CN1742456A - 具有前向纠错的差分多范数发射分集和相关的分集接收 - Google Patents

Abstract

为了向强大、灵活并且不太复杂的带宽有效空－时调制方案提供发射和接收分集方案，提出一种利用至少两个发射天线的源于单式空－时调制方案的差分多范数空－时发射分集的方法和设备。在第一步骤中，一组传输比特被分成第一子组的传输比特和第二子组的传输比特。在第二步骤中，第一子组的传输比特被映射到差分单式空－时调制方案的星座矩阵。在第三步骤中，根据第二子组的传输比特确定缩放因子。在第四步骤中，与依据缩放因子进行比例缩放相结合，通过星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵。根据本发明的差分多范数发射分集改进了与可实现的差错率有关的调制方案的距离性质，另外还把高阶调制扩展到源于单式设计的差分发射分集方案的领域。

Description

具有前向纠错的差分多范数 发射分集和相关的分集接收

技术领域

本发明涉及具有前向纠错的差分多范数发射分集(differentialmultiple-norm transmit diverstiy)和相关的分集接收。

背景技术

在无线链路的两端的多天线的使用已被证明在衰减环境中提供显著的容量增益，G.J.Foschini和M.J.Gans，On Limits of WirelessCommunications in a Fading Environment when Using MultipleAntennas，Wireless Personal Communications，6：311-335，1998和E.Teletar，Capacity of Multi-antenna Gaussian Channels，EuropeanTransactions on Telecommunications(ETT)，10(6)，November/December 1999。

为了利用这些容量，提出了各种多输入多输出MIMO方案，包括空时码和空间多路复用。但是，多数多输入多输出MIMO技术在接收器要求信道系数的知识，所述知识可通过信道估计获得。但是，和在单天线系统中相比，在多输入多输出MIMO系统中，信道估计是一个更严重的问题，因为必须估计更多的子信道，并且导频符号的能量不得不分布在几个天线内。

于是，V.Tarokh和H.Jafarkhani，A Differential DetectionScheme for Transmit Diversity，IEEE Journal on Selected Areas inCommunications，18(7)：1169-1174，July 2000，B.L.Hughes，DifferentialSpace-Time Modulation，IEEE Transaction on InformationTheory，46(7)：2567-2578，Novermber 2000，B.Hochwald和W.Swelden，Differential Unitary Space-Time Modulation，IEEE Transactions onCommunications，48(12)：2041-2052中提出的在接收器不需要任何信道估计的差分多输入多输出MIMO传输方案是吸引人的备选方案。

一般，这些方案可被看作其中星座图由单位矩阵组成的差分空-时调制方法。对于带宽高效的传输来说，检测复杂性变高，因为空时星座的基数(cardinality)明显大于单发射天线调制方法的基数。此外，星座元素为单位矩阵的要求限制了信号设计的自由度和可获得的性能。

更具体地说，在V.Tarokh和H.Jafarkhani，A DifferentialDetection Scheme for Transmit Diversity，IEEE Journal on SelectedAreas in Communications，18(7)：1169-1174，July 2000中关于双发射天线提出了源于正交设计的差分发射分集，在H.Jafarkhani和V.Tarok，Multiple Transmit Antenna Differential Detection from GeneralizedOrthogonal Design，IEEE Transactions on Information Theory，47(6)：2626-2631，September 2001中被推广到更多的天线。

此外，在B.Hochwald和W.Swelden，Differential UnitarySpace-Time Modulation，IEEE Transactions on Communications，48(12)：2041-2052和B.L.Hughes，Differential Space-Time Modulation，IEEE Transaction on Information Theory，46(7)：2567-2578，Novermber 2000中提出了单式差分空-时调制。在A.Steiner，M.Peleg和S.Shamai，Iterative Decoding of Space-time DifferentiallyCoded Unitary Matrix Modulation，IEEE Transaction on SignalProcessing，50(10)：2385-2395，October 2002中提出一种带宽效率更高的单式空-时调制。

此外，在X.-G.Xia，Differential En/Decoded OrthogonalSpace-Time Block Codes with APSK Signals，IEEE CommunicationsLetters，6(4)：150-152，April 2002中提出了具有多个振幅电平的差分发射分集，并使用H.Rohling和V.Engels在Differential Amplitude PhaseShift Keying(DAPSK)-A New Modulation method for DTVB，International Broadcasting Convention，pp.102-108，1995中提出的DAPSK信号作为根据B.Hochwald和W.Swelden，Differential UnitarySpace-Time Modulation，IEEE Transactions on Communications，48(12)：2041-2052的单式空-时调制器的输入。这里，没有考虑外部前向纠错FEC编码。

发明内容

鉴于上面所述，本发明的第一目的是为强大、灵活并且不太复杂的带宽有效空-时调制方案提供发射和接收分集方案。

此外，本发明的第二目的是提供与发射和接收分集方案结合的具有前向纠错的信道编码方案。

根据本发明的第一方面，通过利用至少两个发射天线的源于单式(unitary)空-时调制方案的差分多范数空-时发射分集的方法，实现第一目的。在第一步骤中，一组传输比特(transmission bit)被分成第一子组的传输比特和第二子组的传输比特。在第二步骤中，第一子组的传输比特被映射到差分单式空-时调制方案的星座矩阵。在第三步骤中，根据第二子组的传输比特确定缩放因子。在第四步骤中，与依据缩放因子进行比例缩放相结合，通过星座矩阵和以前确定的发射矩阵(transmission matrix)的差分编码，建立发射矩阵。

于是，本发明克服了源于单式设计的以前已知的差分发射分集方案的单位范数(unit norm)要求所隐含的限制。具体地说，差分多范数发射分集改进了与可实现的差错率有关的调制方案的距离性质，另外把高阶调制扩展到源于单式设计的差分发射分集方案的领域。

本发明的另一优点在于差分多范数发射分集为更灵活的数据速率的范围创造了条件。特别地，通过利用两个子组的传输比特，在分配给单式空-时调制方案和其后续发射之前，可自由选择信息比特的数目。

本发明的另一优点在于较低的检测复杂性，因为与单位范数差分发射分集方案相比，在发射之后，在接收器方的与可能的发射矩阵的比较的次数被显著降低。

本发明的另一优点优于单式空-时调制的性能，尤其是在时变传输信道中，或者在频率选择传输信道内的OFDM传输方面。

根据本发明的一个优选实施例，第二子组的传输比特被编码成两个连续发射矩阵的范数差。

该优选实施例的一个重要优点在于编码成范数差支持分集接收，而不存在信道估计技术的强制应用，于是检测简单。这既适用于第一子组的传输比特，又适用于第二子组的传输比特。

根据本发明的另一优先实施例，选择第一子组的传输比特和第二子组的传输比特，以便实现选择性防错。

这里，本发明能够支持通过差分单式发射分集编码方案编码的传输比特和通过比例缩放发射矩阵的范数而编码的传输比特的不同比特差错概率。对于具有不等的差错保护的应用，即不同的比特具有不同的重要性的应用来说，这特别有益。

根据本发明的另一优选实施例，作为以前发射的发射矩阵的范数和第二子组的传输比特的函数，循环地实现比例缩放发射矩阵范数的步骤。

循环比例缩放特别适合于把第二子组的传输比特编码成发射矩阵的范数差。此外，循环比例缩放允许以最小化的计算复杂性和存储器要求非常有效地实现比例缩放步骤。

根据本发明的第二方面，通过利用至少一个接收天线的多范数差分空-时分集接收的方法实现本发明的第一目的，其中通过用于发射第一子组的传输比特的源于单式空-时调制方案的差分空-时调制，还通过用于发射第二子组的传输比特的差分空-时调制结果的多范数比例缩放，在发射器方建立多范数空-时调制发射矩阵。

多范数差分空-时分集接收的方法包括下述步骤：接收第一接收矩阵和时间上在第一接收矩阵之前的第二接收矩阵，通过对第一接收矩阵和第二接收矩阵执行矩阵运算，确定决策矩阵、第一决策变量和第二决策变量，根据决策矩阵和第一决策变量，确定相对于第一子组的传输比特的第一检测输出，和根据决策矩阵、第一决策变量和第二决策变量，确定相对于第二子组的传输比特的第二检测输出。

根据本发明的差分多范数分集接收方法的第一优点在于它可按照非相干方式工作，于是，不需要知道信道系数，信道统计量或噪声方差。其原因在于利用源于单式设计的差分发射分集方案的第一子组的传输比特的编码，源于单式设计的差分发射分集方案为通过简单的矩阵计算，确定决策矩阵和决策变量创造了条件。另一原因在于第二子组的传输比特被差分编码。

本发明的第二方面的第二优点在于使用数量很少的接收矩阵来计算决策矩阵和决策变量，例如数目为2。于是，可在复杂性较低并且延迟较小的情况下实现输出检测。此外，时变多输入多输出传输信道实际上对输出检测性能没有任何影响。

本发明的第二方面的第三优点在于适用于所有类型的单式空-时调制方案。

本发明的其它优选实施例涉及对第一子组的传输比特和第二子组的传输比特的输出检测。这里，本发明分别支持第一子组的传输比特和第二子组的传输比特的硬输出检测或软输出检测，或者这两者。此外，本发明还支持不同子组的传输比特的任何混合形式的硬输出检测和软输出检测。

硬输出检测的一个优点在于它可以非常低的计算复杂性来实现。另一方面，在无线通信系统中，差分发射分集方案与外部前向纠错FEC代码级联，软输出检测机制特别支持这种级联。

此外，任何混合形式的软输出检测和硬输出检测特别适合于其中通过软输出检测处理请求低差错比特的传输比特，通过硬输出检测处理剩余的传输比特的选择性差错比特和相关应用。

根据本发明的另一优选实施例，软输出检测依赖于第一子组的传输比特或者第二子组的传输比特的对数似然比的确定。最好，根据最大对数近似值计算对数似然比。

如上概述，与本领域中已知的用于空-时分组编码的硬输出检测器相比，利用对数似然比的软输出比特决策的供给显著改进了连续检测级，例如纠错解码器的性能。用于软输出检测的对数似然比的可用性基于差分单式发射分集方案的某些性质，即，在发射器方，出自第一子组的传输比特的一组输入比特被映射到其上的差分单式发射分集方案的相关星座矩阵具有单位范数。

根据本发明的第三方面，通过与多范数空-时发射分集调制结合的外部前向纠错编码的方法，实现上述第二目的，所述方法包括下述步骤：利用预定的基本代码，把信息比特流变换成编码比特流，把编码比特流加倍成第一编码比特流和第二编码比特流，用预定的穿孔图案对第一编码比特流穿孔，从而产生第一子组的传输比特，用预定的穿孔图案的补足物(complement)对第二编码比特流穿孔，从而产生第二子组的传输比特，把第一子组的传输比特映射到差分单式空-时调制方案的星座矩阵，根据第二子组的传输比特确定缩放因子，并通过与依据缩放因子的比例缩放结合，星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵。

根据本发明的第三方面，第一子组的传输比特和第二子组的传输比特中的比特可具有不同的信噪比。根据本发明，提出一种信道编码和交织策略，所述策略考虑了这种差异。数据由基本代码，例如速率兼容的穿孔码RCPC编码。然而通常，一些代码比特被穿孔，即未被发射，以便获得较高的速率，根据本发明，穿孔图案的使用把代码符号分成两个流。由于总是被穿孔的比特对解码来说不太重要，因此根据本发明，这些比特被分配给发射质量较差的第二子组的传输比特。位于穿孔图案为1的位置的代码比特进入第一子组的传输比特。可选的是，可对差分多范数空-时调制的这两个子组的传输比特应用交织。

根据本发明的另一优选实施例，提供一种可直接装入差分多范数分集空-时发射分集发射器的内部存储器，外部前向纠错编码设备的内部存储器，和/或差分多范数空-时分集接收器的内部存储器中的计算机程序产品，它包括当所述产品在不同设备的处理器上运行时，执行根据如上所述的本发明的相应方法的步骤的软件代码部分。

于是，也可提供本发明，以便完成发明的方法步骤在计算机或处理器系统上的实现。总之，这样的实现导致供计算机系统，更具体地说，包含在例如差分多范数分集空-时发射分集发射器，外部前向纠错编码设备，和/或差分多范数空-时分集接收器中的处理器之用的计算机程序产品的供给。

定义本发明的功能的程序可以许多形式，包括(但不限于)永久保存在非可写存储介质，例如处理器或计算机I/O附件可读的只读存储器，例如ROM或CD ROM盘上的信息；保存在可写的存储介质，即软盘和硬盘驱动器上的信息；或者通过诸如局域网和/或电话网和/或因特网或其它接口装置传送给计算机/处理器的信息，被传递给计算机/处理器。应明白，当携带实现本发明原理的处理器可读指令时，这样的介质代表本发明的备选实施例。

附图说明

下面将参考附图，说明本发明的最佳模式和优选实施例，其中：

图1表示根据本发明的差分多范数空-时分集发射器的示意图；

图2表示图1中所示的差分多范数空-时分集发射器的操作的流程图；

图3表示图1中所示的差分多范数空-时分集发射器的更详细的示意图；

图4表示图1中所示的振幅差指数单元的示意图；

图5表示图4中所示的振幅差指数单元的操作的流程图；

图6表示根据本发明的多范数差分空-时分集接收器的示意图；

图7表示图6中所示的多范数差分空-时分集接收器的操作的流程图；

图8表示图6中所示的多范数差分空-时分集接收器的更详细的示意图；

图9表示图6或图8中所示的第一软或硬检测输出单元的示意图；

图10表示图6或图8中所示的第二软或硬检测输出单元的示意图；

图11表示根据本发明的结合多范数空-时发射分集调制的外部前向纠错编码设备的示意图；

图12表示图11中所示的结合多范数空-时发射分集调制的外部前向纠错编码设备的操作的流程图。

具体实施方式

下面参考附图，说明本发明的最佳模式和优选实施例。为了更好地理解本发明，首先将说明成为差分倍长(multiple-length)发射分集和相关的分集接收的基础的一些基本概念。

信道模型

根据本发明，考虑具有n_T个发射天线和n_R个接收天线的平坦衰落多输入多输出MIMO信道。信道系数被排列成矩阵

其中，h_k ^(ij)是在时间k，从发射天线i到接收天线j的信道系数。

此外，在选频环境中，例如，平坦衰落信道可由具有足够大的保护间隔的正交频分多路复用OFDM实现。在码分多址访问CDMA中，Rake接收器中的每个指状元件中的信号面对一个平坦信道。

在接收器，可观察到

Y_k＝H_kX_k+N_k，                           (2)

其中

和

分别包含发射的符号和接收的符号，并且

是假定为独立的，并且每个真实维(real dimension)具有下述方差的高斯噪声的噪声样本。

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{N_0}{2}---\left(6\right)$

差分单式空-时调制的原理

在B.Hochwald和W.Swelden，Differentail Unitary Space-TimeModulation，IEEE Transactions on Communications，36(4)：389-400，April 2000，以及B.L.Hughes，Differential Space-time Modulation，IEEE Transactions on Information Theory，46(7)：2567-2578，November2000中同时介绍了差分单式空-时调制。

根据差分单式空-时调制，一组b₁＝log₂(M₁)数据比特 $u_k^{\left(1\right)}=u_{k,1},...,u_{k,b},u_{k,t}\∈\{+1,-1\}$ 被映射到L×L星座矩阵C_k。根据差分编码规则，n_T×L发射矩阵X_k由C_k和在先发射的矩阵C_k-1＝C(u_k ⁽¹⁾)决定。

X_k＝X_k-1C_k.                   (7)

为了使非相干检测C_k必须是单式的，即

其中C^H表示C的共轭转置矩阵，I_L是L×L单位矩阵。单式基准

$C_k{C}_k^H=I_{L,}---\left(8\right)$

矩阵X₀必须首先被发射。所有发射矩阵X_k都是单式矩阵。把(7)代入(2)中得到

Y_k＝Y_k-1C_k+N_k-1C_k+N_k.                    (9)

上面给出的等式说明在具有L个发射天线和n_R个接收天线的等效信道内的信息矩阵C_k的传输，信道系数 $\tilde{H}=Y_{k-1},$ 并且-由于C_k是单式的-因此在每个接收天线，每个真实维的噪声方差 ${\widetilde{\mathrm{\σ}}}^2=2{\mathrm{\σ}}^2.$

在下面的说明内，将考虑用于选择空-时星座C的多种提议。

关于空-时星座矩阵C的第一种提议涉及按照B.Hochwald和W.Swelden，Differentail Unitary Space-Time Modulation，IEEETransactions on Communications，36(4)：389-400，April 2000的差分单式空-时调制，其中星座矩阵是符合下式的对角矩阵：

对角项是由d₁的值确定的M₁-PSK星座元素。已知基准矩阵X₀＝I_nT，每次只有一个天线是有效的。

此外，关于根据第一种提议的星座矩阵的例子，参考B.Hochwald和W.Swelden，Differentail Unitary Space-Time Modulation，IEEETransactions on Communications，36(4)：389-400，April 2000，该文献在此引为参考。

关于空-时星座矩阵C的第二种提议涉及根据B.L.Hughes，Differential Space-time Modulation，IEEE Transactionson Information Theory，46(7)：2567-2578，November 2000的差分空-时调制。

根据第二种提议，空-时星座矩阵C由以某些矩阵G₁，…，G_m的幂的所有相异乘积组成的组决定。由于组性质的缘故，发射矩阵X_k也是该组的元素。从每个天线发射的符号再次是PSK星座元素。对于n_T＝2个发射天线来说，基准矩阵由下式给出

$X_0=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}1& -1\\ 1& 1\end{array}\right]---\left(11\right)$

有关根据第二种提议的星座矩阵的更多例子，参考B.L.Hughes，Differential Space-time Modulation，IEEE Transactionson Information Theory，46(7)：2567-2578，November 2000，该文献作为参考包含于此。

关于空-时星座矩阵C的第三种提议涉及正交设计。V.Tarokh，H.Jafarkhani和A.R.Calderband，Space-Time Block Codes fromOrthogonal Designs，IEEE Transactions on Information Thearoy，45(5)：1456-1467，June 1999及O.Tirkkonen和A.Hottinen，ComplexSpace-Time Block Codes for four TX antennas GOLBECOM，pp.1005-1009，IEEE Novermber/December 2000给出了关于相干空-时分级编码的正交设计，并被定义为具有正交列的矩阵。

更具体地说，单式星座矩阵C_k可得自于具有PSK符号c_k，l，l＝1，…，K的正交设计。对于n_T＝2，K＝2和n_T＝4，K＝3，根据

$C_k=\left[\begin{array}{cc}{c}_{k,1}& c_{k,2}\\ -c_{k,2}^{*}& c_{k,1}^{*}\end{array}\right],C_k=\left[\begin{array}{cccc}{c}_{k,1}& c_{k,2}& c_{k,3}& 0\\ -c_{k,2}^{*}& c_{k,1}^{*}& 0& c_{k,3}\\ c_{k,3}^{*}& 0& -c_{k,1}^{*}& c_{k,2}\\ 0& c_{k,3}^{*}& -c_{k,2}^{*}& -c_{k,1}\end{array}\right].---\left(12\right)$

正交设计由S.Alamouti，A Simple Transmitter DiversityTechnique for Wireless Communications，IEEE Journal on SelectedAreas of Communications，Special Issue on Signal Processing forWireless Communications，16(8)：1451-1458，1998，以及O.Tirkkonen和A.Hottinen，Complex Space-Time Block Codes for TXantennas，GLOBECOM，pp.1005-1009，IEEE，November/December2000给出，上述文献在此引为参考。

此外，基准矩阵可被选为具有任意PSK符号的正交设计。正交性为复杂性低的接收器创造了条件。但是，应注意差分编码之后的发射符号不再是PSK星座，即，星座被扩展。

关于空-时星座矩阵C的第四种提议涉及在A.Steiner，M.Peleg和S.shamai，Iterative Decoding of Space-Time Differentially CodedUnitary Matrix Modulation，IEEE Transaction on Signal Processing，50(10)2385-2395，October 2002中说明的具有PSK符号的单式空-时调制，它是一种关于单式空-时调制的带宽效率更高的提议，该文献在此引为参考。

例如，对于L＝2，信息比特可被映射到三个PSK符号c_k，1，…，c_k，3，星座矩阵C_k的剩余项可被确定，以致C_k变成单式的，即

$C_k=\left[\begin{array}{cc}{c}_{k,1}& c_{k,2}\\ c_{k,3}& -\frac{c_{k,1}^{*}{c}_{k,3}}{c_{k,2}^{*}}\end{array}\right].---\left(13\right)$

如上关于正交设计所概述的那样，同样对于具有PSK符号的单式空-时调制，发射符号的星座将被扩展。此外，与正交设计相比，该方案允许更高的带宽效率，它导致更复杂的接收器。

鉴于上面的解释，下面将参考附图，说明根据本发明的差分多范数分集发射的不同方面和优选实施例。应注意如下所述的任意结构和功能可用硬件或软件，和/或它们的任意组合实现。

差分多范数发射分集

带宽效率更高的一种直截了当的方法是每个星座矩阵发射更多的比特，即，增大单式空-时调制星座的基数M₁。但是，接收器复杂性将随着每个矩阵的比特数的增大而指数增大。此外，如上所述，星座矩阵来源于PSK符号。由于M-PSK的距离性质只对M≤8有利，因此对于更高阶的星座矩阵，可料到性能较差。

于是，对于高阶调制，较好的是在相位和振幅方面对信息编码。对于单发射天线系统来说，在H.Rohling和V.Engels，DifferentialAmplitude Phase Keying(DAPSK)-A New Modulation Method forDTVB，International Broadcasting Vonvention，pp.102-108，1995，以及F.Adachi和M.Sawahashi，Decision Feedback Differential Detection ofDifferentially Encoded 16APSK Signals，IEEE Transactions onCommunications，44，April 1996，416-418中提出了差分振幅相移健控DAPSK。

此外，作为单式空-时调制的延伸，在X.-G.Xia，DifferentiallyEn/Decoded Orthogonal Space-Time Block Codes with APSK Signals，IEEE Communications Letters，6(4)：150-152，April 2002，B.Hochwald和W.Swelden，Differential Unitary Space-Time Modulation，IEEETransactions on Communications，36(12)：389-400，April 2000，及B.L.Hughes，Differential Space-time Modulation，IEEE Transactionson Information Theory，46(7)：2567-2578，November 2000中提出了具有多个APSK信号的差分空-时调制。这里，被输入差分空-时调制器的发射符号取自于APSK星座，即，具有不同振幅的同心PSK星座。

与上述相反，根据本发明的第一方面，提供一种更一般的差分多范数分集发射的方法，它可被用作任意差分单式空-时调制方案的延伸。

图1表示了根据本发明的差分多范数空-时分集发射器的示意图。

如图1中所示，根据本发明的差分多范数空-时分集发射器10包含分割单元12，映射单元14，缩放单元16和发射矩阵建立单元18。此外，分割单元12包含第一选择单元20和第二选择单元22。缩放单元16包含振幅差指数单元24，缩放因子单元26，和缩放因子乘法单元28(可选)。

图2表示图1中所示的差分多范数空-时分集发射器的操作的流程图。

如图2中所示，从使用至少两个发射天线的单式空-时调制方案实现差分多范数空-时发射分集的方法包括把一组传输比特分成第一子组的传输比特和第二子组的传输比特的第一步骤S10。操作上，步骤S10由分割单元12实现。

如图2中所示，另一步骤S12涉及把第一子组的传输比特映射到差分单式空-时调制方案的星座矩阵。步骤S12由映射单元14实现。

如图2中所示，在接下来的步骤S14中，缩放单元16根据第二子组的传输比特，确定缩放因子。

如图2中所示，最后在发射矩阵建立单元18执行的步骤S16，和依据缩放因子比例缩放相结合，通过星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵。

此外并且更详细地说，假定该组传输比特包含log₂(M₁)+log₂(M₂)比特，其中M₁是第一子组的传输比特的可能比特序列的数目，M₂是发射矩阵的可能范数值的数目。

更具体地说，分割该组传输比特的步骤S10由分割单元12的子单元实现，即，第一选择单元20适合于为第一子组的传输比特 $u_k^{\left(1\right)}={[u_{k,1},...,u_{k,b_1}]}^T$ 选择该组传输比特中的b₁＝log₂(M₁)个比特，第二选择单元22适合于为第二子组的传输比特 $u_k^{\left(2\right)}={[u_{k,b_1+1},..,u_{k,b_1+b_2}]}^T$ 选择该组传输比特中的b₂＝log₂(M₂)个比特。

图3表示图1中所示的差分多范数空-时分集发射器的更详细的示意图。

如图3中所示，发射矩阵建立单元18包含差分编码单元30，缩放因子乘法单元32，延迟单元34和存储单元34。应注意虽然图3表示差分编码单元30的输出端与缩放因子乘法单元32连接，不过缩放因子乘法单元32也可连接在延迟单元34的输出端和差分编码单元30之间。可选的是，如图1中所示，缩放因子乘法单元32也可构成缩放单元16的一部分。

操作上，差分编码单元30适合于根据下式对星座矩阵和以前确定的发射矩阵编码

X_k＝X_k-1C_k.                           (14)

其中X_k是发射矩阵，X_k-1是以前发射的发射矩阵，C_k是差分单式空-时调制方案的星座矩阵，k是时间索引。

此外，操作上，缩放因子乘法单元32适合于根据下式，用缩放因子比例缩放星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码的结果

$X_k=\sqrt{a^{q_k}}{X}_{k-1}{C}_k.---\left(15\right)$

此外，操作上，延迟单元34适合于为后续某一发射时刻的发射矩阵X_k的建立，延迟发射矩阵X_k-1。另外，操作上，存储单元36适合于保存相关传输的发射矩阵X_k。

图4表示图1中所示的振幅差指数单元的示意图。

如图4中所示，振幅差指数单元24包括整数集合计算单元38，关系建立单元40，传输比特映射单元42和振幅差指数计算单元44。

图5表示图4中所示的振幅差指数单元的操作的流程图。

如图5中所示，操作上，在步骤S18中，整数集合计算单元38根据覆盖第二组传输比特的排列的一组比特模式，计算一组整数值。

例如，整数集合计算单元38根据下式，由覆盖第二子组的传输比特的一组比特模式

(所有p_i∈{0，1})，计算一组M₂个整数值d_k∈{0，…，M₂}：

$d_k=\underset{i=1}{\overset{i={\log }_2\left(M_2\right)}{\mathrm{\Σ}}}[p_i\·2^i]---\left(16\right)$

如图5中所示，操作上，在步骤S20中，关系建立单元40产生第二子组的传输比特的比特模式和该组整数值之间的关系。

如图5中所示，操作上，在步骤S22中，传输比特映射单元42根据产生的关系，实现第二子组的传输比特到整数值的映射。表1给出了对于M₂＝4，输入比特到振幅差指数q_k的Gray映射的例子。

表1：对于M₂＝4和Gray映射的振幅差指数q_k。

如图5中所示，操作上，在步骤S24中，振幅差指数单元44根据 (其中a是预定常数)，计算缩放因子。

使用平方根不是对本发明的范围的约束，不过是为了便于说明接收器。根据b₂个最终的输入比特，与以前发射的矩阵相比，振幅a^zk被循环增大到1，a，a²，…，或者a^M2-1倍。一般来说，振幅指数由下式给出

其中 是地板函数。输入比特u_k ⁽²⁾被映射到整数d_k∈{0，1，…，M₂-1}(例如参见表1)，z_k-1表示以前发射的矩阵X_k-1的振幅指数，在z₀＝q₀＝0的任意选择下，它由下式确定

z_k＝z_k-1+q_k-1                         (18)

鉴于上面所述，发射矩阵不再是单式矩阵，但是满足

$X_k{X}_k^H=a^{z_k}{I}_{n_T},---\left(19\right)$

其中a^z可取离散实值 $a^z=\{1,a,a^2,...,a^{M_2-1}\}.$

差分多范数分集接收

下面，将说明根据本发明的差分多范数分集接收的不同方面和优选实施例。迄今，如上参考图1-图5所概述的那样，采取通过用于第一子组的传输比特的发射的源于单式空-时调制方案的差分空-时调制，还通过用于第二子组的传输比特的发射的差分空-时调制结果的多范数缩放，在发射器一方建立多范数空-时调制发射矩阵。

对于如同本节中描述的差分多范数分集接收方法和设备，在不约束本发明的范围的情况下，可假定对分集接收考虑两个连续的接收矩阵：

Y_k-1＝H_k-1X_k-1+N_k-1                             (20)

$Y_k=H_k{X}_k+N_k=\sqrt{a^{q_k}}{H}_k{X}_{k-1}{C}_k+N_k,---\left(21\right)$

这里，在不约束本发明的范围的情况下，信道被假定为在两个矩阵的传输过程中是恒定的，即

H_k-1＝H_k.                                       (22)

把(20)代入(21)，得到

$Y_k=\sqrt{a^{q_k}}{Y}_{k-1}{C}_k-\sqrt{a^{q_k}}{N}_{k-1}{C}_k+N_k$

$=\sqrt{a^{q_k}}{Y}_{k-1}{C}_k+{\stackrel{\‾}{N}}_k.---\left(23\right)$

上面给出的等式描述在具有L个发射天线和n_R个接收天线的等效信道内星座矩阵C_k的发射，信道系数 $\tilde{H}=\sqrt{a^{q_k}}{Y}_{k-1},$ 和-由于C_k是单一的-因此，在每个接收天线的具有每个真实维的下述方差的加性白高斯噪声：

${\widetilde{\mathrm{\σ}}}^2={\mathrm{\σ}}^2(a^{q_k}+1).---\left(24\right)$

在说明根据本发明的分集接收的细节之前，应注意集合u_k ⁽¹⁾和u_k ⁽²⁾的非相干检测可被完全分离。

图6表示根据本发明的多范数差分空-时分集接收器的示意图。

如图6中所示，多范数差分空-时分集接收器46包含接收单元48，决策信息确定单元50，第一检测输出单元52和第二检测输出单元54。

图7表示图6中所示的多范数差分空-时分集接收器的操作的流程图。

如图7中所示，在步骤S26中，接收单元48接收第一接收矩阵和时间上在第一接收矩阵之前的第二接收矩阵。

如图7中所示，在步骤S28中，决策信息确定单元50通过对第一接收矩阵和第二接收矩阵进行矩阵运算，确定决策矩阵，第一决策变量和第二决策变量。

如图7中所示，在步骤S30中，第一检测输出单元52根据决策矩阵和第一决策变量，确定关于第一子组的传输比特的第一检测输出。

如图7中所示，在步骤S32中，第二检测输出单元54根据决策矩阵，第一决策变量和第二决策变量，确定关于第二子组的传输比特的第二检测输出。

图8表示了图6中所示的多范数差分空-时分集接收器的更详细的示意图，尤其表示了决策信息确定单元50的更多细节。

如图8中所示，决策信息确定单元50包含适合于通过相对于第一子组的传输比特的确定决策矩阵的第一矩阵运算，组合第一接收矩阵和第二接收矩阵的第一矩阵运算单元56、58。

特别地，第一矩阵运算单元56、58适合于根据下式确定决策矩阵

$D_k=Y_k^H\·Y_{k-1}---\left(25\right)$

其中D_k是决策矩阵，Y_k是第一接收矩阵，Y_k-1是第二接收矩阵，H是Hermetian运算符。

如图8中所示，决策信息确定单元50包含适合于通过相对于第一子组的传输比特和第二子组的传输比特，确定第一决策变量的第二矩阵运算，组合第一接收矩阵和第二接收矩阵的第二矩阵运算单元60、62、64。

特别地，第二矩阵运算单元60、62、64适合于根据下式确定第一决策变量υ_k

${\mathrm{\υ}}_k=\frac{\mathrm{trace}\left\{Y_k{Y}_k^H\right\}}{\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}---\left(26\right)$

其中Y_k是第一接收矩阵，Y_k-1是第二接收矩阵，H是Hermetian运算符；trace是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子(traceoperator)。

如图8中所示，决策信息确定单元50包括适合于通过相对于第二子组的传输比特，确定第二决策变量的第三矩阵运算，处理第二接收矩阵的第三矩阵运算单元62。

特别地，第三矩阵运算单元62适合于根据下式确定第二决策变量

$\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}---\left(27\right)$

其中Y_k-1是第二接收矩阵。

本发明的其它优选实施例分别涉及根据决策矩阵，第一决策变量和第二决策变量，对第一子组的传输比特以及对第二子组的传输比特的输出检测。这里，本发明支持分别对第一子组的传输比特以及对第二子组的传输比特的硬输出检测或软输出检测，或者这两种检测。此外，本发明还支持对不同子组的传输比特的任意混合形式的硬输出检测和软输出检测。

第一子组的传输比特-硬输出检测

图9表示图6或8中所示的第一输出检测单元52的示意图。

如图9中所示，第一输出检测单元52包含第一硬输出检测单元66，第一硬输出检测单元66具有第一星座矩阵匹配单元68和第一比特解映射单元70。

操作上，第一星座矩阵匹配单元68根据下式确定第一检测输出

${\hat{C}}_k={\arg \min }_{C_k}\left\{\right||Y_k-\sqrt{a^{q_k}}{Y}_{k-1}{C}_k|{|}^2\}$

$={\arg \max }_{C_k}\left\{\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\left\}\right\}$

(28)

其中 是第一检测输出，arg min_Ck是识别使运算数(operand)最小化的星座矩阵C_k的运算符，arg max_Ck是识别使运算数最大化的星座矩阵C_k的运算符。此外，操作上，第一解映射单元70通过从

解映射，获得第一检测输出u_k ⁽¹⁾。

第一子组的传输比特-软输出检测

如图9中所示，第一输出检测单元52包含第一软输出检测单元72，第一软输出检测单元72具有对数似然计算单元74，比特决策单元76，可靠性信息单元78和最大对数近似值单元80。

操作上，后验概率APP对数似然确定单元74适合于根据下式确定第一子组的传输比特的对数似然比

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)=\log \frac{(p\left(u_{k,t}\right)=+1|Y_{k-1},Y_k)}{(p\left(u_{k,t}\right)=-1|Y_{k-1},Y_k)}$

$=\log \frac{\underset{\stackrel{C_k}{u_{k,t}=+1}}{\mathrm{\Σ}}p\left(C_k\right|Y_k{Y}_{k-1})}{\underset{\stackrel{C_k}{u_{k,t}=-1}}{\mathrm{\Σ}}p\left(C_k\right|Y_k{Y}_{k-1})}---\left(29\right)$

其中k是时间索引，u_k对应于第一子组的传输比特，u_k，1是u_k中在位置l的传输比特，考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1，p(u_k，l＝+1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝+1的条件概率，p(u_k，l＝-1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，1＝-1的条件概率，p(C_k|Y_k，Y_k-1)是通过在发射器方到星座矩阵C_k的映射，第一子组的传输比特的发射的条件概率；并且分子中的总和得自于与u_k，t＝+1相关的所有星座矩阵C_k，分母中的总和得自于与u_k，t＝-1相关的所有星座矩阵C_k。

此外，操作上，比特决策单元76适合于根据下式，确定第一子组的传输比特的比特决策

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)---\left(30\right)$

此外，操作上，可靠性信息单元78适合于根据下式，确定第一子组的传输比特的可靠性信息

$\left|L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right|.---\left(31\right)$

更具体地说，对于根据本发明的软输出检测，提议使用APP对数似然值的最大对数近似值，操作上，通过图9中所示的最大对数近似值单元80确定所述近似值。

对于根据本发明的对数似然值的近似值，提议使用(23)和(24)来计算对数概率

$\log p\left(C_k\right|Y_k{Y}_{k-1})=\mathrm{const}+\frac{2\sqrt{a^{q_k}}}{2{\stackrel{\‾}{\mathrm{\σ}}}^2}\mathrm{trace}\left\{\mathrm{Re}\right\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\left\}\right\}+$

$+\frac{1}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)$

$=\mathrm{const}+\frac{\sqrt{a^{q_k}}}{{\mathrm{\σ}}^2(a^{q_k}+1)}\mathrm{trace}\left\{\mathrm{Re}\right\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\left\}\right\}+$

$+\frac{1}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right),$

其中

$L_a^{\left(1\right)}\left(u_k^{\left(1\right)}\right)={\left[L_a(u_{k,1},...,L_a\left(u_{k,b_1}\right)\right]}^T---\left(32\right)$

是包含比特先验信息的向量

$L_a^{\left(1\right)}\left(u_{k,t}\right)=\log \frac{(P\left(u_{k,t}\right)=+1)}{(P\left(u_{k,t}\right)=-1)}.---\left(33\right)$

如果不存在任何先验信息，那么L_a(u_k ⁽¹⁾)＝0。通过利用(32)和最大对数近似值 $\ln [e^{{\mathrm{\δ}}_1}+e^{{\mathrm{\δ}}_2}]\≈\max \{{\mathrm{\δ}}_1,{\mathrm{\δ}}_2\},$ 对于第一子组的传输比特中的所有比特t＝1，…，b₁，获得

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\underset{\stackrel{C_k}{u_{k,t}=+1}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{a^{q_k}}}{{\mathrm{\σ}}^{2(a^{q_k}+1)}}\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\}+\frac{1}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)\}$

$-\underset{\stackrel{C_k}{u_{k,t}=-1}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{a^{q_k}}}{{\mathrm{\σ}}^2(a^{q_k}+1)}\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\}+\frac{1}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)\}---\left(34\right)$

等式(34)仍然要求知道α^qk和噪声方差σ²。已知定义(41)，那么可近似

$a^{q_k}\≈\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|,---\left(35\right)$

对于适度高的信号噪声比SNR，上述近似是有效的。为了避免噪声方差的估计，可简单地把(34)乘以σ²，并根据下式在最大对数近似值单元80中计算近似值

${\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\underset{\underset{u_{k,t}=+1}{C_k}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)\}-\underset{\underset{u_{k,t}=-1}{C_k}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)\}--\left(36\right)$

其中t∈{1，...，b₁)是比特索引，σ²是传输期间叠加的噪声的方差，υ_k是第一决策变量，Y_k是第一接收矩阵，Y_k-1是第二接收矩阵，H是Hermetian运算符，C_k是星座矩阵，Re是实部运算符，trace{}是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子， $L_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)=[L_a(u_{k,1},...,L_a\left(u_{k,b_1}\right){]}^T$ 是相对于第一子组的传输比特的先验比特信息的向量，u_k ⁽ⁱ⁾是对应于星座矩阵C_k的接收候选物。

假定在一帧内噪声方差恒定不变，这是一个合理的假设，所有对数似然比依据恒定的因子σ²被比例缩放。应注意这对外部Viterbi或Max-Log型APP解码器没有任何影响。但是，外部解码器的APP对数似然比也将依据相同的因子被比例缩放。即使在涡轮方案中，它也不会导致任何恶化，只要只应用Max-Log组件即可，因为反馈的先验信息被比例缩放。但是，如果使用在涡轮方案之外获得的先验信息，那么用于正确加权的噪声方差的知识理应是必需的。

如同接着上文在下面所述的那样，当C_k是正交设计时，那么图9中所示的最大对数近似值单元80可被进一步简化。

其原因在于对于PSK符号c_k，l，l＝1，…，K，可获得去耦的表达式。从而，为了找出最可能的发射数据，只需要KM₁ ^1/K次比较，而不是M₁次比较。

从(21)开始，可应用范数空-时块代码分集组合器，V.Tarokh，H.Jafarkhani和A.R.Calderbank，Space-Time Block Codes fromOrthogonal Desings，IEEE Transactions on Information Theory，45(5)：1456-1467，June 1999，G.Bauch，J.Hagenauer和N.Seshadri，TurboProcessing in Transmit Antenna Diversity Systems，Annals ofTelecommunications，Special Issue：Turbo Codes-A WidespreadingTechnique，56(7-8)：455-471，August 2001，上述文献在此引为参考，其中信道系数的矩阵H_k被Y_k-1代替。这产生一个等效系统，或者换句话说产生多输入多输出MIMO信道模型到具有噪声方差的K个单输入单输出(SISO)信道中的符合下式的单输入单输出SISO信道模型的变换

${\hat{y}}_{k,l}=\sqrt{a^{q_k}}\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}{c}_{k,l}+{\hat{n}}_{k,l}---\left(37\right)$

其中

是对应于PSK符号c_k，l的等效信道的接收符号， 是在时间k，发射器方的缩放因子，Y_k是第一接收矩阵，Y_k-1是第二接收矩阵；H是Hermetian运算符，c_k，l是PSK符号，l＝1，…，K是PSK符号的索引。

等效的单输入单输出SISO模型的噪声方差由下式给出

${\widehat{\mathrm{\σ}}}^2={\mathrm{\σ}}^2(a^{q_k}+1)\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}---\left(38\right)$

借助近似(35)，获得

$\log p\left(c_{k,l}\right|{\hat{y}}_{k,l},Y_{k-1})=\mathrm{const}+\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left(\right|{\mathrm{\υ}}_k|+1){\mathrm{\σ}}^2}\mathrm{Re}\left\{{\hat{y}}_{k,l}^{*}{c}_{k,l}\right\}---\left(39\right)$

图9中所示的最大对数近似值单元80随后将根据下式确定后验概率对数似然比

${\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\underset{\stackrel{c_{k,l}}{u_{k,t}=+1}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\mathrm{Re}\right\{{\hat{y}}_{k,l}^{*}{c}_{k,l}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_{k,l}^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_{k,l}^{\left(1\right)}\right)\left\}\right\}$

$-\underset{\stackrel{c_{k,l}}{u_{k,t}=-1}}{\max }\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\mathrm{Re}\right\{{\hat{y}}_{k,l}^{*}{c}_{k,l}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_{k,l}^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_{k,l}^{\left(1\right)}\right)\left\}\right\}---\left(40\right)$

其中t∈{1，…，b₁}是比特索引，l∈{1，…，K}是星座符号索引，K是PSK星座符号的数目，υ_k是第一决策变量，*是共轭复数运算符，Re是实数运算符，u_k，l是对应于星座符号c_k，l的接收候选物。

第二子组的传输比特-硬输出检测

图10表示图6或8中所示的第二输出检测单元54的示意图。

如图10中所示，第二输出检测单元54包含第二硬检测输出单元82，第二硬检测输出单元82具有振幅差指数匹配单元84和比特解映射单元86。

根据(23)，获得

${\mathrm{\υ}}_k=\frac{\mathrm{trace}\left\{Y_k{Y}_k^H\right\}}{\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}=a^{q_k}+{\stackrel{\‾}{N}}_k,---\left(41\right)$

其中

${\stackrel{\‾}{N}}_k=\frac{\mathrm{trace}\{\sqrt{a_k^q}{Y}_{k-1}{C}_k{\stackrel{\‾}{N}}_k^H+\sqrt{a_k^q}{\stackrel{\‾}{N}}_k{C}_k^H{Y}_{k-1}^H+{\stackrel{\‾}{N}}_k{\stackrel{\‾}{N}}_k^H\}}{\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}.---\left(42\right)$

鉴于上面所述，操作上，振幅差指数匹配单元84适合于根据下式确定硬检测输出q_k

${\hat{q}}_k={\arg \min }_{q_k}\left\{\right|{\mathrm{\υ}}_k-a^{q_k}\left|\right\}.---\left(43\right)$

其中

是要确定的振幅差指数，a是预定常数，υ_k是第一决策变量，arg min是确定振幅差指数q_k的所有可能值内，运算数的最小值的运算符。

此外，操作上，比特解映射单元86适合于通过从 解映射，获得比特u_k ⁽²⁾。

第二子组的传输比特-软输出检测

如图10中所示，第二输出检测单元包含第二软输出检测单元88，第二软输出检测单元88具有对数似然计算单元90，比特决策单元92，可靠性信息单元94和最大对数近似值单元96。

操作上，对数似然计算单元90适合于根据下式确定第二子组的传输比特的对数似然比

$L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)=\log \frac{(p\left(u_{k,t}\right)=+1|Y_{k-1},Y_k)}{(p\left(u_{k,t}\right)=-1|Y_{k-1},Y_k)}---\left(44\right)$

其中k是时间索引，考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1，p(u_k，l＝+1|Y_k，Y_k-1)是u_k，l＝+1的条件概率，考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1，p(u_k，l＝-1|Y_k，Y_k-1)是u_k，l＝-1的条件概率。

此外，操作上，比特决策单元92适合于根据下式，确定第二子组的传输比特的决策

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)---\left(45\right)$

此外，操作上，可靠性信息单元94适合于根据下式确定第二子组的传输比特的可靠性信息

$\left|L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right|.---\left(46\right)$

本发明的另一方面涉及操作上由最大对数近似值单元96执行的对数似然值的近似。

这里，应注意相对于第二子组的传输比特的传输的噪声 N_k不是高斯噪声。为了计算相对于第二子组的传输比特的软输出，根据本发明，提出取(41)的对数，并使用(8)、(20)、(21)、(22)获得

$\log {\mathrm{\υ}}_k=\log \frac{\mathrm{trace}\left\{Y_k{Y}_k^H\right\}}{\mathrm{trace}\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\}}$

$=\log \left\{\mathrm{trace}\right\{a^{q_k}{H}_k{X}_{k-1}{X}_{k-1}^H{H}_k^H+2\mathrm{Re}\left\{H_k{X}_k{N}_k^H\right\}+N_k{N}_k^H\left\}\right\}$

$-\log \left\{\mathrm{trace}\right\{H_k{X}_{k-1}{X}_{k-1}^H{H}_k^H+2\mathrm{Re}\left\{H_k{X}_{k-1}{N}_{k-1}^H\right\}+N_{k-1}{N}_{k-1}^H\left\}\right\}.$

(47)

通过忽略噪声项N_kN_k ^H和N_k-1N_k-1 ^H，并通过用泰勒级数 $f(a+b)=f\left(a\right)+\frac{b}{1!}{f}^{\′}\left(a\right)...$ 的前两项近似(47)，可得到

$\log {\mathrm{\υ}}_k\≈\log \left[a^{q_k}\mathrm{trace}\right\{H_k{X}_{k-1}{X}_{k-1}^H{H}_k^H\left\}\right]+\frac{\mathrm{trace}\left\{2\mathrm{Re}\right\{H_k{X}_k{N}_k^H\left\}\right\}}{a^{q_k}\mathrm{trace}\left\{H_k{X}_k{X}_{k-1}^H{H}_k^H\right\}}$

$-\log \left[\mathrm{trace}\right\{H_k{X}_{k-1}{X}_{k-1}^H{H}_k^H\left\}\right]-\frac{\mathrm{trace}\left\{2\mathrm{Re}\right\{H_k{X}_k{X}_{k-1}^H\left\}\right\}}{\mathrm{trace}\left\{H_k{X}_{k-1}{X}_{k-1}^H{H}_k^H\right\}}$

$=\log a^{q_k}+{\stackrel{\‾}{n}}_k,---\left(48\right)$

其中

是具有下述方差的真实白高斯噪声

${\widehat{\mathrm{\σ}}}^2=\frac{1+a^{q_k}}{a^{q_k}}\frac{4{\mathrm{\σ}}^2}{a^{z_{k-1}}\mathrm{trace}\left\{H_k{H}_k^H\right\}}.---\left(49\right)$

借助近似(35)和

$a^{z_{k-1}}\mathrm{trace}\left\{H_k{H}_k^H\right\}\≈\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\},---\left(50\right)$

获得

$\log p\left(q_k\right|Y_{k-1,}{Y}_k)=\mathrm{const}+\frac{1}{2{\widehat{\mathrm{\σ}}}^2}{|\log {\mathrm{\υ}}_k-\log a^{q_k}|}^2$

$\≈\mathrm{const}+\frac{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}{8{\mathrm{\σ}}^2(1+|{\mathrm{\υ}}_k\left|\right)}{\left|\log \frac{u_k}{a^{q_k}}\right|}^2.---\left(51\right)$

如同(40)中一样，根据本发明，提出使用APP对数似然比的最大对数近似，并把它们乘以σ²，这产生由最大对数近似值单元96处理的下述等式

${\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(2\right)}\left(\widetilde{u_{k,t}}\right)\≈\underset{\underset{u_{k,t}=+1}{q_k}}{\max }\{\frac{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}{\mathrm{\δ}(1+|{\mathrm{\υ}}_k\left|\right)}{\left|\log \frac{{\mathrm{\υ}}_k}{a^{q_k}}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(2\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(2\right)}\right)\}$

$-\underset{\underset{u_{k,t}=-1}{q_k}}{\max }\{\frac{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}{\mathrm{\δ}(1+|{\mathrm{\υ}}_k\left|\right)}{\left|\log \frac{{\mathrm{\υ}}_k}{a^{q_k}}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(2\right)T}\mathrm{La}\left(u_k^{\left(2\right)T}\right)\}---\left(52\right)$

其中t∈{b₁+1，…，b₁+b₂}是比特索引，σ²是传输期间叠加的噪声的方差，υ_k是第一决策变量，Y_k是第一接收矩阵，Y_k-1是第二接收矩阵，H是Hermetian运算符，q_k是振幅差指数，trace{}是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子， $L_a\left(u_k^{\left(2\right)}\right)={\left[L_a(u_{k,b_1+1},...,L_a(u_{k,b_1+b_2})\right]}^T$ 是相对于第二子组的传输比特的先验比特信息的向量。

应注意，根据需要，如同(40)中的对数似然比一样，对数似然比被依相同因子σ²比例缩放。

外部FEC编码和交织

本发明的另一方面涉及外部前向纠错编码和交织。这方面起始于和比特u_k ⁽¹⁾相比，比特u_k ⁽²⁾似乎具有较低的SNR，从而具有较高的差错率的理解。根据本发明的外部前向纠错编码和交织信道编码方案考虑了这种差异。

图11表示根据本发明的结合多范数空-时发射分集调制的外部前向纠错编码的设备的示意图。

如图11中所示，结合多范数空-时发射分集调制的外部前向纠错编码的设备98包含基本编码器100，加倍单元102，第一穿孔单元104，第二穿孔单元106，可选的第一交织器108，可选的第二交织器110，和多范数空-时发射分集调制单元110。

图12表示图11中所示的结合多范数空-时发射分集调制的外部前向纠错编码的设备的操作的流程图。

如图12中所示，操作上由基本编码器100实现，利用预定的基本代码，信息比特流被转换成编码比特流。在步骤S36，操作上由加倍/复制单元102实现，编码比特流被加倍成第一编码比特流和第二编码比特流。在步骤S38，操作上由第一穿孔单元104实现，用预定的穿孔图案对第一编码比特流穿孔，从而产生第一子组的传输比特。在步骤S40，操作上由第二穿孔单元106实现，用预定穿孔图案的补足物对第二编码比特流穿孔，从而产生第二子组的传输比特。

如图12中所示，步骤S34-S42的结果随后被转发给多范数空-时发射分集调制单元110，多范数空-时发射分集调制单元110适合于把第一子组的传输比特映射到差分单式空-时调制方案的星座矩阵，根据第二子组的传输比特确定缩放因子，和结合依缩放因子的比例缩放，通过星座矩阵与以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵，尤其是在上面概述的意义上。

如图12中所示，可选地，第一交织单元108适合于在第一编码比特流的穿孔之后，交织第一编码比特流。此外，可选地，第二交织单元110适合于在第二编码比特流的穿孔之后，交织第二编码比特流。

鉴于上述，在基本编码单元100中应用的基本代码的一个例子可以是，例如在J.Hagenauer，Rate-Compatible Punctured ConvolutionalCodes(RCPC codes)and their Applications，IEEE Transactions onCommunications，36(4)：389-400，April 1998中描述的速率兼容穿孔代码(下面也称为RCPC代码)，该文献在此引为参考。

引入RCPC代码是为了通过根据某一穿孔图案P，对低速率基本或者等同母代码的代码比特穿孔，获得具有不同速率的代码。信息比特由基本代码编码。通常，只有在穿孔图案为p_k＝1的位置中的代码比特c_k才被发射。

如图12中所示，根据本发明，数据由RCPC代码编码，根据RCPC代码的穿孔图案，编码比特被分成两个流：穿孔图案为1的位置中的编码比特进入第一子组的传输比特，而穿孔图案为0的位置中的编码比特进入第二子组的传输比特。

在接收器，对于穿孔的代码比特，解码器的输入对数似然比被设置成L(u_k)＝0，为了优化性能，必须仔细地选择穿孔图案。

最后并且如上所述，对于根据本发明的空-时调制方案，提出不对代码比特穿孔，而是发射通常会出错概率更高地在集合u⁽²⁾中被穿孔的不太重要的比特。于是，多范数差分空-时分集接收器不会面对这些比特的零，而是与比特u⁽¹⁾的软解码器输入相比，不太可靠的软输入。

Claims (75)

1、一种利用至少两个发射天线从单式空-时调制方案实现差分多范数空-时发射分集的方法，包括下述步骤：

把一组传输比特分成第一子组的传输比特和第二子组的传输比特；

把第一子组的传输比特映射到差分单式空-时调制方案的星座矩阵；

根据第二子组的传输比特确定缩放因子；

与依据缩放因子进行比例缩放相结合，通过星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵。

2、按照权利要求1所述的方法，其特征在于根据下式实现星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码

                      X_k＝X_k-1C_k.

其中

X_k是发射矩阵；

X_k-1是以前发射的发射矩阵；

C_k是差分单式空-时调制方案的星座矩阵；

k是时间索引。

3、按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于第二子组的传输比特被编码成两个连续的发射矩阵的范数差。

4、按照权利要求3所述的方法，其特征在于依缩放因子比例缩放包括下述步骤：

从第二子组的传输比特，确定振幅差指数q_k∈{-M₂+1，-M₂+2，...，-1，0，1，...，M₂-1}；

根据

确定缩放因子，其中a是预定常数；

根据下式用缩放因子比例缩放星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码的结果

$X_k=\sqrt{{\mathrm{\α}}^{q_k}}{X}_{k-1}{C}_k.$

5、按照权利要求1-4之一所述的方法，其特征在于所述一组传输比特包含log₂(M₁)+log₂(M₂)比特，其中

M₁是第一子组的传输比特的可能比特序列的数目；

M₂是发射矩阵的可能范数值的数目，其中

分割所述一组传输比特的步骤包括下述步骤：

为第一子组的传输比特 $u_k^{\left(1\right)}={[u_{k,1},...u_{k,b_1}]}^T$ 选择所述一组传输比特中的数目b₁＝log₂(M₁)比特；和

为第二子组的传输比特 $u_k^{\left(2\right)}={[u_{k,b_1+1},...u_{k,b_1+b_2}]}^T$ 选择所述一组传输比特中的数目b₂＝log₂(M₂)比特。

6、按照权利要求4或5所述的方法，其特征在于确定振幅差指数的步骤包括下述步骤

按照下式，根据覆盖第二子组的传输比特的排列的一组比特模式所有p_i∈{0，1}，计算一组M₂个整数值d_k∈{0，...，M₂}：

$d_k=\underset{i=1}{\overset{i=\mathrm{lo}{g}_2\left(M_2\right)}{\mathrm{\Σ}}}[p_i\·2^i];$

和

建立第二子组的传输比特的比特模式和所述一组整数值之间的预定关系。

7、按照权利要求6所述的方法，其特征在于在第二子组的传输比特的比特模式和所述一组整数值之间建立的预定关系是Gray映射。

8、按照权利要求6或7所述的方法，其特征在于计算振幅差指数的步骤还包括下述步骤

-根据在第二子组的传输比特的比特模式和所述一组整数值之间建立的预定关系，把第二子组的传输比特的传输比特映射到整数值d_k；和

根据下式计算下一振幅差指数

其中z_k-1是在时间k-1时的振幅指数，同时 $X_{k-1}{X}_{k-1}^H={\mathrm{\α}}^{z_{k-1}}{I}_{n_T};$

n_T是发射天线的数目；

I_nT是维数n_T的单位矩阵；

是地板函数。

9、按照权利要求1-8之一所述的方法，其特征在于第一子组的传输比特和第二子组的传输比特被选择成实现选择性差错保护。

10、按照权利要求1-9之一所述的方法，其特征在于第一子组的传输比特被映射到选自包括下列星座矩阵的组中：单式对角星座矩阵，具有群性质的预定一组单式星座矩阵，源于正交设计的星座矩阵，和根据PSK符号确定的单式星座矩阵。

11、一种利用至少一个接收天线的多范数差分空-时分集接收方法，其中通过用于发射第一子组的传输比特的源于单式空-时调制方案的差分空-时调制，还通过用于发射第二子组的传输比特的差分空-时调制结果的多范数比例缩放，在发射器方建立多范数空-时调制发射矩阵，包括下述步骤：

接收第一接收矩阵和时间上在第一接收矩阵之前的第二接收矩阵；

通过对第一接收矩阵和第二接收矩阵进行矩阵运算，确定决策矩阵、第一决策变量和第二决策变量；

根据决策矩阵和第一决策变量，确定相对于第一子组的传输比特的第一检测输出；和

根据决策矩阵、第一决策变量和第二决策变量，确定相对于第二子组的传输比特的第二检测输出。

12、按照权利要求11所述的方法，其特征在于确定决策矩阵、第一决策变量和第二决策变量的步骤包括下述步骤：

通过第一矩阵运算组合第一接收矩阵和第二接收矩阵，以便确定与第一子组的传输比特有关的决策矩阵；

通过第二矩阵运算组合第一接收矩阵和第二接收矩阵，以便确定与第一子组的传输比特和第二子组的传输比特有关的第一决策变量；和

通过第三矩阵运算处理第二接收矩阵，以便确定与第二子组的传输比特有关的第二决策变量。

13、按照权利要求12所述的方法，其特征在于根据下式确定决策矩阵

$D_k=Y_k^H\·Y_{k-1}$

其中

D_k是决策矩阵；

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符。

14、按照权利要求12或13所述的方法，其特征在于根据下式确定第一决策变量v_k

${\mathrm{\υ}}_k=\frac{\mathrm{trace}\left\{Y_k{Y}_k^H\right\}}{\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}$

其中

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符；和

trace是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子。

15、按照权利要求12-14之一所述的方法，其特征在于根据下式确定第二决策变量

$\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}$

其中Y_k-1是第二接收矩阵。

16、按照权利要求11-15之一所述的方法，其特征在于确定与第一子组的传输比特有关的第一检测输出的步骤是硬输出检测步骤。

17、按照权利要求16所述的方法，其特征在于根据下式确定第一检测输出

$\begin{array}{c}{\hat{C}}_k=\arg {\min }_{C_k}\left\{\right||Y_k-\sqrt{{\mathrm{\α}}^{q_k}}{Y}_{k-1}{C}_k{\left|\right|}^2\}\\ =\arg {\max }_{C_k}\left\{\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\left\}\right\}\end{array}$

其中

是第一检测输出；

arg min_Ck是识别使运算数最小化的星座矩阵C_k的运算符；

arg max_Ck是识别使运算数最大化的星座矩阵C_k的运算符。

18、按照权利要求11-15之一所述的方法，其特征在于确定与第一子组的传输比特有关的第一检测输出的步骤是软输出检测步骤。

19、按照权利要求18所述的方法，其特征在于根据下式确定第一子组的传输比特的对数似然比

$L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)=\log \frac{(p\left(u_{k,t}\right)=+1|Y_{k-1},Y_k)}{(p\left(u_{k,t}\right)=-1|Y_{k-1},Y_k)}$

$=\log \frac{\underset{\underset{u_{k,t}=+1}{C_k}}{\mathrm{\Σ}}p\left(C_k\right|Y_k{Y}_{k-1})}{\underset{\underset{u_{k,t}=-1}{C_k}}{\mathrm{\Σ}}p\left(C_k\right|Y_k{Y}_{k-1})}$

其中

k是时间索引；

u_k对应于第一子组的传输比特，u_k，l是u_k中在位置l的传输比特；

p(u_k，l＝+1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝+1的条件概率；

p(u_k，l＝-1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝-1的条件概率；

p(C_k|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时，通过在发射器方到星座矩阵C_k的映射，第一子组的传输比特的发射的条件概率；

分子中的总和得自于与u_k，t＝+1相关的所有星座矩阵C_k，分母中的总和得自于与u_k，t＝-1相关的所有星座矩阵C_k。

20、按照权利要求19所述的方法，其特征在于根据下式确定第一子组的传输比特的比特决策

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)$

根据下式确定第一子组的传输比特的可靠性信息

21、按照权利要求18-20之一所述的方法，其特征在于通过使用对数似然比的最大对数近似值，确定第一子组的传输比特的对数似然比。

22、按照权利要求21所述的方法，其特征在于根据下式确定第一子组的传输比特的对数似然比的最大对数近似值

$\begin{array}{c}{\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\max \underset{u_{k,t}=+1}{C_k}\left\{\frac{\sqrt{{|\mathrm{\υ}}_k|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\mathrm{trace}\right\{\mathrm{RE}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)\}\\ -\max \underset{u_{k,t}=-1}{C_k}\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)\}\end{array}$

其中

t∈{1，...，b₁}是比特索引；

σ²是传输期间叠加的噪声的方差；

υ_k是第一决策变量；

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符；

C_k是星座矩阵；

Re是实部运算符；

trace{}是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子；

$L_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)={\left[L_a(u_{k,1},...,L_a\left(u_{k,b_1}\right)\right]}^T$ 是相对于第一子组的传输比特的先验比特信息的向量；

u_k ⁽ⁱ⁾是对应于星座矩阵C_k的接收候选物。

23、按照权利要求21所述的方法，其特征在于根据正交设计确定星座矩阵，并且通过空-时块代码分集组合实现接收。

24、按照权利要求23所述的方法，其特征在于空时块代码分集组合包括根据下式，把多输入多输出信道变换成等效的单输入单输出信道的步骤

${\hat{y}}_{k,l}=\sqrt{{\mathrm{\α}}^{q_k}}\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}{c}_{k,l}$

其中

是对应于PSK符号c_k，l的等效信道的接收符号；

是在时间k，发射器方的缩放因子；

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符；

c_k，l是PSK符号；

l＝1，...，K是PSK符号的索引。

25、按照权利要求24所述的方法，其特征在于空时块代码分集组合包括根据下式确定后验概率对数似然比的步骤

$\begin{array}{c}{\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\max \underset{u_{k,t}=+1}{c_{k,l}}\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\right\}\mathrm{Re}\{{\hat{y}}_{k,l}^{*}{c}_{k,l}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_{k,l}^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_{k,l}^{\left(1\right)}\right)\}\\ -\max \underset{u_{k,t}=-1}{c_{k,l}}\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\right\}\mathrm{Re}\{{\hat{y}}_{k,l}^{*}{c}_{k,l}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_{k,l}^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_{k,l}^{\left(1\right)}\right)\}\end{array}$

其中

t∈{1，...，b₁}是比特索引；

l∈{1，...，K}是星座符号索引；

K是PSK星座符号的数目；

υ_k是第一决策变量；

*是共轭复数运算符；

Re是实数运算符；和

u_k，l是对应于星座符号c_k，l的接收候选物。

26、按照权利要求11-25之一所述的方法，其特征在于确定与第二子组的传输比特有关的第二检测输出的步骤以硬输出检测为基础。

27、按照权利要求26所述的方法，其特征在于根据下式实现硬输出检测步骤

${\hat{q}}_k={\arg \min }_{q_k}\left\{\right|{\mathrm{\υ}}_k-{\mathrm{\α}}^{q_k}\left|\right\}.$

其中

是要确定的振幅差指数；

a是预定常数；

υ_k是第一决策变量；和

arg min是在振幅差指数q_k的所有可能值内确定运算数的最小值的运算符。

28、按照权利要求11-25之一所述的方法，其特征在于确定与第二子组的传输比特有关的第二检测输出的步骤以软输出检测为基础。

29、按照权利要求28所述的方法，其特征在于根据下式确定第二子组的传输比特的对数似然比

$L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)=\log \frac{(p\left(u_{k,t}\right)=+1|Y_{k-1},Y_k)}{(p\left(u_{k,t}\right)=-1|Y_{k-1},Y_k)}$

其中

k是时间索引；

p(u_k，l＝+1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝+1的条件概率；

p(u_k，l＝-1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝-1的条件概率。

30、按照权利要求29所述的方法，其特征在于根据下式确定第二子组的传输比特的决策

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)$

根据下式确定第二子组的传输比特的可靠性信息

$\left|L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right|.$

31、按照权利要求28-30之一所述的方法，其特征在于通过使用对数似然比的最大对数近似值，确定第二子组的传输比特的对数似然比。

32、按照权利要求31所述的方法，其特征在于根据下式确定第二子组的传输比特的对数似然比的最大对数近似值

$\begin{array}{c}{\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\max \underset{u_{k,t}=+1}{q_k}\left\{\frac{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}{8(1+|{\mathrm{\υ}}_k\left|\right)}\right|\log \frac{{\mathrm{\υ}}_k}{{\mathrm{\α}}^{q_k}}{|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(2\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(2\right)}\right)\}\\ -\max \underset{u_{k,t}=-1}{q_k}\{\frac{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}{8(1+|{\mathrm{\υ}}_k\left|\right)}{\left|\log \frac{{\mathrm{\υ}}_k}{{\mathrm{\α}}^{q_k}}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(2\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(2\right)}\right)\}\end{array}$

其中

t∈{b₁+1，...，b₁+b₂}是比特索引；

σ²是传输期间叠加的噪声的方差；

υ_k是第一决策变量；

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符；

q_k是振幅差指数；

trace{}是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子；

$L_a\left(u_k^{\left(2\right)}\right)={\left[L_a(u_{k,b_1+1},...,L_a\left(u_{k,b_1+b_2}\right)\right]}^T$ 是相对于第二子组的传输比特的先验比特信息的向量。

33、一种与多范数空-时发射分集调制结合的外部前向纠错编码的方法，所述方法包括下述步骤：

利用预定的基本代码，把信息比特流变换成编码比特流；

把编码比特流加倍成第一编码比特流和第二编码比特流；

用预定的穿孔图案对第一编码比特流穿孔，从而产生第一子组的传输比特；

用预定的穿孔图案的补足物对第二编码比特流穿孔，从而产生第二子组的传输比特；

把第一子组的传输比特映射到差分单式空-时调制方案的星座矩阵；

根据第二子组的传输比特确定缩放因子；

通过与依据缩放因子的比例缩放结合的星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵。

34、按照权利要求32所述的方法，其特征在于还包括在对第一编码比特流穿孔之后，交织第一编码比特流的步骤。

35、按照权利要求33或34所述的方法，其特征在于还包括在对第二编码比特流穿孔之后，交织第二编码比特流的步骤。

36、按照权利要求33-35之一所述的方法，其特征在于根据权利要求2-10之一实现把第一子组的传输比特映射到差分单式空时调制方案的星座矩阵的步骤，根据第二子组的传输比特确定缩放因子的步骤，和与依据缩放因子进行比例缩放相结合，通过星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵的步骤。

37、一种利用至少两个发射天线从单式空-时调制方案实现差分多范数空-时发射分集的设备，包括下述步骤：

把一组传输比特分成第一子组的传输比特和第二子组的传输比特的分割单元；

把第一子组的传输比特映射到差分单式空-时调制方案的星座矩阵的映射单元；

根据第二子组的传输比特确定缩放因子的缩放单元；

与依据缩放因子进行比例缩放相结合，通过星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵的发射矩阵建立单元。

38、按照权利要求37所述的设备，其特征在于发射矩阵建立单元包括根据下式实现星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码的差分编码单元

                        X_k＝X_k-1C_k.

其中

X_k是发射矩阵；

X_k-1是以前发射的发射矩阵；

C_k是差分单式空-时调制方案的星座矩阵；

k是时间索引。

39、按照权利要求3或38所述的设备，其特征在于发射矩阵建立单元把第二子组的传输比特编码成两个连续发射矩阵的范数差。

40、按照权利要求39所述的设备，其特征在于缩放单元包括

根据第二子组的传输比特，确定振幅差指数q_k∈{-M₂+1，-M₂+2，...-1，0，1，...，M₂-1}的振幅差指数单元；

根据 确定缩放因子的缩放因子单元，其中a是预定常数；

根据下式把星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码的结果乘以缩放因子的缩放因子乘法单元

$X_k=\sqrt{{\mathrm{\α}}^{q_k}}{X}_{k-1}{C}_k.$

41、按照权利要求37-40之一所述的设备，其特征在于所述一组传输比特包含log₂(M₁)+log₂(M₂)比特，其中

M₁是第一子组的传输比特的可能比特序列的数目；

M₂是发射矩阵的可能范数值的数目，其中

分割单元包括：

为第一子组的传输比特 $u_k^{\left(1\right)}={[u_{k,l},...u_{k,b_1}]}^T$ 选择所述一组传输比特中的数目b₁＝log₂(M₁)比特的第一选择单元；和

为第二子组的传输比特 $u_k^{\left(2\right)}={[u_{k,b_1+1},...u_{k,b_1+b_2}]}^T$ 选择所述一组传输比特中的数目b₂＝log₂(M₂)比特的第二选择单元。

42、按照权利要求40或41所述的设备，其特征在于振幅差指数单元包括

按照下式，根据覆盖第二子组的传输比特的排列的一组比特模式

所有p_i∈{0，1}，计算一组M₂个整数值d_k∈{0，...，M₂}的整数集合计算单元：

$d_k=\underset{i=1}{\overset{i={\log }_2\left(M_2\right)}{\mathrm{\Σ}}}[p_i\·2^i];$

和

建立第二子组的传输比特的比特模式和所述一组整数值之间的预定关系的关系建立单元。

43、按照权利要求42所述的设备，其特征在于关系建立单元以Gray映射的形式，建立第二子组的传输比特的比特模式和所述一组整数值之间的预定关系。

44、按照权利要求42或43所述的设备，其特征在于振幅差指数单元还包括

-根据在第二子组的传输比特的比特模式和所述一组整数值之间建立的预定关系，把第二子组的传输比特的传输比特映射到整数值d_k的传输比特映射单元；和

根据下式计算下一振幅差指数的振幅差指数计算单元

其中z_k-1是在时间k-1时的振幅指数，同时 $X_{k-1}{X}_{k-1}^H={\mathrm{\α}}^{z_{k-1}}{I}_{n_T};$

n_T是发射天线的数目；

I_nT是维数n_T的单位矩阵；

是地板函数。

45、按照权利要求37-44之一所述的设备，其特征在于分割单元选择第一子组的传输比特和第二子组的传输比特，以便实现选择性差错保护。

46、按照权利要求37-45之一所述的设备，其特征在于映射单元把第一子组的传输比特映射到选自包括下列星座矩阵的组中：单式对角星座矩阵，具有群性质的预定一组单式星座矩阵，源于正交设计的星座矩阵，和根据PSK符号确定的单式星座矩阵。

47、一种利用至少一个接收天线的多范数差分空-时分集接收设备，其中通过用于发射第一子组的传输比特的源于单式空-时调制方案的差分空-时调制，还通过用于发射第二子组的传输比特的差分空-时调制结果的多范数比例缩放，在发射器方建立多范数空-时调制发射矩阵，包括：

接收第一接收矩阵和时间上在一接收矩阵之前的第二接收矩阵的接收单元；

通过对第一接收矩阵和第二接收矩阵进行矩阵运算，确定决策矩阵、第一决策变量和第二决策变量的决策信息确定单元；

根据决策矩阵和第一决策变量，确定相对于第一子组的传输比特的第一检测输出的第一检测输出单元；和

根据决策矩阵、第一决策变量和第二决策变量，确定相对于第二子组的传输比特的第二检测输出的第二检测输出单元。

48、按照权利要求47所述的设备，其特征在于决策信息确定单元包括：

通过第一矩阵运算组合第一接收矩阵和第二接收矩阵，以便确定与第一子组的传输比特有关的决策矩阵的第一矩阵运算单元；

通过第二矩阵运算组合第一接收矩阵和第二接收矩阵，以便确定与第一子组的传输比特和第二子组的传输比特有关的第一决策变量的第二矩阵运算单元；和

通过第三矩阵运算处理第二接收矩阵，以便确定与第二子组的传输比特有关的第二决策变量的第三矩阵运算单元。

49、按照权利要求48所述的设备，其特征在于第一矩阵运算单元根据下式确定决策矩阵

$D_k=Y_k^H\·Y_{k-1}$

其中

D_k是决策矩阵；

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符。

50、按照权利要求48或49所述的设备，其特征在于第二矩阵运算单元根据下式确定第一决策变量v_k

${\mathrm{\υ}}_k=\frac{\mathrm{trace}\left\{Y_k{Y}_k^H\right\}}{\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}$

其中

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符；和

trace是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子。

51、按照权利要求48-50之一所述的设备，其特征在于第三矩阵运算单元根据下式确定第二决策变量

$\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}$

其中Y_k-1是第二接收矩阵。

52、按照权利要求47-51之一所述的设备，其特征在于第一检测输出单元包括通过硬输出检测，确定与第一子组的传输比特有关的第一检测输出的第一硬检测输出单元。

53、按照权利要求52所述的设备，其特征在于第一硬检测输出单元根据下式确定第一检测输出

$\begin{array}{c}{\hat{C}}_k={\arg \min }_{C_k}\left\{{\left|\right|Y_k-\sqrt{{\mathrm{\α}}^{\mathrm{qk}}}{Y}_{k-1}{C}_k\left|\right|}^2\right\}\\ ={\arg \max }_{C_k}\left\{\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\left\}\right\}\end{array}$

其中

是第一检测输出；

arg min_Ck是识别使运算数最小化的星座矩阵C_k的运算符；

arg max_Ck是识别使运算数最大化的星座矩阵C_k的运算符。

54、按照权利要求47-51之一所述的设备，其特征在于第一检测输出单元包含通过软输出检测，确定与第一子组的传输比特有关的第一检测输出的第一软检测输出单元。

55、按照权利要求54所述的设备，其特征在于第一软检测输出单元根据下式确定第一子组的传输比特的对数似然比

$\begin{array}{c}{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)=\log \frac{(p\left(u_{k,t}\right)=+1|Y_{k-1},Y_k)}{(p\left(u_{k,t}\right)=-1|Y_{k-1},Y_k)}\\ =l\frac{\underset{\underset{u_{k,t}=+1}{C_k}}{\mathrm{\Σ}}p\left(C_k\right|Y_k{Y}_{k-1})}{\underset{\underset{u_{k,t}=-1}{C_k}}{\mathrm{\Σ}}p\left(C_k\right|Y_k{Y}_{k-1})}\end{array}$

其中

k是时间索引；

u_k对应于第一子组的传输比特，u_k，l是u_k中在位置l的传输比特；

p(u_k，l＝+1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝+1的条件概率；

p(u_k，l＝-1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝-1的条件概率；

p(C_k|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时，通过在发射器方到星座矩阵C_k的映射，第一子组的传输比特的发射的条件概率；

分子中的总和得自于与u_k，t＝+1相关的所有星座矩阵C_k，分母中的总和得自于与u_k，t＝-1相关的所有星座矩阵C_k。

56、按照权利要求55所述的设备，其特征在于第一软检测输出单元根据下式确定第一子组的传输比特的比特决策

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)$

并且第一软检测输出单元根据下式确定第一子组的传输比特的可靠性信息

$\left|L^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right|$

57、按照权利要求54-56之一所述的设备，其特征在于第一软检测输出单元包括确定第一子组的传输比特的对数似然比的最大对数近似值的第一最大对数近似值单元。

58、按照权利要求57所述的设备，其特征在于第一最大对数近似值单元根据下式确定第一子组的传输比特的对数似然比的最大对数近似值

$\begin{array}{c}{\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\max \underset{u_{k,t}=+1}{c_k}\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)\}\\ -\max \underset{u_{k,t}=-1}{c_k}\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\mathrm{trace}\right\{\mathrm{Re}\left\{C_k{Y}_k^H{Y}_{k-1}\right\}\}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)\}\end{array}$

其中

t∈{1，...，b₁}是比特索引；

σ²是传输期间叠加的噪声的方差；

υ_k是第一决策变量；

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符；

C_k是星座矩阵；

Re是实部运算符；

trace{}是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子；

$L_a\left(u_k^{\left(1\right)}\right)={[L_a(u_{k,l},...,L_a\left(u_{k,b_1}\right)]}^T$ 是相对于第一子组的传输比特的先验比特信息的向量；

u_k ⁽ⁱ⁾是对应于星座矩阵C_k的接收候选物。

59、按照权利要求57所述的设备，其特征在于根据正交设计确定星座矩阵，并且接收单元包含通过空-时块代码分集组合处理接收矩阵的空时块代码分集组合单元。

60、按照权利要求59所述的设备，其特征在于空时块代码分集组合单元根据下式，把多输入多输出信道变换成等效的单输入单输出信道

${\hat{y}}_{k,l}=\sqrt{{\mathrm{\α}}^{q_k}}\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}{c}_{k,l}$

其中

是对应于PSK符号c_k，l的等效信道的接收符号；

是在时间k，发射器方的缩放因子；

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符；

c_k，l是PSK符号；

l＝1，...，K是PSK符号的索引。

61、按照权利要求60所述的设备，其特征在于第一最大对数近似值单元根据下式确定后验概率对数似然比

$\begin{array}{c}{\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(1\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\max \underset{u_{k,t}=+1}{c_{k,l}}\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\right\}\mathrm{Re}\{{\hat{y}}_{k,l}^{*}{c}_{k,l}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_{k,l}^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_{k,l}^{\left(1\right)}\right)\}\\ -\max \underset{u_{k,t}=-1}{c_{k,l}}\left\{\frac{\sqrt{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|}}{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|+1}\right\}\mathrm{Re}\{{\hat{y}}_{k,l}^{*}{c}_{k,l}+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_{k,l}^{\left(1\right)T}{L}_a\left(u_{k,l}^{\left(1\right)}\right)\}\end{array}$

其中

t∈{1，...，b₁}是比特索引；

l∈{1，...，K}是星座符号索引；

K是PSK星座符号的数目；

υ_k是第一决策变量；

*是共轭复数运算符；

Re是实数运算符；和

u_k，l是对应于星座符号c_k，l的接收候选物。

62、按照权利要求47-61之一所述的设备，其特征在于第二检测输出单元包括通过硬输出检测，确定与第二子组的传输比特有关的第二检测输出的第二硬检测输出单元。

63、按照权利要求62所述的设备，其特征在于第二硬检测输出单元根据下式确定硬输出检测

${\hat{q}}_k={\arg \min }_{q_k}\left\{\right|{\mathrm{\υ}}_k-{\mathrm{\α}}^{q_k}\left|\right\}.$

其中

是要确定的振幅差指数；

a是预定常数；

υ_k是第一决策变量；和

arg min是在振幅差指数q_k的所有可能值内确定运算数的最小值的运算符。

64、按照权利要求47-61之一所述的设备，其特征在于第二检测输出单元包含通过软输出检测，确定与第二子组的传输比特有关的第二检测输出的第二软检测输出单元。

65、按照权利要求64所述的设备，其特征在于第二软检测输出单元根据下式确定第二子组的传输比特的对数似然比

$L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)=\log \frac{(p\left(u_{k,t}\right)=+1|Y_{k-1},Y_k)}{(p\left(u_{k,t}\right)=-1|Y_{k-1},Y_k)}$

其中

k是时间索引；

p(u_k，l＝+1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝+1的条件概率；

p(u_k，l＝-1|Y_k，Y_k-1)是考虑到第一接收矩阵Y_k和第二接收矩阵Y_k-1时u_k，l＝-1的条件概率。

66、按照权利要求65所述的设备，其特征在于第二软检测输出单元根据下式确定第二子组的传输比特的决策

${\hat{u}}_{k,l}=\mathrm{sign}\left(L^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,l}\right)\right)$

并且第二软检测输出单元根据下式确定第二子组的传输比特的可靠性信息

67、按照权利要求64-66之一所述的设备，其特征在于第二软检测输出单元包含确定第二子组的传输比特的对数似然比的最大对数近似值的第二最大对数近似值单元。

68、按照权利要求67所述的设备，其特征在于第二最大对数近似值单元根据下式确定第二子组的传输比特的对数似然比的最大对数近似值

$\begin{array}{c}{\mathrm{\σ}}^2{L}^{\left(2\right)}\left({\hat{u}}_{k,t}\right)\≈\max \underset{u_{k,t}=+1}{q_k}\{\frac{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|\mathrm{trace}\left\{\right\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\}}{8(1+)}{\left|\log \frac{{\mathrm{\υ}}_k}{{\mathrm{\α}}^{q_k}}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(2\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(2\right)}\right)\}\\ -\max \underset{u_{k,t}=-1}{q_k}\{\frac{\left|{\mathrm{\υ}}_k\right|\mathrm{trace}\left\{Y_{k-1}{Y}_{k-1}^H\right\}}{8(1+|{\mathrm{\υ}}_k\left|\right)}{\left|\log \frac{{\mathrm{\υ}}_k}{{\mathrm{\α}}^{q_k}}\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{u}_k^{\left(2\right)T}{L}_a\left(u_k^{\left(2\right)}\right)\}\end{array}$

其中

t∈{b₁+1，...，b₁+b₂}是比特索引；

σ²是传输期间叠加的噪声的方差；

υ_k是第一决策变量；

Y_k是第一接收矩阵；

Y_k-1是第二接收矩阵；

H是Hermetian运算符；

q_k是范数差指数；

trace{}是给出矩阵的对角元素的总和的迹算子；

$L_a\left(u_k^{\left(2\right)}\right)={\left[L_a(u_{k,b_1+1},...,L_a(u_{k,b_1+b_2})\right]}^2$ 是相对于第二子组的传输比特的先验比特信息的向量。

69、一种与多范数空-时发射分集调制结合的外部前向纠错编码设备，包括：

利用预定的基本代码，把信息比特流变换成编码比特流的编码单元；

把编码比特流加倍成第一编码比特流和第二编码比特流的复制单元；

用预定的穿孔图案对第一编码比特流穿孔，从而产生第一子组的传输比特的第一穿孔单元；

用预定的穿孔图案的补足物对第二编码比特流穿孔，从而产生第二子组的传输比特的第二穿孔单元；

把第一子组的传输比特映射到差分单式空-时调制方案的星座矩阵，根据第二子组的传输比特确定缩放因子，通过与依据缩放因子的比例缩放结合的星座矩阵和以前确定的发射矩阵的差分编码，建立发射矩阵的多范数空-时发射分集调制单元。

70、按照权利要求69所述的设备，其特征在于还包括在对第一编码比特流穿孔之后，交织第一编码比特流的第一交织器。

71、按照权利要求69或70所述的设备，其特征在于还包括在对第二编码比特流穿孔之后，交织第二编码比特流的第二交织器。

72、按照权利要求69-71之一所述的设备，其特征在于多范数空-时发射分集调制单元根据权利要求2-10之一工作。

73、一种可直接装入差分多范数分集空-时发射分集发射器的内部存储器的计算机程序产品，它包括当所述产品在差分多范数分集发射器的处理器上运行时，执行按照权利要求1-10之一的步骤的软件代码部分。

74、一种可直接装入与多范数空时发射分集调制相结合的外部前向纠错编码设备的内部存储器中的计算机程序产品，它包括当所述产品在差分多范数分集发射器的处理器上运行时，执行按照权利要求33-36之一的步骤的软件代码部分。

75、一种可直接装入差分多范数空时分集接收器的内部存储器的计算机程序产品，它包括当所述产品在差分多范数分集接收器的处理器上运行时，执行按照权利要求11-32之一的步骤的软件代码部分。

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