CN1856929A - 开关式电源转换器 - Google Patents

Abstract

一种负载线调节的开关式电源转换器，向负载(Zo)提供输出电压(Vo)和输出电流(Io)。该电源转换器包括：电感器(L)，与所述电感器(L)相连的开关(SW2)，第一阻抗(Z1、Rs、Rcu)，第二阻抗(Z2、Rs)，以及，电源转换器控制器(10)。该电源转换器控制器(10)包括第一感测电路(100)，用于获得关于第一电流(I1)的瞬时信息(SI)，所述第一电流(I1)流经所述第一阻抗(Z1)，且与所述输出电流(Io)有关。确定(101)零负载电压(VID)和所述输出电压(Vo)之间的差值，以获得一个差值信号(FD)。第二感测电路(102)提供关于第二电流(I2)的另外信息(FI)，所述第二电流(I2)流经所述第二阻抗(Z2、Rs)，且与所述第一电流(I1)有关。积分器(103)对所述另外信息(FI)和所述差值信号(FD)之间的差值求积分，以获得一个校正信号(CS)。开关控制器(104、105)接收所述差值信号(FD)、所述瞬时信息(SI)和所述校正信号(CS)，从而控制所述开关(SW2)在稳定状态下获得基本为零的校正信号(CS)。

Description

开关式电源转换器

本发明涉及：一种由负载线调节的开关式电源转换器；一种多相开关式电源转换器，其包括多个这样的开关式电源；一种电子装置，其包括该开关式电源转换器或该多相开关式电源转换器；一种电源控制器，用于控制电源转换器；一种电源转换器控制器，用于控制该多相开关式电源转换器。

当前，被称为PC的个人计算机中的处理器的供电电压是由第一电源转换器和第二电源转换器的串联电路产生的，其中，第一电源转换器将电源电压转换成5V或12V的稳定DC电压，第二电源转换器将该DC电压转换成该处理器的供电电压。第二电源转换器优选位于处理器附近，并且提供低输出电压，例如1.5V。第二电源转换器通常被称为电压调节器(VR)、电压调节器模块(VRM)、降压调节器(VRD)或负载点(POL)转换器。下文使用缩略语VRM。

向PC现有和预期处理器提供的电源需要满足非常严格的特性。VRM输出电流范围应当覆盖5A至100A，并且，VRM应当能够以高达50A/μs的速率向输出缓冲电容器提供电流，而处理器能够以400A/μs的速率快速提高负载电流。VRM的所需输出阻抗是由负载线(load line)定义的，负载线表示VRM输出端的电压-电流特性的斜率。为了能够满足对于负载线的严格要求，需要准确地测量出VRM的输出电流和VRM的输出电压。

Semtech的集成VRM控制器工作于电流控制模式，其在市场上由型号SC2433提供。该控制器能够并行地操作多个下转换器输出级。不同输出级的接通时间彼此等距地偏移，从而它们中的每一个输出级都在时间上彼此偏移的周期内将来自输入端的电流提供给负载。这降低了输出电压的脉动(ripple)。电感器中的电流是用VRM的12V输入线中的单个感测电阻器来检测的。当不同下转换器的相位不发生重叠时，单个感测电阻器提供在连续相位期间流经的电流的信息。这提供了内在良好的负载共享和过电流保护。误差放大器将VRM的参考电压和实际输出电压之间的差值进行放大，从而得到一个差值电压。参考电压是转换器在零负载情况下应当提供的电压。每个下转换器包括一个控制FET和一个同步FET，它们的主电流路径(main currentpaths)是串联的，用于接收DC输入电压。一个电感器连接在这些主电流路径的连接点和输出负载之间。控制FET位于DC输入电压和电感器之间。通过在供电输入线中使用单个电流感测电阻器(currentsense resistor)，可以测量输入线中的电流值。但是，输入线中的电流形状非常陡峭，具有很大的升阶，因为控制FET切换整个电感器电流。感测电阻器的寄生电感引入的误差电压很难过滤。这些影响会导致电源转换器的不准确控制，从而偏离所需的负载线。此外，由于从多个控制FET的漏极到该单个感测电阻器的距离较长，所以会引入很大的寄生电感，从而导致大量的振铃(ringing)。

本发明的一个目的是提供一种电源转换器，其具有更准确的负载线行为。

本发明的第一个方面提供了一种开关式电源转换器，如权利要求1所述。本发明的第二个方面提供了一种多相开关式电源转换器，如权利要求23所述。本发明的第三个方面提供了一种电子装置，如权利要求24所述。本发明的第四个方面提供了一种用于控制电源转换器的电源转换器控制器，如权利要求26所述。本发明的第五个方面提供了一种用于控制多相开关式电源转换器的电源转换器控制器，如权利要求27所述。在从属权利要求中，定义了本发明的优选实施例。

根据本发明第一个方面的开关式电源转换器具有负载线调节功能。控制器以常规方式控制与电感器相连的开关，从而获得流经该电感器的周期性变化电流。该电源转换器控制器包括第一感测电路，用于获得关于流经所述第一阻抗的第一电流的瞬时信息。第一电流与输出电流有关，能够使用瞬时信息来调节电源转换器。瞬时信息可以是模拟电流或电压，或者表示模拟电流或电压的数字序列。

参考电压和输出电压之间的差值被称为差值信号。参考电压与电源转换器根据负载线必须提供的零负载电压有关。第二感测电路获得关于流经第二阻抗的第二电流的另外信息。第二电流与第一电流有关，因此与输出电流有关。积分器对所述另外信息和所述差值信号之间的差值求积分，以获得校正信号。所述另外信息可以是模拟电流或电压，或者表示模拟电流或电压的数字序列。

开关控制器使用差值信号、瞬时信息和校正信号来控制开关。以公知的方式使用差值信号和瞬时信息，从而获得一个由电流调节的电源转换器。用校正信号影响开关控制器，以在稳定状态下获得基本为零的校正信号。

因此，提供了额外的电流感测，用于校正通常的电流感测中出现的差错。通常的电流感测是第一电流感测，其提供关于电源转换器中的电流的瞬时信息，能够用快速控制回路调节电源转换器。额外的电流感测是第二电流感测，其提供另外信息。由于积分运算，该另外信息平均了第二阻抗两端的电压干扰，从而更准确地表示转换器中的电流。但是，在快速控制回路中，不能使用转换器中的电流的该平均表示来获得对电流变化的快速反应。该平均表示用于校正瞬时电流的不准确幅度或电平。后面将变得明了的是，这可以通过多种方式来实现。实际上，不需要校正感测到的瞬时电流的幅度。

通常的快速控制回路可以用快速和不准确的电路来实现。快速电路的不准确性要用慢速校正回路来校正。使慢速校正回路的低带宽电路非常准确，比使快速控制回路的快速电路非常准确，要容易。

如权利要求2所述，在本发明的一个实施例中，瞬时信息的带宽适于使用瞬时信息即时地调节电源转换器。所已知的是，当该电流达到差值信号的电平时，在每个切换周期内，通过关断开关，用关于该电流的瞬时信息来控制器电源转换器。所述另外信息的带宽低于瞬时信息的带宽，所以，第二电流上的干扰通过积分得到了降低。因此，控制回路是是较慢的回路，它使用另外信息和差值信号之间的差值来控制开关校正瞬时信息的不准确电平。慢速控制回路能够准确地确定另外信息的值，因为对干扰进行了积分。此外，可以更容易地设计出更低带宽的电路，以获得高准确度。由于第二电流与第一电流有关，所以，第二电流的值用第一电流的值来表示。

如权利要求3所述，在本发明的一个实施例中，所述开关控制器包括一个驱动器，用于接收第一驱动器信号和第二驱动器信号，从而当第一驱动器信号的电平达到第二驱动器信号的电平时操作开关。通常，在下转换器中，该开关是控制开关，它在第一驱动器信号基本上等于第二驱动器信号的时刻关断。但是，在其他电源拓扑图中，所使用的其他开关可以关断或接通。校正电路接收校正信号，从而：

(i)校正瞬时信息，以获得校正后的瞬时信息(CSI)。第一驱动器信号是校正后的瞬时信息，并且，第二驱动器信号是所述差值信号。所以，在检测电流的校正值达到零负载电压和输出电压的差值电平时，关断控制开关。

(ii)校正差值信号，以获得校正后的差值信号。第一驱动器信号是瞬时信息，并且，第二驱动器信号是校正后的差值信号。所以，在检测电流的值达到零负载电压和输出电压的校正后差值的电平时，关断控制开关。

(iii)校正瞬时信息，以获得校正后的瞬时信息，并且，校正差值信号，以获得校正后的差值信号。现在，第一驱动器信号是校正后的瞬时信息，并且，第二驱动器信号是校正后的差值信号。

如权利要求4所述，在本发明的一个实施例中，乘法器接收差值信号和校正信号，从而提供校正后的差值信号。该乘法器将差值信号乘以由校正信号确定的一个因子。或者，换言之，将差值信号乘以由校正信号确定的一个因子，从而获得校正后的电平。

如权利要求5所述，在本发明的一个实施例中，乘法器接收瞬时信息和校正信号，从而提供校正后的瞬时信息。该乘法器将瞬时信息乘以由校正信号确定的一个因子。或者，换言之，瞬时信息的幅度由校正信号控制。

如权利要求6所述，在本发明的一个实施例中，偏移量引入电路接收差值信号和校正信号，从而提供校正后的差值信号。偏移量引入电路导致差值信号出现了DC偏移，偏移量由校正信号确定。或者，换言之，差值信号的电平的偏移因子由校正信号确定。

如权利要求7所述，在本发明的一个实施例中，偏移量引入电路接收瞬时信息和校正信号，从而提供校正后的瞬时信息。偏移量引入电路导致瞬时信息出现了DC偏移，偏移量由校正信号确定。

如权利要求8所述，在本发明的一个实施例中，该电源转换器控制器包括：负载确定电路，用于确定电源转换器的负载状况。仅在负载状况高于一个预定负载状况时，积分器才确定校正信号。如果负载状况高于该预定负载状况，此时负载明显高于零，那么，对于较高的输出电流，校正负载线。这样的校正操作主要影响负载线的斜率，而对低电流时的输出电压几乎没有影响。

如权利要求9所述，在本发明的一个实施例中，该电源转换器控制器包括：负载确定电路，用于确定电源转换器的负载状况。仅在负载状况低于一个预定负载状况时，积分器才确定校正信号。如果负载状况低于该预定负载状况，此时负载接近零，那么，对于较低的输出电流，校正负载线。这样的校正操作主要影响负载线的起始值，而对负载线的斜率几乎没有影响。因此，负载线的DC偏移得到了调整。

如权利要求10所述，在本发明的一个实施例中，电源转换器控制器使用慢速回路控制负载线的DC偏移和斜率。DC偏移由低负载状况下确定的积分信号控制。斜率由高负载状况下确定的积分信号控制。这提供了对负载线非常准确的控制。

如权利要求11所述，在本发明的一个实施例中，将积分器在与不同输出负载状况相对应的不同时间段内确定的不同控制信号进行存储。可以连续地提供这两种控制信号，用在正确时间段内存储的值控制乘法器和偏移量确定电路。用于偏移量和增益调整的慢速控制回路可以是不同的电路，或者，可以在不同时隙内使用公共电路，因为调整信号的校正是在不同负载状况下完成的。

如权利要求12所述，在本发明的一个实施例中，通过将输出电压电平与参考电平进行比较，或者，将与输出电流相关的电流或输出电流的电平与参考电平进行比较，或者，将差值信号电平与参考电平进行比较，从而确定电源转换器的负载状况。

如权利要求13所述，在本发明的一个实施例中，第一阻抗和第二阻抗是相同的阻抗，因此，第一电流和第二电流是相同的电流。第一感测电路获得该电流的瞬时信息，其具有较高带宽，第二感测电路获得另外信息，其具有较低带宽。因此，另外信息是瞬时信息的平均或积分版本。在快速控制回路中，使用流经感测阻抗的电流的瞬时值来调节电源转换器。流经感测阻抗的电流的平均值用于校正快速控制回路，从而降低瞬时感测电流中的误差。该实施例的优点在于，只需要一个感测电阻器。

如权利要求14所述，在本发明的一个实施例中，第一阻抗是该开关的主电流路径的阻抗。如果该开关是FET，则该阻抗被表示为Rds-on。Rds-on的值表现出较大的扩展和稳定敏感性。在快速控制回路中可使用FET漏极和源极之间的电压，因为它是转换器中的电流的瞬时表示，且与转换器的输出电流有关。只有当FET导通时，FET两端的电压才有用。另外信息用于校正FET两端电压的不准确。只有在FET的导通周期内，对另外信息和差值信号的差值求积分才有意义。可以门控积分器，使得它仅在导通周期内求积分，或者，可以门控提供给积分器的信号，使得它们在导通周期之外具有零值。

该实施例的优点在于，使用了开关的固有、可用电阻。该电阻的不准确用额外电阻来校正。由于处理额外电阻两端的信息的带宽较低，所以，寄生效应所导致的问题较小。

如权利要求15所述，在本发明的一个实施例中，第一阻抗与所述电感器是串联的。第一阻抗可以是不准确的分离电阻器，或者是IC中或印刷板上的轨道。该电阻器的值可以具有较大的扩展、寄生元件和稳定敏感性。在快速控制回路中可以使用该电阻器两端的电压，因为它是转换器中电流的瞬时表示，且与转换器的输出电流有关。与应用电阻器来进行电流检测相同的是，可以对电阻器两端的信号进行一些滤波，从而降低寄生效应所导致的非预期信号。但是，不需要像通常那样准确地进行补偿。另外信息用于校正该电阻器两端的电压的不准确。

如权利要求16所述，在本发明的一个实施例中，第二阻抗位于所述电源转换器的输入端和所述开关SW2的主电流路径之间，用于检测所述电源转换器的平均输入电流。该平均电流与平均输出电流、转换器的输出和输入电压比以及效率有关。第二阻抗的优点在于，相对于输出电流或流经开关的电流，输入电流的频谱为低频。此外，输入电流的RMS值较低，因此，可以使用较便宜的电阻器。

如权利要求17所述，在本发明的一个实施例中，该开关式电源转换器包括一个公知的下转换器，其具有控制开关和同步开关。公共电阻器与该控制开关的主电流路径串联。

如权利要求19或22所述，在本发明的一个实施例中，第二感测电路和差值确定电路提供的电流在电容器上进行积分，以获得校正信号。通常，增益调整需要一个电容器，偏移量调整需要另一个电容器。其优点在于，对差值求积分的积分器非常简单。如果不采用电容器的话，也可以采用较复杂的积分网络。

如权利要求20所述，在本发明的一个实施例中，第二阻抗承载平均电流。其优点在于，在完整的切换期间，该电流是有效的。

根据本发明第二个方面的多相开关式电源转换器的优点在于，多相开关式电源转换器的总电流只需要一次准确的电流检测。该准确的检测用于对在多相开关式电源转换器的一个开关式电源转换器中执行的不准确检测进行校正。在每个开关式电源转换器中执行不准确感测，从而能够用快速控制回路控制每个开关式电源转换器。

参照下面描述的实施例，本发明的这些和其他方面将显而易见。

在附图中：

图1示出了现有技术电子装置的电路图，该电子装置具有电流模式控制的下转换器，该转换器包括负载线调节；

图2示出了现有技术的电流控制的下转换器中的信号，用于说明其操作；

图3示出了现有技术的电流控制的下转换器的另一电路图，该转换器包括负载线调节；

图4示出了根据本发明一个实施例的电流控制的下转换器的电路图；

图5示出了根据本发明一个实施例的电流控制的下转换器的电路图；

图6示出了根据本发明一个实施例的电流控制的下转换器的电路图；

图7示出了根据本发明一个实施例的电流控制的下转换器的电路图；

图8示出了根据本发明一个实施例的电流控制的下转换器的电路图；

图9示出了根据本发明一个实施例的多相电流控制下转换器的电路图；

图10示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器的电路图；

图11示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器的电路图；

图12示出了负载线容差(tolerance)；

图13示出了慢速控制回路基于电源转换器负载状况的操作；以及

图14示出了具有慢速控制回路的负载线的偏移量和斜率调整。

图1示出了一个现有技术的消费电子装置，该电子装置具有峰值电流模式控制的下转换器，包括负载线调节。主电源MPS接收电源输入电压MIV，并向电流控制下转换器提供DC输入电压Vi，该电流控制下转换器也被称为电源转换器。在控制FET SW2和同步FETSW1的主电流路径的串联电路两端，接收DC输入电压Vi。电感器L和感测阻抗Z1的串联电路位于这些主电流路径的连接点和电源转换器的输出端之间，电源转换器的输出端在电子装置的电路UP两端提供输出电压Vo。电路UP可以是微处理器。电容器Co连接到电源转换器的输出端。感测阻抗Z1通常是分离的高质量电阻器。该电阻器必须能够实现准确的电流感测。准确的电流感测意味着，感测阻抗Z1两端的电压V1的形状和值准确得足以控制用于调节电源转换器的快速控制回路。因此，这样的高质量电阻器必须具有很低的寄生感应，并且必须能够承受高功率。为了实现高准确性，必须使用所谓的四点感测。所有这些要求使得感测电阻器成为昂贵和有问题的元件。

快速控制回路包括运算放大器AM1、AM2、AM3和置位-复位触发器SRFF。放大器AM1的两个输入端连接在感测阻抗Z1的两端，因此，感测到电流I1流过感测阻抗Z1所产生的电压V1。感测阻抗Z1两端的电压V1受到寄生效应的影响，例如，由感测阻抗Z1的串联感应导致的寄生效应。如果放大器AM1的放大系数为A1，则该放大器AM1的输出电压SI是A1、Z1和I1的乘积。放大器AM2具有：一个反向输入端，连接到电源转换器的输出端，以接收输出电压Vo；一个正向输入端，接收参考电压VID；一个输出端，提供输出电压FD。除了由于应用峰值电流模式控制原理所引入的偏移量之外，将参考电压VID选择为电源转换器的无负载电压，由所需负载线指示。这实际上意味着，无负载电压Vo不等于参考电压VID。可以使用已知的手段，如插入补偿电压或与脉动电流值成比例的电流源，使无负载输出电压等于VID。在进一步的描述中忽略该已知偏差及其解决方案，并且，应当对术语“无负载”做出相应解释。如果放大器AM2的放大系数为A2，则输出电压是FD＝A2(VID-Vo)。因此，放大器AM1的输出电压SI是关于流经感测阻抗Z1的电流I1的瞬时信息，输出电压FD是差值信号。

放大器AM3的反向输入端接收差值信号FD，正向输入端接收瞬时信息SI，输出端提供复位信号RS。置位-复位触发器SRFF的复位输入端R接收复位信号RS，置位输入端S接收时钟信号CLK，正向输出端Q连接到控制FET SW2的栅极，反向输出端Qi连接到同步FET SW1的栅极。后面将参照图2详细描述电源转换器的操作。

图2示出了现有技术电流控制下转换器中的信号，以说明其操作。

图2A是输出电压Vo相对于输出电流I1的示意图，表示所需的负载线LL。负载线LL开始于输出电流I1的零值和无负载值VID。对于输出电流I1的值I1，1，输出电压Vo应具有值Vo，1。无负载值VID和值Vo，1之间的差值被称为下降(droop)电压Vdr。

图2B分别示出了放大器AM1和AM2的输出信号SI和FD，作为时间的函数。锯齿状的瞬时信息SI表示流经感测阻抗Z1的锯齿状电流I1，如果该感测阻抗是理想电阻的话。电流I1在控制FET SW2的截止周期内降低，在控制FET SW1的导通周期内增加。截止周期从时刻t1持续到时刻t2。导通周期从时刻t2持续到时刻t3。相比导通周期，截止周期持续较长，因为电源转换器是下转换器，它的输出电压Vo和输入电压Vi之间的比值较小。控制FET SW2和同步FETSW1分别在它们各自的栅极接收到反向控制信号Q和Qi。因此，当控制FET关断时，同步FET是导通的，当控制FET导通时，同步FET是不导通的。

导通周期在时刻t2的开始取决于将置位-复位触发器SRFF置位的时钟信号CLK。通常，时钟信号CLK是重复信号，具有固定的重复周期，并且通常由振荡器产生。差值信号FD示出了无负载参考电压VID和实际输出电压Vo之间的瞬时差值。如图2C所示，在时刻t1和t3，当瞬时信息SI的电平达到差值信号FD的电平时，放大器AM3提供复位脉冲RS。该复位脉冲RS导致置位-复位触发器将其Q输出端复位且将其Qi输出端置位，此时控制开关SW2被关断。

因此，在控制开关SW2的导通周期的持续时间内，能量存储到电感器L中，该持续时间取决于电流I1达到一个电平的时刻，该电平基于无负载输出电压VID和实际输出电压Vo之间的差值。在图2所示的例子中，在稳定的情形下，选择放大系数A1和A2，使得在电流I1的平均电流I1，1处，出现输出电压Vo，1。例如，假设：在50A的平均电流I1，1时，下降电压Vdr需要是75mV，并且相应地选择系数A1和A2。但是，现在假设：由于临时干扰，下降电压偏离所述的75mV。例如，这意味着，差值电平FD过高，允许电流I1上升远高于输出负载UP所需，这将导致输出电压Vo增加。现在，差值FD降低，因此，电流I1的最大电平降低。输出电压Vo将改变，并且，电流I1的最大电平将降低，直到在稳定情形下下降电压Vdr在电流I1的平均值为50A时再次是75mV为止。

如果负载需要的输出电流I1升高，则输出电压Vo的实际电平降低，从而，差值FD升高，并且，在电流I1的较高电平时产生复位脉冲RS。所以，控制开关SW2的导通周期增加，更多能量存储到电感器L中，因此，输出电压Vo将开始升高。根据所需的负载线，在电流I1的较高峰值和较高差值FD时达到新的稳定状态之前，输出电压Vo较低，差值FD开始降低，并且，导通周期减少。

图3示出了另一现有技术电流控制下转换器。DC输入电压Vi跨在控制FET SW2和同步FET SW1的主电流路径的串联电路的两端。电感器L位于主电流路径的连接点和电源转换器的输出端之间，电源转换器的输出端提供输出电压Vo。电容器Co连接到电源转换器的输出端。感测电阻器Rs设置在控制FET SW2的漏极路径中。运算放大器AM4的一个输入端连接到节点N1，一个输入端接收参考电平VID，输出端连接到FET SW3的栅极。FET SW3的源极连接到节点N1，漏极连接到节点N2。电阻器R1位于节点N1和电源转换器的输出端之间。放大器AM5的一个输入端连接到节点N2，一个输入端连接到感测电阻器Rs与控制FET SW2的漏极的连接点，输出端连接到置位-复位触发器SRFF的复位输入端R。电阻器R2位于节点N2和电源转换器的输入端之间，电源转换器的输入端上存在输入电压Vi。置位-复位触发器SRFF包括：置位输入端S，其接收时钟信号CLK；正向输出端Q，其连接到控制FET SW2的栅极；反向输出端Qi，其连接到同步FET SW1的栅极。流过感测电阻器Rs的电流用Is来表示，流过电阻器R1的电流用IR1来表示。

放大器AM4具有很高的放大系数，从而使得，在稳定状态下，其两个输入端的电压等于无负载电压VID。因此，流过电阻器R1的电流取决于输出电压Vo和参考电压VID之间的差值。该电流IR1使得电阻器R2两端的电压电平等于：

V2＝R2/R1(VID-Vo)

实际上，节点N2处的电压是表示输出电压Vo和参考电压VID之间的差值的信息，被称为差值信号FD。

如果对感测电阻器Rs两端的电压的感测完美的话，则感测电阻器Rs两端的电压Vs具有流经感测电阻器Rs的电流的形状。在实际的实现中，感测电阻器Rs有可由低通滤波器进行补偿的寄生感应。但是，由于容差，通过低通滤波器的优化补偿是不可能的。这样的低通滤波器可以是RC电路，位于Rs两端的Vsense和AM5的输入端之间。因此，放大器AM5的另一输入端上的电压是表示电源转换器中的电流Is的信息，被称为感测信息SI。

放大器AM5将感测信息SI和差值信号FD进行比较，大约在感测信息SI的电平达到差值信号FD的电平时，将置位-复位触发器SRFF复位。图3所示的现有技术电流控制下转换器具有的拓扑图不同于图1所示的现有技术电流控制下转换器，但以相同方式产生复位信号RS。放大器AM5在其输入端上使用的信号等效于图1所示放大器AM3的输入端上的信号。因此，图3所示现有技术电流控制下转换器的操作相同于图1所示现有技术电流控制下转换器的操作。

图4示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器。该电源转换器包括一个输入端，用于接收DC输入电压Vi。感测阻抗Z2设置在输入端和节点N10之间。控制FET SW2的主电流路径位于节点N10和节点N11之间。同步FET SW1的主电流路径位于节点N11和地之间。电感器L位于节点N11和节点N12之间。感测阻抗Z1位于节点N12和电源转换器的输出端之间，电源转换器的输出端向输出阻抗Zo提供输出电压Vo和输出电流Io，输出阻抗Zo包括滤波电容器Co和负载Ro。

感测电路102检测该感测阻抗Z2两端的电压，并提供信息FI，表示流经感测阻抗Z2的电流I2。感测阻抗Z2优选为电阻器。感测电路101提供差值信号FD，表示参考电压VID和实际输出电压Vo之间的差值。参考电压VID是负载线需要的输出电压Vo的无负载值。积分器103对信息FI和差值信号FD之间的差值求积分，从而提供校正信号CS。感测电路100检测感测阻抗Z1两端的电压，并提供信息SI，表示流经感测阻抗Z1的电流11。

乘法器105的一个输入端接收校正信号CS，一个输入端接收信息SI，输出端提供校正后的信息CSI。校正后的信息CSI是信息SI乘以由校正信号CS确定的校正因子。所以，校正信号CS校正信息SI的幅度。与现有技术下转换器一样，开关控制器104接收差值信号FD，表示参考电压VID的差值。但是，现在接收的不是关于电源转换器中的瞬时电流的信息SI，而是校正后的信息SI，它表示电源转换器中的瞬时电流乘以一个校正因子。开关控制器104也可以包括现有技术置位-复位触发器，它由时钟信号置位，并且，大约在校正后信息CSI的电平达到差值信号FD的电平的时刻，进行复位。

实际上，与现有技术的区别在于，通过检测具有较高准确度的另一电流I2，使瞬时电流(在图4中是电流I1)的不准确感测变准确，在图4中的该另一电流是I2。将检测到的另一电流FI与差值信号FD进行比较和求积分，从而获得校正信号CS，以校正不准确电流I1的幅度。电流I1的感测必须具有很高的带宽，以获得信息SI，它具有正确的形状，尽可能地类似于电流I1的形状。在电源转换器的快速调节回路中需要该瞬时电流信息SI。但是，通过用校正信号CS来控制瞬时电流信息SI的幅度，可以使该快速回路更准确。校正信号CS优选由慢速回路确定，慢速回路对信息FI积分，从而平均电流I2和/或阻抗Z2两端的电压的感测的干扰。积分后或求平均后的控制信号CS提供对转换器中的电流的电平的逼近。电源转换器的负载线取决于电源转换器中的平均电流，而非临时电流。如果使用了临时电流，则实际上使用了峰值电流。此外，临时电流的干扰没有被平均，所以导致进一步的不准确。

可以移动乘法器105，从而将信息SI提供给开关控制器104，以及，从而将差值信号FD乘以校正信号CS，以获得校正后的差值信号CFD。乘法器105的该位置用虚线表示。还可以校正信息SI和差值信号FD，以向开关控制器104提供校正后的信息CSI和校正后的差值信号CFD。

尽管图4中示出了具有控制FET SW2和同步FET SW1的下转换器，但本发明还适用于其他拓扑结构的电源，其中，需要准确的电流感测，以能够准确地获得电源转换器的所需负载线行为。

尽管在图4中，差值信号FD对于快速控制回路和校正回路是相同的，但也可以使用不同的电路来提供不同的差值信号。具有高准确性的低带宽电路可用于向积分器103提供非常准确的差值信号FD，而具有较低准确度的高带宽电路用于向开关控制器104提供快速、但准确度较低的差值信号。

图5示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器。图5说明了将图4所示的创造性思想实现在图3所示的下转换器拓扑图中。与图3相同的部件具有相同的标记。相比图3所示的电源转换器，增加了感测电路101、感测电路102、电容器103和乘法器105。

感测电路101包括：一个输入端，用于接收电源转换器的输出电压Vo；一个输入端，连接到节点N1，用于接收参考电平VID；输出端，提供差值信号FD，作为不同的电流。差值电流FD用差值信号VID和输出电压Vo的实际值之间的差值来表示，FD＝Gm1×(VID-Vo)。感测电路102包括：两个输入端，用于接收感测电阻器Rs两端的电压Vs；一个输出端，提供电流信息FI，作为信息电流。信息电流FI用流过感测电阻器Rs的电流Is来表示，FI＝Gm2×Rs×Is。在电容器103上，对信息电流FI和差值信号FD之间的差值进行积分，以获得校正电压CS。当然，积分器103可以包括比单个电容器要复杂的电路。感测电阻器Rs也可以与电感器L串联。

乘法器105插入在电阻器R2和FET SW3的主电流路径之间。乘法器105将流过电阻器R1的电流IR1乘以用校正电压CS表示的校正因子g。因此，流过电阻器R2的电流是gxIR1，校正节点N2上的电平，使得将不准确的电流信息SI与降低该不准确性的节点N2上的电平进行比较。

或者，乘法器105可以插入在承载信号SI的线路中，以用基于校正信号CS的校正因子来校正该信号，从而使得，用该相同电流的积分差值和差值电压VID-Vo，校正电源转换器中的电流IS的该瞬时表示的不准确幅度。

应当注意的是，使用相同的感测电阻器Rs，既可获得要在电源转换器的快速控制回路中使用的瞬时信息SI，还可经由慢速校正回路，确定该快速控制回路的校正因子。可以将校正因子应用于瞬时信息SI或差值信号FD。与控制回路相比，校正回路较慢，因为电容器103执行积分运算。该积分运算提供电源转换器中电流Is的更平均值，并降低寄生干扰的影响。因此，确定校正因子，从而使得，可以补偿或至少降低瞬时电流的不准确性。

图6示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器。图6说明了将图4所示的创造性思想实现在图3所示的下转换器拓扑图中。与图3相同的部件具有相同的标记。相比图3所示的电源转换器，增加了感测电路100、感测电路101、感测电路102、电容器103、电容器Ce和乘法器105。

电容器Ce设置在控制FET SW2和感测电阻器Rs的连接点处。电容器Ce具有很大的值，因为，它用作供电电压的本地去耦。图3中的电流Is是脉冲电流，当控制FET SW2打开时，它是零，如果控制FET SW2导通，它基本上等于流经电感器L的电流。因此，图3中的电流Is是在控制FET SW2导通期间的瞬时电流。图6中的电流Is是平均电流，不由流经电感器L的瞬时电流表示。该电流Is不能用在调节电源转换器的快速控制回路中，否则，电源转换器的响应将变得太低。为了获得快速的响应，在适当的位置，感测流经电感器L的瞬时电流。感测到的瞬时电流不必准确，因为，感测电流Is可用于校正该不准确性。该合适位置，在图6中是控制FET SW2的主电流路径的两端，在图7和8中，与电感器L串联的电阻器Rcu的两端。但是，在其他位置上也是可能的，例如，与同步FET SW1串联的位置。

感测电路100包括：两个输入端，接收控制FET SW2漏极和源极路径之间的电压VSW2；输出端，提供电流信息SI。信息SI由控制FET SW2的主电流路径中流经的电流ISW2表示。

感测电路101包括：两个输入端，连接在电阻器R1的两端；输出端，提供差值信号FD，作为差值电流。差值电流FD用参考信号VID和输出电压Vo的实际值之间的差值表示，FD＝Gm1×(VID-Vo)。

感测电路102包括：两个输入端，接收感测电阻器Rs两端的电压Vs；一个输出端，提供电流信息FI，作为信息电流。信息电流FI用流经感测电阻器Rs的电流Is表示，FI＝Gm2×Rs×Is。在电容器103中，对信息电流FI和差值电流FD之间的差值求积分，以获得校正电压CS。

乘法器105接收来自感测电路100的信息SI，并提供校正后的信息CSI到放大器AM5的未连接电阻器R2的输入端。乘法器105将信息或信号SI乘以由校正电压CS表示的校正因子。因此，AM5的该输入端的电平不是背景技术中得到的不准确电流信息，而是用校正回路的校正信号CS进行了校正的，从而将更准确的电流信息CSI与节点N2处的电平进行比较。

或者，乘法器105也可以与电阻器R2串联，如图5所示。乘法器105也可以连接到放大器AM5的输入端，以控制该输入端的信号的幅度。

应当注意的是，在电源转换器的快速控制回路中使用的瞬时电流信息SI是用控制FET SW2的Rds-on获得的，Rds-on是不准确的感测电阻。更准确的电阻器Rs用于经由满足校正回路确定快速控制回路的校正因子。校正因子可应用于瞬时信息SI(如图6所示)或差值信号FD(如图5所示)。与控制回路相比，校正回路较慢，因为电容器103执行积分运算。该积分运算提供电源转换器中电流Is的更平均值，并降低寄生干扰的影响。因此，确定校正因子，从而使得，可以补偿或至少降低瞬时电流的不准确性。当然，积分器103也可以包括比单个电容器更复杂的电路。

图7示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器。图7说明了将图4所示的创造性思想实现在图3所示的下转换器拓扑图中。与图3相同的部件具有相同的标记。相比图3所示的电源转换器，增加了感测电路100、感测电路101、感测电路102、电容器103、电容器Ce和乘法器105。

与图6一样，电容器Ce设置在控制FET SW2和感测电阻器Rs的连接点处。在实际实现中，该电容器Ce具有很大的值。图7中的电流Is是平均电流，不是由流经电感器L的瞬时电流来表示。为了获得电源转换器的控制回路的快速响应，通过与电感器L串联的电阻器Rcu，感测到流经电感器L的瞬时电路的瞬时电流。电阻器Rcu可以是，例如，印刷电路板上的铜轨道，或者，集成电路的轨道或焊线。不要求准确地感测电阻器Rcu两端的电压Vcu。通过产生校正信号CS的校正回路，可以补偿不准确的感测。

感测电路100包括：两个输入端，接收电阻器Rcu两端的电压Vcu；输出端，提供瞬时电流信息SI。信息SI用电阻器Rcu中流经的电流Iu表示。

感测电路101包括：两个输入端，连接在电阻器R1的两端；输出端，提供差值信号FD，作为差值电流。差值电流FD用参考信号VID和输出电压Vo的实际值之间的差值表示，FD＝Gm1×(VID-Vo)。

感测电路102包括：两个输入端，接收感测电阻器Rs两端的电压Vs；一个输出端，提供电流信息FI，作为信息电流。信息电流FI用流经感测电阻器Rs的电流Is表示，FI＝Gm2×Rs×Is。在电容器103中，对信息电流FI和差值电流FD之间的差值求积分，以获得校正电压CS。

乘法器105接收来自感测电路100的信息SI，并提供校正后的信息CSI到放大器AM5的未连接电阻器R2的输入端。乘法器105将信息或信号SI乘以由校正电压CS表示的校正因子。因此，AM5的该输入端的电平不是背景技术中得到的不准确电流信息，而是用校正回路的校正信号CS进行了校正的，从而将更准确的电流信息CSI与节点N2处的电平进行比较。

或者，乘法器105也可以与电阻器R2串联，如图8所示。乘法器105也可以连接到放大器AM5的输入端，以控制该输入端的信号的幅度。

应当注意的是，在电源转换器的快速控制回路中使用的瞬时电流信息SI是将电阻器Rcu用作不准确的感测电阻而获得的。更准确的电阻器Rs用于经由满足校正回路确定快速控制回路的校正因子。校正因子可应用于瞬时信息SI(如图7所示)或差值信号FD(如图8所示)。与控制回路相比，校正回路较慢，因为电容器103执行积分运算。该积分运算提供电源转换器中电流Is的更好平均值，并降低寄生干扰的影响。因此，确定校正因子，从而使得，可以补偿或至少降低瞬时电流的不准确性。当然，积分器103可以包括比单个电容器更复杂的电路。

图8示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器。该电源转换器基于图7所示的电源转换器。这里，与图5所示相同，乘法器105也是与电阻器R2串联。获得与图7所示电路相同的校正操作。用控制信号CS校正放大器AM5的输入信号中的哪一个，并不重要。重要的是，表示瞬时电流或校正后瞬时电流的信号SI或CSI在什么时刻达到电平FD或校正后的电平CFD。如果感测到的瞬时电流太大，则校正回路会产生一个校正信号CS，以用接收感测瞬时电流SI的乘法器来降低瞬时电流的幅度，从而提供具有较小幅度的校正后的感测瞬时电流。或者，校正回路将产生一个校正信号CS，以将差值电平FD乘以校正因子来增加差值电平FD，从而获得具有较高电平的校正后差值电平CFD。因此，根据乘法器的位置，校正因子CS应在相反方向进行校正。此外，可以在两个路径中进行校正。现在，校正因子CS可以在两个路径的相反方向改变，但是，两条路径中的信号也可以用不同的校正因子在相同方向改变，从而获得适合校正因子CS的总校正。

图9示出了根据本发明一个实施例的多相电流控制下转换器。图9示出了两个并行工作的电流控制下转换器SMPSa和SMPSb。这两个电源转换器SMPSa和SMPSb中的每一个都基于图4所示的电源转换器。对等的部件根据它们属于这两个电源转换器SMPSa和SMPSb中的第一个或第二个，分别具有标记a或b。输入电流Is的感测，以及，差值电压VID-Vo的感测，只执行一次。在每个电源转换器中，在控制FET SW2a和SW2b的主电流路径上执行不准确电流感测。或者，不同转换器SMPSa和SMPSb中的电流可以用其他不必准确的方式进行感测。由于使用这些不准确感测的电流所导致的快速控制回路中的错误可用慢速校正回路来降低。该慢速回路对差值电压FD和信息信号FI的差值求积分，它表示准确感测的电流IS，从而获得校正信号CS。校正信号CS用于校正快速控制回路中的信号。在图9所示的根据本发明的实施例中，表示不准确感测的电流的信息SIa和SIb的幅度用校正信号CS进行校正。但是，提供给开关控制器104a和104b的差值电压FD也可以得到校正。后一种实现方式可采用单个乘法器电路，而不是两个(105a+115b)，从而降低快速信号路径中的电子器件量。

根据本发明的该实施例，只需要执行一次不昂贵和不烦琐的准确测量操作，就可确定电源转换器引出的总电流。每个电源转换器内的电流感测可以通过简单、不昂贵的方式执行。

二相电源转换器包括输入电感器Li和感测电阻器Rs的串联电路，位于二相电源转换器的输入端和节点Na之间。在二相电源转换器的输入端处，接收DC电压Vi。滤波电容器Ce位于节点Na和地之间。二相电源转换器有一个输出端，在并联的滤波电容器Co和负载Ro两端提供输出电压Vo。

电源转换器SMPSa包括控制FET SW2a和同步FET SW1a的主电流路径的串联电路，位于节点Na和地之间。栅极信号Qa控制着控制FET SW2a，而栅极信号Qia控制着同步FET Sw1a。电感器L1a连接在第一电源转换器SMPSa的输出端以及控制FET SW2a和同步FET SW1a的主电流路径的连接点之间。电源转换器SMPSa提供输出电流Ioa。

电源转换器SMPSb包括控制FET SW2b和同步FET SW1b的主电流路径的串联电路，位于节点Na和地之间。栅极信号Qb控制着控制FET SW2b，而栅极信号Qib控制着同步FET SW1b。电感器L1b连接在第一电源转换器SMPSb的输出端以及控制FET SW2b和同步FET SW1b的主电流路径的连接点之间。电源转换器SMPSb提供输出电流Iob。

电源转换器控制器10包括感测用于控制第一和第二电源转换器SMPSa和SMPSb的电流和电压所需的所有功能，并提供栅极信号Qa、Qia、Qb、Qib。

感测电路101检测输出电压Vo，并提供差值信号FD，它表示参考电压VID和输出电压Vo的实际值之间的差值。感测电路102检测感测电阻器Rs两端的电压Vs，以提供信息FI来表示流过感测电阻器Rs的电流Is。积分器103对差值信号FD和信息FI的差值求积分，以提供控制信号CS。

感测电路100a检测控制FET SW2a的Rds-on两端的电压，以提供检测信息SIa，它表示流经控制FET SW2a的主电流路径的瞬时电流ISW2a。乘法器105a将检测信息SIa乘以由控制信号CS确定的校正因子，以获得校正后的检测信息CSIa。开关控制器104a检测何时校正后的检测信息CSIa达到差值信号FD表示的差值电平，以提供反向栅极信号Qa和Qia，从而关断控制FET SW2a和接通同步FETSW1a。通常，开关控制器104a包括一个置位-复位触发器(图9中没有显示)，当校正后的检测信息CSIa达到差值电平FD时，它被复位。该触发器的正向输出端提供栅极信号Qa，反向输出端提供栅极信号Qia。

感测电路100b检测该控制FET SW2b的Rds-on两端的电压，以提供检测信息SIb，它表示流经控制FET SW2b的主电流路径的瞬时电流ISW2b。乘法器105b将检测信息SIb乘以由控制信号CS确定的校正因子，以获得校正后的检测信息CSIb。开关控制器104b检测何时校正后的检测信息CSIb达到差值信号FD表示的差值电平，以提供反向栅极信号Qb和Qib，从而关断控制FET SW2b和接通同步FET SW1b。通常，开关控制器104b包括一个置位-复位触发器(图9中没有显示)，当校正后的检测信息CSIb达到差值电平FD时，它被复位。该触发器的正向输出端提供栅极信号Qb，反向输出端提供栅极信号Qib。

因此，电源转换器SMPSa和SMPSb是由不准确检测的瞬时电流ISW2a和ISW2b控制的。但是，可以使用总电源转换器的电流Is的单次准确测量，校正该不准确性。

图10示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器的电路图。该电源转换器是峰值电流模式控制的下转换器，包括负载线调节。接收感测阻抗Z2以及控制FET SW2和同步FET SW1的主电流路径的串联电路两端的DC输入电压Vi。感测阻抗Z2位于DC输入电压Vi以及控制FET SW2和同步FET SW1的主电流路径的串联电路之间。电感器L和感测阻抗Z1的串联电路位于电源转换器的主路径连接点和输出端之间，该输出端提供输出电压Vo。电容器Co连接到电源转换器的输出端。

感测阻抗Z1优选是分离的电阻器，且能够实现瞬时电流感测。瞬时电流感测意味着，感测阻抗Z1两端的电压V1的形状和值精确得足以用在调节电源转换器的快速控制回路中。感测阻抗Z2优选是非常准确的电阻器。在慢速控制回路中，使用该电阻器两端的感测电压，校正快速控制回路中引起的不准确。

快速控制回路包括运算放大器AM1、AM2、AM3和置位-复位触发器SRFF。放大器AM1的两个输入端连接在感测阻抗Z1的两端，因此检测电流I1流过感测阻抗Z1所产生的电压V1。感测阻抗Z1两端的电压受寄生效应的影响，例如，由感测阻抗Z1的串联感应导致的寄生效应。如果放大器AM1的放大系数为A1，则该放大器AM1的输出电压SI是A1、Z1和I1的乘积。放大器AM1的增益A1可由控制信号CS1控制。通常，放大器AM1包括一个乘法器M1，以获得输入信号V1的增益控制。放大器AM2的反向输入端连接到电源转换器的输出端，以接收输出电压Vo，正向输入端接收参考电压VID，输出端提供输出电压FD。除了由于应用峰值电流模式控制原理所引入的偏移量之外，将参考电压VID选择为电源转换器的无负载电压，由所需负载线指示。这实际上意味着，无负载电压不等于参考电压VID。可以使用已知的手段，如插入与脉动电流值成比例的补偿电压或电流源，使无负载输出电压等于VID。该偏差用后面描述的偏移量确定电路OM1来校正。如果放大器AM2的放大系数为A2，则输出电压是FD＝A2(VID-Vo)。

因此，放大器AM1的输出电压SI是关于流经感测阻抗Z1的电流I1的瞬时信息，且输出电压FD是差值信号。

放大器AM3的反向输入端接收差值信号FD，正向输入端接收瞬时信息SI，输出端提供复位信号RS。放大器AM3的放大系数为AM3。置位-复位触发器SRFF的复位输入端R接收复位信号RS，置位输入端S接收时钟信号CLK，正向输出端Q连接到控制FET SW2的栅极，反向输出端Qi连接到同步FET SW1的栅极。

该电源转换器还包括放大器AM4，其输入端连接在感测阻抗Z2的两端，输出端提供关于流经感测阻抗Z2的电流I2的信息FI。放大器AM5的一个输入端接收信息FI，一个输入端接收差值信号FD，一个输出端经由开关SE1向低通滤波器LF1或低通滤波器LF2提供差值信号SD。低通滤波器LF1向放大器AM1的乘法器M1提供控制信号CS1。低通滤波器LF2向偏移量确定电路OM1提供控制信号CS2。偏移量确定电路OM1连接在供电电压Vdd和放大器AM1的输出端之间，用于提供电流Ico，以校正瞬时信号SI的DC电平。负载确定电路SCC接收差值信号FD、第一参考差值电平FDR1、第二参考电平FDR2，并向开关SE1控制控制信号SWS1。放大器AM4的放大系数是A4，放大器AM5的放大系数是A5。

下面说明图10所示的电源转换器的操作。

首先假设，慢速校正回路是非激活的，它包括：放大器AM4和AM5、回路滤波器LF1和LF2、负载确定电路SCC、开关SE1、偏移量确定电路OM1和乘法器M1。

快速控制回路在瞬时信息SI达到差值信号FD的电平时通过复位触发器SRFF，也控制着控制FET SW2的关断时刻。放大器AM1提供瞬时信息SI，它是关于电源转换器中的电流I1的瞬时信息。该瞬时电流SI的电平不必准确。差值信号FD，也被称为下降电压Vdr＝VID-Vo，它表示电源转换器的负载状况。放大器AM3将电流I1的值与下降电压Vdr进行比较，如果电流I1的值达到下降电压Vdr，就关断控制FET SW2。或者，换言之，在预定下降电压Vdr处存在电流I1的预定电平的时刻，关断控制FET SW2。因此，可以控制电源转换器，从而获得所需的负载线。但是，由于电流I1的测量的不准确和快速控制回路的快速电路的不准确，负载线中会出现误差。该误差由慢速控制回路校正。

慢速控制回路检测流经准确电阻器Z2的电流I2，由放大器AM4提供信息FI。对信息FI和下降电压Vdr(是差值信号FD)之间的差值求积分，以获得信号CSI和CS2。这可用多种方式来实现。在图10所示的实施例中，放大器AM5确定信息FI和差值信号FD之间的差值，从而获得差值信号SD。根据电源转换器的负载状况，将差值信号SD提供给回路滤波器LF1或回路滤波器LF2。回路滤波器LF1和LF2是包括积分功能的低通滤波器。

负载确定电路SCC检查电源转换器的负载状况。这可用多种方式来执行。在图10所示的根据本发明的实施例中，差值信号FD，也被称为下降电压Vdr，表明电源转换器的负载状况。如果下降电压Vdr很大，则电源转换器上的负载很大。也可以检查输出电压Vo或输出电流Io或输入电流I2的电平。将差值信号FD与第一参考电平FDR1和第二参考电平FDR2进行比较。第一参考电平FDR1低于第二参考电平FDR2。

如果差值信号FD低于一个确定第一参考电平FDR1的特定电平LI2(参见图13)，则认为电源转换器工作在较低负载状况下，其中，提供较小的输出功率。在低负载状况下，负载确定电路SCS向开关SE1提供控制信号SWS1，从而将差值信号SD提供给第二回路滤波器LF2，以获得控制偏移量确定电路OM1的控制信号CS2。

如果差值信号FD高于一个确定第二参考电平FDR2的特定电平LI3，则认为电源转换器工作在较高负载状况下，其中，提供较高的输出功率。在高负载状况下，负载确定电路SCS向开关SE1提供控制信号SWS1，从而将差值信号SD提供给第一回路滤波器LF1，以获得控制乘法器M1的控制信号CS1。

因此，在低负载时，慢速控制回路校正负载线的DC偏移量，在高负载时，慢速控制回路校正负载线的斜率。慢速回路的电路能够更准确，因为它们比快速回路的电路具有更低的带宽。此外，由于积分器/回路滤波器LF1、LF2的平均功能，电流I2的寄生干扰得到了过滤。优选情况下，感测阻抗Z2是准确的感测电阻器，位于电源转换器的输入线中。在电源转换器的输入线中，电流I2小于电流I1，所以，较小的电阻器Z2就足够了。在图10中，没有给出在系统启动期间初始化转换器的手段。这可能涉及：将信号电平设置在预定值，以及，应用启动协议。后者可以组织在电源转换器中，或由外部控制器来提供。对于电源来说共同的是，附加的手段应用于电源的合适启动和关闭，以满足应用的具体要求。电路初始化以及电源转换器自身和负载的保护需要这些手段。

图11示出了根据本发明一个实施例的电流控制下转换器的电路图。图11基于图6，相同的标记用于表示以相同方式工作的相同部件。与图6所示的电源转换器相比，增加了负载确定电路1032、开关SE2、偏移量确定电路OM2。此外，用两个电容器1030和1031取代电容器103。

在图6的电源转换器中，用慢速控制回路来降低快速控制回路的不准确性。快速控制回路包括放大器101、AM4和AM5，并且提供复位信号RS来确定控制FET SW2的关断时刻。在瞬时电流ISW2达到差值信号FD的电平的时刻，关断控制FET SW2。慢速控制回路包括放大器102、积分电容器103和乘法器105。

电容器Ce设置在控制FET SW2和感测电阻器Rs的连接点处。实际上，该电容器Ce具有很大的值，因为，它用作供电电压的本地去耦。电流ISW2是脉冲电流，当控制FET SW2打开时，它基本上为零，如果控制FET SW2导通，则它基本上等于流经电感器L的电流。因此，电流ISW2是在控制FET SW2导通周期内的瞬时电流。电流Is是平均电流，不表示流经电感器L的瞬时电流。该电流Is不能用在调节电源转换器的快速控制回路中，否则，电源转换器的响应将变得太低。为了获得快速的响应，在适当的位置，感测流经电感器L的瞬时电流。感测到的瞬时电流不必准确，因为，感测电流Is可用于校正该不准确性。该合适位置，在图11中，是控制FET SW2的主电流路径的两端，在图7和8中，是与电感器L串联的电阻器Rcu的两端。但是，在其他位置上也是可能的，例如，与同步FET SW1串联。

感测电路100包括：两个输入端，接收控制FET SW2的漏极-源极路径之间的电压VSW2；输出端，提供电流信息SI。信息SI用控制FET SW2的主电流路径中流经的电流ISW2表示。

感测电路101包括：两个输入端，连接在电阻器R1的两端；输出端，提供差值信号FD，作为差值电流。差值电流FD用参考信号VID和输出电压Vo的实际值之间的差值表示，FD＝Gm1×(VID-Vo)。

感测电路102包括：两个输入端，接收感测电阻器Rs两端的电压Vs；一个输出端，提供电流信息FI，作为信息电流。信息电流FI用流经感测电阻器Rs的电流Is表示，FI＝Gm2×Rs×Is，其中Gm2是放大器102的增益因子。信息电流FI和差值电流FD之间的差值要么在电容器1030中求积分，以获得校正电压CS2，要么在电容器1031中求积分，以获得校正电压CS1。

负载确定电路1032检查电源转换器的负载状况。这可用多种方式来执行。在图11所示的根据本发明的实施例中，输出电压Vo的电平表示电源转换器的负载状况。如果输出电压Vo的电平较低，则电源转换器上的负载较大。将输出电压Vo的电平与第一参考电平Vr1和第二参考电平Vr2进行比较。第一参考电平Vr1低于第二参考电平Vr2。

如果差值信号FD低于一个确定第一参考电平Vr1的特定电平LI2(参见图13)，则认为电源转换器工作在较低负载状况下，其中，提供较小的输出功率。在低负载状况下，负载确定电路1032向开关SE2提供控制信号SWS2，从而将电流信息FI和差值信号FD提供给工作为积分器/回路滤波器的电容器1030，以获得控制信号CS2，CS2控制偏移量确定电路OM2，以提供偏移量电流Ico。在图11所示的根据本发明的实施例中，偏移量电流Ico引自电阻器R1和开关SW3的主电流路径的连接点。但是，该偏移量确定电路OM2可以连接到它影响控制FET SW2的关断时刻的任何节点。为了获得负载线在低负载时的较高准确性，必须选择偏移量电流Ico的所需极性。

如果差值信号FD高于一个确定第二参考电平Vr2的特定电平LI3，则认为电源转换器工作在较高负载状况下，其中，提供较高的输出功率。在高负载状况下，负载确定电路1032向开关SE2提供控制信号SWS2，从而将电流信息FI和差值信号FD提供给工作为积分器/回路滤波器的电容器1031，以获得控制乘法器M2的控制信号CS1。乘法器M2可以位于与图示不同的位置。乘法器M2的功能是改变快速控制回路的增益，从而使得，在电源转换器的高负载情况下，控制开关SW2的关断时刻变得更准确。

因此，在低负载时，慢速控制回路校正负载线的DC偏移量，在高负载时，慢速控制回路校正负载线的斜率。慢速回路的电路比快速回路的电路更准确，因为它们可以具有更低的带宽。此外，由于积分器/电容器1030、1031的平均功能，电流ISW2上的寄生干扰得到了过滤。优选情况下，感测阻抗Rs是位于电源转换器的输入线中的准确的感测电阻器。在电源转换器的输入线中，电流Is小于电流ISW2，所以，较小的电阻器Rs就足够了。

应当注意的是，在电源转换器的快速控制回路中使用的瞬时电流信息SI是用控制FET SW2的Rds-on获得的，Rds-on是不准确的感测电阻器。更准确的电阻器Rs用于经由慢速校正回路确定快速控制回路的校正因子。在低负载情况下，慢速回路校正快速控制回路中的偏移量，在高负载情况下，慢速回路校正快速控制回路中的增益误差。校正因子可应用于瞬时信息SI(如图6所示)或差值信号FD(如图5所示)。与控制回路相比，校正回路较慢，因为电容器103执行积分运算。该积分运算提供电源转换器中电流Is的更好平均值，并降低寄生干扰的影响。因此，确定校正因子，从而使得，可以补偿或至少降低瞬时电流的不准确性。当然，积分电容器1030和1031可以包括比单个电容器更复杂的电路。

开关SE2有三个位置，在位置a处，将电流FI和FD提供给电容器1030，在位置c处，将电流FI和FD提供给电容器1031，在位置b处，将电流提供给地。下面将结合图13说明这一点。

图12示出了负载线容限。虚线UL表示输出电压Vo的具体上限，它是输出电流Io的函数。虚线LL表示输出电压Vo的具体下限，它是输出电流Io的函数。实际上，容限产生无负载输出电压和负载线斜率的扩展。对于零输出电流Io，一条实际实现的负载线ALL1可能开始于输出电压值Vosu。对于零输出电流Io，另一实际实现的负载线ALL2可能开始于输出电压值Vos1。所实现的负载线ALL1和ALL2的斜率不同。

应当注意的是，负载线ALL1和ALL2都存在DC偏移。开始值Vosu和Vos1不等于值Vos，Vos是线UL和LL的零电流值的平均值。此外，还应当注意的是，负载线ALL1和ALL2的斜率都不同于线UL和LL的斜率。

由于额定部件上的扩展，在不同的电源转换器中会出现这些不同的负载线ALL1、ALL2，由于老化或温度影响，它们也可能出现在相同的电源转换器中。

由于所实现的负载线ALL1、ALL2存在DC偏移和斜率容限，所以，电源转换器具有的负载线行为仅处于最多为输出电流电平Ib的规格内。根据负载线应当处于的区域，或根据所需的较高输出电流Io，应该降低负载线上的容限，以覆盖更严格的规范。如果规范变得严格，则线UL和LL彼此更近，在比Ib低的输出电流Io时，电源转换器将超出规范。如果电源转换器必须提供比Ib高的电流，显然，负载线上的容限应降低。

本发明使用准确的慢速控制回路降低负载线的DC偏移和/或斜率上的容限，从而校正不准确的快速控制回路的容限。

图13示出了基于电源转换器负载状况的慢速控制回路的操作。图13将图11的开关SE2的位置显示为输出负载OL的函数。通过将输出电压Vo或下降电压Vdr或输出电流Io的电平与至少一个参考电平进行比较，可以确定转换器的输出负载。如果只使用一个参考电平，那么，低于参考电平，则认为电源转换器处于低负载状况，高于参考电平，则认为电源转换器处于高负载状况。在图13所示的根据本发明的实施例中，示出了更复杂的负载状况判断。

开关SE2处于位置a，其中，如果输出负载OL介于电平LI1和LI2之间，因此处于较低的输出负载OL，那么，在电容器1030上对电流FI和FD进行积分。开关SE2处于位置c，其中，如果输出负载OL介于电平LI3和LI4之间，因此处于较低的输出负载OL，那么，在电容器1031上对电流FI和FD进行积分。开关SE2处于位置b，其中，舍弃电流FI和FD，不它们对控制信号CS1或CS2做出贡献。因此，慢速控制回路使用介于电平LI1和LI2之间的输出负载OL，确定DC偏移校正。慢速控制回路使用介于电平LI3和LI4之间的输出负载OL，确定图14所示的斜率或增益校正。

在非常低的负载电平时，可能需要禁止DC偏移调整，以将偏移调节限制在非常低的负载电平。调整回路接收下降电压Vdr和负载电流Io，作为输入信号。如果负载电流是零，则下降电压Vdr和负载电流Io都是零，因此调整回路将被控制到不正确的值。所示的过渡区域可能是零或被弯曲。所示的倾斜过渡线表示在这些过渡线期间出现的输出负载OL仅做出部分贡献。这表明，回路不必用图10和11所示的理想开关SE来打开和关闭。例如，可以用所谓的长尾晶体管对和单个参考，进行信号传输，从而使调整回路逐渐打开或关闭。

图14示出了利用慢速控制回路的负载线偏移量和斜率调整。区域OA表示执行DC偏移校正时的负载线区域。该区域靠近零输出电流Io轴，因此，在该区域中对负载线电平的校正基本上导致负载线的DC偏移。区域SA表示执行斜率校正时的负载线区域。该区域对应于输出电流Io的较高值，因此，在该区域中对负载线电平的校正基本上导致负载线的斜率改变。该区域SA可起始于特定电流值，且可以超过电源转换器的全负载。

应当注意的是，上述实施例用于说明、而非限制本发明，并且，在不脱离所附权利要求的保护范围的前提下，本领域技术人员能够设计出多种其他的实施例。

例如，也可以通过与同步开关SW1的主电流路径串联的电阻获得瞬时信息SI。这些开关优选为FET，但也可以是双极性晶体管或其他可控半导体器件。电感器L可以是变压器。乘法器可以是分离的电路，或者可以构造成一个具有可控增益的放大器。乘法器可以具有偏移量。

本发明可用于所有必须检测不准确的电流来提供已定义负载线行为的电源转换器。

应当注意的是，由于使用峰值电流、而非平均电流，负载线会出现结构转变。如果转换器的电感、电压和开关频率已知的话，则该转变也是已知的，因此，基本上可通过预定量来校正。

由于偏差和其他干扰因素，会出现未知和可变的偏移，这些也可得到校正。优选情况下，该偏移校正电路在低输出电流时激活。负载线的斜率也可以偏离预期值。斜率可用乘法器来校正。优选情况下，在高输出电流时，进行斜率校正。因此。在根据本发明的一个校正偏移量和斜率的实施例中，需要两个积分功能元件。这些积分功能元件可以使用相同的电路部件。

例如，在采用电容器的模拟实现中，可以提供两个电容器，来分别存储偏移校正回路和斜率校正回路的积分值。在数字实现中，例如，可以提供单个积分器，在时间复用方式下使用。确定调整信号的不同积分器值优选存储在非挥发性存储器中。在后一种情形中，这些值以后可用于转换器启动期间的初始化。

在权利要求中，不应当将圆括号中的任何标记解释为限制该项权利要求。使用动词“包括”及其变形并不排除权利要求所记录的部件或步骤之外存在其他部件或步骤。部件前面的冠词“一个”并不排除存在多个这样的部件。本发明可通过包括多个不同部件的硬件来实现，也可以通过合适编程的计算机来实现。在列举了多个模块的装置权利要求中，这些模块中的多个可以具体实现为一个以及相同的硬件项。彼此不同的从属权利要求中记录的特定手段并不表示这些手段的组合不具有优势。

Claims (27)

1、一种负载线调节的开关式电源转换器，用于向负载(Zo)提供输出电压(Vo)和输出电流(Io)，所述开关式电源转换器包括：

电感器(L)，与所述电感器(L)相连的开关(SW2)，第一阻抗(Z1、Rs、Rcu)，第二阻抗(Z2、Rs)，以及

电源转换器控制器(10)，包括：

第一感测电路(100)，用于获得关于流经所述第一阻抗(Z1)的第一电流(I1)的瞬时信息(SI)，所述第一电流(I1)与所述输出电流(Io)有关，

差值确定模块(101)，用于确定零负载电压(VID)和所述输出电压(Vo)之间的差值，以获得差值信号(FD)，

第二感测电路(102)，用于获得关于流经所述第二阻抗(Z2、Rs)的第二电流(I2)的另外信息(FI)，所述第二电流(I2)与所述第一电流(I1)有关，

积分器(103)，用于对所述另外信息(FI)和所述差值信号(FD)之间的差值求积分，以获得校正信号(CS)，以及

开关控制器(104、105)，用于接收所述差值信号(FD)、所述瞬时信息(SI)和所述校正信号(CS)，以控制所述开关(SW2)，从而在稳定状态下获得基本为零的校正信号(CS)。

2、如权利要求1所述的开关式电源转换器，其中，所述瞬时信息(SI)具有即时调节所述电源转换器的带宽，并且其中，所述另外信息(FI)具有低于前述带宽的另一带宽。

3、如权利要求1所述的开关式电源转换器，其中，所述开关控制器(104、105)包括：

驱动器(104)，用于接收第一驱动器信号和第二驱动器信号，从而在所述第一驱动器信号的电平达到所述第二驱动器信号的电平时操作所述开关(SW)，以及

校正信号(CS)接收模块(105)，用于：

(i)校正所述瞬时信息(SI)，以获得校正后的瞬时信息(CSI)，其中，所述第一驱动器信号是所述校正后的瞬时信息(CSI)，并且，所述第二驱动器信号是所述差值信号(FD)，或者

(ii)校正所述差值信号(FD)，以获得校正后的差值信号(CFD)，其中，所述第一驱动器信号是所述瞬时信息(SI)，并且，所述第二驱动器信号是所述校正后的差值信号(CFD)，或者

(iii)校正所述瞬时信息(SI)，以获得校正后的瞬时信息(CSI)，并且，校正所述差值信号(FD)，以获得校正后的差值信号(CFD)，其中，所述第一驱动器信号是所述校正后的瞬时信息(CSI)，并且，所述第二驱动器信号是所述校正后的差值信号(CFD)。

4、如权利要求3所述的开关式电源转换器，其中，所述校正信号(CS)接收模块(105)包括一个乘法器，该乘法器接收所述差值信号(FD)和所述校正信号(CS)，以提供相乘后的差值信号，作为所述校正后的差值信号(CFD)。

5、如权利要求3所述的开关式电源转换器，其中，所述校正信号(CS)接收模块(105)包括一个乘法器，该乘法器接收所述瞬时信息(SI)和所述校正信号(CS)，以提供相乘后的瞬时信息，作为所述校正后的瞬时信息(CSI)。

6、如权利要求3所述的开关式电源转换器，其中，所述校正信号(CS)接收模块(105)包括一个偏移量引入模块，该偏移量引入模块接收所述差值信号(FD)和所述校正信号(CS)，以提供具有偏移量的所述校正后的差值信号(CFD)。

7、如权利要求3所述的开关式电源转换器，其中，所述校正信号(CS)接收模块(105)包括一个偏移量引入模块，该偏移量引入模块接收所述瞬时信息(SI)和所述校正信号(CS)，以提供具有偏移量的所述校正后的瞬时信息(CSI)。

8、如权利要求4或5所述的开关式电源转换器，其中，所述电源转换器控制器(10)包括：

负载确定电路(SCC、1032)，用于提供负载信号(SWS1、SWS2)，该负载信号表示所述电源转换器的负载状况是否高于第一预定负载状况(LI3)；以及

窗口电路(SE2、SE1)，用于控制所述积分器(103)，仅在所述负载信号(SWS1、SWS2)表示所述负载状况高于所述第一预定负载状况(LI3)期间，才确定校正信号(CS1)，以主要获得所述负载线的斜率的校正。

9、如权利要求6或7所述的开关式电源转换器，其中，所述电源转换器控制器(10)包括：

负载确定电路(SCC、1032)，用于提供负载信号(SWS1、SWS2)，该负载信号表示所述电源转换器的负载状况是否低于第二预定负载状况(LI2)；以及

窗口电路(SE2、SE1)，用于控制所述积分器(103)，仅在所述负载信号(SWS1、SWS2)表示所述负载状况低于所述第二预定负载状况(LI2)期间，才确定校正信号(CS2)，以主要获得所述负载线的DC偏移。

10、如权利要求3所述的开关式电源转换器，其中，

所述校正信号(CS)接收模块(105)包括一个乘法器(M1、M2)，该乘法器(M1、M2)接收：

(i)所述差值信号(FD)和第一校正信号(CS1)，以提供所述校正后的差值信号(CFD)，所述校正后的差值信号(CFD)是相乘后的差值信号(FD)，或者

(ii)所述瞬时信息(SI)和所述第一校正信号(CS1)，以提供所述校正后的瞬时信息(CSI)，所述校正后的瞬时信息(CSI)是相乘后的瞬时信息(SI)，

所述校正信号(CS)接收模块(105)还包括一个偏移量引入模块(OM1、OM2)，该偏移量引入模块(OM1、OM2)接收：

(i)所述差值信号(FD)和第二校正信号(CS2)，以提供所述校正后的差值信号(CFD)，所述校正后的差值信号(CFD)是具有偏移量的差值信号(FD)，或者

(ii)所述瞬时信息(SI)和所述第二校正信号(CS2)，以提供所述校正后的瞬时信息(CSI)，所述校正后的瞬时信息(CSI)是具有偏移量的瞬时信息(SI)，

所述电源转换器控制器(10)包括：

负载确定电路(SCC、1032)，用于提供负载信号(SWS1、SWS2)，该负载信号表示所述电源转换器的负载状况是否高于第一预定负载状况(LI3)或者是否低于第二预定负载状况(LI2)；以及

窗口电路(SE2、SE1)，用于控制所述积分器(103)，仅在所述负载信号(SWS1、SWS2)表示所述负载状况高于所述第一预定负载状况(LI3)期间，才确定所述第一校正信号(CS1)，以及，仅在所述负载信号(SWS1、SWS2)表示所述负载状况低于所述第二预定负载状况(LI2)期间，才确定所述第二校正信号(CS2)，并且其中，所述第一预定负载状况(LI3)高于所述第二预定负载状况(LI2)。

11、如权利要求9所述的开关式电源转换器，其中，所述电源转换器包括用于存储所述第一校正信号(CS1)和所述第二校正信号(CS2)的存储模块(1030、1031)。

12、如权利要求8、9或10所述的开关式电源转换器，其中，所述负载状况取决于所述输出电压(Vo)的电平或所述差值信号(FD)的电平或所述输出电流(Io)或与所述输出电流(Io)相关的电流。

13、如权利要求1所述的开关式电源转换器，其中，所述第一阻抗(Z1)和所述第二阻抗(Z2)是相同的公共电阻器(Rs)，并且其中，所述第一电流(I1)和所述第二电流(I2)是相同的电流(Is)。

14、如权利要求1所述的开关式电源转换器，其中，所述第一阻抗(Z1)是所述开关(SW2)的主电流路径的阻抗。

15、如权利要求1所述的开关式电源转换器，其中，所述第一阻抗(Rcu)与所述电感器(L)是串联的。

16、如权利要求1所述的开关式电源转换器，其中，所述第二阻抗(Rs)位于所述电源转换器的输入端和所述开关(SW2)的主电流路径之间，用于感测所述电源转换器的平均输入电流(Is)。

17、如权利要求13所述的开关式电源转换器，其中，所述电源转换器是下转换器，包括前述开关(SW2)和另一开关(SW1)的主电流路径的串联电路，所述电感器(L)位于所述主电流路径的连接点和所述电源转换器的输出端之间，并且其中，所述公共电阻器(Rs)与前述开关(SW2)的主电流路径是串联的。

18、如权利要求1所述的开关式电源转换器，其中，所述差值确定模块(101)包括位于参考电压(VID)和所述输出电压(Vo)之间的第三电阻器(R1)，以获得所述第三电阻器(R1)两端的差值电压，所述差值信号(FD)与所述差值电压有关。

19、如权利要求18所述的开关式电源转换器，其中，

所述差值确定模块(101)提供与所述第三电阻器(R1)两端的电压或流过所述第三电阻器(R1)的电流相关的差值电流(FD)，

所述第二感测电路(102)提供与所述公共电阻器(Rs)两端的电压(Vs)或流过所述公共电阻器(Rs)的电流(Is)相关的信息电流(FI)，以及，

所述积分器包括一个电容器103，用于对所述差值电流(FD)和所述信息电流(FI)求积分，以获得所述校正信号(CS)。

20、如权利要求1所述的开关式电源转换器，其中，

所述电源转换器是下转换器，包括前述开关(SW2)和另一开关(SW1)的主电流路径的串联电路，所述电感器(L)位于所述主电流路径的连接点和所述电源转换器的输出端之间，

滤波电容器(Ce)连接到前述开关(SW2)的主电流路径的一个端子，该端子指向所述电源转换器的输入端，以及

所述第二阻抗(Rs)位于所述电源转换器的输入端和前述开关(SW2)的主电流路径之间。

21、如权利要求20所述的开关式电源转换器，其中，所述差值确定模块(101)包括位于参考电压(VID)和所述输出电压(Vo)之间的第三电阻器(R1)，以获得所述第三电阻器(R1)两端的差值电压，所述差值信号(FD)与所述差值电压有关。

22、如权利要求21所述的开关式电源转换器，其中，

所述差值确定模块(101)提供与所述第三电阻器(R1)两端的电压或流经所述第三电阻器(R1)的电流相关的差值电流(FD)，

所述第二感测电路(102)提供与所述第二阻抗(Rs)两端的电压(Vs)或流经所述第二阻抗(Rs)的电流(Is)相关的信息电流(FI)，以及，

所述积分器(103)包括一个电容器(103)，用于对所述差值电流(FD)和所述信息电流(FI)求积分，以获得所述校正信号(CS)。

23、一种负载线调节的多相开关式电源转换器，包括：

并联的第一开关式电源转换器(SMPSa)和第二开关式电源转换器(SMPSb)，用于向负载(Co、Ro)提供总输出电流(Io)，

电源转换器控制器(10)，第一阻抗(Rs)，以及

第一感测电路(102)，用于获得关于流经所述第一阻抗(Rs)的第一电流(Is)的第一信息(FI)，所述第一电流(Is)与所述总输出电流(Io)有关，

差值确定模块(101)，用于确定所述多相开关式电源转换器的零负载电压(VID)和输出电压(Vo)之间的差值，以获得差值电平(FD)，

积分模块(103)，用于对所述第一信息(FI)和所述差值电平(FD)之间的差值求积分，以获得校正信号(CS)，并且其中，

所述第一开关式电源转换器(SMPSa)包括：

第一电感器(L1a)，与所述第一电感器(L1a)相连的第一开关(SW2a)，第二阻抗(Rds-ona)，并且其中，

所述电源转换器控制器(10)还包括：

第二感测电路(100a)，用于获得关于流经所述第二阻抗(Rds-ona)的第二电流(ISW2a)的第二信息(SIa)，所述第二电流(ISW2a)与所述第一开关式电源转换器(SMPSa)的输出电流(Ioa)有关，所述第二信息(SIa)是瞬时信息，

第一模块(105a)，用于接收所述校正信号(CS)、所述差值电平(FD)和所述第二信息(SIa)，以校正所述第二信息(SIa)和所述差值电平(FD)中之一或二者的幅度，从而控制所述第一开关(ISW2a)的关断时刻，以降低所述校正信号(CS)的值或电平，

所述第二开关式电源转换器(SMPSb)包括：

第二电感器(L1b)，与所述第二电感器(L1b)相连的第二开关(SW2b)，第三阻抗(Rds-onb)，并且其中，

所述电源转换器控制器(10)还包括：

第三感测电路(100b)，用于获得关于流经所述第三阻抗(Rds-onb)的第三电流(ISW2b)的第三信息(SIb)，所述第三电流(ISW2b)与所述第二开关式电源转换器(SMPSb)的输出电流(Iob)有关，所述第三信息(SIb)是瞬时信息，

第二模块(105b)，用于接收所述校正信号(CS)、所述差值电平(FD)和所述第三信息(SIb)，以校正所述第三信息(SIb)和所述差值电平(FD)中之一或二者的幅度，从而控制所述第二开关(SW2b)的关断时刻，以降低所述校正信号(CS)的值或电平。

24、一种电子装置，包括如权利要求1所述的开关式电源转换器或如权利要求23所述的多相开关式电源转换器。

25、如权利要求24所述的电子装置，包括个人计算机(PC)，如权利要求1所述的开关式电源转换器的输出电流(Io)或者如权利要求16所述的多相开关式电源转换器的输出电流(Io)被提供给所述个人计算机(PC)的处理器(UP)。

26、一种电源转换器控制器(10)，用于控制负载线调节的、具有开关(SW2)的开关式电源转换器，所述电源转换器控制器(10)包括：

第一感测电路(100)，用于获得关于所述电源转换器中流动的第一电流(I1)的瞬时信息(SI)，所述第一电流(I1)与所述电源转换器的输出电流(Io)有关，

差值确定模块(101)，用于确定所述电源转换器的零负载电压(VID)和输出电压(Vo)之间的差值，以获得差值信号(FD)，

第二感测电路(102)，用于获得关于所述电源转换器中流动的第二电流(I2)的另外信息(FI)，所述第二电流(I2)与所述第一电流(I1)有关，

积分器(103)，用于对所述另外信息(FI)和所述差值信号(FD)之间的差值求积分，以获得校正信号(CS)，以及

开关控制器(104、105)，用于接收所述差值信号(FD)、所述瞬时信息(SI)和所述校正信号(CS)，以控制所述开关(SW2)，从而在稳定状态下获得基本为零的校正信号(CS)。

27、一种电源转换器控制器(10)，用于控制多相开关式电源转换器，该多相开关式电源转换器包括并联的第一开关式电源转换器(SMPSa)和第二开关式电源转换器(SMPSb)，以向负载(Co、Ro)提供总输出电流(Io)，

所述电源转换器控制器(10)包括：

第一感测电路(102)，用于获得关于所述多相开关式电源转换器中流动的第一电流(Is)的第一信息(FI)，所述第一电流(Is)与所述总输出电流(Io)有关，

差值确定模块(101)，用于确定所述多相开关式电源转换器的零负载电压(VID)和输出电压(Vo)之间的差值，以获得差值电平(FD)，

积分模块(103)，用于对所述第一信息(FI)和所述差值电平(FD)之间的差值求积分，以获得校正信号(CS)，

第二感测电路(100a)，用于获得关于所述第一开关式电源转换器(SMPSa)中流动的第二电流(ISW2a)的第二信息(SIa)，所述第二电流(ISW2a)与所述第一开关式电源转换器(SMPSa)的输出电流(Ioa)有关，所述第二信息(SIa)是瞬时信息，

第一模块(105a)，用于接收所述校正信号(CS)、所述差值电平(FD)和所述第二信息(SIa)，以校正所述第二信息(SIa)和所述差值电平(FD)中之一或二者的幅度，从而控制所述第一开关(SW2a)的关断时刻，以降低所述校正信号(CS)的值或电平，

第三感测电路(100b)，用于获得关于所述第二开关式电源转换器(SMPSb)中流动的第三电流(ISW2b)的第三信息(SIb)，所述第三电流(ISW2b)与所述第二开关式电源转换器(SMPSb)的输出电流(Iob)有关，所述第三信息(SIb)是瞬时信息，以及

第二模块(105b)，用于接收所述校正信号(CS)、所述差值电平(FD)和所述第三信息(SIb)，以校正所述第三信息(SIb)和所述差值电平(FD)中之一或二者的幅度，从而控制所述第二开关(SW2b)的关断时刻，以降低所述校正信号(CS)的值或电平。

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