KR20090013252A - Ｍｉｍｏ 시스템에서 수신기의 성능을 향상시키기 위한 신호의 스케일링 방법 및 장치 - Google Patents

Ｍｉｍｏ 시스템에서 수신기의 성능을 향상시키기 위한 신호의 스케일링 방법 및 장치 Download PDF

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잉쉐 리
로버트 린드 올레슨
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인터디지탈 테크날러지 코포레이션
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Abstract

다중 입력 다중 출력(MIMO) 수신기는 MIMO 디코더, 프리스케일링 유닛, 디맵퍼, 및 포스트스케일링 유닛을 포함한다. MIMO 디코더는 복수의 데이터 스트림을 통하여 전송된 복수의 심볼을 분리하도록 수신 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행한다. 수신기의 성능을 향상시키기 위해 프리디맵핑 스케일링 및 포스트디매핑 스케일링 둘 다 수행된다. 프리스케일링 계수는 프리스케일링된 심볼을 생성하도록 프리스케일링 유닛에 의해 심볼에 적용된다. 프리스케일링된 심볼은 디맵퍼에 의해 소프트 비트로 변환된다. 그 다음, 포스트스케일링 유닛은 소프트 비트에 포스트스케일링 계수를 적용한다. 포스트스케일링 계수는 신호 대 간섭 및 잡음 비율(SINR)이다. 후속 디코딩에 대해 보다 정확한 소프트 비트를 획득하도록 포스트디매핑 스케일링에 교차 간섭이 고려된다. 본 발명은 다중 캐리어 시스템(예를 들어, OFDM) 및 단일 캐리어 시스템 둘 다에 적용할 수 있다.

Description

ＭＩＭＯ 시스템에서 수신기의 성능을 향상시키기 위한 신호의 스케일링 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SCALING A SIGNAL FOR IMPROVING PERFORMANCE OF A RECEIVER IN A MIMO SYSTEM}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO; multiple-input multiple-output) 시스템에서 수신기의 성능을 향상시키기 위한 신호의 스케일링(scaling) 방법 및 장치에 관한 것이다.
스펙트럼 효율을 향상시키기 위하여, MIMO 기술은 IEEE 802.16, 802.11n 및 E-UTRA(evolved universal terrestrial radio access)와 같은 다양한 무선 통신 표준에 의해 널리 채용되어 왔다. MIMO 시스템에서, 다수의 데이터 스트림은 동일한 주파수-시간 블록에서 다중 안테나를 통하여 전송된다. 그러나, 최대 우도(ML; maximum likelihood) 알고리즘에 기초한 최적의 MIMO 수신기는 매우 복잡하다. 그리하여, 보다 적은 복잡도를 갖는 근사 최적(near optimum) MIMO 수신기(예컨대, 스피어 디코딩(sphere decoding) 및 QR 분해 기반의 ML 검출기(QRD-MLD))가 개발되었다. 그러나, 이들 근사 최적 수신기의 복잡도도 여전히 높으며, 특히 핸드헬드 디바이스에 대하여 그러하다.
보다 실용적인 MIMO 수신기는 성능 감소를 감수하여 낮은 복잡도의 선형 수신기(예컨대, 제로포싱(ZF; zero-forcing) 또는 최소 평균 제곱 에러(MMSE; minimum mean squared error) 수신기)를 채용한다. 수신기에 알려진 채널 상태 정보를 이용하여, ZF 수신기는 어떠한 교차 간섭도 야기하지 않고 다수의 데이터 스트림을 완전히 분리(decouple)할 수 있다. 그러나, ZF 수신기는 주변 잡음(ambient noise)을 증폭하고, 그에 따라 전체 성능이 저하된다. 반면에, MMSE 수신기는 교차 간섭과 잡음을 둘 다 고려함으로써 보다 나은 성능을 갖는다. 그러나, MMSE 수신기 자체가 신호의 편향된 추정을 일으키며, 그에 따라, 특히 데이터가 위상과 진폭 둘 다 변조되는 고차 변조(예컨대, 16 QAM(quadrature amplitude modulation), 64 QAM 등)의 경우, 성능 저하를 초래한다.
도 1은 단일 캐리어 시스템에 대한 종래의 MMSE 기반의 MIMO 수신기(100)를 도시한다. 수신기(100)는 복수의 안테나(102a-102n), 복수의 무선 주파수(RF) 유닛(104a-104n), MMSE MIMO 디코더(106), 복수의 디맵퍼(demapper)(108a-108n), 및 복수의 스케일링 유닛(110a-110n)을 포함한다. 신호(103a-103n)는 안테나(102a-102n)에 의해 수신된다. 각각의 신호(103a-103n)는 대응하는 RF 유닛(104a-104n)에 의해 하향 변환(down-convert) 및 디지털화된다. 디지털화된 신호(105a-105n)는 MMSE MIMO 디코더(106)에 공급되며, MMSE MIMO 디코더(106)에서 다수의 데이터 스트림(107a-107n)이 분리된다. 각각의 분리된 데이터 스트림(107a-107n)은 대응하는 디맵퍼(108a-108n)에 공급되며, 디맵퍼(108a-108n)에서 데이터의 심볼 표현이 소프트 비트(soft bit)(109a-109n)로 변환된다. MMSE MIMO 디코더(106)는 또한 MMSE MIMO 디코더(106)의 MMSE 출력에 대해 유효 신호 대 잡음 비율(SNR)(111a-111n)을 계산하고, 각각의 스케일링 유닛(110a-110n)에 유효 SNR(111a-111n)을 송신한다. 소프트 비트(109a-109n)는 대응하는 스케일링 유닛(110a-110n)에 의해 유효 SNR(111a-111n)에 따라 가중된다. 그 다음, 가중된 소프트 비트(113a-113n)는 디코딩을 위한 디코더(도시되지 않음)에 송신된다.
수신 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009000558618-PAT00001
여기서, X는 m개의 원소를 갖는 열(column) 벡터이고(xm은 m번째 안테나로부터 송신된 데이터임), Y는 n개의 원소를 갖는 열 벡터이고(yn은 n번째 안테나에 의해 수신된 데이터임), H는 m번째 송신 안테나와 n번째 수신 안테나 사이의 채널 계수를 나타내는 각자의 원소 hnm을 갖는 채널 행렬이고, N은 분산
Figure 112009000558618-PAT00002
를 갖는 잡음 항목이고, Es는 심볼당 송신 전력이다.
도 2는 도 1의 MMSE MIMO 디코더(106)의 상세한 블록도이다. MMSE MIMO 디코더(106)는 R 행렬 계산 유닛(204), SNR 계산 유닛(206), 및 필터링 유닛(208)을 포함한다. R 행렬 계산 유닛(204)은 신호 전력 및 잡음 전력 값(201)과 채널 행렬 H(202)를 수신하고, 다음과 같이 채널 R(205)을 계산한다.
Figure 112009000558618-PAT00003
여기서, 첨자 H는 행렬 공액 전치(conjugate transpose)를 의미한다. 신호 전력 및 잡음 전력 값(201)과 채널 행렬(202)은 디지털화된 신호(105a-105n)에 기초하여 생성되고, 신호 전력 및 잡음 전력 값(201)과 채널 행렬(202)을 생성하는 특정 블록은 단순화를 위해 도 2에 도시되지 않는다.
MMSE MIMO 디코더(106)의 필터링 유닛(208)은 디지털화된 신호(105a-105n)에 대응하는 행렬 Y(203)와 행렬 R(205)을 수신하고, 다음과 같이 심볼 추정을 수행한다.
Figure 112009000558618-PAT00004
여기서,
Figure 112009000558618-PAT00005
이다. 그 다음, 추정된 심볼(107a-107n)은 도 1의 대응하는 디맵퍼(108a-108n)에 송신된다
SNR 계산 유닛(206)은 유효 포스트(post)-MMSE SNR(111a-111n)을 계산하고, 그것들을 포스트디매핑(post-demapping) 스케일링을 위해 도 1의 대응하는 스케일링 유닛(110a-110n)에 출력한다. n번째 데이터 스트림에 대한 유효 포스트-MMSE SNR은 다음과 같이 계산된다.
Figure 112009000558618-PAT00006
여기서, 첨자 nn은 행렬의 n번째 대각(diagonal) 원소를 의미한다. 그 다음, 도 1의 스케일링 유닛(110a-110n)은 소프트 비트(109a-109n)를 [수학식 3]에 의해 얻은 대응하는 포스트-MMSE SNR과 승산한다.
본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템에서 수신기의 성능을 향상시키기 위한 신호의 스케일링 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
본 발명은 MIMO 시스템에서 수신기의 성능을 향상시키기 위한 신호의 스케일링 방법 및 장치에 관한 것이다. MIMO 수신기는 MMSE MIMO 디코더, 프리스케일링(pre-scaling) 유닛, 디맵퍼, 및 포스트스케일링(post-scaling) 유닛을 포함한다. MMSE MIMO 디코더는 복수의 데이터 스트림을 통하여 전송된 복수의 심볼을 분리하도록 수신 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행한다. 수신기의 성능을 향상시키기 위해 프리디매핑(pre-demapping) 스케일링 및 포스트디매핑(post-demapping) 스케일링 둘 다 수행된다. 프리스케일링 계수는 프리스케일링된 심볼을 생성하도록 프리스케일링 유닛에 의해 심볼에 적용된다. 프리스케일링된 심볼의 각각은 디맵퍼에 의해 소프트 비트로 변환된다. 그 다음, 포스트스케일링 유닛은 소프트 비트에 포스트스케일링 계수를 적용한다. 포스트스케일링 계수는 신호 대 간섭 및 잡음 비율(SINR)이다. 후속 디코딩에 대해 보다 정확한 소프트 비트를 획득하도록 포스트디매핑 스케일링에 교차 간섭이 고려된다. 본 발명은 다중 캐리어 시스템(예컨대, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)) 및 단일 캐리어 시스템 둘 다에 적용할 수 있다.
본 발명에 따르면, MIMO 시스템에서 수신기의 성능을 향상시키기 위한 신호의 스케일링 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
예로써 주어지며 첨부 도면과 관련하여 이해될 바람직한 실시예의 다음의 상세한 설명으로부터 본 발명의 보다 상세한 이해가 이루어질 수 있다.
이하 언급될 때, 용어 "수신기"는 무선 송수신 유닛(WTRU), 사용자 기기(UE), 이동국, 고정 또는 이동 가입자 유닛, 페이저, 셀룰러 전화, PDA, 컴퓨터 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 기타 유형의 사용자 디바이스를 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 용어 "수신기"는 또한 기지국, 노드 B, 사이트 컨트롤러, 액세스 포인트(AP), 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 기타 유형의 인터페이싱 디바이스를 포함할 수 있지만, 이에 한정되는 것은 아니다.
본 발명에 따르면, 수신기의 성능을 향상시키기 위해 프리디매핑 스케일링과 포스트디매핑 스케일링 둘 다 수행된다. 프리디매핑 스케일링은 포스트-MMSE 신호를 기준 변조 배열(constellation)에 따라 맞추는 반면, 포스트디매핑 스케일링은 대응하는 SINR에 따라 소프트 비트(즉, LLR(log likelihood ratio))를 조정한다. 본 발명에 따르면, 먼저 고차 변조 심볼을 디매핑하는데 필수적인 비편향(unbiased) 신호 추정이 수행되는 동시에, 주변 잡음의 증폭을 막는다. 그 다음, 후속 디코딩에 대하여 보다 정확한 소프트 비트를 획득하도록 포스트디매핑 스케일링에 교차 간섭이 고려된다.
도 3은 본 발명에 따른 단일 캐리어 MIMO 시스템에 대한 MMSE 수신기(300)를 도시한다. 수신기(300)는 복수의 안테나(302a-302n), 복수의 RF 유닛(304a-304n), MMSE MIMO 디코더(306), 복수의 프리스케일링 유닛(310a-310n), 복수의 디맵퍼(312a-312n), 및 복수의 포스트스케일링 유닛(314a-314n)을 포함한다. 안테나(302a-302n)에 의해 신호(303a-303n)가 수신된다. 각각의 수신 신호(303a-303n)는 대응하는 RF 유닛(304a-304n)에 의해 하향 변환 및 디지털화된다. 디지털화된 신호(305a-305n)는 MMSE MIMO 디코더(306)에 공급되며, MMSE MIMO 디코더(306)에서 다수의 데이터 스트림을 통하여 전송된 심볼(307a-307n)이 분리된다.
MMSE MIMO 디코더(306)는 [수학식 2]에 따라 심볼 추정을 수행하고, 심볼(307a-307n)을 프리스케일링 유닛(310a-310n)에 출력한다. MIMO 디코더(306)는 또한 심볼(307a-307n)에 대한 프리스케일링 계수(308a-308n)를 계산하고, 프리스케일링 계수(308a-308n)를 대응하는 프리스케일링 유닛(310a-310n)에 출력한다. 프리스케일링 유닛(310a-310n)의 각각은 프리스케일링 계수(308a-308n)를 대응하는 심볼(307a-307n)에 적용하여 프리스케일링된 심볼(311a-311n)을 생성한다. 그 다음, 프리스케일링된 심볼(311a-311n)은 디맵퍼(312a-312n)에 공급되며, 디맵퍼(312a-312n)는 프리스케일링된 심볼(311a-311n)을 소프트 비트(313a-313n)로 변환한다.
MMSE MIMO 디코더(306)는 또한 교차 데이터 스트림 간섭을 고려함으로써 포스트스케일링 계수(309a-309n)를 계산한다. 포스트스케일링 계수(309a-309n)는 종래 방법에서의 SNR과 대조적으로 본래 SINR이다. 포스트스케일링 유닛(314a-314n) 각각은 대응하는 포스트스케일링 계수(309a-309n)를 대응하는 소프트 비트(313a-313n)에 적용한다. 그 다음, 가중된 소프트 비트(315a-315n)는 디코딩을 위한 디코 더(도시되지 않음)에 송신된다.
도 4는 도 3의 MMSE MIMO 디코더(306)의 예시적인 블록도이다. MMSE MIMO 디코더(306)는 R 행렬 계산 유닛(404), W 행렬 계산 유닛(406), 포스트스케일링 계수 계산 유닛(408), 및 필터링 유닛(410)을 포함한다. MMSE MIMO 디코더(306)의 R 행렬 계산 유닛(404)은 신호 전력 및 잡음 전력 값(401)과 채널 행렬 H(402)를 수신하고, [수학식 2]에 따라 행렬 R(405)을 계산한다. 신호 전력 및 잡음 전력 값(401)과 채널 행렬(402)은 도 3의 디지털화된 신호(305a-305n)에 기초하여 생성되고, 신호 전력 및 잡음 전력 값(401)과 채널 행렬(402)을 생성하는 특정 블록은 단순화를 위해 도 4에 도시되지 않는다. MMSE MIMO 디코더(306)의 W 행렬 계산 유닛(406)은 R 행렬(405)과 H 행렬(402)을 수신하고, W=RH인 W 행렬(407)을 계산한다. W 행렬 계산 유닛(406)은 포스트스케일링 계수 계산 유닛(408)과 도 3의 프리스케일링 유닛(310a-310n)에 W 행렬(407)을 출력한다.
필터링 유닛(410)은 디지털화된 신호(305a-305n)에 대응하는 행렬 Y(403)와 행렬 R(405)을 수신하고, [수학식 3]에 따른 심볼 추정을 수행한다. 그 다음, 추정된 심볼(307a-307n)은 도 3의 대응하는 프리스케일링 유닛(310a-310n)에 송신된다. 프리스케일링 유닛(310a-310n)은,
Figure 112009000558618-PAT00007
의 n번째 원소를 행렬 W(407)의 n번째 대각 원소로 나눔으로써, 추정된 심볼(307a-307n)(즉, 포스트-MMSE 심볼 추정
Figure 112009000558618-PAT00008
)을 스케일링한다.
포스트스케일링 계수 계산 유닛(408)은 포스트스케일링 계수(309a-309n)를 계산하고, 그것들을 도 3의 대응하는 포스트스케일링 유닛(314a-314n)에 출력한다. 포스트스케일링 계수(309a-309n)는 교차 데이터 스트림 간섭을 고려함으로써 계산된다. MIMO 디코딩 후에, n번째 데이터 스트림에 대한 유효 신호 전력은
Figure 112009000558618-PAT00009
이 되고, 잡음 전력은
Figure 112009000558618-PAT00010
이 되고, n번째 데이터 스트림에 대한 간섭은
Figure 112009000558618-PAT00011
이 된다. n번째 데이터 스트림에 대한 SINR(즉, 포스트스케일링 계수)은 다음과 같다.
Figure 112009000558618-PAT00012
도 3의 포스트스케일링 유닛(314a-314n)은 소프트 비트를 대응하는 SINR과 승산한다.
도 3과 도 4는 비한정적인 것으로 예로서 제공된 것이며, 도 3과 도 4에 도시된 기능 블록 중 일부가 조합되거나 분리될 수 있고, 동작 순서가 변경될 수 있다는 것을 주목하여야 한다. 예를 들어, 프리스케일링 유닛(310a-310n)은 MMSE MIMO 디코더(306)와 조합될 수 있다.
본 발명은 또한 OFDM MIMO 시스템에 적용할 수 있다. 도 5는 본 발명에 따른 OFDM MIMO 수신기(500)를 도시한다. 수신기(500)는 복수의 안테나(502a-502n), 복수의 RF 유닛(504a-504n), 복수의 FFT(fast Fourier transform) 유닛(506a-506n), 복수의 MIMO 디코더(508a-508k), 복수의 프리스케일링 유닛(512aa-512kn), 복수의 디맵퍼(514aa-514kn), 및 복수의 포스트스케일링 유닛(516aa-516kn)을 포함한다. 안테나(502a-502n)에 의해 신호(503a-503n)가 수신된다. 각각의 수신된 신호(503a-503n)는 대응하는 RF 유닛(504a-504n)에 의해 하향 변환 및 디지털화된다. 디지털화된 신호(505a-505n)는 FFT 유닛(506a-506n)에 의해 주파수 도메인 데이터(507aa-507kn)로 변환된다. 각각의 FFT 유닛(506a-506n)은 k개의 서브캐리어 신호를 출력한다.
FFT 후에, 복수의 FFT 유닛(506a-506n)으로부터 동일한 서브캐리어를 통한 신호가 대응하는 MMSE MIMO 디코더(508a-508k)에 공급된다. MMSE MIMO 디코더(508a-508k)의 각각은 [수학식 2]에 따라 심볼 추정을 수행한다. MMSE MIMO 디코더(508a-508k)는 프리스케일링 유닛(512aa-512kn)에 심볼(509aa-509kn)을 출력한다. MMSE MIMO 디코더(508a-508k)는 또한 심볼(509aa-509kn)에 대한 프리스케일링 계수(510aa-510kn)를 계산하고, 대응하는 프리스케일링 유닛(512aa-512kn)에 프리스케일링 계수(510aa-510kn)를 출력한다. 프리스케일링 유닛(512aa-512kn)의 각각은 대응하는 프리스케일링 계수(510aa-510kn)를 대응하는 심볼(509aa-509kn)에 적용하여 프리스케일링된 심볼(513aa-513kn)을 생성한다. 그 다음, 프리스케일링된 심볼(513aa-513kn)은 디맵퍼(514aa-514kn)에 공급되며, 디맵퍼(514aa-514kn)는 프리스케일링된 심볼(513aa-513kn)을 소프트 비트(515aa-515kn)로 변환한다.
MMSE MIMO 디코더(508a-508k)는 또한 [수학식 5]에 따라 포스트스케일링 계수(511aa-511kn)(즉, SINR)를 계산한다. 포스트스케일링 유닛(516aa-516kn)은 소프트 비트(515aa-515kn)에 포스트스케일링 계수(511aa-511kn)를 적용한다. 그 다음, 가중된 소프트 비트(517aa-517kn)는 디코딩을 위한 디코더(도시되지 않음)에 송신된다.
다른 실시예에 따르면, 송신기와 수신기 사이에 데이터를 전송하는데 특이값 분해(SVD; singular value decomposition), 고유값 분해(EVD; eigen-value decomposition) 또는 유사 방법에 기초한 고유 빔형성이 구현된다. 도 6은 고유 빔형성에 대한 채널 모델을 도시한다. 채널 행렬 H의 SVD는 다음과 같이 표현된다.
Figure 112009000558618-PAT00013
여기서, V는 M T × M T 단위 행렬이고, U는 HHH의 고유벡터(eigenvector)를 포함하는 단위 행렬이고, V는 HHH의 고유벡터를 포함하는 단위 행렬이다. 행렬 D는 대각 원소가
Figure 112009000558618-PAT00014
로 표시되는 H의 특이값들인 대각 행렬이다.
송신기에서, 프리코딩(precoding) 행렬 V는 송신 프리코딩을 위해 송신 심볼 벡터 s와 다음과 같이 승산된다.
Figure 112009000558618-PAT00015
수신기에서 수신 신호는 다음과 같이 된다.
Figure 112009000558618-PAT00016
고유 빔형성 시스템의 MMSE 수신기는 다음과 같이 수신 처리 행렬 R에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112009000558618-PAT00017
여기서,
Figure 112009000558618-PAT00018
는 유효 채널 행렬이다.
수신 처리 행렬 R을 사용하여, 기준 행렬 W(
Figure 112009000558618-PAT00019
)는 빔형성이 아닌(non-beamforming) 경우에서와 같이 계산된다. 그 다음, 포스트-MMSE 신호 추정
Figure 112009000558618-PAT00020
의 n번째 원소를 W의 n번째 대각 원소로 나눔으로써, 프리스케일링이 수행된다.
MMSE 디코딩 후의 n번째 데이터 스트림에 대한 잡음 전력은
Figure 112009000558618-PAT00021
이 된다. 마찬가지로, 교차 데이터 스트림 간섭 및 유효 SINR은 빔형성이 아닌 경우에서와 같이 [수학식 5]에 따라 계산된다. 그 다음, 유효 SINR은 소프트 비트와 승산된다.
대안으로서, 고유 빔형성 MIMO 시스템에 대한 MIMO 디코더는 정합 필터(matched filter)로 구현될 수 있다. MIMO 디코더(즉, 정합 필터)는 송신 심볼 s을 추정하기 위하여 다음 동작을 수행한다.
Figure 112009000558618-PAT00022
따라서, MMSE 유형 검출기의 연속적인 간섭 소거를 수행할 필요 없이 s가 검 출된다. DHD는 H의 고유값에 의해 형성되는 대각 행렬이다. n번째 데이터 스트림에 대한 프리스케일링 계수는
Figure 112009000558618-PAT00023
로서 계산된다. [수학식 10]에 따라 추정된 심볼은 대응하는 프리스케일링 계수로 나누어진다.
n번째 데이터 스트림에 대한 SNR은 다음과 같이 된다.
Figure 112009000558618-PAT00024
이는 포스트스케일링 계수로서 사용될 것이다. 디매핑 후의 각각의 데이터 스트림의 소프트 비트는 대응하는 SNR배 승산된다.
실시예
1. MIMO 무선 통신 시스템에서 디코딩을 위해 신호를 스케일링하는 방법.
2. 실시예 1에 있어서, 다중 안테나를 통하여 신호를 수신하는 단계를 포함하는 방법.
3. 실시예 2에 있어서, 복수의 데이터 스트림을 통하여 전송된 복수의 심볼을 생성하도록 상기 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행하는 단계를 포함하는 방법.
4. 실시예 1 내지 3 중 어느 하나에 있어서, 상기 심볼의 각각에 대하여 프리스케일링 계수 및 포스트스케일링 계수를 계산하는 단계를 더 포함하는 방법.
5. 실시예 4에 있어서, 프리스케일링된 심볼을 생성하도록 상기 프리스케일링 계수를 대응하는 심볼에 적용하는 단계를 포함하는 방법.
6. 실시예 5에 있어서, 상기 프리스케일링된 심볼을 소프트 비트에 디매핑하는 단계를 포함하는 방법.
7. 실시예 6에 있어서, 상기 포스트스케일링 계수를 대응하는 소프트 비트에 적용하는 단계를 포함하는 방법.
8. 실시예 7에 있어서, 상기 포스트스케일링 계수는 SINR인 것인 방법.
9. 실시예 3 내지 8 중 어느 하나에 있어서, 상기 심볼은 MMSE 기준에 기초하여 획득되는 것인 방법.
10. 실시예 4 내지 9 중 어느 하나에 있어서, 상기 프리스케일링 계수는 행렬 W의 대각 원소이며, W=RH이고, 상기 R은 수신 처리 행렬
Figure 112009000558618-PAT00025
이고, 상기 H는 채널 행렬인 것인 방법.
11. 실시예 10에 있어서, 상기 포스트스케일링 계수는
Figure 112009000558618-PAT00026
이고, 상기
Figure 112009000558618-PAT00027
는 상기 행렬 W의 n번째 원소의 제곱이고, 상기
Figure 112009000558618-PAT00028
는 전송된 신호의 전력인 것인 방법.
12. 실시예 1 내지 11 중 어느 하나에 있어서, 상기 MIMO 무선 통신 시스템은 단일 캐리어 MIMO 시스템인 것인 방법.
13. 실시예 1 내지 11 중 어느 하나에 있어서, 상기 MIMO 무선 통신 시스템은 OFDM MIMO 시스템인 것인 방법.
14. 실시예 2 내지 13 중 어느 하나에 있어서, 상기 신호를 전송하는 송신기 에서 고유 빔형성이 수행되는 것인 방법.
15. 실시예 3 내지 14 중 어느 하나에 있어서, 상기 MIMO 디코딩은 정합 필터에 의해 수행되는 것인 방법.
16. MIMO 무선 통신 시스템에서 디코딩을 위해 수신 신호를 스케일링하도록 구성되는 MIMO 수신기.
17. 실시예 16에 있어서, 신호를 수신하는 복수의 안테나를 포함하는 MIMO 수신기.
18. 실시예 17에 있어서, 복수의 데이터 스트림을 통하여 전송된 복수의 심볼을 분리하도록 상기 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행하는 MIMO 디코더를 포함하는 MIMO 수신기.
19. 실시예 18에 있어서, 프리스케일링된 심볼을 생성하도록 프리스케일링 계수를 대응하는 심볼에 적용하는 프리스케일링 유닛을 포함하는 MIMO 수신기.
20. 실시예 19에 있어서, 프리스케일링된 심볼을 소프트 비트에 디매핑하는 디맵퍼를 포함하는 MIMO 수신기.
21. 실시예 20에 있어서, 포스트스케일링 계수를 상기 소프트 비트에 적용하는 포스트스케일링 유닛을 포함하는 MIMO 수신기.
22. 실시예 21에 있어서, 상기 포스트스케일링 계수는 SINR인 것인 MIMO 수신기.
23. 실시예 18 내지 22 중 어느 하나에 있어서, 상기 심볼은 MMSE 기준에 기초하여 획득되는 것인 MIMO 수신기.
24. 실시예 19 내지 23 중 어느 하나에 있어서, 상기 프리스케일링 계수는 행렬 W의 대각 원소이며, W=RH이고, 상기 R은 수신 처리 행렬
Figure 112009000558618-PAT00029
이고, 상기 H는 채널 행렬인 것인 MIMO 수신기.
25. 실시예 24에 있어서, 상기 포스트스케일링 계수는
Figure 112009000558618-PAT00030
이고, 상기
Figure 112009000558618-PAT00031
는 상기 행렬 W의 n번째 원소의 제곱이고, 상기
Figure 112009000558618-PAT00032
는 전송된 신호의 전력인 것인 MIMO 수신기.
26. 실시예 16 내지 25 중 어느 하나에 있어서, 상기 MIMO 수신기는 단일 캐리어 MIMO 수신기인 것인 MIMO 수신기.
27. 실시예 16 내지 25 중 어느 하나에 있어서, 상기 MIMO 수신기는 OFDM MIMO 수신기인 것인 MIMO 수신기.
28. 실시예 17 내지 27 중 어느 하나에 있어서, 상기 신호를 전송하는 송신기에서 고유 빔형성이 수행되는 것인 MIMO 수신기.
29. 실시예 18 내지 28 중 어느 하나에 있어서, 상기 MIMO 디코더는 정합 필터인 것인 MIMO 수신기.
본 발명의 특징 및 구성요소는 특정 조합으로 바람직한 실시예에서 설명되었지만, 각각의 특징 또는 구성요소는 바람직한 실시예의 다른 특징 및 구성요소 없이 단독으로 사용될 수 있거나, 또는 본 발명의 다른 특징 또는 구성요소와 함께 또는 본 발명의 다른 특징 또는 구성요소 없이 다양한 조합으로 사용될 수 있다. 본 발명에서 제공된 방법 또는 흐름도는 범용 컴퓨터 또는 프로세서에 의해 실행하기 위해 컴퓨터 판독가능한 저장 매체에 실체적으로 구현된 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어 또는 펌웨어로 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독가능한 저장 매체의 예로는 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 레지스터, 캐시 메모리, 반도체 메모리 디바이스, 내부 하드 디스크 및 탈착가능한 디스크와 같은 자기 매체, 자기 광학 매체, 및 CD-ROM 디스크와 같은 광학 매체, 및 DVD를 포함한다.
적합한 프로세서는 예로써, 범용 프로세서, 특수 용도 프로세서, 종래 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 연관되는 하나 이상의 마이크로프로세서, 컨트롤러, 마이크로컨트롤러, ASIC(Application Specific Integrated Circuit), FPGA(Field Programmable Gate Array) 회로, 임의의 기타 유형의 집적 회로(IC), 및/또는 상태 머신을 포함한다.
소프트웨어와 연관된 프로세서는 무선 송수신 유닛(WTRU), 사용자 기기(UE), 단말기, 기지국, 무선 네트워크 제어기(RNC), 또는 임의의 호스트 컴퓨터에 사용하기 위한 무선 주파수 트랜시버를 구현하는 데 사용될 수 있다. WTRU는 카메라, 비디오 카메라 모듈, 비디오폰, 스피커폰, 진동 장치, 스피커, 마이크로폰, 텔레비전 트랜시버, 핸즈프리 헤드셋, 키보드, 블루투스 모듈, 주파수 변조(FM) 라디오 유닛, LCD 디스플레이 유닛, OLED 디스플레이 유닛, 디지털 뮤직 플레이어, 미디어 플레이어, 비디오 게임 플레이어 모듈, 인터넷 브라우저, 및/또는 임의의 무선 로컬 영역 네트워크(WLAN) 모듈과 같이 하드웨어 및/또는 소프트웨어로 구현되는 모듈과 함께 사용될 수 있다.
도 1은 단일 캐리어 시스템에 대한 종래의 MMSE-기반의 MIMO 수신기를 도시한다.
도 2는 도 1의 MMSE MIMO 디코더의 상세한 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따른 단일 캐리어 MIMO 시스템에 대한 MMSE 수신기를 도시한다.
도 4는 도 3의 MMSE MIMO 디코더의 예시적인 블록도이다.
도 5는 본 발명에 따른 OFDM MIMO 수신기를 도시한다.
도 6은 고유 빔형성(eigen beamforming)에 대한 채널 모델을 도시한다.

Claims (13)

  1. 다중 입력 다중 출력(MIMO; multiple-input multiple-output) 무선 통신에서 디코딩을 위해 신호를 스케일링(scaling)하는 방법으로서,
    다중 안테나를 통하여 신호를 수신하는 단계;
    복수의 데이터 스트림을 통하여 전송된 복수의 심볼을 생성하도록 상기 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행하는 단계;
    상기 심볼의 각각에 대하여 프리스케일링(pre-scaling) 계수 및 포스트스케일링(post-scaling) 계수를 계산하는 단계;
    프리스케일링된 심볼을 생성하도록 상기 프리스케일링 계수를 대응하는 심볼에 적용하는 단계;
    상기 프리스케일링된 심볼을 소프트 비트에 디매핑(de-mapping)하는 단계; 및
    상기 포스트스케일링 계수를 대응하는 소프트 비트에 적용하는 단계를 포함하고,
    상기 심볼은 최소 평균 제곱 에러(MMSE; minimum mean square error) 기준에 기초하여 획득되고, 상기 프리스케일링 계수는 행렬 W의 대각 원소이며, W=RH이고, 상기 R은 수신 처리 행렬
    Figure 112009000558618-PAT00033
    이고, 상기 H는 채널 행렬인 것인, 디코딩을 위한 신호의 스케일링 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 포스트스케일링 계수는 신호 대 간섭 및 잡음 비율(SINR; signal-to-interference and noise ratio)인 것인, 디코딩을 위한 신호의 스케일링 방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 포스트스케일링 계수는
    Figure 112009000558618-PAT00034
    이고, 상기
    Figure 112009000558618-PAT00035
    는 상기 행렬 W의 n번째 원소의 제곱이고, 상기
    Figure 112009000558618-PAT00036
    는 전송된 신호의 전력인 것인, 디코딩을 위한 신호의 스케일링 방법.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 MIMO 무선 통신은 단일 캐리어 MIMO인 것인, 디코딩을 위한 신호의 스케일링 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 MIMO 무선 통신은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) MIMO인 것인, 디코딩을 위한 신호의 스케일링 방법.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 신호를 전송하는 송신기에서 고유 빔형성(eigen beamforming)이 수행되는 것인, 디코딩을 위한 신호의 스케일링 방법.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 MIMO 디코딩은 정합 필터에 의해 수행되는 것인, 디코딩을 위한 신호의 스케일링 방법.
  8. 다중 입력 다중 출력(MIMO) 무선 통신에서 디코딩을 위해 수신 신호를 스케일링하도록 구성되는 MIMO 수신기로서,
    신호를 수신하는 복수의 안테나;
    복수의 데이터 스트림을 통하여 전송된 복수의 심볼을 분리(decouple)하도록 상기 신호에 대해 MIMO 디코딩을 수행하는 MIMO 디코더;
    프리스케일링된 심볼을 생성하도록 프리스케일링 계수를 대응하는 심볼에 적용하는 프리스케일링 유닛;
    프리스케일링된 심볼을 소프트 비트에 디매핑하는 디맵퍼(demapper);
    포스트스케일링 계수를 상기 소프트 비트에 적용하는 포스트스케일링 유닛을 포함하고,
    상기 심볼은 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 기준에 기초하여 획득되고, 상기 프리스케일링 계수는 행렬 W의 대각 원소이며, W=RH이고, 상기 R은 수신 처리 행렬
    Figure 112009000558618-PAT00037
    이고, 상기 H는 채널 행렬인 것인, MIMO 수신기.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 포스트스케일링 계수는 신호 대 간섭 및 잡음 비율(SINR)인 것인, MIMO 수신기.
  10. 청구항 8에 있어서,
    상기 포스트스케일링 계수는
    Figure 112009000558618-PAT00038
    이고, 상기
    Figure 112009000558618-PAT00039
    는 상기 행렬 W의 n번째 원소의 제곱이고, 상기
    Figure 112009000558618-PAT00040
    는 전송된 신호의 전력인 것인, MIMO 수신기.
  11. 청구항 8에 있어서,
    상기 MIMO 수신기는 단일 캐리어 MIMO 수신기인 것인, MIMO 수신기.
  12. 청구항 8에 있어서,
    상기 MIMO 수신기는 OFDM MIMO 수신기인 것인, MIMO 수신기.
  13. 청구항 8에 있어서,
    상기 MIMO 디코더는 정합 필터인 것인, MIMO 수신기.
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