CN101454995A - 用于缩放信号以提高mimo系统中接收机性能的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种多输入多输出(MIMO)系统的接收机，包括MIMO解码器、前缩放单元、解映射器和后缩放单元。MIMO解码器对接收的信号执行MIMO解码以分离经由多个数据流发送的多个符号。执行解映射前的缩放和解映射后的缩放以提高接收机性能。前缩放单元对符号应用前缩放系数以产生前缩放后的符号。前缩放后的符号被解映射器转换为软比特。后缩放单元然后对软比特应用后缩放系数。后缩放系数是信号干扰噪声比(SINR)。在解映射后的缩放中考虑交叉干扰以为随后的解码获得更准确的软比特。本发明适用于多载波系统(如正交频分复用(OFDM))和单载波系统。

Description

用于缩放信号以提高MIMO系统中接收机性能的方法和设备

技术领域

本发明涉及无线通信系统。更特别地，本发明涉及一种用于缩放信号以提高多输入多输出(MIMO)系统中接收机性能的方法和设备。

背景技术

为提高频谱效率，MIMO技术已被各种无线通信标准广泛采用，如IEEE802.16、802.11n和演进型通用陆地无线电接入(EUTRA)。在MIMO系统中，多数据流通过多天线在相同的频率-时间块中被传送。但是，基于最大似然(ML)算法的最优化MIMO接收机却十分复杂。因此，近最优化的MIMO接收机因为不那么复杂(如球译码和基于最大似然检测器的QR分解(QRD-MLD))而得到了发展。但是，尤其对于手持设备来说，这些近最优化的接收机仍然很复杂。

更实用的MIMO接收机以降低性能为代价而使用低复杂性的线性接收机(如迫零(ZF)或最小均方误差(MMSE)接收机)。在信道状态信息对于接收机是已知时，ZF接收机可以完全分离多数据流而不会引起任何交叉干扰。但是，ZF接收机放大了环境噪声从而引起整体性能下降。另一方面，MMSE接收机，由于考虑了交叉干扰和噪声而得到更好的性能。但是，MMSE接收机自身会导致对信号的有偏估计，并且因此引起性能降低，尤其对数据被相位调制和幅度调制的高阶调制(如16正交幅度调制(16QAM)、64QAM等)更是这样。

图1显示的是用于单载波系统的传统的基于MMSE的MIMO接收机100。该接收机100包括多个天线102a-102n、多个射频(RF)单元104a-104n、MMSE MIMO解码器106、多个解映射器(demapper)108a-108n和多个缩放单元110a-110n。信号103a-103n由天线102a-102n接收。每个信号103a-103n被相应的RF单元104a-104n进行下变换和数字化处理。数字化信号105a-105n流入MMSE MIMO解码器106，在该解码器106中多数据流107a-107n被分离。分离后的数据流107a-107n流入相应的解映射器108a-108n，在这里数据的符号表示被转换为软比特109a-109n。MMSE MIMO解码器106也计算MMSE MIMO解码器106的MMSE输出的有效信噪比(SNR)111a-111n，并发送该有效SNR111a-111n到各自的缩放单元110a-110n。软比特109a-109n由相应的缩放单元110a-110n按照有效SNR111a-111n进行加权。加权后的软比特113a-113n被发送到解码器(未图示)以进行解码。

接收的信号可以被表述如下：

$Y=\sqrt{E_s}\mathrm{HX}+N$                                   等式(1)

其中X是有m个元素的列向量，(x_m是从第m个天线发射的数据)，Y是有n个元素的列向量，(y_n是由第n个天线接收的数据)，H是信道矩阵，其元素h_nm代表在第m个发射天线和第n个接收天线之间的信道系数，N是方差σ²情况下的噪声，E_s是每个符号的发射功率。

图2显示的是图1中MMSE MIMO解码器106的详细方框图。MMSEMIMO解码器106包括R矩阵计算单元204、SNR计算单元206和滤波单元208。R矩阵计算单元204接收信号功率与噪声功率值201以及信道矩阵H202，并按如下计算矩阵R 205：

$R={(H^{H}H+\frac{I}{\mathrm{SNR}})}^{-1}{H}^H$                             等式(2)

其中上标H表示矩阵的转置共轭矩阵。信号功率与噪声功率值201以及信道矩阵202是基于数字化信号105a-105n而产生的，为简化起见，产生信号功率与噪声功率值201以及信道矩阵202的特定模块未在图2中显示。

MMSE MIMO解码器106的滤波单元208接收相应于数字化信号105a-105n的矩阵Y 203以及矩阵R 205，并执行如下的符号估计：

$\hat{X}={(H^{H}H+\frac{I}{\mathrm{SNR}})}^{-1}{H}^{H}Y=\mathrm{RY}$                        等式(3)

其中， $\mathrm{SNR}=\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}^2}.$ 估计的符号107a-107n然后被发送到图1的相应的解映射器108a-108n。

SNR计算单元206计算有效的后MMSE SNR111a-111n并把它们输出到图1的相应的缩放单元110a-110n进行解映射后的缩放。对第n个数据流的有效的后MMSE SNR计算如下：

ρ_n＝SNR/(RR^H)_nn                             等式(4)其中下标nn表示矩阵的第n个对角线元素。图1的缩放单元110a-110n使得软比特109a-109n与由等式(3)获得的相应的后MMSE SNR相乘。

发明内容

本发明是关于一种用于缩放信号以提高多输入多输出(MIMO)系统中接收机性能的方法和设备。MIMO接收机包括MMSE MIMO解码器、前缩放单元、解映射器和后缩放单元。MMSE MIMO解码器对接收的信号执行MIMO解码，以分离经由多个数据流发射的多个符号。执行解映射前的缩放和解映射后的缩放是用以提高接收机的性能。前缩放单元对符号应用前缩放系数以产生前缩放后的符号。每一前缩放后的符号被解映射器转换为软比特。然后后缩放单元对所述软比特应用后缩放系数。后缩放系数是信号干扰噪声比(SINR)。在解映射后的缩放中考虑交叉干扰，以为随后的解码获得更准确的软比特。本发明适用于多载波系统(如正交频分复用(OFDM))和单载波系统。

附图说明

从以下关于优选实施方式的描述中可以更详细地了解本发明，这些优选实施方式是作为实例给出的，并且是结合附图而被理解的，其中：

图1显示的是用于单载波系统的传统的基于MMSE的MIMO接收机；

图2显示的是图1中的MMSE MIMO解码器的详细方框图；

图3显示的是根据本发明的单载波MIMO系统的MMSE接收机；

图4显示的是图3的MMSE MIMO解码器的示例性方框图；

图5显示的是根据本发明的OFDM MIMO接收机；

图6显示的是本征波束成形的信道模型。

具体实施方式

当下文中提及时，术语“接收机”包括但不限于无线发射/接收单元(WTRU)、用户设备(UE)、移动站、固定或移动用户单元、寻呼机、蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、计算机或能够在无线环境中操作的任何其他类型的用户装置。术语“接收机”同样可以包括但不限于基站、节点B、站点控制器、接入点(AP)或任何能够在无线环境中操作的其他类型的接口连接装置。

根据本发明，执行解映射前的缩放和解映射后的缩放都可以提高接收机的性能。解映射前的缩放参考调制星座调整后MMSE信号，解映射后的缩放按照相应的SINR调整软比特(即对数似然比(LLR))。在本发明中，先执行无偏信号估计，这对高阶调制符号解映射是必要的，同时避免放大环境噪声。然后在解映射后的缩放中考虑交叉干扰，为后续解码获得更准确的软比特。

图3显示的是根据本发明的用于单载波MIMO系统的MMSE接收机300。该接收机300包括多个天线302a-302n、多个RF单元304a-304n、MMSEMIMO解码器306、多个前缩放单元310a-310n、多个解映射器312a-312n和多个后缩放单元314a-314n。信号303a-303n由天线302a-302n接收。每个接收到的信号303a-303n由相应的RF单元304a-304n进行下变换和数字化处理。数字化信号305a-305n流入MMSE MIMO解码器306，在该解码器306中经由多数据流发送的符号307a-307n被分离。

MMSE MIMO解码器306根据等式(2)执行符号估计，并且输出符号307a-307n到前缩放单元310a-310n。MIMO解码器306也计算用于符号307a-307n的前缩放系数308a-308n，并输出该前缩放系数308a-308n到相应的前缩放单元310a-310n。每个前缩放单元310a-310n对相应的符号307a-307n应用该前缩放系数308a-308n以产生前缩放后的符号311a-311n。前缩放后的符号311a-311n流入解映射器312a-312n，解映射器312a-312n将这些前缩放后的符号311a-311n转换成软比特313a-313n。

MMSE MIMO解码器306通过考虑交叉数据流干扰也计算后缩放系数309a-309n。后缩放系数309a-309n实质上就是SINR，不同于传统方法中使用的SNR。每个后缩放单元314a-314n对相应的软比特313a-313n应用相应的后缩放系数309a-309n。加权后的软比特315a-315n被发送到解码器(未图示)用于解码。

图4显示的是图3的MMSE MIMO解码器306的示例性方框图。MMSEMIMO解码器306包括R矩阵计算单元404、W矩阵计算单元406、后缩放系数计算单元408以及滤波单元410。MMSE MIMO解码器306的R矩阵计算单元404接收信号功率与噪声功率值401以及信道矩阵H402，并按照等式(2)计算矩阵R405。信号功率与噪声功率值401以及信道矩阵402是基于图3的数字化信号305a-305n产生的，为简化起见在图4中未显示产生信号功率与噪声功率值401和信道矩阵H402的特定模块。MMSE MIMO解码器306的W矩阵计算单元406接收R矩阵405和H矩阵402，并计算W矩阵407，W＝RH。W矩阵计算单元406输出W矩阵407到后缩放系数计算单元408和图3中的前缩放单元310a-310n。

滤波单元410接收相应于数字化信号305a-305n的矩阵Y403和矩阵R405，并按照等式(3)执行符号估计。估计的符号307a-307n被发送到图3中相应的前缩放单元310a-310n。通过用

的第n个元素除以矩阵W407的第n个对角线元素，前缩放单元310a-310n缩放估计的符号307a-307n(即后MMSE符号估计

后缩放系数计算单元408计算后缩放系数309a-309n并输出该后缩放系数309a-309n到图3中相应的后缩放单元314a-314n。通过考虑交叉数据流干扰来计算后缩放系数309a-309n。MIMO解码之后，第n个数据流的有效信号功率变成

噪声功率变成(R R^H)_nnσ²，而对第n个数据流的干扰变成

第n个数据流的SINR(即后缩放系数)如下：

$\frac{w_{\mathrm{nn}}^2{E}_s}{{\left(R{R}^H\right)}_{\mathrm{nn}}{\mathrm{\σ}}^2+({\left(W^{H}W\right)}_{\mathrm{nn}}-w_{\mathrm{nn}}^2)E_s}$                          等式(5)

图3中的后缩放单元314a-314n把软比特与相应的SINR相乘。

应当注意图3和图4只是作为例子来提供，而不作为限制，并且图3和图4中显示的一些功能模块可以被合并或是分离，并且操作顺序也可能改变。例如，前缩放单元310a-310n可以和MMSE MIMO解码器306合并。

本发明同样适用于OFDM MIMO系统。图5显示的是根据本发明的OFDM MIMO接收机500。该接收机500包括多个天线502a-502n、多个RF单元504a-504n、多个快速傅里叶变换(FFT)单元506a-506n、多个MIMO解码器508a-508k、多个前缩放单元512aa-512kn、多个解映射器514aa-514kn以及多个后缩放单元516aa-516kn。信号503a-503n由天线502a-502n接收。每个接收到的信号503a-503n由相应的RF单元504a-504n进行下变换和数字化处理。数字化信号505a-505n由FFT单元506a-506n转换成频域数据507aa-507kn。每个FFT单元506a-506n输出k个副载波信号。

在FFT之后，来自多个FFT单元506a-506n的在相同副载波上的信号流入相应的MMSE MIMO解码器508a-508k。每个MMSE MIMO解码器508a-508k按照等式(2)执行符号估计。MMSE MIMO解码器508a-508k输出符号509aa-509kn到前缩放单元512aa-512kn。MMSE MIMO解码器508a-508k也为符号509aa-509kn计算前缩放系数510aa-510kn，并输出该前缩放系数510aa-510kn到相应的前缩放单元512aa-512kn。每个前缩放单元512aa-512kn将相应的前缩放系数510aa-510kn应用到相应符号509aa-509kn以产生前缩放后的符号513aa-513kn。该前缩放后的符号513aa-513kn然后流入到解映射器514aa-514kn，解映射器514aa-514kn将所述前缩放后的符号513aa-513kn转换成软比特515aa-515kn。

MMSE MIMO解码器508a-508k按照等式(5)同样计算后缩放系数511aa-511kn(即SINR)。后缩放单元516aa-516kn将后缩放系数511aa-511kn应用到软比特515aa-515kn。加权的软比特515aa-515kn被发送到解码器(未图示)以进行解码。

根据其他的实施方式，基于奇异值分解(SVD)、特征值分解(EVD)或类似方法的本征波束成形被实施用于在接收机与发射机之间发送数据。图6显示的是本征波束成形的信道模型。信道矩阵H的SVD如下：

SVD(H)＝UDV^H                                    等式(6)

其中，V是M_T×M_T的酉矩阵，U是包含特征向量HH^H的酉矩阵，V是包含特征向量HH^H的酉矩阵。矩阵D是其对角线元素是H的奇异值的对角矩阵，奇异值是{λ，λ₂，…，λ_N}。

在接收机，预编码矩阵V与发送符号向量s相乘，用于发送预编码如下：

X＝Vs                                           等式(7)

在接收机接收到的信号如下：

Y＝HVs+N                                   等式(8)

本征波束成型的系统的MMSE接收机可以由接收处理矩阵R如下定义：

$R={[{\hat{H}}^H\hat{H}+\frac{I}{\mathrm{SNR}}]}^{-1}{\hat{H}}^H$                            等式(9)

其中 $\hat{H}=\mathrm{HV}$ 是有效信道矩阵。

使用接收处理矩阵R，参考矩阵W $(W=R\hat{H})$ 在非波束成形的情况下计算。通过将后MMSE信号估计的第n个元素除以W的第n个对角线元素执行前缩放。

MMSE解码后第n个数据流的噪声功率变为(RR^H)_nnσ²。同样的，交叉数据流干扰和有效SINR也在非波束成形情况下按照等式(5)进行计算。有效SINR然后与软比特相乘。

可替换地，本征波束成形的MIMO系统的MIMO解码器可以利用匹配滤波器实施。MIMO解码器(即所述匹配滤波器)执行下面的操作以估计发送符号s：

$\hat{s}=D^H{U}^{H}Y=D^H{U}^H(\mathrm{HVS}+N)=D^H{U}^H({\mathrm{UDV}}^H\mathrm{VS}+N)=D^H\mathrm{DS}+D^H{U}^{H}N$

                                           等式(10)

因此s可以被检测而无需执行MMSE类型检测器的连续干扰消除。D^HD是由H的特征值形成的对角矩阵。第n个数据流的前缩放系数按 ${\left(D^{H}D\right)}_{\mathrm{nn}}={\mathrm{\λ}}_n^2$ 进行计算。按照等式(10)估计的符号被相应的前缩放系数相除。

第n个数据流的SNR变成如下：

$\mathrm{SNR}\left(s_n\right)=\frac{{\left(d_n^2\right)}^2{E}_s}{d_n^2{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{d_n^2{E}_s}{{\mathrm{\σ}}^2}$                           等式(11)

其作为后缩放系数使用。解映射后的每个数据流的软比特和相应的SNR相乘。

实施例

1.一种在MIMO无线通信系统中缩放用于解码的信号的方法。

2.如实施例1所述的方法，包括经由多个天线接收信号。

3.如实施例2所述的方法，包括对所述信号执行MIMO解码，以产生经由多个数据流发送的多个符号。

4.如实施例1-3中任一实施例所述的方法，还包括为每个符号计算前缩放系数和后缩放系数。

5.如实施例4所述的方法，包括将前缩放系数应用到相应的符号以产生前缩放后的符号。

6.如实施例5所述的方法，包括将前缩放后的符号解映射成软比特。

7.如实施例6所述的方法，包括将后缩放系数应用到相应的软比特。

8.如实施例7所述的方法，其中后缩放系数为SINR。

9.如实施例3-8中任一实施例所述的方法，其中所述符号是基于MMSE标准获得的。

10.如实施例4-9中任一实施例所述的方法，其中前缩放系数是矩阵W的对角线元素，W＝RH，R是接收处理矩阵 $R={(H^{H}H+\frac{I}{\mathrm{SNR}})}^{-1}{H}^H,$ H是信道矩阵。

11.如实施例10所述的方法，其中后缩放系数是 $\frac{w_{\mathrm{nn}}^2{E}_s}{{\left(R{R}^H\right)}_{\mathrm{nn}}{\mathrm{\σ}}^2+({\left(W^{H}W\right)}_{\mathrm{nn}}-w_{\mathrm{nn}}^2)E_s},$ 其中

是矩阵W的第n个元素的平方，E_s是所发送信号的功率。

12.如实施例1-11中任一实施例所述的方法，其中MIMO无线通信系统是单载波MIMO系统。

13.如实施例1-11中任一实施例所述的方法，其中MIMO无线通信系统是OFDM MIMO系统。

14.如实施例2-13中任一实施例所述的方法，其中本征波束成形在发射机中被执行以发送信号。

15.如实施例3-14中任一实施例所述的方法，其中MIMO解码由匹配滤波器执行。

16.一种在MIMO无线通信系统中的MIMO接收机，被配置成缩放用于解码的接收到的信号。

17.如实施例16所述的MIMO接收机，包括多个天线，用于接收信号。

18.如实施例17所述的MIMO接收机，包括MIMO解码器，用于对信号执行MIMO解码以分离经由多个数据流发送的多个符号。

19.如实施例18所述的MIMO接收机，包括前缩放单元，用于将前缩放系数应用到相应的符号以产生前缩放后的符号。

20.如实施例19所述的MIMO接收机，包括解映射器，用于将前缩放后的符号解映射为软比特。

21.如实施例20所述的MIMO接收机，包括后缩放单元，用于将后缩放系数应用到软比特。

22.如实施例21所述的MIMO接收机，其中后缩放系数是SINR。

23.如实施例18-22中任一实施例所述的MIMO接收机，其中所述符号是基于MMSE标准获得的。

24.如实施例19-23中任一实施例所述的MIMO接收机，其中前缩放系数是矩阵W的对角线元素，W＝RH，R是接收处理矩阵 $R={(H^{H}H+\frac{I}{\mathrm{SNR}})}^{-1}{H}^H,$ H是信道矩阵。

25.如实施例24所述的MIMO接收机，其中后缩放系数是 $\frac{w_{\mathrm{nn}}^2{E}_s}{{\left(R{R}^H\right)}_{\mathrm{nn}}{\mathrm{\σ}}^2+({\left(W^{H}W\right)}_{\mathrm{nn}}-w_{\mathrm{nn}}^2)E_s},$ 其中

是矩阵W的第n个元素的平方，E_s是所发送信号的功率。

26.如实施例16-25中任一实施例所述的MIMO接收机，其中MIMO接收机是单载波MIMO接收机。

27.如实施例16-25中任一实施例所述的MIMO接收机，其中MIMO接收机是OFDM MIMO接收机。

28.如实施例17-27中任一实施例所述的MIMO接收机，其中本征波束成形在发射机中被执行以发送信号。

29.如实施例18-28中任一实施例所述的MIMO接收机，其中MIMO解码器是匹配滤波器。

虽然本发明的特征和元素在优选的实施方式中以特定的结合进行了描述，但每个特征或元素可以在没有所述优选实施方式的其他特征和元素的情况下单独使用，或在与或不与本发明的其他特征和元素结合的各种情况下使用。本发明提供的方法或流程图可以在由通用计算机或处理器执行的计算机程序、软件或固件中实施，其中所述计算机程序、软件或固件是以有形的方式包含在计算机可读存储介质中的，关于计算机可读存储介质的实例包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、寄存器、缓冲存储器、半导体存储设备、内部硬盘和可移动磁盘之类的磁介质、磁光介质以及CD-ROM碟片和数字多功能光盘(DVD)之类的光介质。

举例来说，恰当的处理器包括：通用处理器、专用处理器、传统处理器、数字信号处理器(DSP)、多个微处理器、与DSP核心相关联的一个或多个微处理器、控制器、微控制器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)电路、任何一种集成电路(IC)和/或状态机。

与软件相关联的处理器可以用于实现射频收发信机，以在无线发射接收单元(WTRU)、用户设备(UE)、终端、基站、无线电网络控制器(RNC)或是任何一种主机计算机中加以使用。WTRU可以与采用硬件和/或软件形式实施的模块结合使用，例如相机、摄像机模块、视频电路、扬声器电话、振动设备、扬声器、麦克风、电视收发信机、免提耳机、键盘、蓝牙

模块、调频(FM)无线电单元、液晶显示器(LCD)显示单元、有机发光二极管(OLED)显示单元、数字音乐播放器、媒体播放器、视频游戏机模块、因特网浏览器和/或任何一种无线局域网(WLAN)模块。

Claims (18)

1.一种在多输入多输出(MIMO)无线通信系统中缩放用于解码的信号的方法，该方法包括：

经由多个天线接收信号；

对所述信号执行MIMO解码，以产生经由多个数据流发送的多个符号；

为每个符号计算前缩放系数和后缩放系数；

将前缩放系数应用到相应的符号以产生前缩放后的符号；

将前缩放后的符号解映射成软比特；以及

将后缩放系数应用到相应的软比特。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述后缩放系数为信号干扰噪声比(SINR)。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述符号是基于最小均方误差(MMSE)标准获得的。

4.如权利要求3所述的方法，其中所述前缩放系数是矩阵W的对角线元素，W＝RH，R是接收处理矩阵 $R={(H^{H}H+\frac{I}{\mathrm{SNR}})}^{-1}{H}^H,$ H是信道矩阵。

5.如权利要求4所述的方法，其中所述后缩放系数是 $\frac{w_{\mathrm{nn}}^2{E}_s}{{\left(R{R}^H\right)}_{\mathrm{nn}}{\mathrm{\σ}}^2+({\left(W^{H}W\right)}_{\mathrm{nn}}-w_{\mathrm{nn}}^2)E_s},$ 其中

是矩阵W的第n个元素的平方，E_s是所发送信号的功率。

6.如权利要求1所述的方法，其中所述MIMO无线通信系统是单载波MIMO系统。

7.如权利要求1所述的方法，其中所述MIMO无线通信系统是正交频分复用(OFDM)MIMO系统。

8.如权利要求1所述的方法，其中在发射机中执行本征波束成形以发送信号。

9.如权利要求8所述的方法，其中MIMO解码由匹配滤波器执行。

10.一种在多输入多输出(MIMO)无线通信系统中被配置成缩放用于解码的接收到的信号的MIMO接收机，该MIMO接收机包括：

多个天线，用于接收信号；

MIMO解码器，用于对信号执行MIMO解码以分离经由多个数据流发送的多个符号；

前缩放单元，用于将前缩放系数应用到相应的符号以产生前缩放后的符号；

解映射器，用于将前缩放后的符号解映射为软比特；以及

后缩放单元，用于将后缩放系数应用到所述软比特。

11.如权利要求10所述的MIMO接收机，其中所述后缩放系数是信号干扰噪声比(SINR)。

12.如权利要求10所述的MIMO接收机，其中所述符号是基于最小均方误差(MMSE)标准获得的。

13.如权利要求12所述的MIMO接收机，其中所述前缩放系数是矩阵W的对角线元素，W＝RH，R是接收处理矩阵 $R={(H^{H}H+\frac{I}{\mathrm{SNR}})}^{-1}{H}^H,$ H是信道矩阵。

14.如权利要求13所述的MIMO接收机，其中所述后缩放系数是 $\frac{w_{\mathrm{nn}}^2{E}_s}{{\left(R{R}^H\right)}_{\mathrm{nn}}{\mathrm{\σ}}^2+({\left(W^{H}W\right)}_{\mathrm{nn}}-w_{\mathrm{nn}}^2)E_s},$ 其中

是矩阵W的第n个元素的平方，E_s是所发送信号的功率。

15.如权利要求10所述的MIMO接收机，其中该MIMO接收机是单载波MIMO接收机。

16.如权利要求10所述的MIMO接收机，其中该MIMO接收机是正交频分复用(OFDM)MIMO接收机。

17.如权利要求10所述的MIMO接收机，其中本征波束成形在发射机中被执行以发送信号。

18.如权利要求17所述的MIMO接收机，其中MIMO解码器是匹配滤波器。

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