CN1761249A - 具有可控传输带宽的调制器和控制传输带宽的相应方法 - Google Patents

Abstract

依据本发明的调制器是以PLL的调制为基础的，该PLL的带宽是可变的。该调制器还具有用于确定特征为已调制信号的调制偏移的信号(φ_r (kT_s)；FDEV)的装置(14、15)。另外，该调制器包含用于将这个信号与特征为标称调制偏移的信号(φ(kT_s+τ)；FDEVNOM)进行比较的比较装置(16)，以及用于随比较装置(16)的输出信号的变化而改变带宽的装置(18)。

Description

具有可控传输带宽的调制器和控制传输带宽的相应方法

技术领域

本发明涉及一种用于数字通信系统的发射机的调制器，该调制器是基于可被调制的锁相环(PLL)。本发明还涉及一种用于诸如此类的调制器的调节的方法。

背景技术

用于相位或频率调制且被用于数字通信系统的发射机中的现代调制器经常是基于频率合成器的直接调制原理，而这又采用PLL的形式。

图1显示诸如此类的调制器的一个典型方案，这在T.A.Riley等人1994年5月的出版物“A simplified continuous phase modulatortechnique(简化的连续相位调制器技术)”，IEEE Transactions onCircuits and Systems II：Analog and Digital Signal Processing，Vol.41，No.4，pages 321-328中进行了描述。调制器的实质是起频率合成器作用且具有闭合控制环的PLL，该控制环包括带有电荷泵的相位频率检测器1、环路滤波器2、压控振荡器3(VCO)和分频器4，该分频器4的分频比是可变的。

在PLL的稳态工作期间，在PLL的输出5处的信号频率f_输出是：

                  f_输出＝N·f_ref    (1)

在这种情况中，f_ref表示在基准频率输入6处的信号频率，以及N表示分频器4的分频比。

对于PLL的调制，PLL具有调制输入7，分频器4的分频比N经该调制输入7可被改变。仅具有一个调制输入的诸如此类的调制器还被称为单点(one-point)调制器。当分频比N被改变时，在输出5处信号的频率f_输出依据公式1改变。因此，如图1中所示的电路可用于产生频率调制以及相位调制(因为频率和相位经积分而被联系)。

为了驱动调制输入7，数字(在这种情况中为二进制)调制数据信号8通过数字脉冲整形滤波器9被调制。脉冲整形滤波器9用于增加调制信号的频谱效率，也就是说，来自脉冲整形滤波器9的输出信号比原始调制数据信号8具有更窄的带宽。来自脉冲整形滤波器9的数字输出信号具有叠加在其上用于指示通道的信号10(也称为通道字)。所得到的数字信号由西格玛-德耳塔(sigma-delta)调制器11接收，该调制器驱动PLL的调制输入7。该西格玛-德耳塔调制器11使用得到的数字信号来产生随时间波动(也称为“抖动”)的信号，以使分频比N有效地表示分数而不是自然数。因此，如图1中所示的调制器还被称为西格玛-德耳塔分数N调制器。用于产生有效分数分频比的西格玛-德耳塔调制器的使用原则上不是必要的，而是增加调制分辨率，从而减少相位噪声。

图1中所示的电路具有的缺点在于，从PLL的调制输入7至输出5的PLL的传递函数(transfer function)的带宽(在下文中简称为PLL带宽)必须满足两个相互矛盾的条件。一方面，带宽必须被设计为尽可能地窄，以便在调制器的输出端产生尽可能小的噪声。另一方面，对于调制数据信号8的传输，必须确保PLL带宽比被施加到调制输入7的信号的带宽宽，也就是说，对于调制数据信号8的传输，必须以尽可能高的数据速率来选择带宽适当地高。因此，在输出端上尽可能高的数据速率和尽可能小的噪声可被互相组合在一起，这仅具有如图1所示的原理上的难点。

由于部件分散、温度波动和工作电压波动，在工作期间，如图1所示的调制器的实际实施具有如由开发者提供的PLL带宽受到主要公差(tolerance)的影响的问题。为了确保调制数据信号8以预定数据速率被传输，PLL带宽因此必须被选择为较高，以便覆盖这些公差。一般地，因此在工作期间实际被使用的带宽是相当高的，从而不必要地增加了调制器中的相位噪声。

麻省理工学院(Massachussetts Institute of Technology)的MichaelHenderson Perrot于1997年9月的论文“Techniques for High DataRate Modulation and Low Power Operation of Fractional-NFrequency Synthesizers(用于分数N频率合成器的高数据速率调制和低功率工作的技术)”描述了用于西格玛-德耳塔分数N调制器的原理，在其中被施加到调制输入7的信号带宽可被选择为宽于PLL的带宽，以使调制数据信号8的数据速率可被增加。在这种情况下，西格玛-德耳塔分数N调制器的复杂性和功率损耗仅仅略高于发生在图1所示的调制器中的复杂性和功率损耗。

图2显示如由Perrot提出的西格玛-德耳塔分数N调制器。在这种情况下，在图1和图2中具有相同参考标记的电路部件和信号互相对应。通过数字补偿滤波器12的使用来实现调制数据信号8的数据速率的增加，该数字补偿滤波器12被连接在脉冲整形滤波器9的下游(downstream)。在这种情况下，补偿滤波器12的传递函数对应于从PLL的调制输入7至输出5的PLL的传递函数的倒数(inverse)，并且所得到的补偿滤波器12和PLL的传递函数从而在理论上至少是不变的，以使调制数据信号8的数据速率可被选择为大大宽于PLL的带宽。在这种情况下，补偿滤波器12可与脉冲整形滤波器9被组合在一起以作为单个数字FIR滤波器(FIR为有限脉冲响应)。被存储在ROM(ROM为只读存储器)中的脉冲整形滤波器9的滤波器系数必须被修改为适于将补偿滤波器12集成在脉冲整形滤波器9中。

图2中所示的调制器原理的一个主要因素是，附加的补偿滤波器12的使用没有增加噪声，因为补偿滤波器12的提供仅仅与脉冲整形滤波器9中的变化有效地对应，以使模拟电路部分不受影响。

图2中所示的调制器原理具有的缺点在于，数字补偿滤波器12和模拟PLL之间的匹配，尤其是和模拟环路滤波器2之间的匹配具有严格的要求。PLL的带宽可因模拟环路滤波器2的模拟滤波器部件中的部件公差、或因VCO3的控制斜率(control gradient)中的分散而波动。因此，实际上，考虑到制造公差，对于数字补偿滤波器12的传递函数，完全补偿PLL的传递函数是不可能的。工作温度和电源电压的波动也具有类似的负面影响。

图3说明可替换图2中所说明的原理的原理，用于增加西格玛-德耳塔分数N调制器的数据速率。与图1和图2中所示的单点调制器对比，图3所示的西格玛-德耳塔分数N调制器是二点调制器。在这种情况下，在图2和图3中具有相同参考标记的电路部件和信号互相对应。在图3中所示的二点调制器的情况中，调制数据信号8不仅经过分频器4(与图1和图2类似)的控制输入7、而且经过VCO3的第二控制输入14被馈送至PLL。在这种情况下，VCO3经第二控制输入14被直接调制。另外，需要数字/模拟转换器和模拟脉冲整形滤波器经第二控制输入14来驱动VCO3，并且这些由电路块13形成。在图3中所示的二点调制器的情况中，调制数据信号8的低频信号分量经分频器4来调制PLL，同时调制数据信号8的高频信号分量(主要在高于PLL带宽的频率处)直接调制VCO3。

图3中所说明的二点调制器具有的缺点在于，与常规的单点调制器相比，附加的电路块增加了二点调制器的功耗。另外，图3所说明的原理具有与图2所说明的原理相似的缺点，也就是说数字调制通道和模拟调制通道之间的匹配对于图3中所说明的调制器的正确操作具有严格的要求。

发明内容

相对于图1中所述的现有技术的背景，本发明的一个目的是确定一种基于PLL的调制器，该调制器避免上述的PLL带宽的选择的冲突。诸如此类的调制器打算不具有从现有技术(参见图2和图3)中已知的调制器原理的缺点，尤其是匹配问题，该调制器已经试图克服这种冲突。本发明的另一目的是确定一种用于基于PLL的调制器的相应方法，该方法克服了上述的PLL带宽的选择的冲突。

本发明所基于的目的由独立权利要求的特征来实现。

依据本发明用于数字通信系统的发射机的调制器具有如权利要求1中所要求的带有基准频率输入的PLL、用于PLL的调制的调制输入和用于输出调制信号的输出。因此，这是基于PLL直接调制的调制器。在这种情况中，PLL具有的特征在于，在已调制信号和在调制输入处的信号之间的传递函数的带宽是可变的。调制器还包含用于确定第一信号的装置，该第一信号的特征为调制偏移，例如为相位或频率调制偏移。还提供一种用于供给第二信号的装置，该第二信号的特征为标称调制偏移。该调制器另外具有比较装置，用于将第一信号和第二信号进行比较。最后，提供一种用于随来自比较装置的输出信号的变化而改变带宽的装置。

依据本发明的调制器是基于在每个工作情形中以特定部件为基础来最佳设置PLL的带宽的能力。如果与标称调制偏移相比，由适当的装置确定的实际调制偏移太小，则这表示带宽太窄以及调制数据信号以相应的高比特率的传输将受到不利的影响。在这种情形中，依据本发明的调制器提供适当增加PLL带宽的能力。相反地，如果实际调制偏移与标称调制偏移相比是非常大的，则PLL的实际带宽太高，以致于PLL在输出端具有不必要的大量的噪声。在这种情形中，依据本发明的调制器还提供适当地减少PLL的带宽的能力。

因此，与图1中所述的调制器相比，依据本发明的调制器具有的优点在于：在工作情形中实际被设置的PLL带宽正好是足够地高，以确保调制数据信号的传输，同时在这种情况中在输出端的噪声保持为尽可能低。对于依据本发明的调制器，上面提到的选择PLL带宽以通常高于实际上需要的带宽以便覆盖公差的过程因此是不必要的。

如上面已经提到的，依据本发明的调制器是基于PLL的直接调制，其中PLL是经调制输入被调制的。PLL有利地具有分频器，该分频器的分频比经PLL的调制输入是变化的。因此，依据本发明的调制器的PLL经控制输入被调制以便改变分频比。

为了降低输出端的噪声，调制器有利地具有西格玛-德耳塔调制器，该调制器的输出被电连接至PLL的调制输入，并且该调制器的输入信号被用作调制数据信号的基础。诸如此类的调制器还被称作西格玛-德耳塔分数N调制器，正如上面已经提到的。

然而，西格玛-德耳塔调制器的输入信号不必与调制数据信号相对应；例如，如图1中所示，使用脉冲整形滤波器，调制数据信号可以首先在西格玛-德耳塔调制器的输入端被滤波。

用于改变带宽的装置被有利地设计成使得当第一信号小于第二信号时增加PLL的传递函数的带宽。用于改变带宽的装置还使当第一信号大于第二信号时减小该带宽成为可能。因此，用于改变带宽的装置被设计成使得当已调制信号的调制偏移小于标称调制偏移时增加该带宽，以及使得当已调制信号的调制偏移大于标称调制偏移时减小该带宽。

依据一个有利的实施例，使用带宽的调节，作为锁相环的部件的电荷泵的电流可被改变。在这种情况中，电流影响PLL的带宽。上面提到的论文“Techniques for High Data Rate Modulation and LowPower Operation of Fractional-N Frequency Synthesizers(用于分数N频率合成器的高数据速率调制和低功率工作的技术)”的第2.3部分指定了用于PLL的传递函数的公式。在这种情况中，PLL的传递函数G(f)被给定为：

$G\left(f\right)=\frac{H\left(f\right)\·K_v/\left(\mathrm{\πN}\right)}{\mathrm{jf}+H\left(f\right)\·K_{v/\left(\mathrm{\πN}\right)}}---\left(2\right)$

在这种情况中，变量H(f)表示与电荷泵一起的环路滤波器的传递函数。变量K_V表示VCO的控制斜率，而变量N表示标称分频比。正如从公式2可以看出的，H(f)的量值越大，则PLL的带宽越宽。这意味着PLL的带宽随电荷泵的电流而增大。

可选择地或另外地，作为锁相环的部件的环路滤波器的传递函数还可经用于改变带宽的装置而被改变。在这种情况中，对环路滤波器中的单个电阻器或电容器进行编程是可能的。可编程意味着环路滤波器中的这些电阻器或电容器可被启动和被停用，或作为替换，它们的值也可被改变。环路滤波器的传递函数例如可以是可变的，以便有可能改变环路滤波器的传递函数的带宽和/或DC增益，也就是说在0Hz处的增益。如可从公式2中得到的，PLL带宽随环路滤波器的DC增益而增加。如从公式2中也是显然的，环路滤波器的传递函数的较窄的带宽一般导致PLL带宽的减小。

依据一个有利实施例，作为锁相环的部件的VCO的控制斜率可经用于改变带宽的装置而被改变。如从公式2中可看到的，VCO的控制斜率的任何增长导致PLL带宽的增加。

用于确定第一信号的装置有利地具有用于解调已调制信号的解调器，该第一信号的特征为已调制信号的调制偏移。因此，解调器产生已调制信号的调制信号，也就是说频率信息或相位信息。在这种情况中，诸如这种的解调器一般具有至少一个模拟混频器。实际解调器的核心被连接在模拟混频器的下游且经常是以数字的形式。外差或零差法可被考虑用于诸如这种的解调器。

在这种情况中，有利的是解调器是可切换的，以便对于已调制信号的解调，解调器不仅可作为接收器的一部分工作在接收模式，而且可作为调制器的一部分工作在发射模式。诸如这种的解调器的优点在于，假如解调器已经存在于接收器中且被用于两个任务，则除了提供切换能力，不需要附加的硬件来用于已调制传输信号的解调。

用于确定第一信号的装置有利地具有被布置在解调器的输出端的平均电路，该第一信号的特征为已调制信号的调制偏移。作为解调器的输出信号的随着时间改变的已解调相位或频率信号可通过诸如这种的电路来平均。于是，在这个电路的输出处的已平均信号的特征为已调制信号的平均调制偏移。用于幅值形成的电路可选地位于解调器的输出和平均电路之间。

调制数据信号有利的是周期性测试信号，尤其当使用诸如GFSK(高斯频移键控)之类的二进制调制时为交替二进制测试信号。诸如这种的二进制测试信号是基于数字数据序列“1010...”的。

依据一个有利实施例，用于提供特征为标称调制偏移的第二信号的装置产生随调制数据信号而变的第二信号，也就是说，PLL调制所基于的调制数据信号还被用于获得特征为标称调制偏移的第二信号。

在这种情况中，有利的是，用于提供特征为标称调制偏移的第二信号的装置具有延迟装置，该延迟装置用于延迟第二信号。该延迟装置可被用于补偿在驱动PLL的电路中、在PLL自身中以及在解调器中的延迟时间，以使第一信号和第二信号在比较时间上是基于调制数据信号的相同值。在这种情况中，延迟形成第二信号基础的调制数据信号也是可行的。

依据本发明的方法被用于改变在数字通信系统中发射机的调制器。该方法所基于的该调制器具有一个PLL，该PLL带有基准频率输入、用于调制PLL的调制输入和用于输出调制信号的输出。在这种情况中，PLL的带宽是可变的。在该方法的过程中，确定特征为已调制信号的调制偏移的第一信号。另外，提供特征为标称调制偏移的第二信号。将第一信号与第二信号进行比较。PLL的带宽随比较结果的变化而被改变。

在调制器接通之后，也就是说在传输开始之前，该方法就被有利地启动。可选择地或另外地，在调制器的温度和/或调制器的电源电压发生特定变化时，该方法可被有利地启动。温度传感器和/或工作电压监控电路应该被提供以用于这个目的。诸如这种的测量是值得做的，因为在工作环境中诸如这些的变化对PLL的带宽有影响，并且可以偏移PLL的带宽，从而改变调制偏移。在这种情况中，依据本发明的方法使得有可能再次将带宽校正至最佳值。

本发明另外有利的改进在从属权利要求中进行了规定。

附图说明

在下文中将使用两个示例性实施例并参考附图来更详细地说明本发明，其中：

图1显示依据现有技术的西格玛-德耳塔分数N调制器的电路图；

图2显示依据现有技术的具有附加补偿滤波器的西格玛-德耳塔分数N调制器的电路图；

图3显示依据现有技术的具有两个调制点的西格玛-德耳塔分数N调制器的电路图；

图4显示依据本发明的西格玛-德耳塔分数N调制器的第一示例性实施例的电路图；

图5显示依据本发明的西格玛-德耳塔分数N调制器的第二示例性实施例的电路图；

图6显示可变分频器的实现的详细电路图；以及

图7显示电荷泵和环路滤波器的实现的详细电路图。

具体实施方式

对于涉及现有技术的图1至3，可以参考以上在说明书的引言中的陈述。

现有技术中已知的且被显示在图1中的西格玛-德耳塔分数N调制器表示如图4中所示的依据本发明的调制器的第一示例性实施例的起点。涉及图1中所示电路的说明还可被转用至如图4中所示的依据本发明的调制器。在图1和图4中具有相同参考标记的电路部件和信号互相对应。与图1中所示的框图相比，相位频率检测器1a和电荷泵1b在图4的框图中被分开说明。

图1中所示的调制器和图4中所示的依据本发明的调制器的第一示例性实施例之间的差别是，依据本发明的调制器具有用于改变PLL带宽的附加控制过程。在图4中明确地说明的调制器是PSK调制器(相移键控)，尽管图4中说明的原理可以相同方式被转用至基于FSK的调制器(频移键控)。

在PLL的输出5处的已调制信号首先被解调以便改变带宽。解调过程被粗略再分成通过混频器级14的频率转换和在数字解调器块15中的实际解调过程。

对于频率转换，在PLL的输出5处已调制的信号与本机振荡器信号LO经混频器级14被混频为较低频频带。根据本机振荡器信号LO频率的选择，混频器级14的输出信号直接对应于基带信号(零IF解调)或具有低载波频率(低IF解调)。可替换地，常规外差解调原理也可使用多个级联混频器级而被提供。

混频器级14后面为数字解调器块15，该数字解调器块15执行已调制信号的实际解调。此外，通道滤波器和模拟/数字转换器位于混频器级14和数字解调器块15之间，但这些没有在图4中说明。在本示例性实施例中，数字解调器块15执行相位解调。来自数字解调器块15的以采样率1/T_s的数字输出信号_r(kT_s)对应于PLL输出5的调制信号的相位调制。数字调制信号_r(kT_s)与数字标称调制信号(kT_s+τ)在数字比较装置16中进行比较以便控制PLL的带宽，其中数字比较装置16执行数字减法过程。标称调制信号(kT_s+τ)对应于来自脉冲整形滤波器9、由延迟装置17延迟的数字输出信号(kT_s)。在这种情况中，选择延迟装置17的时间延迟τ，以使将被比较的信号(kT_s+τ)和_r(kT_s)在比较时是基于调制数据信号8的相同值，也就是说，时间延迟τ对应于从脉冲整形滤波器9的输出至数字解调器块15的输出的时间延迟。

表示控制误差信号的来自比较装置16的输出信号x(kT_s)，被馈送至具有传递函数H(z)的数字滤波器18。滤波器18的传递函数H(z)对应于PI调节器的传递函数。在这种情况中，PI调节器18的I分量可由带反馈的累加器提供。来自调节器18的输出信号y(kT_s)被馈送至可变电荷泵1b的数字控制输入19。经可变电荷泵的数字控制输入19可设置电荷泵1b的模拟电流；也就是说在这个接口处实施数字/模拟转换。

可选择地(由虚线箭头表示)，有可能将来自调节器18的输出信号y(kT_u)馈送至可变PLL群滤波器2的控制输入20。经可变PLL群滤波器2的控制输入20可改变滤波器2的传递函数，例如，DC增益或滤波器2的带宽。可编程电阻器或电容器可被提供用于这个目的，所述电阻器或电容器的值是经控制输入20的信号而改变的。

此外，有可能将来自调节器18的输出信号y(kT_s)可选择地馈送至VCO3的另外的控制输入(未示出)，经过该VCO3的另外控制输入，VCO3的控制斜率K_V可受到影响。以类似方式，随信号y(kT_s)的变化而改变相位频率检测器1a的特性也是可行的。

从PLL的调制输入7至输出5的PLL的传递函数的带宽(如在公式2中所述)是通过改变电荷泵19的电流、环路滤波器2的传递函数或PLL中其它部件的参数来执行的。由于这是带有反馈的闭合控制环，因此PLL的带宽是变化的，直到误差信号x(kT_s)具有0值。在这种情况中，调制信号_r(kT_s)对应于标称调制信号(kT_s+τ)，以使PLL的带宽被最佳地设置。

周期性测试数据模式，例如交替比特序列“1010...”应当优选地用作调制数据信号8。

PLL带宽的控制不必一直是有效的。带宽的控制应当在实际传输之前在起动移动无线电之后被有利地初始启动，以使PLL带宽和因此的调制偏移以特定的设备和工作环境为基础(例如根据工作温度或电源电压)而被最佳地设定。还有可能提供的是，借助于温度传感器和/或工作电压监控电路来监控的调制器的温度和调制器的电源电压。在温度或电源电压的特定变化的情况下，依据本发明的方法然后再次被起动，以便PLL的带宽和从而的调制偏移与改变的工作环境相匹配。借助于依据本发明的方法，生产、温度和电源电压公差对调制偏移的影响可因此被补偿。

在这种情况中，PLL还可在多个步骤中被调节；在这种情况中，调节过程是基于逐次近似算法(SAR)。

图5显示依据本发明的西格玛-德耳塔分数N调制器的第二示例性实施例的电路图。在这种情况中，在图4和图5中具有相同参考标记的电路部件和信号互相对应。与图4中所示的调制器相比，图5中所示的调制器是基于FSK调制，尤其是基于GFSK调制(高斯频移键控)，如已被使用的，例如在蓝牙或DECT系统中。因此，与图4相比，来自脉冲整型滤波器9的输出信号f(kT_s)是频率信息，而不是如图4中的相位信息(kT_s)。

在PLL的输出5处调频信号经缓冲器21被读出，并被提供给可切换的混频器级14，该混频器级14可被切换，以使它对于已调制信号的解调，不仅作为接收器的一部分可在接收模式中工作，而且作为调制器的一部分可在发射模式中工作。另外，被连接至混频器级的解调器的电路元件还以两种形式且以相同的方式被使用。由于简化的原因，解调器的双重使用所需要的另外的开关、多路复用器等没有显示在图5中。

当混频器级14作为接收器的一部分工作在接收模式中时，图5中所示的开关处于上部开关位置；在这种情况中，LO信号经输入22被供给以用于接收模式。对于调制信号的解调，开关21处于下部开关位置。具有周期持续时间T_rof＝1/f_rof的方波信号经输入23被供给，也就是说方波信号的基频与PLL的基准信号的频率相对应。方波信号具有谐波，从而基于LO信号的各个谐波的大量混合积(mixingproduct)在输出处被产生。非线性部件，例如限幅放大器可用于产生来自于频率为f_ref的信号的方波信号。使用可变的模拟通道滤波器24来选择正确的混合积，该模拟通道滤波器24位于混频器级14的输出端。

如果解调过程基于零IF解调(也就是说不具有任何载波的信号被供给数字解调器14)，则通道滤波器24被设定以使被选择的混合积是在输入23处基于信号的N_stat-1次谐波的混合积，在不考虑经数据输入8的调制也就是说只考虑通道字10的情况下，可变的N_stat对应于分频器4的稳态分频比。例如，可变的N_stat由用于26MHz的基准频率f_ref和2444MHz的通道中频的N_stat＝2444/26＝94给定，这是经通道字10选择的。

如果解调过程基于低IF解调(也就是说低载波频率的信号被供给数字解调器14)，在适当选择通道字10的情况下，分频器的稳态分频比N_stat可被设定，用于校准带宽PLL，以使可变N_stat是一个分数。如果稳态分频比N_stat在基准频率f_ref26MHz处被选择为94.5，则在混频器级14的输入处信号是以2457MHz的频率。假定中频为13MHz，则混合积必须基于在输入23处信号的N_stat-1次谐波而被选择。

为了简化解调过程，通道滤波器24的输出信号由限幅放大器25转换成方波信号，该方波信号然后由采样器26被转换成过采样数字信号。可替换地，也可提供模拟/数字转换器。采样器26的数字输出信号由数字解调器块15接收。数字解调器块15产生脉冲幅度调制信号，该信号表示PLL输出信号的频率调制。当使用以“1010...”的形式的二进制交替调制数据信号8时，数字解调器块15的数字输出信号具有正弦波形。附加的滤波器27还可选择地被提供以用于噪声滤波和信号平滑。数字输出信号的负最小值和正最大值从数字采样值(未示出)中进行选择。然后，选择的采样值的幅值被确定(未示出)。

然后，数字电路30被提供以用于在时间上求平均，并且其输出端表示测量的平均频率偏移FEDV。电路30具有经寄存器29来反馈的累加器28，该累加器28相加在时间窗期间到达的采样值，例如1024个采样值。求和的持续时间由复位信号RESET确定。然后，累加器28的输出信号除以所累加的采样值的数量。所累加的采样值的数量优选是2的幂，以使除法过程由移位来实现。在本例子中，为了除以1024，只需累加器28的19位长输出信号的10个最高有效位被传递。经电路30确定的平均频率偏移FDEV与存储的标称频率偏移FDEVNOM进行比较，其中从标称频率偏移FDEVNOM中减去所确定的平均频率偏移FDEV。减法结果表示控制误差信号。该信号由环路滤波器32接收。环路滤波器32的输出信号被馈送至控制电路33。该控制电路33使用逐次近似算法，该算法增加或减少电荷泵1b的电流。然而，类似于图4，PLL的其它可变部件也可随该控制电路33输出信号的变化而被驱动。

图6显示可变分频器4的实现的详细电路图。该分频器4具有频率输入35、频率输出36和用于改变分频比的控制输入7，该控制输入对应于图1至5中所说明的调制器的调制输入7。1∶2分频器34(一般以带反馈的主从D触发器的形式)在频率输入35处接收信号且在各个例子中的输出端4以半频产生90°相移信号。经多路复用器37可选择4个相位之一。选择的相位被供给由5个可变分频器39.1-39.5形成的分频器级联38，该5个分频器39.1-39.5中每个具有分频比2或3，该分频比可彼此间独立地改变。从而，整个分频器级联38的分频比可在从32至63的范围内改变。该分频器级联因此形成所谓的多模分频器。

用于改变分频器4的分频比的控制输入7具有7位的长度，其中5个最高有效位指示分频器级联38的分频比。另外，剩余的两个最低有效位可用于设定分频器4的分数分频比。控制电路40在控制输入7处接收两个最低有效位，并且随这两位的变化产生用于多路复用器37的选择信号。在这种情况中，该选择信号被连续传递，以使多路复用器的输出信号的相位连续跳跃，从而使得可能提供非整数分频比。与具有纯整数分频比的另外的相同分频器相比，这个方法将分频器4的分频比的分辨率增加到4倍。

图7显示PLL中的电荷泵1b和环路滤波器2的实现。相位频率检测器1a的输出信号被再分为两个数字信号码元41和42，这两个数字信号码元41和42经常也分别被称作UP和DOWN。信号码元41或信号码元42以脉冲的形式被设定为有效状态，这取决于相位频率检测器1a的输入信号之间相位误差的极性。

当信号码元41(UP)有效时，第一可切换电流源43被激励，同时另一方面，当信号码元42(DOWN)有效时，第二可切换电流源44被激励。在这种情况下，第一电流源43和第二电流源44属于不同的极性，且共同地驱动环路滤波器2的输入。

为了以电荷泵1b的电流为基础改变PLL带宽，电荷泵1b(上面已经说明)具有控制输入19(未示出)。电流源43和44的电流幅值可借助于控制输入19来改变。

环路滤波器3是以非集成环路滤波器的形式。对于其产品只需要无源电阻器和电容器。

最后，还应当注意到，输出端相位或频率调制对于PSK调制器或对于FSK调制器不是必需的。为了应用，可行的是对于PSK调制器可选择地确定频率调制，或对于FSK调制器确定相位调制。

Claims (18)

1、用于数字通信系统的发射机的调制器，该调制器具有：

-具有基准频率输入(6)、用于调制锁相环的调制输入(7)和用于输出已调制信号的输出(5)的锁相环，其中已调制信号和在调制输入(7)处信号之间的传递函数的带宽是可变的，

-用于确定第一信号(_r(kT_s)；FDEV)的装置(14、15；14、15、24、25、26、27、30)，该第一信号(_r(kT_s)；FDEV)的特征在于已调制信号的调制偏移，

-用于提供第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)的装置，该第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)的特征在于标称调制偏移，

-用于比较第一信号(_r(kT_s)；FDEV)和第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)的比较装置(16)，和

-用于随比较装置(16)的输出信号的变化而改变带宽的装置(18；32、33)。

2、如权利要求1所述的调制器，其特征在于，锁相环具有分频器(4)，该分频器(4)的分频比经锁相环的调制输入(7)来调节。

3、如权利要求2所述的调制器，其特征在于，调制器具有西格玛-德耳塔调制器(11)，该西格玛-德耳塔调制器(11)的输出被电连接至锁相环的调制输入(7)，并且它的输入信号是基于调制数据信号(8)。

4、如前面权利要求之一所述的调制器，其特征在于，以这样一种方式设计用于改变带宽的装置(18；32、33)，即

-当第一信号(_r(kT_s)；FDEV)小于第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)时，增加上述的传递函数的带宽，以及

-当第一信号(_r(kT_s)；FDEV)大于第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)时，减少上述的传递函数的带宽。

5、如前面权利要求之一所述的调制器，其特征在于

-作为锁相环的部件的电荷泵(1b)的电流，或

-作为锁相环的部件的环路滤波器(2)的传递函数

可以经装置(18；32、33)被改变以便改变带宽。

6、如前面权利要求之一所述的调制器，其特征在于，作为锁相环的部件的压控振荡器(3)的控制斜率可经用于改变带宽的装置(18；32、33)而被改变。

7、如前面权利要求之一所述的调制器，其特征在于，用于确定其特征为已调制信号的调制偏移的第一信号(_r(kT_s)；FDEV)的装置具有解调器(14、15；14、15、24、25、26)，该解调器被用于解调已调制信号。

8、如权利要求7所述的调制器，其特征在于，解调器(14、15；14、15、24、25、26)是可切换的，以这种方式该解调器可以

-作为接收器的一部分工作在接收模式中，

-以及作为调制器的一部分工作在发射模式中，以用于已调制信号的解调。

9、如权利要求7或8中之一所述的调制器，其特征在于，用于确定第一信号(_r(kT_s)；FDEV)的装置(14、15；14、15、24、25、26、27、30)具有被布置在解调器(14、15；14、15、24、25、26)的输出端的平均电路(30)，该第一信号的特征为已调制信号的调制偏移。

10、如权利要求3或返回引用权利要求3的权利要求4至9中之一所述的调制器，其特征在于，调制数据信号(8)是周期性测试信号，特别是交替的二进制测试信号。

11、如权利要求3或返回引用权利要求3的权利要求4至10中之一所述的调制器，其特征在于，用于提供第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)的装置产生随调制数据信号(8)而变的第二信号，该第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)的特征为标称调制偏移。

12、如权利要求11所述的调制器，其特征在于，用于提供第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)的装置具有用于延迟第二信号的延迟装置(17)，该第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)的特征为标称调制偏移。

13、如前面权利要求之一所述的调制器，其特征在于，调制器是PSK或FSK调制器，特别是GPSK调制器。

14、如前面权利要求之一所述的调制器，其特征在于，调制器是用于DECT-兼容或蓝牙-兼容的发射机的调制器。

15、调节用于数字通信系统的发射机的调制器的方法，该调制器具有：

-具有基准频率输入(6)、用于调制锁相环的调制输入(7)和用于输出已调制信号的输出(5)的锁相环，

其中已调制信号和在调制输入(7)处信号之间传递函数的带宽是可变的，

具有下列步骤：

-确定第一信号(_r(kT_s)；FDEV)，该第一信号(_r(kT_s)；FDEV)的特征为已调制信号的调制偏移，

-提供第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)，该第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)的特征为标称调制偏移，

-比较第一信号(_r(kT_s)；FDEV)和第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)，和

-改变已调制信号和在调制输入(7)处信号之间传递函数的带宽。

16、如权利要求15所述的方法，其特征在于，以这样一种方式改变上述的传递函数的带宽，即

-当第一信号(_r(kT_s)；FDEV)小于第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)时，增加上述的传递函数的带宽，以及

-当第一信号(_r(kT_s)；FDEV)大于第二信号((kT_s+τ)；FDEVNOM)时，减少上述的传递函数的带宽。

17、如权利要求15或16所述的方法，其特征在于，一旦调制器被接通，该方法就被起动。

18、如权利要求15至17中之一所述的方法，其特征在于，当调制器的温度和/或调制器的电源电压有一特定的变化时，该方法被起动。

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