JP4719683B2 - ラダー型薄膜バルク音響波フィルタ - Google Patents

Description

本発明は、一般に無線周波数（ＲＦ）装置の分野に関し、詳細には無線周波数フィルタに関し、より詳細には薄膜バルク音響波共振器（thin film bulk acoustic wave resonator）を使用して構成されているフィルタに関する。前記のようなフィルタは、興味のある帯域の外側の周波数を除去することにより、伝送チャネルが位置される周波数帯域の選択を可能にするバンドパスフィルタとして、通信機器において使用されることができる。本発明は、前記のようなフィルタを有する無線周波数受信機及び／又は送信機のような、通信機器にも関する。

高性能の無線周波数フィルタは、典型的には、高い誘電率のセラミック共振器又は表面音響波（ＳＡＷ）共振器を使用している。前者の装置は、かさがやや大きいのに対し、後者の装置は、小型であるが高い挿入損失（概ね＞２ｄＢ）を有する。結果として、いずれも、移動電話のような小型の通信装置における帯域選択に対する理想的な解決策を提供していない。前記のようなアプリケーションのためのフィルタには、望まれていない信号を除去するための深い阻止域と、送信機における低電力消費又は受信機における十分な信号対ノイズ比を達成するための低い透過域挿入損失（典型的には＜２ｄＢ）とが必要である。従って、高Ｑ値（典型的には＞５００）を有する非常に小さい共振器に対する要件が存在する。この目的を達成するために、シリコン上の集積化に関する可能性により、薄膜ＢＡＷ共振器が提案されている。ＢＡＷ技術の利点は、装置が小さく、良好な電力の取り扱い（＞１Ｗ）を有し、周波数帯域０．５−２０ＧＨｚをカバーしており、シリコン上のウェハスケールの処理及びパッケージングを活用することができることにある。

従って、薄膜バルク音響波共振器に基づいた無線周波数フィルタは、ＧＳＭ、Ｗ−ＣＤＭＡ、ブルートゥース、ＨｏｍｅＲＦ、デクト及びＧＰＳのような、ワイヤレス接続性及び移動電話におけるアプリケーションに適している。

フィルタは、典型的には、複数の共振器からできている。１つの従来型の薄膜ＢＡＷフィルタの構成は、図１において簡略化された概略の形態で示されているようにラダー構造である。このラダー型フィルタは、交互になっている直列部及びシャント部を有しており、これらの各々は、単一の共振器であっても良く、又は直列若しくは並列に接続されている同じ周波数における１つ以上の共振器であっても良く、電気的に等価である。

所与の周波数におけるフィルタの最小の挿入損失を達成するように、前記シャントエレメントの反共振周波数と、前記直列エレメントの共振周波数とは、前記所与の周波数に等しくなるように選択される。

２つの直列接続された共振器と、２つの直列の前記共振器の接続と接地との間に接続された中間のシャント共振器とを有するＴ字状の部分が、ラダーフィルタの基本構成単位とみなされることができる。この場合、１つの共振器エレメントは、前記フィルタの入力及び出力端子の各々に接続されており、前記中間の直列共振器エレメントの各々は、１つ以上の直列接続された共振器を有する。

受信機の高感度又は送信機の低電力消費のような要件のために、ＲＦフィルタは、低い透過域の挿入損失を有さなければならない。しかしながら、前記阻止域における十分な除去を達成するように、いくつかのフィルタ部が典型的には必要とされ、各部は、前記透過域における挿入損失を付加する。従って、各部の透過域挿入損失を最小化することが必要である。

ここで、当該フィルタの入力と出力との間のラインに平行な方向で測定された各共振器の寸法が、共振器の「幅」として規定され、他方の寸法が、共振器の「長さ」として規定される。共振器の「アスペクト比」とは、長さの幅に対する比として規定されている。共振器の「有効面積」とは、上側及び下側の電極間の重なりの面積として規定されている。典型的には、シャント及び直列の共振器の有効面積は、ほぼ等しい。

本発明によれば、複数の薄膜バルク音響波型の共振器を有するラダーフィルタであって、前記共振器は、前記ラダーフィルタの入力端子と出力端子との間で直列の複数の直列共振器と、２つの直列共振器の接続とコモン端子との間に各々接続されている１つ以上のシャント共振器とを有し、前記直列共振器は、前記入力端子に接続されている入力直列共振器と前記出力端子に接続されている出力直列抵抗とを有するラダーフィルタにおいて、前記シャント共振器は、長さと幅の比が１となるように設計されており、前記直列共振器は、前記入力端子及び前記出力端子の間に一列に配置されており、前記直列共振器が配置される列と平行方向の幅が、前記直列共振器が配置される列と垂直方向の長さよりも短く設計されており、前記入力端子と、前記出力端子と、前記直列共振器及び前記シャント共振器の前記上側の電極は、前記コモン端子と共に、第１メタライズ・パターン内に配され、前記直列共振器及び前記シャント共振器の前記下側の電極は、第２メタライズ・パターン内に配され、前記直列共振器及び前記シャント共振器の各々の面積は、前記第１及び第２メタライズ・パターンのそれぞれの重なりによって規定されているラダーフィルタが、提供される。

本発明の要旨は、共振器における特定の損失の仕組みと、共振器のアスペクト比と、各共振器がフィルタ性能において果たす役割との間の関係の理解に基づき、最小の挿入損出を達成するための薄膜ＢＡＷフィルタの設計を提案することである。

この理解によって、シャント共振器が１のアスペクト比を有し、直列共振器が１とは著しく異なるアスペクト比を有するラダー型フィルタの配置である本提案の原理の請求項に至る。

また、前記のような配置のラダーフィルタは、最小のベース領域を占めるので、小型化への近年の傾向を非常に良く満たしている。

前記のようなラダーフィルタにおける本発明の好適実施例によれば、フィルタ部は、少なくとも２つの直列共振器と、１つのシャント共振器とを有する。

より高い性能は、低電力消費、良好なシグナルインテグリティ及びより小さい大きさで前記のようなシステムを実現することによって達成される。より小さい面積においてより多くの機能を組み合わせることは、システムの大きさを減少するだけでなく、信号が、寄生が必然的に大きくなる長い距離を通過する必要がないため、電力消費も減少する。

本発明の一実施例によれば、前記直列共振器の幅ｗ_seriesは、前記シャント共振器の幅ｗ_shuntの３分の２であって、前記直列共振器の長さｌ_seriesは、前記シャント共振器の幅Ｗ_shuntの１．５倍である。

本発明は、本発明によるラダーフィルタを有する無線周波数バンドパスフィルタ、並びに前記のようなＲＦバンドパスフィルタを有する無線周波数受信機及び／又は送信装置にも関する。

本発明によるフィルタは、複数の直列共振器が該ラダーフィルタの入力及び出力端子の間に接続されており、複数のシャント共振器が、直列共振器の各対とコモン接地端子との間に接続されている、所謂ラダーフィルタとして構成されている。

バルク音響波フィルタにおいて、電気的エネルギと機械的エネルギとの間における必要とされる変換は、電極が形成されている２つの金属層の間の、圧電材料（例えば、酸化亜鉛、窒化アルミニウム、ＰＺＴ、ＰＬＺＴ）の層によって達成される。特に好まれるのは、薄膜バルク音響波共振器である。

薄膜バルク音響波フィルタ内で、音響波は、高Ｑ値の装置を達成するための基板から、音響的に分離されていなければならない。ＢＡＷ共振器内の前記のような音響的分離を提供するために、特に、ブラッグ反射器共振器及び膜共振器が知られている。

膜型のＢＡＷ共振器において、前記共振器部は、膜上に付着されており、異なる材料の１つ以上の層から作られている。圧電層内で励起された音響波は、前記上側の電極より上のエアインターフェースから、及び前記底部の電極より下のエアインターフェースから反射される。

ブラッグ反射器型のＢＡＷ共振器において、前記共振器は、音響ミラーと呼ばれるものを作るスタック状の層の上側に固く（solidly）固定されている。前記音響ミラーの層は、前記圧電層内で励起される音響波に対する高い及び低い音響インピーダンスを交互に呈するように、選択される。音響ミラー内の材料の各層は、典型的には、該材料内の長手方向の音響波の４分の１に等しい厚さを有する。前記音響ミラーは、前記圧電層内で励起され該音響ミラーの方向に伝搬する音響波のほぼ全反射を提供する。前記圧電層内で励起された音響波の全反射は、前記上側の電極におけるエアインターフェースにおいても存在する。

図４及び５は、それぞれ、膜型及びブラッグ反射器型の共振器の例を、側面図及び上面図において示している。共に、主な共振器機能を提供するために、２つの金属電極の層１、２（各々典型的には0.1マイクロメータのオーダの厚さである）の間に挟まれた圧電層３（典型的には、１マイクロメータのオーダの厚さのｃ軸配向されたＡｌＮ）を採用している。示されているオーバーレイ４（典型的にはＳｉＯ_２）は、必要な場合、機械的な負荷効果によって提供される周波数調整のためである。図４は、下側の電極２へのアクセスがバイア５によって提供されている構成を示している。

図５は、前記上側及び下側の電極の代替的構成を示しており、前記共振器が、前記下側のメタライズ層内の浮遊中央電極２を備える直列状の２つの同一の共振器Ｒ１、Ｒ２として実施化されている。この配置は、前記バイアを使用しないようにしているが、面積が４倍増大するコストを付加する。

共振器の電極構成の両方の種類は、前記膜又はブラッグ反射器構造のいずれかにおいて実施化されることができる。

ＢＡＷ共振器は、実質的に、金属電極層間に挟まれた圧電層を有する音響キャビティである。

実際の薄膜共振器内の振動の主なモードは、基本厚み伸張（fundamental thickness-extensional）（ＴＥ）音響モードであって、即ち振動は、当該層に垂直である。従って、交互する電気信号が、前記厚み伸張音響モードの波長が前記圧電層の厚さの約２倍である周波数において、前記２つの電極の層の間に供給される場合、前記厚みの方向において交互している伸張及び圧縮によって特徴づけられる定在音響波が、強く励起される。圧電層の他の配向又は代替的な結晶対称性の材料は、他の音響モードを生じ得る。

ＢＡＷ共振器の一般に使用されている電気的な等価回路が、図２に示されている。Ｃ_０、Ｃ_１、Ｌ_１及びＲ_１は、それぞれ、前記共振器自体の静電容量、動容量（motional capacitance）、動インダクタンス（motional inductance）及び動抵抗（motional resistance）を特徴付けており、所謂バターワース-バン ダイク（Butterworth-Van Dyke）モデルを一緒に形成している。残りの成分は、電気的寄生（electrical parasitics）である。３つの抵抗器は、別個の種類のエネルギ損失を特徴付けており、該エネルギ損失とは、電極及び相互接続における抵抗損（ohmic loss）（Ｒ_s）と、当該基板内の漂遊（stray）電場による損失（Ｒ_ｐ）と、共振と関連している機械的損失（Ｒ_１）とである。誘電損失は、一般に無視できる。

これらの損失の仕組みが、本明細書において提案されるものの中核をなしている。前記等価回路のモデルは、フィルタ（及びＢＡＷ共振器を使用する他の回路）のファーストパス設計に便利である。ＢＡＷ共振器のより物理的ベースの表現は、ノボトニ-ベインズ（Novotny-Benes）モデルである。これは、一次元（１Ｄ）における場の方程式の解を与える。機械的及び電気的な場が、前記厚みの方向のみに、著しい空間的な振動を有すると仮定している。典型的な共振器の横方向の寸法は、層の厚さよりも大幅に大きいので、これは妥当な近似である。典型的なＢＡＷ共振器の測定されたコンダクタンスＧ（ｆ）（アドミッタンスの実部）が、図６における両方のモデルによる予測と、広帯域に渡って比較されている。サセプタンスＢ（ｆ）（虚部）に関する一致のレベルは、同様である。電気的寄生の成分Ｒ_ｓ、Ｌ_ｓ、Ｒ_ｐ及びＣ_ｐは、両方のモデルにおいて含まれている。全てではないが、ほとんどの応答のフィーチャが、一次元の物理的な前記モデルによって予測されている。

薄膜ＢＡＷフィルタは、薄膜ＢＡＷ共振器を相互接続することによって実施化されている。本発明によれば、アーキテクチャは、ラダーフィルタであって、例示的な概略回路が、図１に示されている。

各ラダー部は、少なくとも１つの直列共振器とシャント共振器とを有している。典型的な設計において、各共振器の圧電層の厚さは、直列枝路における該共振器の共振周波数が、並列のシャント枝路における共振器の反共振周波数に対応するように、微調整される。バンドパスフィルタの特徴は、適切なフィルタ設計によって得られる。

フィルタ設計のために、２つの特徴的な周波数が特に重要であり、該周波数とは、共振周波数ｆ_ｒ及び反共振周波数ｆ_ａであって、それぞれアドミッタンスの周波数の最大値及び最小値である。高Ｑ値の共振の場合、これらは、コンダクタンスの最大値及び最小値に非常に近い。前記共振器の例において、この応答が、図６、７及び８に示されており、これらは、それぞれ約１．９８５ＧＨｚ及び２．０３ＧＨｚにある。図７は、図６に示されている曲線の、ｆ_ｒに近くの拡大図である。共振の近傍における詳細な振る舞いが示されており、両方のモデルによって非常に正確に予測されている。図８は、ｆ_ａ近傍の細かい詳細を示しており、これは、小さいが、大幅な領域の不一致を実証している。測定された応答は、ｆ_ａ近傍のいくらかのリップル及び付加的なコンダクタンス（即ち損失）を明確に示している。このことは、大部分は、横断及び垂直空間変化を伴う場、及び横断場（transverse field）成分を含む密集（closely-spaced）弱励起（weekly-exited）モードによる。これらは、上述のモデルのいずれにおいても考慮されていない。しかしながら、これらは、反共振におけるエネルギ損失が、フィルタの性能に対する重大な影響を有しているので、フィルタ設計において無視されることはできない。これらの付加的な望まれていないモードは、物理的な前記モデルを二次元又は三次元に拡張することにより含まれることが可能であるが、図３に示されている等価回路モデルにおいて近似されることもでき、並列枝路（ｊ＝２、３、…、Ｊ）の各々が、望まれていないモードに対応する。この場合、ｊ番目のモードは、動的（motional）パラメータＣ_ｊ、Ｌ_ｊ及びＲ_ｊによって特徴付けられる。

フィルタのラダー部（各々、直列及びシャント共振器を有している）の数は、所望の選択性及び他の設計の配慮に依存する。ＲＦフィルタの場合、必要とされる非常に低い挿入損失は、前記直列共振器が当該フィルタの中心周波数ｆ_０において非常に高いコンダクタンス（理想的には無限大）を有するように、かつ、前記シャント共振器がｆ_０において非常に低いコンダクタンス（理想的にはゼロ）を有するように設計することにより達成されることができる。最小の可能な損失の場合、直列共振器のｆ_ｒ及びシャント共振器のｆ_ａの両方は、ｆ_０と一致しなければならない。しかしながら、あるアプリケーションに対して、広帯域幅を達成するためにある程度の挿入損失の性能を犠牲にすることが可能である。いずれの場合においても、ｆ_ｒにおける直列共振器のコンダクタンスは、できるだけ高く（典型的には５０オームのフィルタに対して、＞１Ｓ）なければならず、ｆ_ａにおける前記シャント共振器のコンダクタンスは、できるだけ低く（典型的には５０オームのフィルタに対して、＜１ｍＳ）なければならない。本明細書における例として使用されているプロトタイプの共振器は、これらの目標に取り組んでいる。

高Ｑ値の装置において、共振又は反共振の近傍におけるエネルギ損失は、蓄えられているエネルギのわずか何分の１である。これは、部分的には十分に正確な材料の損失データが利用可能でないために、部分的には（上述の２つのモデルの場合）損失の仕組みが含まれていないため、第一原理から正確に予測されることはできない。

しかしながら、図２の等価回路モデルにおける抵抗器（及び他の構成要素）に対する現実的な値は、簡単な回路理論を使用し、図６、７及び８に示されている一致を与えるように前記構成要素の値を調整することによって、測定値から容易に抽出されることができる。例えば、高Ｑ値を仮定すると、回路理論により関係

が得られる。基板損失は典型的には非常に低く、Ｒ_ｐの非常に高い値を与え、従って２つの前記共振周波数におけるコンダクタンスＧ（ｆ_ｒ）及びＧ（ｆ_ａ）の値は、それぞれ、おおよそ

である。概ね、図３の拡張された回路モデルの場合の構成要素の値は、図８に示されているｆ_ａ近傍の前記リップルを整合させることにより抽出されることができる。実際、コンダクタンスに対する上述の表現において、分母における第１項（即ちＲ_ｓ）は、ｆ_ｒにおいてそびえており、第２項（即ち１／４π^２Ｃ_０ ^２Ｒ_１）は、ｆ_ａにおいてそびえていることが分かる。拡張された回路によって得られるｆ_ｒ及びｆ_ａにおけるコンダクタンス対する表現は、かなりもっと複雑であるが、やはり、ｆ_ｒにおける電気的な損失及びｆ_ａにおける機械的損失という同じ一般的な結論に到達する。従って、最適なローパスフィルタの設計は、直列及びシャント共振器の設計に対する異なる基準を意味する。最適な設計は、同じ設計基準を全ての共振器に適用することによって達成されるのではない。

上述の議論の結果として、直列共振器の場合、導体の抵抗の最小化が最も重要な考慮事項である。他方で、シャント共振器の場合、反共振における機械的損失の最小化が最も重要な考慮事項である。明らかに、望まれるモードと純粋に関連している前記機械的損失は最小化されるべきであり、即ちＲ_１は、できるだけ小さくあるべきである。しかしながら、図３における等価回路を参照すると、Ｒ_１が本当に小さい場合でさえも、ｊ番目の（望まれていない）モードからのｆ_ａにおけるシャント共振器のコンダクタンスに対する寄与は、この周波数がｆ_ａに近く、かつ、Ｒ_ｊの値が著しく高い（即ち、このＱ値が十分に低い）場合、著しいものになり、この結果、該寄与は、望まれているモードのものを大幅に増大する。

図６及び８における測定値の曲線は、このことを明確に実証している。概ね、全ての望まれていないモードが、反共振における前記コンダクタンスの増加にある程度寄与し、従ってシャント共振器の場合、望まれていないモードへのエネルギ損失は、最小化されなくてはならない。

フィルタ設計において、共振器の有効面積は、所望のインピーダンスによって固定され、該インピーダンスは、当該共振器の面積の前記面積に反比例する。しかしながら、振る舞いの二次のアスペクトは、共振器の形状によって影響され得る。望まれていないモードの励起は、概ね電極の縁と関連しており、従って機械的エネルギの損失は、前記共振器の外周の長さに強く関連している。他方で、蓄えられるエネルギは、共振器の面積に関連している。従って、反共振におけるＱ値は、面積の外周に対する比を最大にする共振器の形状の場合、最大にされる。このことは、実験的に確かめられている。従って、シャント共振器は、理想的には円形であるべきである。配置の緻密度のような何らかの理由のために、長方形が好まれる場合、シャント共振器は、正方形であるべきである。いかなる共振器も、概ね、直列又は並列状に１つ以上に分割されることができる。本明細書で議論した上述の基準を適用すると、シャント共振器は、これらが小さい面積を有するため、並列装置に分割されるべきではないが、図５におけるように所謂直列状の２つを作ることは、各々が元の２倍の面積を有するので、有利である。

本発明によれば、上述の考慮事項は、直列共振器の設計においてあまり顕著でなく、機械的な損失は、典型的には、導体の損失よりもあまり本質的ではないことが分かっている。従って、直列共振器の鎖を介する電流がとる経路の抵抗は、最小化されなければならない。このことは、必要とされるインピーダンスのレベルを保持するように、この長手方向に対応する寸法（上述において共振器の幅と規定されている）を短くし、横断寸法（上述において共振器の長さとして規定されている）をこれに応じて長くすることにより、達成されることができる。実際、非常に狭い幅を有する共振器に対応するある値を超えて、ｆ_ｒにおける機械的損失は、前記電気的な損失と比較して著しいものになるため、アスペクト比に対する制限が存在する。

本発明を、従来技術と明確に区別するために、本発明によるＢＡＷ共振器を有するラダー型フィルタが、図１０、１１及び１２に示されている。

本発明による薄膜ＢＡＷラダー型フィルタは、層状の薄膜構造で形成されている相互接続された共振器の集合を有する。既に説明されたように、各バルク音響波共振器は、少なくとも２つの電極、即ち上側の電極及び下側の電極を有する。有効な共振器面積は、前記２つの電極が平面に投影された場合、上側及び下側の電極の重なっている面積として規定される。

従って、全てのバルク音響波共振器は、自身の電極の幾何的形状及び大きさによって特徴付けられる特定の有効面積を有する。

前記電極は導電性相互接続と一緒に、薄膜構造におけるメタライズ層から形成される。少なくとも１対の直列及びシャントＢＡＷ共振器から構成されるＢＡＷフィルタが、単一の基板上に取り付けられた１つ以上の金属層を含む薄膜技術に基づいて作製される場合、前記金属層は、当該共振器の電極及び導電性相互接続を形成するように、メタライズ・パターンにパターン化される。

図９は、前記のような層が、薄膜技術によって連続的に堆積され、前記金属層が電極にパターン化されている構造を示している。これは、圧電層３の両側における上側のメタライズ層１及び下側のメタライズ層２と、音響ミラー４及び基板５のような分離構造とを有する薄膜バルク音響波フィルタの層スタックの断面を示している。

図１０は、本発明の設計基準に基づいた本発明の第１実施例の上側及び下側のメタライズ・パターンの物理的配置を示している。上側のメタライズ層１は、典型的には、アルミニウム（Ａｌ）又はモリブデン（Ｍｏ）であり、下側のメタライズ層２は、典型的には、白金（Ｐｔ）、アルミニウム（Ａｌ）又はモリブデン（Ｍｏ）である。

入力端子、出力端子及び前記共振器の上側の電極は、コモン端子と共に、前記共振器の所望の幅及び長さ並びに端子のパッドの大きさで第１のメタライズ・パターン内に配されており、前記共振器の下側の電極は、扇状の外観を与えるジグザグである第２のメタライズ・パターン内に配されており、前記ジグザグの度合いは、直列及びシャントの抵抗器の相対幅に依存する。前記共振器の面積は、第１及び第２のメタライズのそれぞれの重なりによって規定される。

概略図の各直列共振器は、入力又は出力端子に隣接するものを除き、直列状の２つの物理的な共振器として実施化されている。２つの前記入力及び出力端子は、前記配置の左右の上端にある。２つの信号入力及び出力の接地は、前記配置の左右の下端にある。示されているように、２つの前記接地の接続は、互いに接続されている。

好適実施例において、前記直列共振器の幅ｗ_{ｓｅｒｉｅｓ}は、前記シャント共振器の幅ｗ_{ｓｈｕｎｔ}の３分の２であり、前記直列共振器の長さｌ_{ｓｅｒｉｅｓ}は、シャント共振器の幅ｗ_{ｓｈｕｎｔ}の１．５倍である。図１１及び１２は、上述の設計の変形を示している。

直列共振器（Ａ）及びシャント共振器（Ｂ）の最適な性能に必要とされる、種々のアスペクト比は、示されている扇状の配置に考慮に入れられている。前記配置の左及び右側における、上側の金属が下側のものと重なっていない領域が、入力、出力及び接地パッドである。典型的には、これらの領域は、利用される付加的な厚さの金属層を有する。このことは、更に、直列抵抗を減少し、接続（例えば、フリップ-チップ）を容易にする。重なりの領域の可能性のある縁は、前記上側の層における電極の縁によって規定される。前記縁に関して、前記圧電層における物理的な不連続さが存在しないため、望まれていないモードへのエネルギの変換は、少なくとも最小化されなければならない。図１１における変形は、このようにして規定されたシャント共振器の縁の長さの割合を増加させるように、上側の層内に細長い孔を有する。孔は抵抗を増加させるので、該孔は、前記直列共振器に対しては逆効果である傾向にあり、従って、当該配置のこの部分から削除される。図１２に示されている他の変形は、急峻な物理的な不連続さを更に減少するように、丸くされた角を有する。

円形のシャント電極、及び／又は直列状の２つ以上のものを使用して実施化されるシャント共振器による変形が考慮されることができるが、ファンアウトの度数（degree of fan-out）及び全面積に対する影響が考慮に入れられなくてはならない。前記共振器自体によって励起される望まれていないモードに加え、他のモードが、前記圧電層に侵入する漂遊電場によって励起され得る。従って、前記金属層のいずれにおいても相互接続のラインの長さは、抵抗損失及びエネルギ損失のこのソースを共に最小化するように、できるだけ短くされるべきである。

本発明による圧電共振器が結合されているラダー型フィルタを示している等価回路図である。 付加された寄生を有するバターワース-バンダイクＢＡＷ共振器モデルである。 拡張されたバターワース-バン ダイクＢＡＷ共振器モデルである。 膜型の共振器の例を側面図及び上面図において示している。 ブラッグ反射器型の共振器の例を側面図及び上面図において示している。 広帯域に渡るコンダクタンスＧ（ｆ）を、測定値（破線）、回路モデル（実線）、物理モデル（点線）について示しているグラフである。 ｆ_ｒに近いコンダクタンスＧ（ｆ）を、測定値（破線）、回路モデル（実線）、物理モデル（点線）について示しているグラフである。 ｆ_ａに近いコンダクタンスＧ（ｆ）の特徴を、測定値（破線）、回路モデル（実線）、物理モデル（点線）について示しているグラフである。 薄膜バルク音響波フィルタの層スタックの断面を示している。 扇状の格子フィルタの一実施例におけるメタライズ層の配置を示している。 扇状の格子フィルタの一実施例におけるメタライズ層の配置を示している。 扇状の格子フィルタの一実施例におけるメタライズ層の配置を示している。

Claims (5)

1. 上側の電極と下側の電極との間に少なくとも１つの圧電層を各々有する複数のバルク音響波共振器を有する、ラダー型のフィルタであって、
   前記複数のバルク音響波共振器は、当該フィルタの入力端子及び出力端子の間で直列の複数の直列共振器と、２つの直列共振器の間の接続とコモン端子との間に各々接続されている１つ以上のシャント共振器とを、１つ以上のフィルタ部において有し、
   前記直列共振器は、前記入力端子に接続された入力直列共振器と前記出力端子に接続された出力直列共振器とを有し、
   前記シャント共振器は、長さと幅の比が１となるように設計されており、
   前記直列共振器は、前記入力端子及び前記出力端子の間に一列に配置されており、
   前記直列共振器の各々は、前記直列共振器が配置される列と平行方向の幅が、前記直列共振器が配置される列と垂直方向の長さよりも短く設計されており、
   前記入力端子と、前記出力端子と、前記直列共振器及び前記シャント共振器の前記上側の電極は、前記コモン端子と共に、第１メタライズ・パターン内に配され、
   前記直列共振器及び前記シャント共振器の前記下側の電極は、第２メタライズ・パターン内に配され、
   前記直列共振器及び前記シャント共振器の各々の面積は、前記第１及び第２メタライズ・パターンのそれぞれの重なりによって規定されているラダー型のフィルタ。
2. フィルタ部が、少なくとも２つの直列共振器と、１つのシャント共振器とを有する、請求項１に記載のラダー型のフィルタ。
3. 前記直列共振器の幅は前記シャント共振器の幅の３分の２であり、前記直列共振器の長さは前記シャント共振器の幅の１．５倍である、請求項１に記載のラダー型のフィルタ。
4. 請求項1に記載のラダー型のフィルタを有する無線周波数バンドパスフィルタ。
5. 請求項４に記載の無線周波数バンドパスフィルタを有する、無線周波数受信機及び／又は送信機装置。

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