CN101371481B - 利用不对等调制和编码方案实现空时处理的方法和设备 - Google Patents

Abstract

公开了一种利用不对等调制和编码方案(MCS)或流独立MCS来实施空间处理的方法和设备。可以将输入数据解析为多个数据流，并且对该数据流执行空间处理以产生多个空间流。针对每个数据流而独立地选择MCS。然后，经由多个发射天线发射该空间流。空时分组编码(STBC)、空频分组编码(SFBC)、准正交Alamouti编码、时逆空时分组编码、线性空间处理和循环延迟分集(CDD)中的其中至少一种技术可以在数据/空间流上执行。然后，可以对空间流应用天线映射矩阵。然后经由多个发射天线将空间流发射出去。可以根据与该数据流相关联的每个空间流的SNR来确定针对每个数据流的MCS。

Description

利用不对等调制和编码方案实现空时处理的方法和设备

技术领域

本发明涉及无线通信系统。更具体来说，本发明涉及一种用于利用不对等(unequal)调制和编码方案(MCS)来实现空间处理的方法和设备。

背景技术

IEEE 802.11n联合提案组当前正提议将混合空时分组码(STBC)和空分复用(SDM)方案用于下一代高性能无线网络。这种混合STBC/SDM方案产生了针对数据流的不平衡的服务质量，数据流在接收机的输出转换成较低的残留信噪比(SNR)。在传统系统中，对所有空间流应用对等MCS。然而，这对于STBC预编码所承载的空间流导致了在分集增益上的利益损失。

因此，期望提供一种方法和设备用于在执行空间处理(例如STBC)的同时应用不对等的MCS或流相关(stream-dependent)的MCS。

发明内容

本发明涉及一种利用不对等MCS或流相关的MCS来实现空间处理的方法和设备。可以将输入数据解析为多个数据流，并且对该数据流执行空间处理以产生多个空间流。针对每个数据流而独立地选择MCS。然后，经由多个发射天线发射所述空间流。STBC、空频分组编码(SFBC)、准正交Alamouti编码、时逆空时分组编码、线性空间处理和循环延迟分集(CDD)中的至少一种可以在数据/空间流上执行。然后，可以对空间流应用天线映射矩阵。然后经由多个发射天线将所得到空间流发射出去。可以基于与所述数据流相关联的每个空间流的SNR来确定针对每个数据流的MCS。

附图说明

从以下关于优选实施例的描述中可以更详细地了解本发明，这些优选实施例是作为实例给出的，并且是结合附图而被理解的，其中：

图1是根据本发明配置的发射机的框图；

图2是根据本发明配置的接收机的框图；

图3是配置以执行STBC和/或线性空间映射的示例性空间处理单元的框图；以及

图4和图5示出了利用3×2天线配置和线性最小均方误差(LMMSE)接收机的针对IEEE 802.11n信道E和B的仿真结果。

具体实施方式

根据本发明，将不对等MCS或流相关的MCS应用到不同的空间流。本发明可应用于正交频分复用(OFDM)-多输入多输出(MIMO)系统、多载波码分多址(MC-CDMA)系统、CDMA系统等。不对等MCS被应用到不同的数据流以利用针对数据流的不对等SNR。例如，较高级别的MCS可以应用到具有分集编码的空间流，而较低级别的MCS可以应用到不具有分集编码的空间流，从而减少总自发干扰。利用不对等MCS或流相关MCS，可以由于减少的总自发干扰而使用更简单的接收机算法(例如线性最小均方误差(LMMSE))。

图1是根据本发明配置的发射机100的框图。发射机100包括信道编码器102、速率匹配单元104、空间解析器106、多个交织器108a-108n_SS、多个星座映射器110a-110n_SS、多个复用器116a-118n_SS、空间处理单元120、多个快速傅立叶逆变换(IFFT)单元122a-122n_tx、多个循环前缀插入单元124a-124n_tx以及多个发射天线126a-126n_tx。应当注意的是，图1所示的配置仅作为示例而不作为限制来提供，并且元件所执行的处理可以由更多或更少个元件来实现，并且处理的顺序可以发生改变。

信道编码器102对输入数据101进行编码。可以使用自适应调制和编码(AMC)，并且可以使用任何编码速率和任何编码方案。例如，编码速率可以是1/2、1/3、1/5、3/4等等。编码方案可以是Turbo编码、卷积编码、分组编码、低密度奇偶校验(LDPC)编码等等。可以由速率匹配单元104对编码后数据103进行标刻(puncture)。

速率匹配105之后的编码后数据被空间解析器106解析为多个(N_SS)空间流107a-107n_SS。每个数据流107a-107n_SS上的数据比特优选地由交织器108a-108n_SS进行交织。然后，交织之后的数据比特109a-109n_SS由星座映射器110a-110n_SS根据所选择的调制方案映射到符号111a-111n_SS。所述调制方案可以是正交相移键控(QPSK)、8PSK、16正交幅度调制(QAM)、64QAM等等。控制数据112a-112n_SS和/或导频114a-114n_SS由复用器116a-116n_SS与符号111a-111n_SS进行复用。然后，符号117a-117n_SS(包括复用的控制数据112a-112n_SS和/或导频114a-114n_SS)由空间处理单元120进行处理。

可替换地，可以在信道编码之前来划分输入数据101，并且划分后的多个输入数据可以由两个或更多单独的编码器进行编码。可替换地，替代性地或额外地，将一个数据流解析为多个数据流，可以对属于一个或多个用户的若干个输入数据流进行处理以经由若干个空间天线进行发射。

空间处理单元120基于信道状态信息118而选择性地对符号117a-117n_SS执行空间处理，并输出N_TX个数据流121a-121n_tx。空间处理可以是空时编码(STC)、空间复用(SM)、线性空间映射或发射波束成形。对于STC，可以使用包括STBC、SFBC、用于四个(4)发射天线的准正交Alamouti、时逆STBC(TR-STBC)、CDD等的任何形式的STC。

信道状态信息118可以是用于每个副载波的V矩阵、SNR、信道矩阵秩、信道条件号、延迟扩散或短期和/或长期信道统计中的至少一个。所述V矩阵是从所估计的信道矩阵的奇异值分解中获得的酉矩阵(unitary matrix)。所述信道条件号与信道矩阵的秩有关。异常条件的信道可以是秩亏。低秩或异常条件的信道将利用诸如STBC之类的分集方案展现出较好的强健性，因为该信道将没有足够的自由度来支持具有发射波束成形的SM。高秩的信道将利用具有发射波束成形的SM来支持较高数据速率。可以利用传统技术，例如直接信道反馈(DCFB)来获取信道状态信息118。

由输出时域数据123a-123n_tx的IFFT单元122a-122n_tx来处理来自空间处理单元120的数据流121a-121n_tx。由CP插入单元124a-124n_tx将CP添加至每个时域数据123a-123n_tx。然后经由发射天线126a-126n_tx来发射具有CP125a-125n_tx的时域数据。

图2是根据本发明配置的接收机200的框图。该接收机200包括多个接收天线202a-202n_rx、信道估计器204、噪声估计器206、信道相关性矩阵计算器208、SNR标称常数计算器210、多个OFDM处理单元212a-212n_rx、空间解码器214、多个星座去映射器216a-216n_ss、多个SNR归一化单元218a-218n_ss、多个去交织器220a-220n_ss、空间去解析器222和解码器224。应当注意的是，图2中所示的配置仅作为示例而不作为限制来提供，并且元件所执行的处理可以由更多或更少个元件来实现，并且处理的顺序可以发生改变。

将多个接收到的数据流203a-203n_rx输入到信道估计器204、噪声估计器206以及OFDM处理单元212a-212n_rx。信道估计器204利用传统方法执行信道估计以产生信道矩阵205。噪声估计器206计算噪声方差207。信道相关性矩阵计算器208从信道矩阵205产生相关性矩阵209，这将在后文中进行详述。SNR标称常数计算器210从相关性矩阵209和噪声方差207计算SNR标称常数211a-211n_ss，这将在后文中进行详述。

每个OFDM处理单元212a-212n_rx从每个所接收到的数据流203a-203n_rx中去除CP，并且执行快速傅立叶变换(FFT)以输出频域数据213a-213n_rx。空间解码器214对来自OFDM处理单元212a-212n_rx的输出213a-213n_rx进行处理。该空间解码器214可以是最小均方误差(MMSE)解码器、MMSE连续干扰消除(SIC)解码器或最大似然(ML)解码器。

在空间解码之后，星座去映射器216a-216n_SS对解码后数据215a-215n_rx进行处理以产生比特流217a-217n_SS。SNR归一化单元218a-218n_SS基于SNR标称常数211a-211n_SS对比特流217a-217n_SS进行归一化。然后，去交织器220a-220n_SS对归一化比特流219a-219n_SS进行处理。空间去解析器222将去交织后的比特221a-221n_SS合并到一个数据流223中。然后解码器224对该数据流223进行处理以恢复输入数据225。

在下文中，将参考作为代表性实例的STBC来描述在发射机100和接收机200处的空间处理。将使用下列定义：

N_TX：发射天线的数量；

N_SS：空间天线的数量；

N_STS：STBC之后的流的数量；

d_k，n：符号时间n处的数据向量；

s_k，n：符号时间n处STBC之后的向量；

x_k，n：符号时间n处图3中P矩阵之后的向量；以及

y_k，n：符号时间n处的接收到的向量。

图3是配置为执行STBC和/或线性空间映射的示例性空间处理单元120的框图。空间处理单元120可以包括STBC单元302、CDD单元304以及天线映射单元306。符号117a-117n_SS中的每个符号是复数流。在OFDM符号n的副载波k的空间流i上发射的复数符号被表示为d_k，i，n。STBC单元302处理在每个副载波中的两个顺次的OFDM符号。来自STBC单元302的、OFDM符号2m和2m+1的副载波k的输出空时流i_STS上的输出符号表示为：

$s_{k,i_{\mathrm{STS}},2m}=f_{0,i_{\mathrm{STS}}}(d_{k,i_{\mathrm{SS}},2m},d_{k,i_{\mathrm{SS}},2m+1})$

$s_{k,i_{\mathrm{STS}},2m+1}=f_{1,i_{\mathrm{STS}}}(d_{k,i_{\mathrm{SS}},2m},d_{k,i_{\mathrm{SS}},2m+1})$ 等式(1)

其中在表1中定义了和

表1

可以由CDD单元304和天线映射单元306在来自STBC单元302的输出符号上执行线性空间处理。如果没有执行STBC，那么s_k，i，n＝d_k，i，n并且N_STS＝N_SS。线性空间处理被定义为在给定副载波上待发射的符号的向量的旋转序列。CDD单元304和天线映射单元306所进行的处理表示如下：

$x_{k,n}={\left[P_{\mathrm{map}}\left(k\right)\right]}_{N_{\mathrm{STS}}}{C}_{\mathrm{CDD}}\left(k\right)s_{k,n}$ 等式(2)

其中， $s_{k,n}={[s_{k,1,n}\·\·\·s_{k,N_{\mathrm{STS}},n}]}^T$ 是在OFDM符号n的副载波k上待发射的调制符号的N_STS-向量。C_CDD(k)是N_SS×N_SS对角线循环延迟矩阵，其表示频域中的循环延迟。该对角线值由 ${\left[C_{\mathrm{CDD}}\left(k\right)\right]}_{i,i}=\exp (-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\Δ}}_F{T}_{\mathrm{CS}}^i)$ 给出。是N_Tx×N_STS矩阵，该矩阵包括N_TX×N_TX酉天线映射矩阵P_map(k)的前N_STS列。这可以是用于直接映射操作的单位矩阵、用于空间扩展操作的映射矩阵或者是信道专用导引矩阵(例如信道特征向量的集合)。x_k，n是OFDM符号n的副载波k中发射的符号的N_TX-向量。

信道矩阵H_eff是由向量S_k，n观察到的有效信道，从而：

y_k，n＝H_eff s_k，n+n_k，n 等式(3)

在接收机中，y_k，2m和y_k，2m+1 ^*结合成单个向量，如下：

$y_k=\left[\begin{array}{c}{y}_{k,2m}\\ y_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(4)

使用等式(3)和等式(4)，

$y_k=\left[\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{eff}}{s}_{k,2m}\\ H_{\mathrm{eff}}^{*}{s}_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(5)

在向量s_k，2m和s_k，2m+1 ^*中，在它们任意一个中出现的数据值在二者中将表现为共轭或不共轭。这允许将等式(5)写为简单的矩阵形式，如随后的特定实例所示。

考虑N_tx＝3并且N_SS＝2的情况(即由空间解析器106从输入数据中产生两个(2)空间流，并且在发射机100处从空间处理单元120中产生三个数据流)。三个数据流中的其中一个用于如下所示的发射分集的空间解析器106的一个数据流的修改副本中产生。

对于N_tx＝3并且N_SS＝2的情况，从表1中可以看到：

s_k，1，2m＝d_k，1，2m；

$s_{k,\mathrm{2,2}m}=-d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*};$ 以及

s_k，3，2m＝d_k，2，2m

从而，

$s_{k,2m}=\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ -d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\\ d_{k,\mathrm{2,2}m}\end{array}\right]$ 等式(6)

而且

s_k，1，2m+1＝d_k，1，2m+1；

$s_{k,\mathrm{2,2}m+1}=d_{k,\mathrm{1,2}m}^{*};$ 以及

s_k，3，2m+1＝d_k，2，2m+1

从而

$s_{k,2m+1}=\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m+1}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m}^{*}\\ d_{k,\mathrm{2,2}m+1}\end{array}\right];$ 等式(7)

并且

$s_{k,2m+1}^{*}=\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{2,2}m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(8)

利用等式(6)和等式(8)，可以将等式(5)重新表示为标准矩阵等式，包括下列四个数据值d_k，1，2m、d_k，1，2m+1 ^*、d_k，2，2m、d_k，2，2m+1 ^*(星号表示共轭，而不是埃尔米特共轭)。

$y_k=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{eff}}(:,1)& -H_{\mathrm{eff}}(:,2)& H_{\mathrm{eff}}(:,3)& 0\\ H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,2)& H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,1)& 0& H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\\ d_{k,\mathrm{2,2}m}\\ d_{k,\mathrm{2,2}m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$

等式(9)

现在其处于标准MIMO格式，但具有各种组H_eff列组合的信道矩阵。接收机200对数据向量d进行解调：

$d=\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\\ d_{k,\mathrm{2,2}m}\\ d_{k,\mathrm{2,2}m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(10)

MMSE解调器可用于等式(10)中的数据向量。等式(9)中的信道矩阵表示为：

$\tilde{H}=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{eff}}(:,1)& -H_{\mathrm{eff}}(:,2)& H_{\mathrm{eff}}(:,3)& 0\\ H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,2)& H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,1)& 0& H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,3)\end{array}\right]$ 等式(11)

MMSE求解如下(丢弃指数k并将符号“+”用于埃尔米特共轭)：

$\hat{d}={(\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_d^2}I+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}{\tilde{H}}^{+}\tilde{H})}^{-1}{\tilde{H}}^{+}\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_n^2}y;$ 等式(12)

或等同于

$\hat{d}={(\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_d^2}I+{\tilde{H}}^{+}\tilde{H})}^{-1}{\tilde{H}}^{+}y$ 等式(13)

等式(9)可表示为如下：

$y=\tilde{H}d+n$ 等式(14)

将等式(14)代入等式(12)得出

$\hat{d}={(\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_d^2}I+{\tilde{H}}^{+}\tilde{H})}^{-1}{\tilde{H}}^{+}\tilde{H}d+{(\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_d^2}I+{\tilde{H}}^{+}\tilde{H})}^{-1}{\tilde{H}}^{+}n$ 等式(15)

使用等式(11)，相关性矩阵成为如下：

${\tilde{H}}^{+}\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{H}_{\mathrm{eff}}^{+}(:,1)& H_{\mathrm{eff}}^T(:,2)\\ -H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,2)& H_{\mathrm{eff}}^T(:,1)\\ H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,3)& 0\\ 0& H_{\mathrm{eff}}^T(:,3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{eff}}(:,1)& -H_{\mathrm{eff}}(:,2)& H_{\mathrm{eff}}(:,3)& 0\\ H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,2)& H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,1)& 0& H_{\mathrm{eff}}^{*}(:,3)\end{array}\right]$

${\tilde{H}}^{+}\tilde{H}=\left[\begin{array}{cccc}{\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,1)\left|\right|}^2+{\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,2)\left|\right|}^2& 0& H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,1)H_{\mathrm{eff}}(:,3)& H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,3)H_{\mathrm{eff}}(:,2)\\ 0& {\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,1)\left|\right|}^2+{\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,2)\left|\right|}^2& -H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,2)H_{\mathrm{eff}}(:,3)& H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,3)H_{\mathrm{eff}}(:,1)\\ H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,3)H_{\mathrm{eff}}(:,1)& -H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,3)H_{\mathrm{eff}}(:,2)& {\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,3)\left|\right|}^2& 0\\ H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,2)H_{\mathrm{eff}}(:,3)& H_{\mathrm{eff}}^{+}(:,1)H_{\mathrm{eff}}(:,3)& 0& {\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,3)\left|\right|}^2\end{array}\right]$

等式(16)

在MMSE接收机处理之后，针对等式(9)中第k个数据流的有效SNR为：

${\mathrm{SNR}}_k=\frac{1}{{(I+\mathrm{\ρ}{\tilde{H}}^{+}\tilde{H})}_{\mathrm{kk}}^{-1}}-1;$ 等式(17)

其中 $\mathrm{\ρ}=\frac{{\mathrm{\σ}}_d^2}{{\mathrm{\σ}}_n^2}$

对于高SNR，等式(17)成为：

${\mathrm{SNR}}_k\≈\frac{\mathrm{\ρ}}{{\left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}_{\mathrm{kk}}^{-1}}$ 等式(18)

矩阵具有下列形式：

${\tilde{H}}^{+}\tilde{H}=\left[\begin{array}{cccc}x& 0& a& b\\ 0& x& {-b}^{*}& a^{*}\\ a^{*}& -b& z& 0\\ b^{*}& a& 0& z\end{array}\right]$ 等式(19)

可以从的表达式中很容易找出等式(19)中参数的定义。使用针对逆矩阵的一般公式，如下：

$A^{-1}=\frac{{\mathrm{cof}}^T\left(A\right)}{\det \left(A\right)};$ 等式(20)

可以示出的对角线元素给出如下

${\left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}_{11}^{-1}=\frac{z(\mathrm{xz}-{\left|b\right|}^2-{\left|a\right|}^2)}{\det \left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)};$ 等式(21)

${\left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}_{22}^{-1}=\frac{z(\mathrm{xz}-{\left|b\right|}^2-{\left|a\right|}^2)}{\det \left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)};$ 等式(22)

${\left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}_{33}^{-1}=\frac{x(\mathrm{xz}-{\left|b\right|}^2-{\left|a\right|}^2)}{\det \left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)};$ 等式(23)

以及

${\left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}_{44}^{-1}=\frac{x(\mathrm{xz}-{\left|b\right|}^2-{\left|a\right|}^2)}{\det \left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}$ 等式(24)

使用等式(18)，针对每个数据流的SNR得出如下：

${\mathrm{SNR}}_1=\mathrm{\ρ}\frac{\det \left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}{z(\mathrm{xz}-{\left|b\right|}^2-{\left|a\right|}^2)};$ 等式(25)

${\mathrm{SNR}}_2=\mathrm{\ρ}\frac{\det \left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}{z(\mathrm{xz}-{\left|b\right|}^2-{\left|a\right|}^2)};$ 等式(26)

${\mathrm{SNR}}_3=\mathrm{\ρ}\frac{\det \left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}{x(\mathrm{xz}-{\left|b\right|}^2-{\left|a\right|}^2)};$ 等式(27)

以及

${\mathrm{SNR}}_4=\mathrm{\ρ}\frac{\det \left({\tilde{H}}^{+}\tilde{H}\right)}{x(\mathrm{xz}-{\left|b\right|}^2-{\left|a\right|}^2)}$ 等式(28)

对于以上任何信道实现，d的前两个分量(应用有STBC编码的分量)具有相同的SNR，而另外两个也具有对等的SNR。第二个通常小于第一个。d的编码过的分量的SNR与未编码过分量的SNR之间的比率为：

$\frac{{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{1,2}}}{{\mathrm{SNR}}_{3,4}}=\frac{x}{z}=\frac{{\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,1)\left|\right|}^2+{\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,2)\left|\right|}^2}{{\left|\right|H_{\mathrm{eff}}(:,3)\left|\right|}^2}$ 等式(29)

假设H_eff的三个列具有相似的特性，那么SNR将比STBC编码的符号的平均高3dB。

在实现STBC时，可以经由相同频率或不同频率来发射一对随后的符号。为了评估，在这里考虑最简单的情况N_tx＝2和N_ss＝1，假设在接收机处仅有一个接收天线。该有效信道矩阵表示为1×2矩阵，如下：

H_eff＝[h₁ h₂]， 等式(30)

并且数据向量变为如下

$d=\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,1,2m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(31)

当相同的频率用于连续符号时，H_eff对于两个符号来说是相同的，并且等式(5)变为如下：

$y_k=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ h_2^{*}& h_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(32)

如果使用了迫零接收机，那么第一步骤是将y_k与信道矩阵的埃尔米特矩阵相乘：

$\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ h_2^{*}& h_1^{*}\end{array}\right];$

以得到

${\tilde{H}}^{+}{y}_k=\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& h_2\\ -h_2^{*}& h_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ h_2^{*}& h_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& h_2\\ {-h}_2^{*}& h_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2& 0\\ 0& {\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& h_2\\ -h_2^{*}& h_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$

等式(33)

信号部分中的对角线矩阵元素|h₁|²+|h₂|²表示由STBC编码获得的二级分集。

当不同的频率用于连续符号时，针对两个符号的有效信道如下

对于第一符号来说，H_eff＝[h₁ h₂]；以及

对于第二符号来说，H_eff＝[g₁ g₂]。

在此情况下，修改后的等式(5)变为如下：

$y_k=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ g_2^{*}& g_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(34)

并且获得下列等式

$\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ g_2^{*}& g_1^{*}\end{array}\right]$ 等式(35)

以及

${\tilde{H}}^{+}{y}_k=\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& g_2\\ -h_2^{*}& g_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ g_2^{*}& g_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& g_2\\ {-h}_2^{*}& g_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{\left|h_1\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2& {-h}_1^{*}{h}_2+g_1^{*}{g}_2\\ {-h}_2^{*}{h}_1+g_2^{*}{g}_1& {\left|h_2\right|}^2+{\left|g_2\right|}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& g_2\\ -h_2^{*}& g_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$

等式(36)

信号部分中的对角线矩阵元素|h₁|²+|g₂|²表示由STBC编码获得的二级分集。在此情况中，对角线元素仍然表示二级分集。然而，非对角线元素将产生干扰(即非正交性)。

对于表1的2×1情况，等式(5)变成如下：

$y_k=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ h_2^{*}& h_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{k,2m}\\ n_{k,2m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(37)

其中

$\tilde{H}=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ h_2^{*}& h_1^{*}\end{array}\right]$ 等式(38)

并且

$d=\left[\begin{array}{c}{d}_{k,\mathrm{1,2}m}\\ d_{k,\mathrm{1,2}m+1}^{*}\end{array}\right]$ 等式(39)

在此情况下，d的MMSE估计值如下：

$\hat{d}=\mathrm{\ρ}{\tilde{H}}^{+}{(\mathrm{\ρ}\tilde{H}{\tilde{H}}^{+}+I)}^{-1}{y}_k$ 等式(40)

$\tilde{H}{\tilde{H}}^{+}=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& -h_2\\ h_2^{*}& h_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& h_2\\ -h_2^{*}& h_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2& 0\\ 0& {\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2\end{array}\right]$

等式(41)

等式(40)成为：

$\hat{d}=\mathrm{\ρ}\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& h_2\\ -h_2^{*}& h_1\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\ρ}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)+1& 0\\ 0& \mathrm{\ρ}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)+1\end{array}\right]}^{-1}{y}_k$

等式(42)

或者

$\left[\begin{array}{c}{\hat{d}}_{2m}\\ {\hat{d}}_{2m+1}^{*}\end{array}\right]=\frac{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{\ρ}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)+1}\left[\begin{array}{cc}{h}_1^{*}& h_2\\ -h_2^{*}& h_1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{y}_{2m}\\ y_{2m+1}^{*}\end{array}\right]$

等式(43)

可替换地，可以利用y_2m，然后利用y_2m+1并将它们相加而找到d_2m和d_2m+1的MMSE估计算子。对第一符号应用该方案：

$y_{2m}=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{2m}\\ -d_{2m+1}^{*}\end{array}\right]+n_{2m},$ 等式(44)

并且来自第一符号的数据向量的MMSE估计是

$\left[\begin{array}{c}{\hat{d}}_{2m}\\ -{\hat{d}}_{2m+1}^{*}\end{array}\right]=\mathrm{\ρ}\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\\ h_2^{*}\end{array}\right]{(\mathrm{\ρ}\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\\ h_2^{*}\end{array}\right]+1)}^{-1}{y}_{2m},$ 等式(45)

或

$\left[\begin{array}{c}{\hat{d}}_{2m}\\ -{\hat{d}}_{2m+1}^{*}\end{array}\right]=\frac{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{\ρ}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)+1}\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\\ h_2^{*}\end{array}\right]y_{2m}$ 等式(46)

对第二符号应用该方案：

$y_{2m+1}=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{2m+1}\\ d_{2m}^{*}\end{array}\right]+n_{2m+1},$ 等式(47)

并且来自第二符号的数据向量的MMSE估计是：

$\left[\begin{array}{c}{\hat{d}}_{2m+1}\\ {\hat{d}}_{2m}^{*}\end{array}\right]=\mathrm{\ρ}\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\\ h_2^{*}\end{array}\right]{(\mathrm{\ρ}\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\\ h_2^{*}\end{array}\right]+1)}^{-1}{y}_{2m+1},$ 等式(48)

或

$\left[\begin{array}{c}{\hat{d}}_{2m+1}\\ {\hat{d}}_{2m}^{*}\end{array}\right]=\frac{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{\ρ}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)+1}\left[\begin{array}{c}{h}_1^{*}\\ h_2^{*}\end{array}\right]y_{2m+1}$ 等式(49)

使用等式(47)和(49)，将d_2m的两个估计相加，如下：

${\hat{d}}_{2m}=\frac{\mathrm{\ρ}}{\mathrm{\ρ}({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)+1}[h_1^{*}{y}_{2m}+h_2{y}_{2m+1}^{*}]$ 等式(50)

该结果与等式(43)中获得的结果相同。对d_2m+1的估计求和也将导致与从等式(43)得到的结果相同。因此，在简单的2×1 Alamouti方案中，这两种解码技术是一致的。然而，在表1的3×2情况中，其可以不同。

图4和图5示出了利用3×2天线配置和线性最小均方误差(LMMSE)接收机的针对IEEE 802.11n信道E和B的仿真结果。该仿真结果示出的是，利用64QAM和QPSK的不对等调制方案的情况在分组误差率(PER)方面比使用针对信道E(信道B)的16QAM和16QAM的对等调制方案的情况好出约1.5dB(0.8dB)。

发射机和接收机可以是无线发射/接收单元(WTRU)或基站。术语“WTRU”包括但不限于用户设备(UE)、移动台、固定或移动用户单元、寻呼机、蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、计算机或能够在无线环境中操作的任何其他类型的用户装置。术语“基站”包括但不限于Node-B、站点控制器、接入点(AP)或能够在无线环境中操作的任何其他类型的接口连接装置。

实施例

1.一种在无线通信系统中用于利用不对等的MCS来实施空间数据处理的方法，所述无线通信系统包括发射机和接收机。

2.根据实施例1所述的方法，包括以下步骤：从至少一个输入数据中产生多个数据流。

3.根据实施例2所述的方法，包括以下步骤：在至少一个数据流上执行空间处理以产生多个空间流，针对每个数据流而独立地选择MCS。

4.根据实施例3所述的方法，包括以下步骤：经由多个发射天线发射所述空间流。

5.根据实施例3-4中任一实施例所述的方法，其中仅对一部分数据流执行所述空间处理。

6.根据实施例3-5中任一实施例所述的方法，其中对其上执行空间处理的数据流的MCS与对其上没有执行空间处理的数据流的MCS是不同的。

7.根据实施例3-6中任一实施例所述的方法，其中所述空间处理是对至少一个所述数据流执行的STBC。

8.根据实施例7所述的方法，其中将所述数据流上针对STBC的一对符号映射到相同频率。

9.根据实施例7所述的方法，其中将所述数据流上针对STBC的一对符号映射到不同频率。

10.根据实施例3-9中任一实施例所述的方法，其中所述空间处理是对至少一个数据流执行以下中的至少一种：STBC、SFBC、准正交Alamouti编码和时逆空时分组编码。

11.根据实施例3-10中任一实施例所述的方法，其中对所述数据流执行线性空间处理。

12.根据实施例11所述的方法，其中对所述空间流执行CDD。

13.根据实施例11-12中任一实施例所述的方法，其中将天线映射矩阵复联(multiplied)到所述空间流。

14.根据实施例13所述的方法，其中所述天线映射矩阵是单位矩阵。

15.根据实施例13所述的方法，其中所述天线映射矩阵是用于空间扩展。

16.根据实施例13所述的方法，其中所述天线映射矩阵是信道专用导引矩阵。

17.根据实施例16所述的方法，其中所述天线映射矩阵包括信道特征向量的集合。

18.根据实施例3-17中任一实施例所述的方法，其中基于与所述数据流相关联的每个空间流的信噪比来确定针对每个数据流的所述MCS。

19.根据实施例4-18中任一实施例所述的方法，还包括以下步骤：利用至少一个接收天线接收空间流。

20.根据实施例19所述的方法，包括以下步骤：执行信道估计以产生信道矩阵。

21.根据实施例20所述的方法，包括以下步骤：利用所述信道矩阵对所接收到的空间流进行解码以恢复输入数据。

22.根据实施例21所述的方法，其中使用MMSE解码以用于对接收到的数据流进行解码。

23.根据实施例21所述的方法，其中使用ZF解码以用于对接收到的数据流进行解码。

24.根据实施例1-23中任一实施例所述的方法，其中所述无线通信系统是OFDM系统。

25.根据实施例1-23中任一实施例所述的方法，其中所述无线通信系统是MS-CDMA系统或者CDMA系统。

26.一种用于利用不对等的MCS实施空间数据处理的发射机。

27.根据实施例26所述的发射机，包括空间处理器，用于对多个数据流的至少一个执行空间处理，针对每个数据流的MCS被独立地选择。

28.根据实施例27所述的发射机，包括多个发射天线，用于发射所述数据流。

29.根据实施例27-28中任一实施例所述的发射机，其中所述空间处理器被配置为仅对一部分数据流执行空间处理。

30.根据实施例27-29中任一实施例所述的发射机，其中对其上执行空间处理的数据流的MCS与对其上没有执行空间处理的数据流的MCS是不同的。

31.根据实施例27-30中任一实施例所述的发射机，其中所述空间处理器被配置为对至少一个所述数据流执行STBC。

32.根据实施例31所述的发射机，其中所述空间处理器被配置为将所述数据流上针对STBC的一对符号映射到相同频率。

33.根据实施例31所述的发射机，其中所述空间处理器被配置为将所述数据流上针对STBC的一对符号映射到不同频率。

34.根据实施例27-33中任一实施例所述的发射机，其中所述空间处理器被配置为对至少一个所述数据流执行以下中的至少一种：STBC、SFBC、准正交Alamouti编码以及时逆空时分组编码。

35.根据实施例27-34中任一实施例所述的发射机，其中所述空间处理器被配置为对所述数据流执行线性空间处理。

36.根据实施例35所述的发射机，其中所述空间处理器被配置为对所述空间流执行CDD。

37.根据实施例35-36中任一实施例所述的发射机，其中所述空间处理器被配置为将天线映射矩阵应用到所述空间流。

38.根据实施例37所述的发射机，其中所述天线映射矩阵是单位矩阵。

39.根据实施例37所述的发射机，其中所述天线映射矩阵用于空间扩展。

40.根据实施例37所述的发射机，其中所述天线映射矩阵是信道专用导引矩阵。

41.根据实施例40所述的发射机，其中所述天线映射矩阵包括信道特征向量的集合。

42.根据实施例27-41中任一实施例所述的发射机，其中基于与所述数据流相关联的每个空间流的信噪比来确定针对每个数据流的所述MCS。

43.一种用于利用不对等MCS来实施空间数据处理的接收机。

44.根据实施例43所述的接收机，包括至少一个接收天线，用于接收多个空间流，在发射机处针对映射到所述空间流的每个数据流而独立选择MCS。

45.根据实施例44所述的接收机，包括信道估计器，用于执行信道估计以产生信道矩阵。

46.根据实施例45所述的接收机，包括空间解码器，用于利用所述信道矩阵对所接收到的空间流进行解码。

47.根据实施例46所述的接收机，其中所述空间解码器被配置为执行MMSE解码以对接收到的空间流进行解码。

48.根据实施例46所述的接收机，其中所述空间解码器被配置为执行ZF解码以对所接收到的空间流进行解码。

尽管以特定的组合在优选的实施方式中对本发明的特征和元素进行了描述，但每个特征或元素可以在没有优选实施方式的其他特征或元素的情况下单独使用，或者可以在具有或没有本发明的其他特征或元素的多种组合中单独使用。本发明中描述的方法或流程图可以实现在由通用目的计算机或处理器来执行的、切实实施在计算机可读存储介质中的计算机程序、软件和固件中。计算机可读存储介质的实例包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、寄存器、缓存器、半导体存储装置、诸如内部硬盘和可移动盘片之类的磁性媒介、磁光介质以及诸如CF-ROM盘以及数字多功能盘(DVD)之类的光学媒介。

合适的处理器包括，例如，通用目的处理器、专用目的处理器、传统处理器、数字信号处理器(DSP)、多个微处理器、与DSP核心相关联的一个或多个微处理器、控制器、微控制器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、任何集成电路和/或状态机。

与软件相关联的处理器可用于实现射频发射机，可在无线发射机受单元(WTRU)、用户设备(UE)、终端、基站、无线电网络控制器(RNC)或任何主机中使用。WTRU可以与实现为硬件和/或软件的模块结合使用，例如相机、视频相机模块、视频电话、扬声器电话、振动装置、扬声器、麦克风、电视收发机、免提耳机、键盘、蓝牙模块、调频(FM)无线电单元、液晶显示器(LCD)显示单元、有机发光二极管(OLED)显示单元、数字音乐播放器、媒体播放器、视频游戏播放器模块、因特网浏览器和/或无线局域网(WLAN)模块。

Claims (11)

1.一种用于利用不对等的调制和编码方案(MCS)来实施空间数据处理的方法，该方法包括：

从输入数据中产生第一空间流和第二空间流，其中针对该第一空间流的MCS不同于针对该第二空间流的MCS，且每一所述空间流以针对每一空间流的所选择的MCS而被调制；

在所述第一空间流上执行空时分组编码(STBC)以产生两个STBC处理的数据流；

在所述两个STBC处理的空时流中的每一者上执行循环延迟分集(CDD)处理；

在所述第二空间流上执行循环延迟分集(CDD)处理，其中不对所述空时流进行STBC处理；以及

经由两个发射天线在该STBC处理和所述CDD处理之后发射与所述第一空间流相关的所述两个STBC处理的数据流，以及经由第三发射天线来发射所述CDD处理的第二空间流。

2.根据权利要求1所述的方法，其中将天线映射矩阵复联到所述空间流。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述天线映射矩阵是单位矩阵。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述天线映射矩阵是用于空间扩展的。

5.根据权利要求2所述的方法，其中所述天线映射矩阵是信道专用导引矩阵。

6.一种用于利用不对等的调制和编码方案(MCS)来实施空间数据处理的发射机，该发射机包括：

空间处理器，至少进行以下配置：

在第一空间流上执行空时分组编码(STBC)以产生两个STBC处理的数据流，

在所述两个STBC处理的空时流中的每一者上执行循环延迟分集(CDD)处理，及

在第二空间流上执行循环延迟分集(CDD)处理；以及

多个发射天线，其中所述发射机至少被配置成经由所述多个发射天线中的两个天线发射与所述第一空间流相关的所述两个STBC处理的数据流，及经由所述多个发射天线中的第三天线发射所述CDD处理的第二空间流，其中针对所述第一空间流的MCS不同于针对所述第二空间流的MCS，且所述第一空间流和所述第二空间流中的每一者以针对每一空间流的所选择的MCS而被调制。

7.根据权利要求6所述的发射机，其中所述空间处理器被配置成将天线映射矩阵应用到所述空间流。

8.根据权利要求7所述的发射机，其中所述天线映射矩阵是单位矩阵。

9.根据权利要求7所述的发射机，其中所述天线映射矩阵是用于空间扩展的。

10.根据权利要求7所述的发射机，其中所述天线映射矩阵是信道专用导引矩阵。

11.根据权利要求10所述的发射机，其中所述天线映射矩阵包括信道特征向量的集合。