CN1864328A - 阶梯形薄膜体声波滤波器 - Google Patents
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Abstract
一种阶梯形滤波器，包括多个体声波谐振器，该谐振器包括串连在滤波器的输入端和输出端之间的多个串联谐振器，以及每一个都连接在两个串联谐振器的节点和公共端之间的一个或者多个并联谐振器，该串联谐振器包括一个连接到输入端的输入串联谐振器和一个连接到输出端的输出串联谐振器，并且其中将并联谐振器设计为满足单位纵横比，且其中将串联谐振器设计为满足不同于单位纵横比的纵横比。纵横比定义为谐振器的长度和宽度的比。
Description
本发明通常涉及射频(RF)装置领域，尤其是涉及射频滤波器，更具体地涉及使用薄膜体声波谐振器构成的滤波器。这种滤波器可以用在通迅设备中作为带通滤波器，其能够对传输通道所在的频带进行选择，并抑制所关注的频带之外的频率。本发明还涉及通迅设备，例如包括这种滤波器的射频接收器和/或发射器。
高性能射频滤波器典型地使用高介电常数的陶瓷谐振器或者表面声波(SAW)谐振器。前一种装置相当大，而后一种装置较小，但是具有较高的插入损耗(通常＞2dB)。因此，在小型通迅装置例如移动电话中，两者都不能提供用于频带选择的理想方案。用于这些应用的滤波器需要深的阻带来抑制不想要的信号，以及需要低通带插入损耗(典型地＜2dB)来获得接收器中的适当信噪比或者发射器中的低功耗。因此，存在对具有高Q因数(典型地＞500)的非常小的谐振器的需求。为了实现这个目的，借助于集成在硅上的可能，已经提出了薄膜BAW谐振器。BAW技术的优点是装置较小、具有良好的功率控制(＞1W)、覆盖0.5-20GHz的频率范围，并可以在硅上开发晶片尺寸加工和封装。
因此基于薄膜体声波滤波器的射频滤波器适用于移动电话和无线连接中的应用，例如GSM、W-CDMA、蓝牙、家用RF、DECT和GPS。
滤波器通常由多个谐振器构成。一种常规薄膜BAW滤波器是阶梯结构，如在图1中以简图示出的。该阶梯形滤波器具有交替的串联部分和并联部分，其每个部分可以是单个谐振器，或者在以串联或者并联连接的相同频率上的一个或者多个谐振器(它们在电原理上是等价的)。
为了在所给频率获得最小的滤波器插入损耗，选择并联元件的反谐振频率和串联元件的谐振频率等于那个所给的频率。
可以认为包括两个串联连接的谐振器和连接在这两个串联谐振器的节点和地之间的中间并联谐振器的T部分是阶梯形滤波器的基本构成块。然后将单个谐振器元件连接到滤波器的每一个输入和输出端，并且中间串联谐振器元件的每一个都包括一个或者多个串联连接的谐振器。
由于对例如高接收器灵敏度或者低发射器功率消耗的需求，RF滤波器必须具有非常低的通带插入损耗。然而，为了在阻带中获得充分的抑制，通常需要几个滤波器部分，而每个部分都增加通带中的插入损耗。因此，最小化每个部分的通带插入损耗是必要的。
这里，将以平行于滤波器的输入和输出之间的线的方向测量的每个谐振器的尺寸定义为谐振器的“宽度”，并将另一个尺寸定义为谐振器的“长度”。将谐振器的“纵横比”定义为长和宽的比。将谐振器的“有效面积”定义为上下电极之间的重叠面积。典型地，并联和串联谐振器的有效面积几乎相等。
根据本发明，提供了一种阶梯形滤波器，包括多个薄膜体声波谐振器，该谐振器包括串联在滤波器的输入端和输出端之间的多个串联谐振器，以及每一个都连接在两个串联谐振器的节点和公共端之间的一个或者多个并联谐振器，该串联谐振器包括一个连接到输入端的输入串联谐振器和一个连接到输出端的输出串联谐振器，以及其中将并联谐振器设计为具有有效面积的单位纵横比，以及其中将串联谐振器设计为具有不是单位纵横比的有效面积纵横比。
基于对谐振器、谐振器纵横比中的特殊损耗机理和每个谐振器在滤波器特性中起到作用之间的关系的理解，本发明的要点是提出一种对薄膜BAW滤波器的设计，用于实现最小化插入损耗。
这种理解产生了本提议的主权利要求，其是阶梯形滤波器，其中并联谐振器具有单位纵横比(unity aspect ratio)以及串联谐振器具有显著不同于单位纵横比的纵横比。
根据一个优选实施例，在阶梯形滤波器中，一个滤波器部分包括至少两个串联谐振器和一个并联谐振器。
特别优选的是阶梯形滤波器，其中谐振器的输入端、输出端、上电极和公共端一起被设置在具有谐振器所需宽度和长度以及终端尺寸的第一金属化图案中，并且谐振器的下电极被设置在第二交错的扇型金属化图案中，通过第一和第二金属化图案的相应重叠来定义有效谐振面积。
这种方案的阶梯形滤波器能很好地满足小型化的当前趋势，因为它占用了最小的基础面积。
通过实现具有低功耗、更好信号完整性和更小尺寸的这种系统获得更高的性能。在更小的面积上组合更多的功能不仅减小了系统的尺寸，而且减小了功耗，因为信号不必穿过其中寄生现象不可避免的较大的长距离。
根据本发明的一个实施例，串联谐振器宽度wseries是并联谐振器宽度wshunt的2/3且串联谐振器的长度lseries是并联谐振器宽度wshunt的1.5倍。
本发明还涉及包括根据本发明的阶梯形滤波器的射频带通滤波器和包括这种射频带通滤波器的射频接收器和/或发射装置。
具体描述
将根据本发明的滤波器配置成所谓的阶梯形滤波器，其中多个串联谐振器连接在滤波器的输入和输出端之间，且多个并联谐振器连接在每对串联谐振器和公共地终端之间。
在体声波滤波器中，通过一个压电材料层，例如氧化锌、氮化铝、PZT、PLZT，在形成电极的两个金属层之间实现电能和机械能之间的所需转化。尤其优选的是薄膜体声波谐振器。
在薄膜体声波滤波器内，声波必须和衬底在声音上隔绝以获得一种高Q的装置。为了在BAW谐振器中提供这种声音隔绝，此外还公知的是Bragg反射谐振器和隔膜谐振器。
在隔膜型BAW谐振器中，谐振器部分沉积在由一个或者多个不同材料层构成的隔膜上。在压电层激发的声波从上电极上面的空气界面和从下电极下面的空气界面被反射。
在Bragg反射型BAW谐振器中，谐振器被稳固地安装到构成被称为声音反射镜的层堆叠体的上部。选择反射镜的层以便对压电层中激发的声波呈现交替的高低声音阻抗。在声波反射镜中的每个材料层通常具有等于该材料中纵向声波的1/4的厚度。这种声波反射镜提供在压电层中激发的并在声波反射镜方向上传播的声波的几乎完全反射。在上电极的空气界面处还存在压电层中激发的声波的完全反射。
图4和5分别以侧视图和顶视图示出了隔膜和Bragg反射谐振器的例子。两者都使用压电层3以提供主要的谐振器功能，压电层3通常为1微米厚度数量级的c轴取向的AlN，夹在通常每个为0.1微米厚度数量级的两个金属电极层1、2之间。所示的覆盖层4，通常为SiO2，是用来在需要的地方，通过它的机械负载作用提供频率调整。图4示出了其中通道5提供下电极2的入口的结构。
图5示出了上下电极的替换结构，其中谐振器被实施为和下金属化层中的浮动中心电极2串联的两个相同谐振器R1、R2。这种布置避免了通道，但是在面积方面增加了四倍的成本。
在隔膜或者Bragg反射器结构中可以实现两种类型的谐振器电极结构。
BAW谐振器基本上是一个包括夹在金属电极层之间的压电层的声腔。
在实际薄膜谐振器中振动的基本模式是基础的厚度外延(TE)的声音模式，也就是，振动垂直于层。因此当将厚度外延声音模式的波长接近于压电层厚度的两倍时的频率处的交流电信号施加在两个电极之间时，强烈激发以厚度方向的交替外延和压缩为特征的标准声波。压电层的其它方向或者交替的结晶对称材料将增加其它的声音模式。
在图2中示出BAW谐振器通常使用的一个等效电路。C0、C1、L1和R1分别表征谐振器本身的静态电容、动态电容、动态电感和动态电阻，并一起形成所谓的Butterworth-Van Dyke模型。剩余的部件是电寄生现象。三个电阻表征能量损耗的不同类型：在电极和互联中的欧姆损耗(Rs)、衬底中的杂散电场导致的损耗(Rp)和与谐振有关的机械损耗(R1)。介电损耗通常是可以忽略的。
这些损耗机理是这里提出的中心问题。等效电路模型对于滤波器(和使用BAW谐振器的其它电路)的首轮(first-pass)设计是有用的。BAW谐振器的更基于物理的表示是Novotny-Benes模型。这提供了一维(1D)场方程的解。假定机械场和电场在厚度方向具有显著的空间变化。因为典型谐振器的水平尺寸远远大于层厚度，所以这是一种合理的近似。在宽带上比较典型的BAW谐振器的测量电导G(f)(导纳的实数部分)和图6中两种模型的预测值。电纳B(f)(虚数部分)的协议标准是类似的。在两种模型都中包括电寄生元件Rs、Ls、Rp和Cp。通过1D物理模型预测响应的大部分特征，但不是所有的特征。
通过互联薄膜BAW谐振器实现薄膜BAW滤波器。根据本发明的结构是阶梯形滤波器，在图1中示出一个示意性的实例。
每个阶梯部分包括至少一个串联谐振器和一个并联谐振器。在典型设计中，精确调节每个谐振器的压电层的厚度，使得在串联支路中的谐振器的谐振频率对应于并联的分流支路中谐振器的反谐振频率。通过适当的滤波器设计可以获得带通滤波器的特征。
对于滤波器设计，两个特征频率尤其重要：谐振fr和反谐振fa，分别为最大和最小导纳的频率。对于高Q因数谐振，这些非常接近电导的最大和最小值。在谐振器的例子中，在图6、7和8中示出其响应，它们分别接近于1.985GHz和2.03GHz。图7示出了接近fr时图6所示曲线的展开图。示出谐振附近的具体特性通过两种模型非常精确地预测。图7示出了fa附近非常精确的细节，以及这证明了不吻合的小的但是重要的区域。测量的响应清楚地示出了fa附近的一些脉动和附加电导(也就是损耗)。由于包含横向场成分和具有横向以及垂直空间变化的场的紧密弱激发模式，这是主要的。没有在上述的任意模式中解释它们。然而，在滤波器设计中它们是不能忽略的，因为在反谐振时的能量损耗对滤波器性能具有严重的影响。通过扩展物理模型到2D或者3D以包括这些附加的不想要的模式将是可能的，但是在图3所示的等效电路模型中它们可能还是近似的，其中并联支路(j＝2，3…J)的每一个对应于不想要的模式。然后通过动态参数Cj、Lj和Rj表征第j个模式。
滤波器(每个包括串联和并联谐振器)的阶梯部分的数量依赖于所需的选择和其它的设计考虑。对于RF滤波器，通过设计串联谐振器在滤波器中心频率fo具有非常大的电导(理想上无穷大)并设计并联谐振器在fo具有非常小的电导(理想上为0)可以获得所需的非常低的插入损耗。为了最小化可能的损耗，串联谐振器的fr和并联谐振器的fa应当与fo一致。然而，对于某些应用，为了实现更宽的带宽，可以牺牲一些插入损耗性能。在任何一种情况中，在fr处串联谐振器的电导应当尽可能的大(对于50欧姆滤波器通常＞1S)，并且在fa处并联谐振器的电导应当尽可能的小(对于50欧姆滤波器通常＜1mS)。这里用作例子的原型谐振器接近这些目标。
在高Q因数器件中，谐振或者反谐振附近的能量损耗只是存储能量的非常小的一部分。这不能从第一种原理精确地预测，部分因为足够精确的材料损耗数据是不可用的，还部分(上述两种模型的情况中)因为没有包括损耗机理。
然而，通过使用简单电路原理和调节部件值可以容易地从测量值求出用于图2等效电路模型的谐振器(以及其它部件)的实际值，以给出和图6、7和8所示的相吻合。例如，假定高Q因数，电路原理产生关系fr≈1/√(L1C1)以及fa≈√[(C0+C1)/(L1C1Co)]。衬底损耗通常非常低，以给出非常大的Rp值，因此在两种谐振频率处的电导G(fr)和G(fa)的值分别接近于1/[Rs+R1]和1/[Rs+1/(4π2Co 2R1)]。原则上，通过匹配图8中所示的fa附近的脉动，可以求出用于图3扩展电路模型的部件值。实际上可以发现的是，在电导的上述表达式中，分母的第一项(也就是Rs)在fr处起主要作用，且第二项(也就是1/(4π2Co 2R1))在fa处起主要作用。通过扩展电路给出的fr和fa处的电导表达式更加复杂，但是仍能得出相同的通用结论：在fr处电损耗起主要作用以及在fa处机械损耗起主要作用。因此，最佳的低损耗滤波器设计使用了用于串并联谐振器设计的不同标准。通过对所有谐振器应用相同的设计标准，不能实现最佳设计。
从上述的讨论可得出结论，对于串联谐振器最小化导体电阻是最重要的考虑。另一方面，对于并联谐振器在反谐振时最小化机械损耗是最重要的考虑。明显地，必须最小化只和想要的模式相关的机械损耗，也就是R1必须尽可能小。然而，参考图3中的等效电路，即使R1实际上很小，它的第j个(不想要的)模式在fa处对并联谐振器的电导贡献将会很大，如果它的频率接近于fa且Rj的值明显很大(也就是Q因数足够小)，使得它的贡献显著增加到想要模式的程度。在图6和8中的测量曲线清楚地证明了这一点。原则上，所有不想要的模式在某种程度上有助于增加反谐振处的电导，至此必须最小化进入到不想要模式的并联谐振器的能量损耗。
在滤波器设计中，通过所需的阻抗确定谐振器的有效面积，该阻抗反比于谐振器区域的面积。然而谐振器形状可以影响特性的第二级方面。不想要模式的激发通常和电极边缘有关，因此机械能量损失和谐振器的周边长度密切相关。另一方面，存储的能量和谐振器面积有关。因此，最大化面积和周长比值的谐振器形状最大化反谐振时的Q因数。实验上已经证实了这一点。因此并联谐振器理想上应当为环形。如果，无论如何(例如布局的密集)优选矩形形状，那么并联谐振器应当是正方形的。原则上任何谐振器都可以被分成多于一个的串联或者并联。应用这里讨论的标准，不应当将并联谐振器分成并联的装置，因为这些将具有更小的面积，但是产生如在图5中所示的两个串联是优选的，因为这时每个都具有原始的两倍面积。
根据本发明，已经发现，在其机械损耗通常基本上小于导体损耗的串联谐振器的设计中，上述的考虑远不够重要。因此，应当最小化通过串联谐振器链的电流所取路径的电阻。这可以通过使对应于该轴向的尺寸(上述定义为谐振器宽度)为小、附带相对大的横向尺寸(上述定义为谐振器长度)以维持所需阻抗等级来获得。实际上，存在对纵横比的限制，因为超过对应于非常窄宽度的谐振器的某个值之外，和电损耗相比fr处的机械损耗将变得明显。
为了明显地区分本发明和在前技术，在图10、11、12中示出包括根据本发明的BAW谐振器的阶梯形滤波器。
根据本发明的薄膜BAW阶梯形滤波器包括形成在层状薄膜结构中的互联谐振器组。如已经解释的，每个体声波谐振器包括至少两个电极，一个上电极和一个下电极。当两个电极被设计在一个平面上时，有效谐振器区域被定义为上下电极的覆盖区域。
因此，每个体声波谐振器具有一个特定的有效区域，其以几何形状和它的电极尺寸为特征。
电极和导电互联一起由薄膜结构中的金属化层构成。当根据包括放置在单一衬底上的一个或者多个金属层的薄膜技术，构成至少由一对串联和并联BAW谐振器构成的BAW滤波器时，将金属层构图成金属化图案，以便形成谐振器的电极和导电互联。
图9示出了其中以薄膜技术连续沉积层并将金属层构图成电极的一种结构。它示出了包括压电层3两侧上的上金属化层1和下金属化层2、绝缘结构例如声波反射镜4和衬底5的薄膜体声波滤波器的层堆叠体的横截面图。
图10示出了根据本发明设计标准的本发明第一个实施例的上下金属化图案的物理布局。上金属化层1通常是铝(Al)或者钼(Mo)，且下金属层2通常是铂(Pt)或者铝(Al)或者钼(Mo)。
将谐振器的输入端、输出端、上电极和公共端布置在具有谐振器所需宽度和长度以及焊盘尺寸的第一金属化图案中，并将谐振器的下电极布置在第二金属化图案中，第二金属化图案是给出扇形外观的交错，其中交错的程度依赖于串联和并联电阻器的相对宽度。通过第一和第二金属化的各自重叠定义谐振器区域。
除了那些相邻于输入或者输出端的串联谐振器之外，示意图的每个串联谐振器可以实现为串联的两个物理谐振器。两个输出和输出端处在布局的左和右顶端部。两个信号输入和输出地处在布局的左和右底端部。如所示的彼此连接两个地连接。
在优选实施例中，串联谐振器宽度wseries是并联谐振器宽度wshunt的2/3，且串联谐振器长度lseries是并联谐振器宽度wshunt的1.5倍。图11和12示出了上述设计的变化。
在所示的扇形布局中考虑串联谐振器(A)和并联谐振器(B)的最佳性能所需的不同纵横比。上金属没有重叠下金属的布局的左侧和右侧区域是输入、输出和地焊盘。通常地，这些区域具有一个应用的附加厚度金属层。这还降低了串联电阻并有利于连接(也就是弹抛片)。通过上层中的电极边缘定义重叠区域的可能边缘。对于这些边缘，在压电层中没有物理中断，使得至少应当最小化进入到不想要模式的能量转化。图11中的变化延长了上层中的孔，以增加以这种方式定义的并联谐振器边缘长度的比例。由于孔还增加了电阻，所以对于串联谐振器它们很可能产生相反的结果，并由此从布局的该部分中省略掉它们。在图12中所示的另一种变化具有圆形的拐角，以进一步降低突然的物理断开。
还可以考虑具有圆形并联电极和/或串联使用两个或者多个并联谐振器所实现的变化，尽管必须考虑总面积的含义和扇出的程度。除了谐振器自身激发的不想要的模式之外，通过穿透压电层的杂散电场可以激发其它模式。因此，在任一金属层中的互连线长度应当尽可能短，以便最小化能量损耗和电阻损耗的这种根源。
附图说明
图1是示出了阶梯形滤波器的等效电路图，其中组合了根据本发明的压电谐振器。
图2是具有附加寄生现象的Butterworth-Van Dyke BAW谐振器模型。
图3是扩展的Butterworth-Van Dyke BAW谐振器模型。
图4以侧视图和顶视图示出了隔膜谐振器的例子。
图5以侧视图和顶视图示出了Bragg反射谐振器的例子。
图6是示出了宽频带上电导G(f)的图解：测量的(虚线)、电路模型(实线)、物理模型(点划线)。
图7是示出了靠近fr时电导G(f)的图解：测量的(虚线)、电路模型(实线)、物理模型(点划线)。
图8是示出了靠近fa时电导G(f)的图解：测量的(虚线)、电路模型(实线)物理模型(点划线)。
图9示出了薄膜体声波滤波器的层堆叠体的横截面图。
图10、11、12分别示出了扇形的网格滤波器的一个实施例中金属化层的布局。
Claims (6)
1、一种阶梯形滤波器，包括多个体声波谐振器，每个体声波谐振器在下电极和上电极之间至少包括一个压电层，该多个谐振器在一个或者多个滤波器部分中包括串联在滤波器的输入端和输出端之间的多个串联谐振器，以及每一个都连接在两个串联谐振器的节点和公共端之间的一个或者多个并联谐振器，该串联谐振器包括一个连接到输入端的输入串联谐振器和一个连接到输出端的输出串联谐振器，并且其中将并联谐振器设计为满足单位纵横比，且其中将串联谐振器设计为满足不同于单位纵横比的纵横比。
2、根据权利要求1的阶梯形滤波器，其中滤波器部分包括至少两个串联谐振器和一个并联谐振器。
3、根据权利要求1的阶梯形滤波器，其中将谐振器的输入端、输出端、上电极和公共端一起布置在具有谐振器的所需宽度和长度以及终端尺寸的第一金属化图案中，并且将谐振器的下电极布置在交错扇形的第二金属化图案中，通过第一和第二金属化的相应重叠定义谐振器区域。
4、根据权利要求3的阶梯形滤波器，其中串联谐振器宽度wseries是并联谐振器宽度wshunt的2/3，且串联谐振器长度lseries是并联谐振器宽度wshunt的1.5倍。
5、一种包括如权利要求1所述的阶梯形滤波器的射频带通滤波器。
6、一种包括如权利要求5所述的射频带通滤波器的射频接收器和/或发射器。
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