100的时域和空间域中的相干组合。 
由天线加权矢量Wi改进的相干组合在图11中示出。在如图12所示的四个天线元件的示例情况中，属于天线指针2的加权效果(在这里被表示为W2)将要旋转天线元件22-2的输出，以使其相位θ1-2按照图11中示出的方式与天线元件22-1的输出的相位θ1-1成线性排列。类似地，加权W3的效果要旋转天线元件22-3的输出，以使其相位θ1-3与天线元件22-1的输出的相位θ1-1成线性排列。加权W4的效果要旋转天线元件22-4的输出，以使其相位θ1-4与天线元件22-1的输出的相位θ1-1成线性排列。为了简洁，图11忽略了倾向于使结果矢量不够笔直的噪声考虑。注意：在前述段落中，用Wi表示加权矢量，在此，i表示没有指数表示的加权矢量W的天线指数。 
在空间联合的搜索器与信道估计器中，用于查找信道抽头(峰值)的SINR应该与包括该阵列的天线元件的数目成比例。空间联合的搜索器与信道估计器的操作可以被采用来考虑在时间上的信道变化，例如环境中(例如在发送和接收天线中)的空间变化。 
例如通过图2A和图2B分别在上面示出的非参数FFT型相关器和参数技术只是两个用于查找天线信号矩阵80中与到达波前相关的值或″音″的示例技术。从Stocia，Petre和Moses，Randolph的″Introduction To Spectral Analysis″(ISBN-013-258419-0，Prentice Hall)中描述了其它参数方法或者说可以从中了解其它方法，该文献在此通过参考而全部被合并，尤其是其第4章。 
如上所述空间联合的搜索器与信道估计器及其操作技术适于具有多个接收天线的任何接收机单元。因此，空间联合的搜索器与信道估计器尤其特别适合于但不限于一个具有多个天线的基站。同时还包含具有多个天线的移动终端。 
时间联合的搜索器/信道估计器 
在另外的实施例中，联合的搜索器与信道估计器同时处理在一个 天线元件处接收到的、来自多个连续的导频数据组(每一导频数据组在其自己的抽样窗口中被接收)中的信号，以便确定到达时间和信道系数。这样做时，联合的搜索器与信道估计器考虑了多普勒偏移或移频(与时间联合的搜索器与信道估计器的说明结合时，名词″多普勒偏移″和″移频″可交换使用)。移频主要可归于多普勒频移，但是还可能包括发射机和接收机振荡器中的移频。为了简化，这些移频在下文称作″多普勒偏移″或″多普勒频移″。 
多普勒偏移会由于诸如发射机和接收机之一的相对运动之类的移动(例如移动终端的移动)、环境中影响信号路径的物体或结构的移动(其甚至会对固定发射机和固定接收机引起多普勒频移)而引起。 
在提供信道估计时，联合的搜索器与信道估计器基本上同时考虑天线元件接收到的多个信号(例如多个导频数据组)。联合的搜索器与信道估计器把信道系数和到达时间应用于例如提供码元估计的检测器。 
在这些实施例中，联合的搜索器与信道估计器基本上是一个二维单元，第二维度是由连续的导频数据组抵达的时间间隔所给予的一个时间维度。这个时间维度基本上涉及在天线元件处接收到的来自多个导频数据组的每一个之中的信号一起的同步和并行处理，此时间维度使这些联合的搜索器与信道估计器的实施例区别于″时间″联合的搜索器与信道估计器。 
时间联合的搜索器与信道估计器可以采用不同的实施例并具有不同的实施方案。在一个示例说明性的实施例中，时间联合的搜索器与信道估计器包括非参数型相关器(例如一个执行快速傅里叶变换(FFT)计算的相关器)。在另一示例说明性的实施例中，时间联合的搜索器与信道估计器应用了参数方法。 
图13A说明了使用非参数技术用于确定到达时间和信道估计的空间联合的搜索器与信道估计器24-13A，以及相关示例天线阵22-13A的一个示例实施例。在图13A的示例中，天线阵22-13A被示出为具有一个天线元件22-13A-1。正如在下文中解释的那样，在接收连续导频数据组的每一个后(如下文所述)，从同一天线元件(例如天线元件22-13A-1)中获得的复合基带信号每个都被应用到联合的搜索器与信道估计器24-13A，以及应用到一个检测器(图13A中未示 出)。 
联合的搜索器与信道估计器24-13A包括一个天线信号矩阵处理单元40-13A。在一个特定示例显示中，天线信号矩阵处理单元40-13A包括天线信号矩阵生成器42-13A和天线信号矩阵存储器44-13A。一个矩阵分析器(对于图2A的非参数技术来说它可以是相关器50-13A)对天线信号矩阵存储器44-13A中储存的复合值操作。优选地，相关器50-13A包括一个滤波器。相关器50-13A生成某些输出值，它们例如可以被储存在相关器输出值存储器52-13A中。联合的搜索器与信道估计器24-13A还包括一个信道估计(CE)生成器60-13A。在所示的示例实施例中，信道估计(CE)生成器60-13A包括一个相关器输出分析器62-13A和一个检测器接口64-13A。检测器接口64-13A为每个波前生成一个信道估计，该估计包括一个到达时间(TOA)和一个信道系数(CC)。在图13A中，检测器接口64-13A输出的到达时间和信道系数分别被应用到检测器线条66-13A和68-13A。 
如图14所示，诸如图13A的联合的搜索器与信道估计器24-13A之类的时间联合的搜索器与信道估计器，为那些与其它数据(例如用户数据)交替或发射的导频数据组监视来自一个天线(例如天线22-13-1)的信道响应。为了简洁的缘故，假定在分开的抽样窗口中接收每个导频数据组。可是情况不必如此，因为如果不同的流例如被码复用，则可以同时接收不同的导频数据组。仅仅作为一个说明性的示例，图14示出了四个导频数据组，即，导频组T1-T4，它们与用户数据交替并在唯一的全局时间(在图4中由″T″轴表示)处被接收。 
每个导频数据组典型情况下位于与另一导频数据组不同的帧中。例如，导频组T1可以位于帧1中；导频组T2可以位于帧11中；导频组T3可以位于帧21中；等等。″帧传输时间间隔″是指包含导频数据的两个连续帧之间的时间。包含导频数据的两个连续帧之间的时间典型情况下由一个标准或其它规范来规定。 
图14从而反映了发射机源的导频数据的典型周期性传输，以及以连续的时间间隔在接收机处导频数据的预测的反复接收。考虑到诸如发射机和接收机的相对运动之类的因素，不同导频数据组之间的连续的时间间隔不一定是恒定的。 
如图14进一步所示，一天线矩阵处理单元(比如图13A实施例的天线矩阵处理单元40-13A之类的)为每一个连续导频数据组(即，为导频组T1-T4)对天线元件接收到的信号进行抽样。使用已抽样信号，天线信号矩阵生成器42-13A生成诸如图14所示的天线信号矩阵110之类的一个天线信号矩阵。天线信号矩阵110可以以任何方便的方式被储存，比如天线矩阵存储器44-13A之类的。 
天线信号矩阵110是一个二维度函数相关的矩阵。换言之，复合抽样作为两个不同指数的函数被储存在天线信号矩阵110中。对于如图14所示的天线信号矩阵110，第一指数是沿着图14X坐标所示的一个抽样窗口时间指数。对于应用扩频码或类似代码的那些实施例，第一指数例如可以是一个码片指数。因此，抽样窗口时间指数指向抽样窗口中的相对于各自抽样窗口开始时的时间。在图14的天线信号矩阵110中，沿着Y坐标示出的第二指数是一个导频组指数(它担任维度区分指数)。导频组指数表示获得抽样的是导频数据组的哪一个。换言之，一个导频组指数＝T1表示从导频组T1中获得该抽样；导频组指数＝T2表示从导频组T2中获得该抽样；等等，正如由连接矩阵110与具有其说明的连续导频数据组的接收信号叙述的箭头所描述的那样。正如可以看到的那样，导频组指数指向天线信号矩阵110的不同的行，每一行与不同的导频数据组相关联。 
图14示出了与天线信号矩阵拥有四组连续的导频数据的被说明例子一致的天线信号矩阵110中的四列。给出的天线信号矩阵中包含的导频数据组的数目、并且因此导频组指数的最大值对于每个接收机来说可能各不相同，因此四组导频数据的选择的当前例子为举例起见只是说明性的。通常，将同时被时间联合的搜索器与信道估计器认识的导频数据组的数目的选择取决于预期的多普勒效应的变化有多迅速。抽头/入射波的数目取决于多径。换言之，在开放空间中，我们具有一个直接路径并且因此在信道脉冲响应中只具有一个信道/抽头系数。 
天线信号矩阵110还被概念化为存储从天线阵的单个天线单元获取的″维度区分″信号。对于时间联合的搜索器与信道估计器，其中，天线结构包括在分离时间间隔处为所接收的每组连续导频数据提供信号的天线，由天线获取的信号关于时间或时间维度被维度区分。 例如，由天线获取的信号通过在不同的帧传输间隔中被获取而被维度区分。 
为简化起见，天线信号矩阵110中存储的复值(包括从天线获得的复值)没有在图14中被说明。这类复值将在第三维度中被说明，例如，从图14的平面中被说明。天线信号矩阵110包括复合白噪声和(为了本插图起见)至少一个波前(平面的或其它已知形状)的复合抽样。波前具有已知的相位(时间的、非相干检测)，并且是被调制的代码序列。 
为图14的天线信号矩阵110每列所存储的复值能够被概念化为维度接收性能矢量。即，维度接收性能矢量用关于抽样窗口中包括的每组导频信号的同一单次抽样窗口时间指数所取的复值来形成(例如，对于图14中的组T1-T4)。从天线信号矩阵110的唯一行所取的每个元件按照的图5中说明不同θ值的方式具有不同的相位。如不同的天线单元所接收的，对于时间联合的搜索器与信道估计器来说，随时间的相位变化是维度接收性能矢量的多普勒频率。对于抽样窗口时间实例来说，维度接收性能矢量的相位旋转速度或频率能够被解释为多普勒偏移(DS)。因此，每个维度接收性能矢量都对应于单独的多普勒偏移频率。维度接收性能矢量存在多个可能的频率，每个可能的频率都相当于波前的不同的可能多普勒偏移。对于此处所采用的非参数技术，多个可能的频率能够是一个连续的频率范围。为区分多个可能的频率起见，多个可能的频率分别由频率指数来表示。 
对于时间联合的搜索器与信道估计器，信道估计如前面所述地包括抽样窗口中每个到达波前的到达时间(TOA)和多普勒偏移(例如，映射到多普勒偏移的信道系数)。因此，信道估计可能包括(一组或多组)数据对，每个数据对都包括到达时间(TOA)和信道系数。因此，时间联合的搜索器与信道估计器的任务是定位天线信号矩阵110中与到达波前最佳对应的值或″音″，例如为抽样窗口中的每个到达波前定位值或音。这个定位与天线信号矩阵110中与到达波前最佳对应的值或″音″的任务能够通过不同的技术来完成，其中包括参数和非参数技术。下述的快速傅里叶变换(FFT)技术只不过是能够使用的非参数型相关器的一个典型的和说明性的例子。 
图15描述了由示例相关器50-13A和相关器输出分析器62-13A 结合快速傅里叶变换(FFT)计算执行的示例基本步骤。在步骤15-1，图13A的相关器50-13A计算表达式5。 
Y(n，t)＝FFT(n，X(n，t))    表达式5 
其中，t是抽样窗口时间指数；X(n，t)是复合天线矩阵；而n是多普勒频率指数。因此，每个FFT计算都是对基带信号的一维FFT计算，并且对应于具体的多普勒偏移频率。 
相关器50-13A的输出，即用表达式1计算得出的Y(n，t)值被存储为相关器输出值。相关器输出值能够被例如存储在图13A的相关器输出值存储器52-13A中。 
信道估计(CE)生成器60-13A的相关器输出分析器62-13A搜索相关器输出值，并且(在步骤15-2)从中确定最大值绝对值|Y(n，t)|max。这个最大值绝对值|Y(n，t)|max被相关器输出分析器62-13A用来确定到达波前的多普勒偏移(DS)和到达时间(TOA)。特别地在步骤15-3，相关器输出分析器62-13A选择抽样窗口时间指数t_max，|Y(n，t)|max在该时间指数的时候出现为到达波前的到达时间。另外在步骤15-4，相关器输出分析器62-13A选择|Y(n，t)|max出现时的多普勒效应指数n_max，以便确定到达波前的多普勒偏移(DS)。通过相关器输出分析器62-13A将|Y(n，t)|max除以包括天线信号矩阵导频数据组的数(步骤15-5)，到达波前的振幅被确定。 
表达式5和图15的步骤表示普通的FFT计算。在使用编码生成器(比如图1的编码生成器30)的CDMA具体的情况中，如上所述，可比较的FFT计算能够用诸如之类的表达式5的进一步改进来做出，但是不是应用于空间联合的搜索器与信道估计器，而是应用于时间联合的搜索器与信道估计器。 
由于联合的搜索器与信道估计器24-13A操作的结果，精确的信道估计能够作为一个时间特征标被提供给检测器。对于每个波前来说，时间特征标包括被映射成多普勒(频率)偏移的到达时间(TOA)。如下所解释的，每个到达时间的信道系数(CC)和波前从多普勒频移中被导出。在图13A中，到达时间(TOA)和信道系数(CC)被应用于分别由线66-13A和68-13A表示的检测器。 
如上所述，每个波前的信道系数(CC)从多普勒频移(DS)中被导出。回想在步骤15-4处，相关器输出分析器62-2B选择|Y(n，t)|max 出现时的频率指数n_max，以表示到达波前的多普勒偏移频率(DSF)，而所选择的频率指数对应于多普勒偏移(例如，θ′，即θ的导数)。因此，信道脉冲响应矢量(即，阵列传播矢量)x由检测器接口64-2B根据表达式6来产生。 
C[ej2πfT+H，ej2πfT2+H，ej2πfT3+H，...ej2πfTN+H]    表达式6 
在表达式6中，C是波前的振幅，f是信号的频率(包括多普勒偏移)；T是两个导频码元/序列之间的周期时间(其被假定为定期的，类似于空间实施例的均匀阵)，而H是在第一导频码元/序列处的信号复值，H是增量(FFT max)。为简化起见，噪声已经从表达式6中被排除，并且C被假定为时间TN内的常数。 
在上文的描述中，信道估计(CE)生成器60-2A、并且特别是检测器接口64-2A的任务是产生到达时间(TOA)和信道系数(CC)，信道系数例如上述结合表达式6从多普勒偏移中被导出。在此处描述的这个及其它实施例的替换实施中，只要接收到每个到达波前的到达时间(TOA)和多普勒偏移(DS)，检测器自身(比如图1中说明的检测器26)就有能力从对应的到达方向(DOA)信息来计算每个波前的信道系数。在这类情况下，到达时间和到达方向被检测器接口64-13A输出给检测器。 
因此，联合的搜索器与信道估计器24-13A检查可能的离散的多普勒频移数目，并且挑选具有最高相关性(最高绝对值)的多普勒频率。 
尽管图13A的联合的搜索器与信道估计器包括执行快速傅里叶变换(FFT)计算的非参数相关器(例如，滤波器)，然而在其它的实施例中，时间联合的搜索器与信道估计器也执行参数技术。正如图13A的实施例所实现的那样，图13B的空间联合的搜索器与信道估计器24-13B与其相关联的示例天线阵22-13B一起被示出，天线阵22-13B包括用图14的方式接收导频数据连续组的天线元件22-13B-1。 
类似于较早描述的实施例，联合的搜索器与信道估计器24-13B可能包括天线信号矩阵处理单元40-13B，其依次包括天线信号矩阵生成器42-13B和天线信号矩阵44-13B，它们按照之前描述的方式起作用。例如，存储在天线信号矩阵存储器44-13B中的复合基带值也能够被概念化为矩阵110，并且同样地具有抽样窗口时间指数。天线 信号矩阵110之前已经结合图14被论述，并且现在还将为阐述图13B的联合的搜索器与信道估计器24-13B起见而参考图16A来论述。 
联合的搜索器与信道估计器24-13B还包括参数估计器51-13B，其输出参数输出估计矢量，以存储在存储器52-13B中。另外，用与先前的实施例类似的方式，联合的搜索器与信道估计器24-13B包括具有参数输出估计矢量分析器62-13B和解调器接口64-13B的信道估计生成器60-13B。由图13B的联合的搜索器与信道估计器24-13B的参数估计器51-13B和参数输出估计矢量分析器62-13B所执行的基本步骤在图17中被说明。 
天线信号矩阵110的每个抽样窗口时间指数。在步骤17-1中，参数估计器51-13B例如估计每个时刻处的两个参数：时间频率参数和时间振幅参数。时间频率参数为连续的导频码元估计入射波到达天线时所创建的频率。时间振幅参数估计这个频率的振幅。时间频率参数和时间振幅参数被认为是一个参数对，并且它们在图16B中被说明为沿着抽样时间指数的每一抽样的一个参数。 
在由联合的搜索器与信道估计器24-13B执行的步骤17-2中，分析器62-13B发现参数输出估计矢量120中的某一″合格″值，即时间振幅矢量的最大值。参数输出估计矢量120的每个合格值可以对应于抽样窗口的到达波前。 
用于每个合格值，在步骤17-3中，参数输出估计矢量分析器62-13B为该合格值选择对应于抽样窗口时间指数t的到达时间(TOA)，例如，参数估计输出矢量的最大/合格绝对值出现的时间指数。 
同样地，对于每个合格值，在步骤17-4中，参数输出估计矢量分析器62-13B在17-3中决定的到达时间，选择多普勒偏移频率(DS)作为时间频率参数值。 
在步骤17-5中，参数估计输出矢量分析器62-13B把振幅确定为最大/合格绝对值被除以信号串中的导频数据组数。 
因此，联合的搜索器与信道估计器24-13B寻找最佳的多普勒(偏移)频率，并且准备可能作为时间特征标被提供给检测器的信道估计。时间特征标包括到达时间(TOA)，以及多普勒偏移频率(DSF)和振幅。每个到达时间和波前的信道系数(CC)用上述方法参考表达式6 从多普勒偏移(DS)中被导出。到达时间(TOA)和信道系数(CC)被应用于图13B中分别由线条66-13B和68-13B表示的检测器。 
通过上文应当明白，表示超过一个入射波前的信息可以在抽样窗口中被看见。例如，参考图16B的参数输出估计矢量120，参数输出估计矢量分析器62-13B可以看见其它的高数字，并且可以为每个合格高数字查明到达波前。例如，如果存在两个高数字，则信道脉冲响应可能反映两个到达波前。对于两个到达波前中的每一个，联合的搜索器与信道估计器将挑选出到达时间(TOA)和多普勒偏移频率(DSF)以及振幅，它们被映射成两个不同的信道系数，这两个不同的信道系数形成信道脉冲响应的信道估计的一部分。 
时间的搜索器与信道估计器的操作已经对于天线阵22的一个天线元件如上所述。应当理解，天线阵22可能包括多个天线元件，并且上述操作可以分别地对于阵列的一个或多个天线元件来执行。此外稍后将描述，之前操作的原则可以对于天线阵的多个天线用结合的方式来执行。 
上述的时间联合的搜索器与信道估计器及其操作技术非限制性地特别很适用于只具有一个天线元件的接收机单元，例如只具有一个天线的移动终端。然而如前文指出，时间联合的搜索器与信道估计技术能够被分别但是并行地由多个天线用于接收机。 
例如考虑图11中反映的情况，其中，天线元件22-13A-1(或22-13B-1)对于导频数据组T1的输出具有复矢量a1-1(和相位θ1-1)；同一天线元件对于导频数据组T2的输出具有复矢量a1-2(和相位θ1_2)，诸如此类。在这个情况中，复合天线基带信号和多普勒加权矢量Wj的线性结合还具有和效应，或时间域中的相干结合的效应，被示为图12中的和功能100。通过连贯地增加这些复矢量，时间联合的搜索器与信道估计器增加了搜索和信道估计的性能。 
在不存在多普勒偏移的情况中(例如，移动终端静止不动或者以相对于基站的径向移动)，多普勒偏移频率可能为零。在此情况下，(一个或多个)到达波前的导频数据基本上具有相同的复值。没有多普勒偏移的情况只不过是上述的时间联合的搜索器与信道估计器的普通操作的一个特例。当移动站开始移动时可能发生多普勒偏移，时间联合的搜索器与信道估计器获得多普勒偏移频率，并因此增强了信道估 计。信道估计通过考虑多普勒偏移而被增强，而不考虑多普勒偏移的数值。 
例如分别由图13A和图13B所描述的非参数FFT型相关器和参数估计器技术只是用于发现天线信号矩阵110中的值或″音″的两个示例技术。从Stocia，Petreand Moses，Randolph，IntroductionTo Spectral Analysis，ISBN-013-258419-0，Prentice Hall中描述的可以理解其它的参数方法，其内容、尤其该文献第4章在此通过参考被全面合并。 
时空联合的搜索器/估计器 
在另一些实施例中，天线阵的多个天线单元为连续的导频数据组提供相应的多个信号串。这些别的实施例的联合的搜索器与信道估计器基本上并发地考虑由多个天线提供的多个信号串以确定到达时间和信道系数。 
通过并发地考虑由多个天线提供的信号，信道估计在确定到达时间和信道系数的过程中考虑到到达方向。通过并发地考虑每个天线提供的信号串，其中，每个序列包括连续的导频数据组，信道估计还考虑到可能是多普勒偏移的频移(由发射机和接收机或发射机和接收机之间的领域中的物体的相对运动引起)。信道估计通过共同和并发地考虑空间和时间域来执行。 
因为它处理来自于多个天线的信号串，而每个序列都包括连续的导频数据组，联合的搜索器与信道估计器被考虑为三维单元。第一维度指的是抽样窗口的时间指数，即抽样窗口时间指数。第二维度是通过阵列的多个天线的间距给予的空间维度。这个空间维度包括基本上同时和并行一起处理来自于阵列多个天线的信号，以便确定到达时间和信道系数，从而赠予联合的搜索器与信道估计器是″空间″联合的搜索器与信道估计器的区分。第三维度是通过由连续的导频数据组反映的时间间隔所给予的时间维度。这个时间维度基本上包括同时和并行地一起处理导频数据每个连续组的信号以便确定到达时间和信道系数，从而赠予搜索器与信道估计器是″时间″联合的搜索器与信道估计器的区分。考虑到是空间和时间联合的搜索器与信道估计器，联合的搜索器与信道估计器还被称为″组合″空间/时间联合的搜索器与信道估计器，或空间/时间联合的搜索器与信道估计器。 
并行考虑多个信号串可能是以基本上一致的三维模式或者以顺序模式。三维基本并发模式涉及通过同时为全部的多个信号串考虑来自于阵列所有天线的信号而对到达音和信道系数单步确定。顺序模式涉及到达时间和信道系数的两步确定。在顺序模式中，第一步包括通过并发地为多个信号串的第一信号串考虑多个天线提供的多个信号，来确定到达时间和到达方向。通过并发地考虑具有第一步中确定的到达方向的多个信号串的元件，顺序模式的第二步包括基于多普勒偏移来进一步精化信道系数的估计。这个程序还能够从相反的方向来执行：首先确定到达时间和多普勒偏移，然后通过并发地考虑具有第一步骤中确定的多普勒偏移的多个信号串单元来进一步精化信道估计。 
图18A说明了时空联合的搜索器与信道估计器24-13A的一个示例实施例，以及相关联的示例天线阵22-18A。天线阵22-18A通过非限制性举例的方式包括四个天线元件22-18A-1到22-18A-4。虽然天线元件22-18A-1到22-18A-4被示为形成均匀线性天线阵(ULA)，但是应当理解，均匀线性类型之外的天线结构也是可能的，并且天线阵中的天线元件数目可能发生变化(例如，天线元件的数目不被限制在四个)。在进行适当的无线电频率处理之后，从天线元件获得的信号分别作为基带信号被应用到联合的搜索器与信道估计器24-18A以及(图18A中未示出的)检测器。 
联合的搜索器与信道估计器24-18A包括天线信号矩阵处理单元40-18A。在一个特殊的示例表示中，天线信号矩阵处理单元40-18A包括天线信号矩阵生成器42-18A和天线信号矩阵存储器44-18A。对于图18A的非参数技术可能是相关器50-18A的矩阵分析器，对天线信号矩阵存储器44-18A中存储的复值进行操作。相关器50-18A优选地包括滤波器。相关器50-18A产生确定的输出值，其可以例如被存储在相关器输出值存储器52-18A中。联合的搜索器与信道估计器24-18A还包括信道估计(CE)生成器60-18A。在所说明的示例实施例中，信道估计(CE)生成器60-18A包括相关器输出分析器62-18A和检测器接口64-18A。检测器接口64-18A为每个波前产生包括到达时间(TOA)和信道系数(CC)的信道估计。在图18A中，为检测器接口64输出的到达时间和信道系数被分别应用于线条66-18A和68-18A 上。 
在图18A的联合的搜索器与信道估计器24-18A中，对于每个导频数据组串(由导频数据组T1-T4表示)，天线矩阵处理单元40-18A从每个天线元件中抽样信号。天线信号矩阵生成器42-18A用抽样信号产生诸如图19中说明的天线信号矩阵130之类的天线信号矩阵。天线信号矩阵130可以以任何适当的方式被存储，比如以天线矩阵存储器44-18A之类的。 
天线信号矩阵130是三维函数相关的矩阵。换言之，复合抽样作为三个不同指数的函数被存储在天线信号矩阵130中。对于图19中所示的天线信号矩阵130，第一指数是沿着图19的X轴来说明的抽样窗口时间指数。对于利用扩频码或类似代码的实施例，第一指数可能例如是码片指数。因此，抽样窗口时间指数指向抽样窗口中相对于抽样窗口开始的时间。 
在图19的天线信号矩阵130中，沿着Y轴示出的第二指数是天线指数。天线指数指向天线信号矩阵130的不同行，每行都与天线阵22中不同的天线元件相关联。与包括四个天线元件天线阵的上述例子相一致，图19示出了天线信号矩阵130中的四行。然而应该重申，天线阵中的天线数目以及因此天线信号矩阵130中的行数和天线指数的最大值可能每个接收机各不相同，并且四个天线的选择为示例起见只是说明性的。 
在图19的天线信号矩阵130中，沿Z轴示出的第三指数是导频组指数。导频组指数指出获得了抽样获得了哪组导频数据。换言之，导频组指数＝T1指出抽样从导频组T1中获得；导频组指数＝T2指出抽样从导频组T2中获得；诸如此类由连接矩阵110与被接收信号的箭头所描述的描述了其说明性的连续的导频数据组。可以看出，导频组指数指向天线信号矩阵110的不同平面，每个平面都与不同的导频数据组相关联。 
与所说明的包含导频数据的四个连续组的天线信号矩阵的例子相一致，图19示出了天线信号矩阵130中的四个平面。给出的天线信号矩阵中包含的导频数据组的数目、并且因此导频组指数的最大值在接收机与接收机之间可能不相同，因此四组导频数据的选择的当前例子为举例起见只是说明性的。通常，将同时被时空、空间/时间联 合的搜索器与信道估计器认识的导频数据组的数目的选择取决于被预期的多普勒效应变化有多迅速。抽头/入射波的数目取决于多径。换言之，在开放空间中，我们具有一个直接路径并且因此在信道脉冲响应中只具有一个信道/抽头系数。 
为简化起见，天线信号矩阵130中存储的复值(包括从天线获得的复值)没有在图19中被说明。这类复值将在第四维度中被说明。 
结合图19的天线信号矩阵130，并且特别是天线阵中的天线元件间距相隔不是太远的WCDMA情况下，到达天线阵的平面波前能够被认为到达同一抽样窗口时间指数(或码片指数)。 
假定波前在不同的时间到达天线元件(时差与抽样时间间隔相比较小)，为图19的天线信号矩阵130每列所存储的复值在列的每行中具有不同的相位(例如，θ值。对于均匀间隔的天线阵元件，相位差在同一列的相邻行之间基本上是相同的(虽然噪声可能是一个因素)。但是无论什么间距，如前所述，相位相对于时间的变化率(趋近波前的传播时间)对于由列形成的矢量来说是相位旋转速度或频率。这个每列频率能够被解释为到达方向(DOA)。对于天线信号矩阵130的列来说，存在多个可能的频率，多个可能的频率中的每一个对应于波前可能的到达方向(DOA)。多个可能的到达方向频率由频率指数″n1″来表示。 
以类似的方式，对于天线信号矩阵130沿″Z″方向的每部分来说，复值具有不同的相位(例如，θ)值。考虑到由聚集在信号串的多个导频数据组上的不同导频数据组检测到的可能的多普勒偏移，天线信号矩阵130的不同″Z″平面的Z排列元件具有不同的相位值。导频数据连续组之间的相位沿Z方向随时间的变化率是与多普勒偏移相关联的频率。对于天线信号矩阵130的Z部分来说存在多个可能的频率，多个可能频率中的每一个都对应于波前的可能的多普勒偏移(DS)。多个可能的多普勒偏移频率由频率指数″n2″来表示。 
信道估计生成器60-18A(见图18A)设法基于天线信号矩阵130中存储的复值来开发″合成″信道估计。前面提及，因为诸如天线阵22-18A之类的天线阵具有多个天线元件，所以存在对应的接收波前所经过的多个信道，并且因此对于多个信道中的每个信道还存在单独的信道脉冲响应或单独的信道估计。但是以上述方式把复合抽样存储 在天线信号矩阵130中，并且并发地发现整个天线信号矩阵130上的到达时间(TOA)以及信道系数，信道估计生成器60-18A提供一个信道估计，其包含用于所有天线元件的所有信道的信道估计并因此被称为″合成″信道估计。 
前面提及，合成的信道估计包括抽样窗口中每个到达波前的到达时间(TOA)和信道系数(例如，被映射成到达时间(TOA)的信道系数)。因此，信道估计可能包括(一组或多组)数据对，每个数据对都包括到达时间(TOA)和信道系数。因此，相关器50-18A的任务是定位天线信号矩阵130中与到达波前最佳对应的值或″音″，例如定位抽样窗口中每个到达波前的值或音。 
在诸如天线信号矩阵130之类的天线信号矩阵中，定位最佳对应于到达波前的值或″音″的任务能够通过不同的技术完成，包括参数和非参数技术。以三维基本并发模式执行的快速傅里叶变换(FFT))在下面结合仅仅作为非参数技术的一个代表性和说明性的例子而被论述，其中使用了相关器50-18A。 
图20描述了由示例相关器50-18A和相关器输出分析器62-18A结合快速傅里叶变换(FFT)计算执行的示例基本步骤。结合图20，图21示出了天线信号矩阵；多普勒加权和天线加权矢量；以及用于时空联合的搜索器与信道估计器的示例实施例的非参数估计输出矢量，时空联合的搜索器与信道估计器以三维基本并发模式来操作。在步骤20-1中，图18A的相关器50-18A计算表达式8。 
Y(n1，n2，t)＝FFT(n1，n2，X(：，：t))    表达式8 
在表达式8中，t是抽样窗口时间指数；X(：，：，t)是复合天线矩阵(冒号″：，：″表示一个抽样窗口时间指数的所有天线指数)；n1是到达方向频率指数；而n2是多普勒偏移指数。因此，每个FFT计算都是对基带信号的二维FFT计算，对应于具体的到达方向(由频率指数n1所描述)和具体的多普勒偏移(由频率指数n2所描述)。 
相关器50-18A的输出，即用表达式8计算得出的Y(n1，n2，t)值被存储为相关器输出值。相关器输出值能够被例如存储在图18A的相关器输出值存储器52-18A中。 
信道估计(CE)生成器60-18A的相关器输出分析器62-18A，搜索相关器输出值Y(n1，n2，t)并且(在步骤20-2)中从那里确定最大 绝对值|Y(n1，n2，t)|max。这个最大绝对值|Y(n1，n2，t)|max被相关器输出分析器62-18A用来确定在抽样窗口中看见的到达波前的到达方向(DOA)和到达时间(TOA)。特别地在步骤20-3，相关器输出分析器62-18A选择抽样窗口时间指数t_max，|Y(n1，n2，t)|max在该时间指数的时候出现为到达波前的到达时间。另外在步骤20-4中，相关器输出分析器62-18A选择|Y(n1，n2，t)|max出现时的频率指数n1_max以确定到达波前的到达方向(DOA)。此外在步骤20-5中，相关器输出分析器62-18A选择|Y(n1，n2，t)|max出现时的指数n2_max，以确定到达波前的多普勒偏移。随着相关器输出分析器62-18A将|Y(n1，n2，t)|max除以包括天线阵的天线数目与矩阵130中包括的导频数据组的数目的乘积(步骤20-6)，到达波前的振幅被确定。 
表达式8和图20的步骤表示普通的FFT计算。在使用编码生成器(比如图1的编码生成器30)的CDMA具体的情况中，可比较的FFT计算能够用被表示为表达式9的表达式8的进一步精化来做出。 
Y(n1，n2，t)＝∑Cj*FFT(n1，n2，X(：，：，t))，j＝1，K    表达式9 
表达式9从表达式1推导二来，此外还提及：Cj是编码序列码元值；j和K是编码序列的长度。 
由于时空联合的搜索器与信道估计器24-18A操作的结果，精确的信道估计能够作为时空的空间和时间特征标被提供给检测器。空间特征标包括到达方向；时间特征标包括多普勒偏移。每个到达时间和天线元件的信道系数(CC)从到达方向(DOA)和多普勒偏移中被导出。在图18A中，到达时间(TOA)和信道系数(CC)被应用于分别由线66-18A和68-18A表示的检测器。 
如上所述，每个波前的信道系数(CC)都从到达方向(DOA)和多普勒偏移(DS)中被导出。回想一下在步骤18-4，分析器62-18A选择|Y(n1，n2，t)|max出现时的频率指数n1_max，以表示到达波前的到达方向(DOA)，而所选择的频率指数对应于到达方向(例如，θ)。此外，分析器62-18A选择|Y(n1，n2，t)|max出现时的频率指数n2_max以表示到达波前的多普勒偏移，所选择的频率指数对应于多普勒偏移。因此，信道脉冲响应矢量(即，阵列传播矢量)x由检测器接口64-18A根据表达式10来产生(对于相等的全向天线元件)。 
x＝[(1，ejkd*sinθ，ejkd*2sinθ，...ejkd(K-1)sinθ)]*C0； 
(1，ejkd*sinθ，ejkd*2sinθ，...ejkd*(K-1)sinθ)*C1；... 
(1，ejkd*sinθ，ejkd*2sinθ，...ejkd*(K-1)sinθ)*CN    表达式10 
在表达式10中，CN＝ej2πfTN＝H，H和其它参数之前已被定义。 
在先前的描述中，信道估计(CE)生成器60-18A、并特别是检测器接口64-18A的任务是产生到达时间(TOA)和信道系数(CC)，信道系数从到达方向和多普勒偏移中被导出，例如结合表达式11所述。在这里描述的这个及其它实施例的替换实施中，只要接收到每个到达波前的到达时间(TOA)、到达方向(DOA)以及多普勒偏移，检测器自身(比如图1中说明的检测器26)就可以有能力从对应的到达方向(DOA)和多普勒偏移信息来计算每个波前的信道系数。在这类情况下，到达时间、到达方向以及多普勒偏移由检测器接口64输出给检测器。 
计算表达式8或表达式9中相关器50-18A的操作是三维基本并发模式的一个例子，因为表达式8(或WCDMA实施的表达式9)的估值涉及通过同时对多个序列的全部考虑来自于阵列所有天线的信号来确定到达时间和信道系数的单个步骤。换言之，在所说明的三维基本并发模式的例子中，表达式8或表达式9的快速傅里叶变换(FFT)具有三个增量：n1、n2和X(：，：t)，因此基本上同时对所有增量进行FFT操作。 
与三维基本并发模式相反，顺序模式涉及确定到达时间和信道系数的两个步骤。在用于执行顺序模式的第一替换方法中，第一步骤包括通过为多个序列中的第一个并发地考虑多个天线提供的多个信号，来确定到达时间和到达方向。例如，顺序模式的第一替换的第一步骤涉及计算诸如表达式1(或对WCDMA来说是表达式2)的FFT之类的FFT。到达时间(TOA)和试探的信道系数通过第一步骤或第一FFT计算的结果被确定。然后，在顺序模式的第一替换的第二步骤中，通过进一步考虑具有在第一步骤中确定的到达方向的该多个序列的元件，试探的信道系数通过考虑可能的频移(例如，多普勒偏移)而被进一步改进。在执行顺序模式的第二替换方法中，步骤的次序基本上被反向：首先，FFT在时间域中被执行，以决定到达时间和试探的信道 系数；其次，试探的信道系数通过空间域中的FFT被进一步改进。 
非参数技术的顺序模式的第一替换实施方案的程序结合图23在图22A和22B中被说明。图22A和图22B为天线信号矩阵的图示；天线加权矢量；以及连续的时空联合的搜索器与信道估计器的实施例的非参数估计输出矢量。在图22A中，FFT在空间域上操作并且在每个时段计算天线矩阵的FFT(由FFT矢量Wi来说明)。到达时间通过挑拣绝对值最高的到达方向指数和时间指数而被选择。如果这个指数不符合所有的时间间隔，则该指数能够用一些例如多数决定的方法来选择。 
在已经选择到达时间指数和到达方向指数之后，这些FFT处理的抽样通过时间域中的FFT计算被进一步FFT处理(由FFT频率矢量Wj说明)。图22B示出了对被识别的到达时间和方向(在图中标记为灰色)的空间滤波抽样用时间矢量来滤波。在第二次FFT处理之后，信道估计从具有最高数值的抽样中被创建。图23的步骤23-1到步骤23-7还描述顺序模式的第一替换实施方案的程序。i 
用于非参数技术的顺序模式的第二替换实施的程序结合图25在图24A和图24B中被说明。图24A和图24B示出了天线信号矩阵；多普勒加权矢量；和非参数估计输出矢量。在图24A中，FFT在时间域上操作并且在每个时段计算天线矩阵的FFT(由FFT矢量Wi来说明)。到达时间通过挑拣绝对值最高的多普勒指数和时间指数而被选择。如果这个指数不符合所有的时间间隔，则该指数能够用一些例如多数决定的方法来选择。在已经选择了到达时间指数和多普勒指数之后，这些FFT处理的抽样通过空间域中的FFT计算，被进一步FFT处理(由FFT频率矢量Wi说明)。图24B示出了对被识别的到达空间和多普勒偏移(在图中标记为灰色)的空间滤波抽样用空间矢量来滤波。在第二次FFT处理之后，信道估计从具有最高数值的抽样中被创建。图25的步骤25-1到步骤25-7还描述了顺序模式的第二替换实施的程序。 
尽管图18A的联合的搜索器与信道估计器包括非参数型相关器(例如，执行快速傅里叶变换(FFT)计算的滤波器)，然后在其它的实施例中，联合的搜索器与信道估计器也执行参数技术。在进行图18A的实施例的过程中，图18B的参数的时间联合的搜索器与信道估计器 24-18B与其相关联的示例天线阵22-18B一起显示。又举例来说，天线阵22-18B包括四个天线单元22-18B-1到22-18B-4。从天线单元获得的信号被分别应用到联合的搜索器与信道估计器24-18B，以及(在图18B中没有说明的)检测器。 
同样地对于较早描述的实施例，联合的搜索器与信道估计器24-18B可能包括天线信号矩阵处理单元40-18B，其依次包括天线信号矩阵生成器42-18B和天线信号矩阵存储器44-18B，其用之前所述的方式起更多的作用。例如，存储在天线信号矩阵存储器44-8B中的复合基带值还能够被概念化为矩阵130，并且同样地具有抽样窗口时间指数。天线信号矩阵80之前已经结合图19被论述。 
联合的搜索器与信道估计器24-18B还包括生产参数估计输出矢量的参数估计器51-18B。另外，用与先前的实施例相类似的方法，联合的搜索器与信道估计器24-18B包括具有参数输出估计矢量分析器62-18B和解调器接口64-18B的信道估计生成器60-18B。 
图26示出了时空联合的搜索器与信道估计器的实施例的天线信号矩阵和参数估计输出矢量。如同非参数技术一样，参数技术能够用三维基本并发模式或顺序模式来执行，顺序模式具有两个替换实施方案。 
图27示出了涉及参数三维基本并发模式的基本、代表性的步骤。步骤27-1示出了产生参数估计输出矢量的联合的搜索器与信道估计器24-18B。然后在步骤27-2中，分析器62-18B发现参数估计输出矢量中的″合格″值。 
对于每个合格值，参数输出估计矢量分析器62-18B在步骤27-3中选择到达时间(TOA)，以对应于合格值的抽样窗口时间指数t，例如，参数估计输出矢量的最大/合格绝对值所出现的时间指数。 
对于每个合格值，参数输出估计矢量分析器62-18B在步骤27-4中选择对应于参数估计输出矢量的最大/合格绝对值的时空频率的时空频率参数。 
在步骤27-5中，参数估计输出矢量分析器62-13B把振幅确定为步骤27-2中决定的到达时间的时空幅值。 
通过上文应当明白，表示超过一个入射波前的信息可以在抽样窗口中被看见。例如，参考图26的参数估计输出矢量140，参数输出 估计矢量分析器62-18B可以看见其它的(例如，多个)高数字，并且对于每个合格高数字都可以确定一个到达波前。 
参数技术的顺序模式的第一替换实施方案的程序结合图29在图28A和28B中被说明。图28A和图28B描述了这个第一替换实施方案的参数、连续的时空联合的搜索器与信道估计器。在图28A和图28B中，参数方法首先在空间域上操作并且在时间传输间隔上计算每个时间瞬间的空间频率参数。到达时间通过挑选具有最高绝对值的空间频率幅值而被选择。到达方向DOA是空间频率参数的值。如果这个到达时间不符合所有的时间间隔，则该到达时间能够用一些例如多数决定的方法来选择。如图28B中所示，在已经选择到达时间指数和到达方向之后，这些抽样通过时间域中应用的参数方法来处理。在第二处理之后，信道估计从时间参数中被创建。图29的步骤29-1到步骤29-5还描述了参数顺序模式的第一替换实施方案的程序。 
图30A和图30B是描述一个参数的、连续的时间空间联合的搜索器与信道估计器的第二备选实施操作的参数的、连续的时间空间联合的搜索器与信道估计器。在图30A和图30B中，参数方法首先在时间域上操作并且在时间传输间隔上计算每个时间瞬间的时间频率参数。到达时间通过挑选具有最高绝对值的时间频率幅值而被选择。多普勒偏移频率DSF是时间频率参数的值。如果这个到达时间不符合所有的时间间隔，则该到达时间能够用一些例如多数决定的方法来选择。如图30B中所示，在已经选择到达时间指数和DSF之后，这些抽样通过空间域中应用的参数方法来处理。在第二处理之后，信道估计从空间参数中被创建。图31的步骤31-1到步骤31-7还描述了参数顺序模式的第二替换实施的程序。 
上述的非参数FFT型相关器和参数线性组合逻辑技术是发现与到达波前相关联的天线信号矩阵130中的值或″音″的唯一的两个示例技术。从Stocia，Petre and Moses，Randolph，IntroductionTo Spectral Analysis，ISBN-013-258419-0，Prentice Hall中描述的可以理解其它的参数方法，其内容、特别是它的第4章在此通过参考被全面合并。 
如上所述的时空联合的搜索器与信道估计器及其操作技术适用于具有多个接收天线的任何接收机单元。因此，空间联合的搜索器与 信道估计器非限制性地特别很适用于具有多个天线的基站。时空联合的搜索器与信道估计器及其操作技术还包含具有多个天线的移动终端。 
因此，联合的搜索器与信道估计器采用多维度的和最佳的检测和估计方法。由此处所述所代表的多维度的联合的搜索器与信道估计器比传统的一维度搜索器具有更好的性能。多维度的联合的搜索器与信道估计器具有检测到达时间的更大的SNIR，这增加了查明正确的到达时间的概率。这依次产生更好的信道估计。 
]按照实施方案，这里描述的联合的搜索器与信道估计器的不同实施例的模块、单元和功能性可能有不同的形式。例如，本领域技术人员应该明白，联合的搜索器与信道估计器的一个或多个功能能够用独立的硬件电路，用结合适当编程的数字微处理器或通用计算机的软件功能，用专用集成电路(ASIC)，和/或用一个或多个数字信号处理器(DSP)来执行。而且，联合的搜索器与信道估计器的功能不必用所说明的方式来描述，应当理解(例如)那些功能能够被分配、结合、细分或重新整理以便基本上达到相同的结果。 
联合的搜索器与信道估计器的使用和操作不是被限制在WCDMA传输，然而在有些情况下WCDMA已经在上面作为实施环境的例子而被描述。此处所描述的原则、技术、方法和设备能够被适配或扩充以兼容各种类型的网络，不仅是WCDMA，而且还包括其它的网络(比如GSM)。 
在上文中，应该理解与主题关系不大的无线接收机结构和操作的其它方面已经为了清楚起见而被省略。本领域技术人员很清楚，这些方面包括无限制脉冲成形、抽样频度、时间抖动、时间排列、解调、码间干扰(ISI)和同信道干扰(CCI)。 
虽然结合目前认为是最实际并最佳的实施例的示例已经描述了本发明，但是应该理解本发明不受限于所公开的实施例，相反地，本发明意在覆盖各种更改和等效方案。 

Claims (27)

1.一种包括获取维度区分信号的天线结构(22)的无线通信接收机，该无线通信接收机的特征在于：
联合的搜索器与信道估计器(24)，其并发地使用由天线结构(22)提供的维度区分的多个信号，以便为到达波前来确定到达时间和信道系数，
其中，联合的搜索器与信道估计器(24)包括：
存储天线信号矩阵的天线信号矩阵存储器(44)，其中，表示抽样窗口中接收的维度区分信号的复值被存储为抽样窗口时间指数和维度区分指数的函数；
相关器(50)，其定位天线信号矩阵存储器(44)中的值/多个值，以用于确定到达时间和信道系数；
分析器，其使用由相关器(50)定位的值/多个值来产生到达时间和信道系数。
2.权利要求1的无线通信接收机，其中，联合的搜索器与信道估计器(24)并发地使用由多个天线提供的多个维度区分信号，以便确定多个到达时间和多个信道系数，到达波前由多个到达时间之一和多个信道系数中对应的一个来表示。
3.权利要求1的无线通信接收机，其中，天线结构(22)包括多天线阵列，并且由该阵列的不同天线获取的信号关于空间维度而被维度区分。
4.权利要求3的无线通信接收机，其中，到达时间和信道系数由联合的搜索器与信道估计器(24)并发地确定。
5.权利要求1的无线通信接收机，其中，天线结构(22)包括为被天线所接收的导频数据的每个连续组来提供作为维度区分信号的信号的天线，凭此由天线获取的信号关于时间维度而被维度地区分。
6.权利要求5的无线通信接收机，其中，在定位值的过程中，相关器(50)使用从关于抽样窗口时间指数的天线信号矩阵形成的维度接收性矢量，维度接收性矢量具有与维度接收性矢量复值的相位分量之差有关的频率，对于维度接收性来说存在多个频率，多个频率由频率指数表示；并且
其中，对于多个频率和多个时间指数的每个结合，相关器(50)计算：
Y(n，t)＝FFT(n，X(：，t))
其中，t是抽样窗口时间指数；
X(：，t)是复合天线信号矩阵，而：表示一个抽样窗口时间指数的全部的天线指数；
n是频率指数。
7.权利要求6的无线通信接收机，其中，对于多个频率和多个时间指数的每个结合，相关器(50)计算：
Y(n，t)＝∑Cj*FFT(n，X(：，t))，j＝1，K
其中，Cj是编码序列码元值，j和K是编码序列的长度。
8.一种包括获取维度区分信号的天线结构(22)的无线通信接收机，该无线通信接收机的特征在于：
联合的搜索器与信道估计器(24)，其并发地使用由天线结构(22)提供的维度区分的多个信号，以便为到达波前确定到达时间和信道系数，其中，联合的搜索器与信道估计器(24)包括：
存储天线信号矩阵的天线信号矩阵存储器(44)，其中，表示抽样窗口中接收的维度区分信号的复值被存储为抽样窗口时间指数和维度区分指数的函数；
参数估计器(51)，其使用天线信号矩阵中的复值并且产生参数输出估计矢量；
分析器(60)，其使用参数输出估计矢量来产生到达时间和信道系数。
9.权利要求8的无线通信接收机，其中，联合的搜索器与信道估计器(24)并发地使用由多个天线提供的多个维度区分信号，以便确定多个到达时间和多个信道系数，到达波前由多个到达时间之一和多个信道系数中对应的一个来表示。
10.权利要求8的无线通信接收机，其中，天线结构(22)包括多天线阵列，并且由该阵列的不同天线获取的信号关于空间维度而被维度区分。
11.权利要求10的无线通信接收机，其中，到达时间和信道系数由联合的搜索器与信道估计器(24)并发地确定。
12.权利要求8的无线通信接收机，其中，天线结构(22)包括为被天线所接收的导频数据的每个连续组来提供作为维度区分信号的信号的天线，凭此由天线获取的信号关于时间维度而被维度区分。
13.权利要求8的设备，其中，分析器(60)用参数输出估计矢量的分量的绝对值来确定到达波前的到达时间和到达方向。
14.权利要求13的无线通信接收机，其中，天线结构(22)包括为天线接收的导频数据的每个连续组来提供作为维度区分信号的信号的天线，并且每个空间频率参数都对应于一个多普勒频移。
15.一种操作无线通信接收机的方法，其特征在于：
在天线结构(22)处获取维度区分信号；
并发地用维度区分信号来为到达波前确定到达时间和信道系数；
在天线信号矩阵存储器(44)中把表示抽样窗口中接收的维度区分信号的复值存储起来，作为抽样窗口时间指数和维度区分指数的函数；
在天线信号矩阵存储器(44)中定位值/多个值，以用于确定到达时间和信道系数；
用被定位的值/多个值来产生到达时间和信道系数。
16.权利要求15的方法，其中，天线结构(22)包括多天线阵列，并且还包括从该阵列的不同天线获取维度区分信号，凭此信号关于空间维度而被维度区分。
17.权利要求16的方法，还包括用联合的搜索器与信道估计器(24)来并发地确定到达时间和信道系数。
18.权利要求17的方法，其中，信道系数是合成信道系数，其关联于与天线阵列的多个天线中的每个天线相关联信道的信道脉冲响应。
19.权利要求15的方法，还包括在天线结构的天线处接收由所述天线所接收的每个连续导频数据组的信号以便作为维度区分信号，凭此由天线获取的信号关于时间维度而被维度区分。
20.权利要求15的方法，定位值的步骤还包括，使用从关于抽样窗口时间指数的天线信号矩阵(44)形成的维度接收性矢量，维度接收性矢量具有与维度接收性矢量复值的相位分量之差有关的频率，维度接收性存在多个频率，多个频率由频率指数表示；并且
其中，对于多个频率和多个时间指数的每个结合，计算：
Y(n，t)＝FFT(n，X(：，t))
其中，t是抽样窗口时间指数；
X(：，t)是复合天线信号矩阵，而：表示一个抽样窗口时间指数的全部的天线指数；
n是频率指数。
21.权利要求20的方法，其中，对于多个频率和多个时间指数的每个结合，计算：
Y(n，t)＝∑Cj*FFT(n，X(：，t))，j＝1，K
其中，Cj是编码序列码元值j和K是编码序列的长度。
22.权利要求20的方法，其中，天线结构(22)包括多天线阵列，并且维度接收性矢量的多个频率中的每个频率都表示到达波前的不同的到达方向。
23.一种操作无线通信接收机的方法，其特征在于：
在天线结构(22)处获取维度区分信号；
并发地用维度区分信号来为到达波前确定到达时间和信道系数；
把表示抽样窗口中接收的维度区分信号的复值，作为抽样窗口时间指数和维度区分指数的函数，存储在天线信号矩阵存储器(44)中；
使用天线信号矩阵中的复值来形成参数估计，并且产生参数输出估计矢量；
使用参数输出估计矢量来产生到达时间和信道系数。
24.权利要求23的方法，其中，天线结构(22)包括多天线阵列，并且还包括从该阵列的不同天线获取维度区分信号，从而信号关于空间维度而被维度区分。
25.权利要求23的方法，还包括用联合的搜索器与信道估计器(24)来并发地确定到达时间和信道系数。
26.权利要求25的方法，其中，信道系数是合成信道系数，其关联于与天线阵列的多个天线中的每个天线相关联信道的信道脉冲响应。
27.权利要求23的方法，还包括在天线结构的天线处，接收由所述天线所接收的每个连续导频数据组的信号，以便作为维度区分信号，凭此由天线获取的信号关于时间维度而被维度区分。
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Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050113141A1 (en) * 2003-11-20 2005-05-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Spatial joint searcher and channel estimators
TWI245199B (en) * 2004-08-10 2005-12-11 Ali Corp Blind channel searching and estimation method using fast Fourier transformation
KR101009774B1 (ko) * 2006-07-11 2011-01-19 더 유니버시티 코트 오브 더 유니버시티 오브 에딘버그 다중입출력 시스템에서 공간 변조 방법 및 그를 이용한 송수신 장치
JP5186748B2 (ja) * 2006-09-29 2013-04-24 富士通株式会社 無線通信装置および無線通信方法
US8208587B2 (en) * 2007-04-27 2012-06-26 Ntt Docomo, Inc. Method and system for joint time-of-arrival and amplitude estimation based on a super-resolution technique
US20090237218A1 (en) * 2007-06-08 2009-09-24 Nam Yun Kim Wireless communication device
CA2718680C (en) 2008-03-18 2016-12-06 Elliptic Laboratories As Object and movement detection
ATE523839T1 (de) * 2008-05-07 2011-09-15 Tyco Electronics Services Gmbh Verfahren zur bestimmung der position eines aufpralls auf der oberfläche eines objekts
EP2200245B1 (en) * 2008-12-19 2012-08-15 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) A receiver and a method for mobile communications
US20100226448A1 (en) * 2009-03-05 2010-09-09 Paul Wilkinson Dent Channel extrapolation from one frequency and time to another
CN104113396B (zh) * 2013-04-17 2019-02-12 上海诺基亚贝尔股份有限公司 大规模天线系统中的信道检测方法和装置
CN104378147B (zh) * 2013-08-16 2018-07-13 上海诺基亚贝尔股份有限公司 Mimo系统中的上行导频分配方法及装置
WO2017014011A1 (ja) * 2015-07-17 2017-01-26 株式会社村田製作所 位置検知システムおよびコンピュータプログラム
WO2018045330A1 (en) * 2016-09-02 2018-03-08 Marvell Semiconductor, Inc. Method and apparatus for determining an angle of arrival of a wireless signal
CN109995689B (zh) * 2017-12-29 2021-08-06 普天信息技术有限公司 估计pucch频偏的方法、装置、电子设备和存储介质
US11483691B2 (en) * 2018-03-13 2022-10-25 Cypress Semiconductor Corporation Time of arrival estimation for Bluetooth systems and devices
CN115695105B (zh) * 2023-01-03 2023-03-17 南昌大学 基于深度迭代智能超表面辅助通信的信道估计方法及装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1304584A (zh) * 1999-04-02 2001-07-18 株式会社Ntt杜可莫 信道估计装置和方法,解调装置和方法、以及衰落频率判定装置和方法
EP1303058A2 (en) * 1998-05-29 2003-04-16 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Searching and tracking unit for determining the location and/or moving direction of a CDMA mobile station

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5790606A (en) * 1994-01-11 1998-08-04 Ericsson Inc. Joint demodulation using spatial maximum likelihood
MY120873A (en) * 1994-09-30 2005-12-30 Qualcomm Inc Multipath search processor for a spread spectrum multiple access communication system
EP1007998A1 (en) * 1997-02-11 2000-06-14 Massachusetts Institute Of Technology Polymeric photonic band gap materials
DE19754031A1 (de) * 1997-12-05 1999-06-17 Siemens Ag Verfahren und Meßanordnung zur Messung der Eigenschaften von Funkkanälen
JPH11266180A (ja) * 1998-03-18 1999-09-28 Fujitsu Ltd 無線基地局のアレーアンテナシステム
US6370397B1 (en) * 1998-05-01 2002-04-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Search window delay tracking in code division multiple access communication systems
US6311043B1 (en) * 1998-10-27 2001-10-30 Siemens Aktiengesellschaft Method and measurement configuration for measuring the characteristics of radio channels
US6473393B1 (en) * 1998-12-18 2002-10-29 At&T Corp. Channel estimation for OFDM systems with transmitter diversity
JP3001570B1 (ja) 1999-02-22 2000-01-24 埼玉日本電気株式会社 適応アンテナ指向性制御方法及びそのシステム
US6141393A (en) * 1999-03-03 2000-10-31 Motorola, Inc. Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression
US6567482B1 (en) * 1999-03-05 2003-05-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for efficient synchronization in spread spectrum communications
WO2001067627A1 (fr) * 2000-03-06 2001-09-13 Fujitsu Limited Recepteur amcr et detecteur d'un tel recepteur
JP4509297B2 (ja) * 2000-04-26 2010-07-21 三菱電機株式会社 スペクトル拡散受信装置
FR2813465B1 (fr) * 2000-08-29 2005-04-08 Mitsubishi Electric Inf Tech Methode d'estimation conjointe de canal et de direction d'arrivee
JP4087549B2 (ja) * 2000-09-06 2008-05-21 富士通株式会社 アレーアンテナ無線通信装置
US6496535B2 (en) * 2001-03-23 2002-12-17 Navini Networks, Inc. Method and system for effective channel estimation in a telecommunication system
US20020176485A1 (en) * 2001-04-03 2002-11-28 Hudson John E. Multi-cast communication system and method of estimating channel impulse responses therein
JP4152091B2 (ja) * 2001-06-06 2008-09-17 日本電気株式会社 適応アンテナ受信装置
JP3558053B2 (ja) * 2001-06-06 2004-08-25 日本電気株式会社 適応アンテナ受信装置
JP2003008483A (ja) 2001-06-18 2003-01-10 Nec Corp アダプティブアレイアンテナ受信装置
KR100591700B1 (ko) 2001-10-06 2006-07-03 엘지노텔 주식회사 배열 안테나 시스템에서 신호 경로 탐색 방법 및 이를위한 장치

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1303058A2 (en) * 1998-05-29 2003-04-16 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Searching and tracking unit for determining the location and/or moving direction of a CDMA mobile station
CN1304584A (zh) * 1999-04-02 2001-07-18 株式会社Ntt杜可莫 信道估计装置和方法,解调装置和方法、以及衰落频率判定装置和方法

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