CN1812266A - 充电泵电路 - Google Patents

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CN1812266A CNA2006100066521A CN200610006652A CN1812266A CN 1812266 A CN1812266 A CN 1812266A CN A2006100066521 A CNA2006100066521 A CN A2006100066521A CN 200610006652 A CN200610006652 A CN 200610006652A CN 1812266 A CN1812266 A CN 1812266A
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Abstract

本发明提供一种充电泵电路，其在正升压充电泵电路(100A)中，作为用于使MOS晶体管导通的栅极电压，使用了产生在初级的节点(a)上的正的升压电压2VDD，该MOS晶体管输出第1、第3及第4时钟驱动器(41、43、51)的高电平。另外，在负升压充电泵电路(200A)中，作为用于使MOS晶体管导通的栅极电压，使用了产生在初级的节点(a)上的负的升压电压－VDD，MOS晶体管输出第2及第5的时钟驱动器(42、52)的高电平。因此，缩小充电泵电路的时钟驱动器的尺寸，以谋求成本的降低。

Description

充电泵电路
技术领域
本发明涉及充电泵电路，特别是涉及具备了电荷传送元件、与电荷传送元件电容耦合的电容器、和给电容器提供时钟的时钟驱动器的充电泵电路。
背景技术
充电泵电路是通过由二极管等电荷传送元件(charge transfer device)和电容器构成的泵组(pumping packet)，通过根据时钟来传送电荷而进行升压的电路。充电泵电路广泛地利用在电源电路等中，并且与开关稳压器(switching regulator)不同，具有不需要线圈且噪音少的长处。例如，在CCD驱动电源用的充电泵电路中，因为需要正的高电压和负的高电压，故并用生成正的升压电压的正升压充电泵电路和生成负的升压电压的负升压充电泵电路。
图6是这种充电泵电路的电路图。在正升压充电泵电路100中，二极管D1～D4相互串联连接。在初级的二极管D1的阳极(anode)上施加电源电压VDD。C1～C3是第1端子连接在各二极管D1～D4的各连接点上的耦合电容器(Coupling Capacitor)。
20是向耦合电容器C1～C3的第2端子交替地提供反相时钟的时钟驱动器群。时钟驱动器群20由第1～第3时钟驱动器21、22、23、和第1～第3延迟电路24、25、26构成。由第1延迟电路24延迟了的时钟CLK通过第1时钟驱动器21而被施加在耦合电容器C1的第2端子上。由第2延迟电路25延迟了的时钟CLKB通过第2时钟驱动器22而被施加在耦合电容器C2的第2端子上。时钟CLKB和时钟CLK是反相位的关系。另外，由第3延迟电路26延迟了的时钟CLK通过第3时钟驱动器23而被施加在耦合电容器C3的第2端子上。
并且，作为第1输出电压Vout1，从最终级的二极管D4的阴极(cathode)可以得到4VDD的正的升压电压。但是，忽视二极管D1～D4的阈值。Cout1是第1输出电容(Output Capacitor)、L1是第1负载装置，提供正升压充电泵电路100的第1输出电压Vout1(4VDD)和输出电流Iout1。
另外，在负升压充电泵电路200中，二极管D5～D7相互串联连接。在初级的二极管D5的阴极上施加接地电压VSS(0V)。C5、C6是第1端子连接在各二极管D5～D7的各连接点上的耦合电容器(CouplingCapacitor)。
30是向耦合电容器C5、C6的第2端子交替地提供反相时钟的时钟驱动器群。时钟驱动器群30由第4及第5时钟驱动器31、32和第4及第5的延迟电路33、34构成。由第4延迟电路33延迟了的时钟CLK通过第4时钟驱动器31而被施加在耦合电容器C5的第2端子上。由第5延迟电路34延迟了的时钟CLKB通过第5时钟驱动器32而被施加在耦合电容器C6的第2端子上。
并且，作为第2输出电压Vout2，从最终级的二极管D4的阴极可以得到-2VDD的负的升压电压。但是，忽视二极管D5～D7的阈值。Cout2是第2输出电容(Output Capacitor)、L2是第2负载装置，提供负升压充电泵电路200的第2输出电压Vout2(-2VDD)和输出电流Iout2。
图7是第1时钟驱动器21及第1延迟电路24的电路图。第1时钟驱动器21由连接在电源电压VDD和接地电压VSS之间的P沟道型MOS晶体管211及N沟道型MOS晶体管212构成。P沟道型MOS晶体管211和N沟道型MOS晶体管212之间的连接点为输出端子OUT。
第1延迟电路24由：将3个反相器(inverter)串联连接而成的第1反相器链(inverter chain)241、接收的第1反相器链241的输出的第2反相器链242及第3反相器链243构成，作为电源，向构成这些反相器链的各反相器提供电源电压VDD和接地电压VSS。
另外，给第1反相器链241的输入端子IN提供时钟CLK。将第2反相器链242的输出施加在P沟道型MOS晶体管211的栅极上，将第3反相器243的输出施加在N沟道型MOS晶体管212的栅极上。在此，将第2反相器链242设定为：与第3反相器链243相比慢慢地输出低电平(接地电压VSS)，相反，将第3反相器链243设定为：与第2反相器链242相比，慢慢地输出高电平(电源电压VDD)。通过上述的设定，防止第1时钟驱动器21的P沟道型MOS晶体管211及N沟道型MOS晶体管212同时导通而使穿透电流流过。
此外，关于第2～第5时钟驱动器22、23、31、32、第2～第5延迟电路25、26、33、34也同样地构成。
专利文献：特开2001-231249号公报
但是，由于第1延迟电路24根据电源电压VDD和接地电压VSS而动作，故当第1时钟驱动器21的MOS晶体管导通时的栅极·源极间电压VGS最大也是VDD。特别是存在以下问题：P沟道型MOS晶体管211为了降低正向电阻而使晶体管尺寸变得非常大。
发明内容
在此，本发明的充电泵电路，其具备：串联连接的多个电荷传送元件；第1端子连接在上述多个电荷传送元件各自的连接节点上的多个电容器；和给上述多个电容器的第2端子交替地提供反相时钟的多个时钟驱动器，其特征在于，作为用于使构成上述时钟驱动器的MOS晶体管处于导通状态的栅极电压，使用了生成于上述连接节点上的升压电压。
根据本发明的充电泵，由于作为用于使构成时钟驱动器的MOS晶体管处于导通状态的栅极电压，使用了其升压电压，故能够降低MOS晶体管的正向电阻，能够使这部分晶体管的尺寸变小而谋求成本的降低。
附图说明
图1是本发明的第1实施方式的充电泵电路的电路图。
图2是用于本发明的第1实施方式的充电泵电路中的时钟驱动器及延迟电路的电路图。
图3是本发明的第1实施方式的充电泵电路的动作波形图。
图4是本发明的第2实施方式的充电泵电路的电路图。
图5是本发明的第2实施方式的充电泵电路的动作波形图。
图6是现有例的充电泵电路的电路图。
图7是用于现有例的充电泵电路中的时钟驱动器及延迟电路的电路图。
图中：100A-正升压充电泵电路，200A-负升压充电泵电路，41-第1时钟驱动器，42-第2时钟驱动器，43-第3时钟驱动器，44-第1延迟电路，45-第2延迟电路，46-第3延迟电路，51-第4时钟驱动器，52-第5时钟驱动器，53-第4延迟电路，54-第5延迟电路，L1-第1负载装置，L2-第2负载装置，Cout1-第1输出电容，Cout2-第2输出电容，421-P沟道型MOS晶体管，422-N沟道型MOS晶体管，451-电平移动电路，452、453、454-反相器链。
具体实施方式
接着，参照附图说明本发明的第1实施方式的充电泵电路。图1是该充电泵电路的电路图。该充电泵电路由正升压充电泵电路100A和负升压充电泵电路200A构成。在图1中，与图6相同的构成部分附加相同的符号而省略说明。另外，图3是图1的二极管D1～D7的各连接节点a、b、c、d、e的电压、和时钟CLK、CLKB的波形图。
另外，图2(a)是第2时钟驱动器42及第2延迟电路45的电路图。第2时钟驱动器42由连接在电源电压VDD和接地电压VSS之间的P沟道型MOS晶体管421及N沟道型MOS晶体管422构成。P沟道型MOS晶体管421和N沟道型MOS晶体管422之间的连接点为输出端子OUT2。
在第2延迟电路45中，提供给输入端子IN2的时钟CLKB的高电平为电源电压VDD，低电平为接地电压VSS，但是根据电平移动电路451，将其低电平移动到所谓-VDD的负电压。即，电平移动电路451的输出的高电平成为VDD，低电平成为-VDD。在此，在图3的期间B中，将产生在负升压充电泵电路200A的初级的节点d中的负的升压电压-VDD作为电平移动电路451的低电压侧的电源电压来提供。
将电平移动电路451的输出电压提供给将2个反相器串联连接而成的反相器链452。并且，将该反相器链452的输出电压提供给反相器链453、454的输入端子。这些反相器链452、453、454的高电压侧的电源电压为VDD，低电压侧的电源电压为-VDD。将反相器链453的输出施加在P沟道型MOS晶体管421的栅极上，将反相器链454的输出施加在N沟道型MOS晶体管422的栅极上。
因此，P沟道型MOS晶体管421导通时的栅极电压成为VDD，这时的栅极·源极间电压VGS成为所谓-2VDD的以往的2倍电压。由此，由于降低P沟道型MOS晶体管421的正向电阻，故能够使这部分晶体管尺寸(沟道宽度GW)变小。
此外，将反相器链453设定为：与反相器链454相比慢慢地输出低电平(-VDD)，相反地，将反相器链454设定为：与反相器链453相比慢慢地输出高电平(电源电压VDD)。通过上述的设定，防止第2时钟驱动器42的P沟道型MOS晶体管421及N沟道型MOS晶体管422同时导通而使穿透电流流过。
另外，关于在图3的期间B输出高电平电压的第5时钟驱动器52及第5延迟电路54也同样地构成。
此外，图2(b)是第1时钟驱动器41及第1延迟电路44的电路图。第1时钟驱动器41由连接在电源电压VDD和接地电压VSS之间的N沟道型MOS晶体管411及N沟道型MOS晶体管412构成。N沟道型MOS晶体管411和N沟道型MOS晶体管412之间的连接点为输出端子OUT1。
在第1延迟电路44中，提供给输入端子IN1的时钟CLK的高电平为电源电压VDD，低电平为接地电压VSS，但是根据电平移动电路441，使其高电平电平移动到所谓2VDD的高电压。即，电平移动电路441的输出的高电平成为2VDD，低电平成为VSS。在此，在图3的期间A中将产生在正升压充电泵电路100A的初级的节点a上的正的升压电压2VDD作为电平移动电路441的高电压侧的电源电压来提供。
将电平移动电路441的输出电压提供给使2个反相器串联连接而成的反相器链442。并且，将该反相器链442的输出电压提供给反相器链443、444的输入端子。这些反相器链442、443、444的高电压侧的电源电压为2VDD，低电压侧的电源电压为VDD。将反相器链443的输出施加在N沟道型MOS晶体管411的栅极上，将反相器链444的输出施加在N沟道型MOS晶体管412的栅极上。
因此，N沟道型MOS晶体管411导通时的栅极电压成为2VDD，这时的栅极·源极间电压VGS成为所谓VDD的电压。由此，如果与图7的电路进行对比，则本实施方式有以下方面是相同的：将P沟道型MOS晶体管211置换为图2(b)的N沟道型MOS晶体管411，并且栅极·源极间电压VGS的绝对值为VDD。
但是一般，N沟道型MOS晶体管与P沟道型MOS晶体管相比，电导(conductance)变大，并且得到低的正向电阻。因此，可以使N沟道型MOS晶体管411的晶体管尺寸(沟道宽度GW)小于P沟道型MOS晶体管211。
此外，将反相器链443设定为慢慢地输出高电平(2VDD)，将反相器链444设定为慢慢地输出高电平(2VDD)。通过上述的设定，防止第1时钟驱动器41的N沟道型MOS晶体管411及N沟道型MOS晶体管412同时导通而使穿透电流流过。
另外，有关在图3的期间A中输出高电平电压的第3时钟驱动器43及第3延迟电路46、第4时钟驱动器51及第4延迟电路53也同样地构成。
如上所述，本实施方式的充电泵电路，在正升压充电泵电路100A中，作为用于使MOS晶体管(例如，N沟道型MOS晶体管411)导通的栅极电压，使用了产生在初级节点a上的正的升压电压2VDD，MOS晶体管输出第1、第3及第4时钟驱动器41、43、45的高电平。另外，在负升压充电泵电路200A中，作为用于使MOS晶体管(例如，P沟道型MOS晶体管421)导通的栅极电压，使用了产生在初级节点a上的负的升压电压-VDD，MOS晶体管输出第2及第5时钟驱动器42、52的高电平，由此，能够使构成时钟驱动器的MOS晶体管的尺寸变小。
接着，参照附图说明本发明的第2实施方式的充电泵电路。图4是该充电泵电路的电路图。该充电泵电路在将驱动正升压充电泵电路100B的初级的第1时钟驱动器21及第1延迟电路24设为图7所示的现有方式的电路的这点上与第1实施方式不同。根据第1实施方式，产生在正升压充电泵电路100A的连接节点a上的所谓2VDD的电压可以只由第1时钟驱动器41自身的动作来产生。
根据上述，有可能存在意外的电压稳定点而无法使连接节点a的电压升压。因此，在本发明中，为了消除上述的问题，通过使第1时钟驱动器21及第1延迟电路24如现有方式那样在电源电压VDD下动作，从而能够稳定地产生所谓2VDD的升压电压。由此，也可使其他的时钟驱动器及延迟电路的动作变得稳定。其他的电路构成与第1实施方式的电路构成基本上相同。
另外，在本实施方式中，对时钟驱动器进行切换的时刻具有特征。下面，关于这点参照图5详细地说明。通过使正升压充电泵电路100B的时钟驱动器21输出高电平(VDD)，从而通过耦合电容器C1的电容耦合，使节点a的电压从VDD转移到2VDD。
将产生在该节点a上的2VDD的升压电压经由布线60，作为第3延迟电路46及第4延迟电路53的高电压侧的电源电压来提供，但是由于在布线60中附带有大的寄生电容CP1，因此将布线60的电压达到2VDD需要很多的时间。
因此，如图5所示，第1时钟驱动器21输出高电平(VDD)，节点a变化为2VDD之后，切换第3时钟驱动器43及第4时钟驱动器51。因此，第1时钟驱动器21根据时钟CLK(a)来切换，第3时钟驱动器根据时钟CLK(c)来切换，第4时钟驱动器51根据时钟CLK(d)来切换。即，在第3延迟电路46及第4延迟电路53的高电压侧的电源电压稳定为2VDD的状态下，通过切换第3时钟驱动器43及第4时钟驱动器51，从而能够使升压动作变得稳定。
另外，产生在负升压充电泵电路200B的节点d上的-VDD的升压电压经由布线61作为第2延迟电路45及第5延迟电路54的低电压侧的电源电压来供给，但是布线61中附带有大的寄生电容CP2，因此在布线60的电压达到-VDD需要很多的时间。
因此，如图5所示，第4时钟驱动器51输出低电平(VSS)，节点d变化为-VDD之后，切换第2时钟驱动器42及第5时钟驱动器52。因此，第4时钟驱动器51根据时钟CLK(d)来切换，第2时钟驱动器42及第5时钟驱动器52根据时钟CLKB来切换。
即，在第2延迟电路45及第5延迟电路54的低电压侧的电源电压稳定为-VDD的状态下，通过切换第2时钟驱动器42及第5时钟驱动器52，从而能够使升压动作变得稳定。
此外，在第1及第2实施方式中，也可以使用MOS晶体管来代替二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7。在这种情况下，MOS晶体管也可以将栅极和源极(或漏极)共通连接，也可以构成为向其栅极提供导通截止控制用的控制信号。

Claims (14)

1、一种充电泵电路，其具备：被串联连接的多个电荷传送元件；第1端子连接在所述多个电荷传送元件的各个连接节点上的多个电容器；和给所述多个电容器的第2端子交替地提供反相时钟的多个时钟驱动器，其特征在于，
作为用于使构成所述时钟驱动器的MOS晶体管处于导通状态的栅极电压，使用了产生在所述连接节点上的升压电压。
2、根据权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，
所述MOS晶体管是N沟道型，所述升压电压是比所述时钟驱动器的电源电压还要高的正的电压。
3、根据权利要求2所述的充电泵电路，其特征在于，
所述升压电压是所述时钟驱动器的电源电压的2倍的电压。
4、根据权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于，
所述MOS晶体管是P沟道型，所述升压电压是比接地电压还要低的负的电压。
5、根据权利要求4所述的充电泵电路，其特征在于，
所述升压电压是比所述接地电压低所述时钟驱动器的电源电压的电压。
6、一种充电泵电路，其特征在于，具备：
第1充电泵电路，其包括：被串联连接在电源电压Vdd和第1输出端子之间的多个第1电荷传送元件；第1端子连接在所述多个第1电荷传送元件的各个连接节点上的多个第1电容器；给所述多个第1电容器的第2端子交替地提供反相时钟的多个第1时钟驱动器；和
第2充电泵电路，其包括：被串联连接在接地电压Vss和第2输出端子之间的多个第2电荷传送元件；第2端子连接在所述多个第2电荷传送元件的各个连接节点上的多个第2电容器；给所述多个第2电容器的第2端子交替地提供反相时钟的多个第2时钟驱动器；
作为用于使构成时钟驱动器的第1MOS晶体管处于导通状态的栅极电压，使用了产生在所述多个第1电荷传送元件的连接节点上的正的升压电压，该时钟驱动器是所述多个第1及第2时钟驱动器中、在第1期间输出高电平电压的时钟驱动器。
7、根据权利要求6所述的充电泵电路，其特征在于，
作为用于使构成时钟驱动器的第2MOS晶体管处于导通状态的栅极电压，使用了产生在所述多个第2电荷传送元件的连接节点上的正的升压电压，该时钟驱动器是所述多个第1及第2时钟驱动器中、在第2期间输出高电平电压的时钟驱动器。
8、根据权利要求7所述的充电泵电路，其特征在于，
所述第1MOS晶体管是N沟道型，所述第2MOS晶体管是P沟道型。
9、根据权利要求8所述的充电泵电路，其特征在于，
所述正的升压电压是2Vdd的电压，所述负的升压电压是-Vdd的电压。
10、根据权利要求6所述的充电泵电路，其特征在于，
作为用于使构成所述多个第1时钟驱动器中、初级的时钟驱动器的第1MOS晶体管处于导通状态的栅极电压，使用了电源电压Vdd。
11、一种充电泵电路，其具备：被串联连接的多个电荷传送元件；第1端子连接在所述多个电荷传送元件的各个连接节点上的多个电容器；给所述多个电容器的第2端子交替地提供反相时钟的多个时钟驱动器，其特征在于，
作为用于使构成所述多个时钟驱动器中、在规定的期间输出高电平电压的时钟驱动器的MOS晶体管处于导通状态的栅极电压，使用了产生在所述电荷传送元件的连接节点上的升压电压，同时使初级的时钟驱动器的切换时刻和其他时钟驱动器的切换时刻错开。
12、根据权利要求11所述的充电泵电路，其特征在于，
所述初级的时钟驱动器输出高电平的输出电压之后，其他时钟驱动器输出高电平的输出电压。
13、根据权利要求11所述的充电泵电路，其特征在于，
所述升压电压是时钟驱动器的电源电压的2倍的电压。
14、根据权利要求1、6、和11中的任意一项所述的充电泵电路，其特征在于，
所述电荷传送元件由二极管或MOS晶体管构成。
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