CN1694447A - 一种多载波数字信号编码调制装置及调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多载波数字信号编码调制装置，用于对需要传送的数字信号多载波调形编码调制，包括：基波调形控制器组、滤波器和内插器、I路余弦或正弦子载波群发生器和乘加器；其中，基波调形控制器，进一步包含特征基波波形控制器G_m和波形受控基波发生器；波形受控基波发生器在特征基波波形控制器G_m的控制下，产生调形(波形调制)信号G_mi＝ψV_mi(t)＊G_m(Ωt)；在I路余弦或正弦子载波群发生器和乘加器的控制下，对数字调形信号进行多载波调制，形成多载波调形信号输出：

本发明还公开了一种多载波数字信号调制方法。

Description

一种多载波数字信号编码调制装置及调制方法

技术领域

本发明涉及一种信号的编码调制装置，尤其涉及对数字信号进行编码调制的装置及编码调制方法。

背景技术

在数字信号传输技术中，为了提高信号传输的效率和可靠性，通常在信号发送(或存储)之前进行调制。数字信号调制就是将数字信号变换成适合在通信信道中传输(或变换成适合在物理介质中存储)的信号的过程。在无线频谱资源紧张有限的情况下(或在有限的物理介质中)，人们通常期望采用适合的信号调制方式，提高信道的信号传输率，以在带宽有限的信道上传输(或在有限的物理介质中存储)更多的信息。

对于要传输的数字信号来说，通常需要将数字信号调制到射频(RF)载波上才能发送。所述RF载波承载了需要传送的数字信息。由于RF载波通常为正弦波，其三个突出的特性是幅度、相位和频率，因此数字信号的传输可以定义为这样一个过程，即先将数字信号调制成RF载波的幅度、相位或频率，或者是二者的任意组合，然后进行RF载波信号的传输。RF载波的一般表达式是：

          s(t)＝Re{exp(ω_ct+θ(t))}………………(1)

其中ω_c是载波的角频率，θ(t)是时变相位，RF载波的角频率与其频率的关系是：ω_c＝2πf_c。将需要传输的数字信号以调幅或调频(调相)形式调制到上述载波上就能够实现数字信号的传输。

调制和信道编码是数字通信系统中的重要组成部分，数字调制是把数字信息映射到模拟形式的过程，以便使该信息能够在信道中传输。按照上述(1)式进行数字信号的调制，实际上进行的是调幅或调频(调相)的一维调制方式，载波的信息承载资源并没有得到充分利用，使得在信道带宽受限时，信道资源的利用率或容量不能进一步提高；对于单载波调制，要提高通信速率，就必须提高符号速率，受多径等干扰的影响，符号速率不能无限的提高，因此最大通信容量受到的限制。

发明内容

为解决上述问题，本发明的目的在于，提供一种多载波高效的数字信号编码调制装置及调制方法，使用该装置或方法能够充分利用载波信息的承载资源，从而提高信道资源的利用率，提高通信系统的容量。

为达到上述目的，本发明提供的用于对需要传送的数字信号进行编码调制的数字信号编码调制装置，包括：

编码器，用于对输入的数字信号进行编码，并将编码后的数字信号并行给入串并转换器；

串并转换器，用于对输入的编码后的数字信号进行串并转换，并将转换后的并行信号给入(I路)基波调形器组；

基波调形器组，由至少二路基波调形器组成，用于对输入的编码后的并行数字信号进行I路调形调制，并把I路调形调制结果并行存入缓冲器组，基波调形器进一步包括：特征基波波形控制器G_m和波形受控基波发生器；

所述特征基波波形控制器G_m，用于存储所用特征基波波形的数据表，根据所述编码后的数字信号和所述波形数据表控制特征基波的波形形状；所述波形数据表为：TABLEG_m[]＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))}；其中，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，n为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}；，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

所述波形受控基波发生器，在特征基波波形控制器G_m的控制下，产生调形(波形调制)信号ΨG_m＝ΨV_m(n)*G_m(n)＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))，并将调形调制结果存入缓冲器组中，即，波形受控基波发生器输出为：

u(t)＝ΨV_m(n)*G_m(n)＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)；

其中，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，Ω为特征基波的角频率，Ω＝2πF＝2π/T，n为预先确定的一个特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；

滤波器和内插器，用于对分别来自缓冲器组之缓冲器i的数据进行滤波和内插运算，并把滤波和内插运算后的结果，分别存入缓存器组之缓存器组，滤波器和内插器进一步包括缓冲器组和缓存器组；

所述滤波器，用于对分别来自缓冲器组之缓冲器i的数据进行滤波，使所述数据的频带限制在所要求的范围内，并把滤波运算结果给入所述内插器；

所述内插器，用于对所述滤波器的数据进行内插处理，并把内插运算结果分别存入缓存器组；

所述缓冲器组{1、…、i、…、I}：用于依次寄存来自I路基波调形器的I路已调基波波形信号的数据；

所述缓存器组{1、…、i、…、I}：用于依次寄存来自内插器的I路的已调基波波形信号的数据；

子载波群发生器，用于存储I路余弦或正弦函数值表，并产生I路角频率为：{1ω、2ω、……Iω}的并行余弦或正弦子载波(群)；

所述(第i路)余弦或正弦函数值表为：TABLEcos[]_i＝{Cos(iωt)}＝{Cos(2π*i*n/(N-1))}或TABLEsin[]_i＝{Sin(iωt)}＝{Sin(2π*i*n/(N-1))}，其中i＝1、2、……、I，I为子载波总数，n＝{0，…，N-1}，N为采样点总数；

乘加器(乘法器和加法器)，用于对所述缓存器组输出的I路已调基波波形信号的数据，分别依次(或并行)与所述子载波群发生器存储的I路余弦或正弦函数值表的对应子载波{1ω、2ω、…、Iω}数据进行相乘运算，再把I路结果相加后输出，即多载波调形数字信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{\Ψ}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\Ωt}\right)*\cos \left(\mathrm{i\Ωt}\right)\}.$

其中，i＝1、2、……、-I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

本发明提供的另一种用于对需要传送数字信号的编码调制的多载波数字信号编码调制装置，包括：

编码器，用于对输入的数字信号进行编码，并将编码后的数字信号并行给入串并转换器；

串并转换器，用于对输入的编码后的数字信号进行串并转换，并将转换后的并行信号给入调形特征载波控制器组；

调形特征载波控制器组，由至少二路调形特征载波控制器G_mi组成，用于存储所用调形特征载波波形的归一化数据表，根据所述编码后的数字信号和所述归一化数据表控制调形特征载波的波形形状；所述归一化数据表为：G_mi＝TABLEG_m[]_i＝{G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i，其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_mi为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数；i＝1、2、……、I，I为子载波总数；

调形特征载波发生器，在第i路调形特征载波控制器G_mi的控制下，产生第i路调形(波形调制)载波信号：ΨG_mi＝ΨG_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝＝ΨG_m(Ωt)*cos(iωt)；并给入调形特征载波振幅控制器；其中，Ψ表示从M个调形特征载波G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波；

调形特征载波振幅控制器，用于寄存I路调形特征载波的振幅数据表，根据输入的所述第i路编码后的数字信号确定所述第i路振幅数据表TableV_m[]_i的值，所述第i路振幅数据表为：TableV_m[]_i＝V_mi(n)＝{A*(2r-1-R)}，其中r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数，A为振幅系数；根据所述第i路振幅数据表TableV_m[]_i的值，控制输入的所述第i路调形特征载波发生器产生的调形特征载波信号的振幅，产生如下调形调幅信号：

ΨG_mi＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；

综合加法器，用于所述调形特征载波振幅控制器输出的I路调形调幅特征载波信号的综合相加，并输出多载波调形信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{\Ψ}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\Ωt}\right)*\cos \left(\mathrm{i\ωt}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

本发明提供的又一种用于对需要传送数字信号的编码调制的多载波数字信号编码调制装置，包括：

编码器，用于对输入的数字信号进行编码，并将编码后的数字信号并行给入串并转换器；

串并转换器，用于对输入的编码后的数字信号进行串并转换，并将转换后的并行信号给入调形特征载波控制器组；

调形特征载波控制器组，由至少二路调形特征载波控制器G_mi组成，用于存储所用调形特征载波波形的数据表，根据所述编码后的数字信号和所述数据表控制调形特征载波的波形形状；所述(第i路)数据表为：G_mi＝TABLEG_m[]_i＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}，其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_mi为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数；k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，i＝1、2、…、I，I为子载波总数；V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}， r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

调形特征载波发生器，在第i路调形特征载波控制器G_mi的控制下，产生第i路调形(波形调制)载波信号：

ΨG_mi＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据调形特征载波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}＝V_m(n)，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变；

综合加法器，用于所述调形特征载波发生器输出的I路调形特征载波信号的综合相加，并输出多载波调形信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{\Ψ}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\Ωt}\right)*\cos \left(\mathrm{i\ωt}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选

Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m ^-(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

所述装置还包括自适应码流控制器，用于根据各个子载波训练序列对各自的通信子信道的测算，自适应地分配对应的码流比特通过编码器给入对应的子载波，同时控制所述特征基波或调形特征载波波形数据表的M大小。

所述多载波数字信号编码调制装置，还包括第一和第二多载波数字信号编码调制装置，

第一乘法器，用于对所述第一多载波数字信号编码调制装置输出的第一多载波调形调制信号，与正弦载波或余弦载波进行相乘运算；

第二乘法器，用于对所述第二多载波数字信号编码调制装置输出的第二多载波调形调制信号，与余弦载波或正弦载波进行相乘运算；

加法器，用于合成第一乘法器和第二乘法器输出的调制信号，形成正交多载波已调信号输出：

$U\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{\Ψ}{V}_{m1}\left(t\right)*G_{m1}\left(\mathrm{\Ωt}\right)*\cos \left(i{\mathrm{\ω}}_{c}t\right)+{\mathrm{\ΨV}}_{m2}\left(t\right)*G_{m2}\left(\mathrm{\Ωt}\right)*\sin \left(i{\mathrm{\ω}}_{c}t\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变，Ω＝2πF＝2π/T，iω＝i*k*Ω，ω_o为载波发生器(振荡器)频率，ω_c＝ω_o±iω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值。

所述特征基波波形控制器G_m的M个波形G_m(n)函数中的任意一个函数，是如下所述的窗函数之一，或通过对如下窗函数的一个或多个进行截取，或对称截取获得，同时归一化各个波形的截取点的电平值，和归一化各个波形的面积值或归一化各个波形的有效值(RMS)值；以下函数中：

(1)高斯(guass)窗函数：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)；(n＝0，…，N-1)；

(2)正弦函数1：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))；(n＝0，…，N-1)；

(3)正弦函数2：

w(n)＝B()sin(4πn/(N-1))；(n＝0，…，N-1)；

(4)升余弦函数1：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(5)升余弦函数2：

w(n)＝B()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(6)自定义函数1：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(7)自定义函数2：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))+A()sin(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(8)自定义函数3：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))+A()sin(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(9)自定义函数4：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(10)自定义函数5：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；

(n＝0，…，N-1)；

(11)自定义函数6：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)+A()sin(4πn/(N-1)))；

(n＝0，…，N-1)；

(12)矩形窗函数：

$w\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& 0<=n<=N-1\\ 0& N-1<n<0\end{array};(n=0,...,N-1);\right.$

其中A()＝A*(2j-1-J)；B()＝B*(2j-1-J)；A、B为实数，J为自然数，j＝0、1、……、J；

所述M个特征基波的波形具有互不相同的占空比。

所述M个特征基波的波形由或直流或一次谐波或二次谐波组成，或直流、一次谐波、二次谐波按不同的比例合成。

本发明提供的多载波数字信号编码调制方法，包括：

建立特征基波的频率时间值表、所用M种特征基波波形数据表和I路余弦或正弦函数值表；

所述频率时间值表为：TABLEf[]＝1/(FN)＝T/N，其含义为两个采样点之间的时间间隔，用于确定特征基波的周期和频率，其中：N为将一个周期内的特征基波均匀分成的等分数；

所述特征基波波形数据表为：TABLEG_m[]＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))}，其中，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，n为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

所述I路余弦或正弦函数值表为：TABLEcos[]_i＝{Cos(iωt)}＝{Cos(i2πn/(N-1))}或TABLEsin[]_i＝{Sin(iωt)}＝{Sin(i2πn/(N-1))}，其中i＝1、2、……、I，I为子载波总数，n＝{0，…，N-1}，N为采样点总数；

根据所述数字信号和所述频率时间值表控制特征基波的频率F，根据所述数字信号和所述特征基波波形数据表控制特征基波的波形形状G_m；

利用所述数字信号对(第i路)特征基波波形数据表TABLEG_m[]_i进行查表，输出所查波形数据，即对所述数字信号进行波形调制，产生(第i路)调形特征基波信号：

u(t)＝ΨV_m(n)*G_m(n)＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)；

其中，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，Ω为特征基波的角频率，Ω＝2πF＝2π/T，n为预先确定的一个特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；

对所产生的(第i路)调形特征基波信号数据进行滤波，并限制其带宽在所要求的范围内；

对所述滤波后的(第i路)调形特征基波信号进行内插采样点，并与最高调制子载波采样点数匹配；

利用所述(第i路)余弦或正弦函数值表的数据，对所述(第i路)内插采样点后的调形特征基波信号数据相乘进行子载波(平衡)调制，重复(或并行)以上过程，完成对所述并行数字信号进行I路子载波(平衡)调制；

利用加法器对所述I路子载波(平衡)调制的结果进行相加，产生多载波调形调制信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变；

本发明提供的另一种多载波数字信号编码调制方法，包括：

建立调形特征载波符号的频率时间值表、所用I路调形特征载波波形的数据表；

所述频率时间值表为：TABLEf[]＝1/(FN)＝T/N，其含义为两个采样点之间的时间间隔，用于确定调形特征载波符号的周期和频率，其中：N为将一个符号周期内的调形特征载波均匀分成的等分数；

所述(第i路)调形特征载波波形的数据表为：

G_mi＝TABLEG_m[]_i＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i；

其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_mi为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个符号周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数，T＝1/F；k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，i＝1、2、…、I，I为子载波总数；V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

根据所述数字信号和所述频率时间值表控制调形特征载波的符号频率F，根据所述数字信号和所述调形特征载波波形的数据表控制调形特征载波的波形形状G_mi，

利用所述数字信号对(第i路)调形特征载波波形数据表TABLEG_m[]_i进行查表，输出所查波形数据，即对所述数字信号进行波形调制，产生调形特征载波信号；

ΨG_mi＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据调形特征载波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}＝V_m(n)，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个符号周期T内的值保持恒定不变；

利用综合加法器对上述I路调形特征载波信号进行相加输出多载波调形特征载波信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…5，根据调形特征载波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}＝V_m(n)，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个符号周期T内的值保持恒定不变；

所述方法还包括对二路多载波调形调制信号进行正交调制的步骤，该步骤为：

采用正弦或余弦载波(频率为ω_o)分别对所述第一和第二路多载波调形调制信号相乘，输出载波正交的第一路和第二路多载波调形调制信号，把所述第一路与第二路多载波调形调制信号进行相加，输出正交多载波调形调制信号：

$U\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{{\mathrm{\&Psi;V}}_{m1}\left(t\right)*G_{m1}\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)+\mathrm{\&Psi;}{V}_{m2}\left(t\right)*G_{m2}\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\sin \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，iω＝i*k*Ω，ω_o为载波发生器(振荡器)频率，ω_c＝ω_o±iω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

由于本发明所述的对数字信号进行编码调制的方案，建立在载波上同时进行多路多载波正交调形和调幅，解决了多径干扰问题，并具有较高的编码调制效率，能够保证通信数据在宽带通信线路上进行宽带和广带的数字通信，使信道的通信容量得到大幅度提高，节省了网络资源并提高了资源的利用率，且降低信号传输的误码率。

附图说明

以下附图有助于详细的理解本发明，但仅仅是为了举例解释说明，不应被理解为对本发明的限制。

图1为本发明所述多载波数字信号编码调制装置的第一实施例方框图；

图2为本发明所述多载波数字信号编码调制装置的第二实施例方框图；

图3为本发明所述多载波数字信号编码调制装置的第三实施例方框图；

图4为本发明所述多载波数字信号编码调制装置的第四实施例方框图；

图5为图1所述装置内的基波调形i调制部分的展开图；

图6为本发明所述方法的主流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做详细的说明。下面的说明将有助于本领域的技术人员更好的理解本发明的优点、目的和特征。

首先介绍本发明所述装置的第一实施例，参考图1。图1所示的多载波数字信号编码调制装置1，用于对需要传送的数字信号进行编码调制，其信号调制过程采用调制波形的多路并行编码调制，该装置1主要包括：多路并行基波调形器13，进一步包含：如图5所示的特征基波波形控制器G_m13a、波形受控基波发生器13b；另外，为使编码调制性能更佳，减少解调过程中各个调制点的判断失误，在本实施例中还设置了编码器11，用于对输入的数字信号进行(viterbi)编码，这样，数字信号编码调制装置1将接收到的数字信号送入所述编码器12进行编码，由编码器12进行编码后的数字信号送入所述串并转换器12，经串并转换器转换为并行信号后，并行送入多路基波调形器组13；进一步，多路数字信号给入各自的(图5所示)特征基波波形控制器G_m13a，波形受控基波发生器13b，在特征基波波形控制器G_m的控制下，产生调形(波形调制)的数字模拟信号；因此产生的多路调形信号并行给入各路对应的缓冲器组{1、…、i、…、I}14；等待滤波器进行滤波处理，滤波器对I路调形信号进行滤波处理后，被送入内插器进行内插采样点，之后，分别依次(或并行)给入所述缓存器组{1、…、i、…、I}16；

所述I路余弦或正弦子载波群发生器18，用于存储I路余弦或正弦函数值表，并产生I路角频率为：{1ω、2ω、……Iω}的并行余弦或正弦子载波群；

所述I路余弦或正弦函数值表为：TABLEcos[]_i＝{Cos(iωt)}＝{Cos(i2πn/(N-1))}或TABLEsin[]_i＝{Sin(iωt)}＝{Sin(i2πn/(N-1))}，其中i＝1、2、……、I，I为子载波总数，n＝{0，…，N-1}，N为采样点总数；

所述乘加器(乘法器和加法器)17，用于对所述缓存器组{1、…、i、…、I}输出的多路已调基波波形信号，分别依次(或并行)与所述子载波群发生器存储的I路余弦或正弦函数值表的对应子载波{1ω、2ω、…、Iω}进行相乘运算后，再把各路结果相加后输出，产生多载波调形调制信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\}$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变；

首先，根据所传数字信号的速率确定所用特征基波的频率F，再将一个周期内的特征基波均匀分成N等分(N的值由DSP处理精度决定)，根据特征基波的频率，建立抽样点之间的Δt＝T/N＝1/(FN)的时间值表，T为特征基波的周期；第二，为了降低数字信号处理器DSP(或CPU)的运算量，提高编码调制效率，不需要上述N个点全部计算输出，可以根据抽样定律，确定构成一个完整特征基波包络所需的离散点数，根据所确定的所有离散点，建立M个特征基波包络值(波形)的数据表，即TABLEG_m[]＝{V_m(0)*G_m(0)，…V_m(n)*G_m(2πn/(N-1)，…)；

对于基波调形器图5中所示的装置来说，所述特征基波波形控制器G_m13a，用于存储所用特征基波波形的数据表，根据所述数字信号和所述数据表控制特征基波的波形形状；所述数据表为：TABLEG_m[]＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))}，其中，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，n为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，波形受控基波发生器13b在特征基波波形控制器G_m的控制下，产生调形(波形调制)信号G_m＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))；其中，Ψ表示从M个特征基波G_m(2πn/(N-1))中选一；所述调形(波形调制)信号G_m表达的数字信号为数字模拟信号，由此形成调形调制信号输出，完成单路调制过程；重复(I-1)路以上过程(或以上过程并行I路)即可完成I路调形调制信号；所述调形调制信号为(如下所示只给出第i路表达式)：

u_i(t)＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)；

其中，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，Ω为特征基波的角频率，Ω＝2πF＝2π/T，n为预先确定的一个特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；

所述特征基波的波形函数G_m的M个波形G_m(n)函数，分别是如下所述的窗函数，或通过对如下窗函数的一个或多个进行截取或对称截取获得，所述对称截取是指以波形的中心如π处为中心的正负T/2点，T为波形的周期；同时归一化各个波形的截取点的电平值，和归一化各个波形的面积值或归一化各个波形的有效值(RMS)值；以下函数中：

(1)高斯(guass)窗函数：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)；(n＝0，…，N-1)；

(2)正弦函数1：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))；(n＝0，…，N-1)；

(3)正弦函数2：

w(n)＝B()sin(4πn/(N-1))；(n＝0，…，N-1)；

(4)升余弦函数1：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(5)升余弦函数2：

w(n)＝B()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(6)自定义函数1：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(7)自定义函数2：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))+A()sin(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(8)自定义函数3：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))+A()sin(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(9)自定义函数4：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(10)自定义函数5：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；

(n＝0，…，N-1)；

(11)自定义函数6：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)+A()sin(4πn/(N-1)))；

(n＝0，…，N-1)；

(12)矩形窗函数：

$w\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& 0<=n<=N-1\\ 0& N-1<n<o\end{array};(n=0,...,N-1).\right.$

其中：A()＝A*(2j-1-J)；B()＝B*(2j-1-J)；A、B为实数，J为自然数，j＝0、1、……、J；

在本例中，如图5所示，以上所述特征基波是由DSP(或CPU)控制波形受控基波发生器13b(波形受控基波发生器13b也可由DSP或CPU实现)根据数字编码信息合成而来。下面说明详细的合成过程。

初始化定时器(具体实现本发明时，指DSP或CPU的自带的或外设的定时器)、定时计数变量n(n＝0)，加载定时器的值：定时时间为Δt＝T/N＝1/(fN)，然后进入下述循环操作，在该循环操作中，首先等待编码器11(图1所示)的写数据信号，在写数据信号到时，将数字数据并行写入各路的特征基波波形控制器G_m13a(图5所示)，然后清除数据写入标记(假设该标记为fg_R，则fg_R＝0，0表示清除，1标识数字信号可以写入控制寄存器)；再利用特征基波波形控制器G_m13a，查表TABLEG_m[]＝{V_m(0)*G_m(0)，…V_m(n)*G_m(2πn/(N-1)，…)，获取加载第m个特征基波的波形数据表，接着设置数据写入标记，即使fg_R＝1，通知输入端可以输入下段需要编码调制的数字数据，使能定时器(即使定时器开始工作)，在定时时间到时，进行n＝n+1的操作，然后判断n是否等于N-1，如果否，则继续循环(n循环一周等于对特征基波进行一周的扫描，根据不同的n输出不同的包络值)，否则循环结束，在循环结束时，特征基波的一个周期的合成处理即已完成(所述特征基波是G_m(2πn/(N-1))中的某个)，重新初始化定时计数变量使n＝0，除能定时器(即让定时器停止工作)；加载第二段输入数据至G_m…，再使能定时器，进入特征基波的下一个周期的处理。

上述利用第i路特征基波波形控制器G_m13a查表，选择不同特征基波波形的波形结构，输出特征基波的包络值，当n＝0时，查表得第m个特征基波的包络数据，送输出缓冲器i，此时，数据D＝V_m(0)*G_m(0)；当n＝a时，查表得第m个特征基波的包络数据，送输出缓冲器i，此时，数据D＝V_m(a)*G_m(2πa/(N-1))；当n＝N-1时，查表得第m个特征基波的包络数据，送输出缓冲器i，此时，数据D＝V_m(N-1)*G_m(2π(N-1)/(N-1))；i＝1、2、…、I，重复以上步骤，当I路完成后，即已完成了多路(特征)基波调形调制，并分别依次(或并行)给入缓冲器组14。

利用所述滤波器和内插器15，对分别来自缓冲器组之缓冲器i的数据进行滤波，使所述数据的频带限制在所要求的范围内，并把滤波运算结果给入所述内插器；利用所述内插器，对来自所述滤波器的数据进行内插处理，并把内插运算结果分别依次存入缓存器组16对应的缓存器i中；

利用所述缓存器组16的数据，在时序时钟的控制下，当采样点n＝0时，所述缓存器组中的I路特征基波波形(第0采样点)数据与对应的所述I路余弦或正弦函数值表的(第0采样点)数据相乘后I路数据相加，并送输出寄存器；当采样点n＝n时，所述缓存器组中的I路特征基波波形(第n采样点)数据与对应的所述I路余弦或正弦函数值表的(第n采样点)数据相乘后I路数据相加，并送输出寄存器；采样点从n＝0至N-1时，即完成一个多载波符号(即特征基波)周期T的多载波调制，并从输出寄存器中输出多载波调形调制信号；

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

图2为本发明所述多载波数字信号编码调制装置的第二实施例方框图，图2所示的多载波数字信号编码调制装置2，用于对需要传送的数字信号进行编码调制，该装置2主要包含调形特征载波控制器组23、调形特征载波发生器组24；串并转换器22、编码器21、调形特征载波振幅控制器25和综合加法器26；另外，为使编码调制性能更佳，减少解调过程中各个调制点的判断失误，在本实施例中还设置了编码器21，用于对输入的数字信号进行(viterbi)编码；这样，数字信号编码调制装置2将接收到的数字信号，送入所述编码器21，由编码器21进行编码后的数字信号送入所述串并转换器22，经串并转换器转换为并行信号后，并行送入调形特征载波控制器组23和调形特征载波振幅控制器25；

所述调形特征载波控制器组，用于分别存储所用I路调形特征载波波形的数据表，根据所述编码后的数字信号和所述波形数据表控制调形特征载波的波形形状；所述(第i路)调形特征载波波形数据表为：TABLEG_m[]_i＝{G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i，其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数；I＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ωt＝2πFt＝2πt/T＝2πn/(N-1)，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值；

所述(第i路)调形特征载波发生器i，在第i路调形特征载波控制器G_mi的控制下，产生第i路调形(波形调制)载波信号：ΨG_mi＝ΨG_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝ΨG_m(Ωt)*cos(iωt)；其中，Ψ表示从M个调形特征载波G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一；并分别给入所述调形特征载波振幅控制器25，进行振幅调制；

所述调形特征载波振幅控制器25，用于寄存I路调形特征载波的调幅数据表，根据输入的所述第i路编码后的数字信号确定所述第i路调幅数据表TableV_m[]_i的值，根据所述第i路调幅数据表TableV_m[]₁的值，控制输入的所述第i路调形特征载波发生器产生的调形特征载波信号的振幅，产生如下调制信号，进一步给入所述综合加法器26：

ΨG_m＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；

所述幅度数据表为：TableV_m[]＝V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，其中r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

所述综合加法器26，用于来自所述调形特征载波振幅控制器25的I路调形调幅特征载波信号相加后输出：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，I＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

所述调形特征载波波形数据表：TABLEG_m[]_i＝{G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i，具体可按图1所示的13、14、15、16、17、18功能框图，在调形特征载波(特征基波)的一个周期内的数据用计算机运算模拟完成，图1所示，首先从子载波i＝1和特征基波m＝1开始运算，当i＝1，m＝1时，特征基波波形数据表：G_m＝TABLEG1[]＝{G₁(2πn/(N-1))}的数据经过图1的15所述的FIR滤波器的滤波和采样点内插后，再与i＝1的子载波余弦函数表(如图1的18所示)的数据相乘，即对应的采样点相乘获得调形特征载波数据表：TABLEG₁[]₁＝{G₁(2πn/(N-1)*Cos(2π*k*n/(N-1))}；当i＝1，m＝2时，重复以上运算过程可得调形特征载波数据表：TABLEG₂[]₁＝{G2(2πn/(N-1))*Cos(2π*k*n/(N-1))}；再重复以上运算过程，直到i＝I，m＝M时，获得调形特征载波数据表为：TABLEG_M[]₁＝{G_M(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))}，即完成制表。

图3为本发明所述多载波数字信号编码调制装置的第三实施例方框图，图3所示的多载波数字信号编码调制装置3，用于对需要传送的数字信号进行编码调制，该装置3主要包含调形特征载波控制器组33、调形特征载波发生器组34；串并转换器32、编码器31和综合加法器35；另外，为使编码调制性能更佳，减少解调过程中各个调制点的判断失误，在本实施例中还设置了编码器31，用于对输入的数字信号进行(viterbi)编码；这样，数字信号编码调制装置3将接收到的数字信号，送入所述编码器31，由编码器31进行编码后的数字信号送入所述串并转换器31，经串并转换器转换为并行信号后，并行送入调形特征载波控制器组33；所述调形特征载波控制器组33，用于分别存储所用I路调形特征载波波形的数据表，根据所述编码后的数字信号和所述波形数据表控制调形特征载波的波形形状；所述(第i路)调形特征载波波形数据表为：TABLEG_m[]_i＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i，其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}；，N为将一个周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ωt＝2πFt＝2πt/T＝2πn/(N-1)，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值；

所述(第i路)调形特征载波发生器i，在(第i路)调形特征载波控制器i的控制下，产生(第i路)调形(波形调制)载波信号：

ΨG_m＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；

利用所述综合加法器35将上述所述I路调形特征载波并行综合相加，即可输出多载波调形特征载波信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{{\mathrm{\&Psi;V}}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

所述调形特征载波波形数据表：TABLEG_m[]_i＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i，具体可按图1所示的13、14、15、16、17、18功能框图，在调形特征载波(特征基波)的一个周期内的数据用计算机运算模拟完成，图1所示，首先从子载波i＝1和特征基波m＝1开始运算，当i＝1，m＝1时，特征基波波形数据表：G_m＝TABLEG1[]＝{V₁(n)*G₁(2πn/(N-1))}的数据经过图1的15所述的FIR滤波器的滤波和采样点内插后，再与i＝1的子载波余弦函数表(如图1的18所示)的数据相乘，即对应的采样点相乘获得调形特征载波数据表：TABLEG₁[]₁＝{V₁(n)*G₁(2πn/(N-1))*Cos(2π*k*n/(N-1))}；当i＝1，m＝2时，重复以上运算过程可得调形特征载波数据表：TABLEG₂[]₁＝{V₂(n)*G₂(2πn/(N-1))*Cos(2π*k*n/(N-1))}；再重复以上运算过程，直到i＝I，m＝M时，获得调形特征载波数据表为：TABLEG_M[]₁＝{V_M(n)*G_M(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))}，即完成制表。

图4为本发明所述多载波数字信号编码调制装置的第四实施例方框图，它描述了多载波正交调制多路复用的宽带和广带应用。该实施例描述的以图1或2或3所示多载波数字信号编码调制装置1或2或3的实施例为基础的多载波正交数字信号编码调制装置4。图4所述的装置，包括第一和第二多载波数字信号编码调制装置1或2或3，第一乘法器43和第二乘法器44、这两个乘法器是作为信号平衡调制器使用的，还包括加法器47，以及提供标准正弦(或余弦)载波(频率为ω₀)的发生器45，和移相器46；所述移相器46用于将正弦(或余弦)载波发生器45产生的正弦(或余弦)载波进行0度和90度移相，产生两路正交的载波，即一路正弦(或余弦)载波和另一路余弦(或正弦)载波，按照图4所示，分别给入第一乘法器43和第二乘法器44；因此，所述第一乘法器43，用于对第一多载波数字信号编码调制装置输出的第一多载波调形调制信号与正弦或余弦载波进行调幅调制；所述第二乘法器44，用于对第二多载波数字信号编码调制装置输出的第二多载波调形调制信号与余弦或正弦载波进行调幅调制；而加法器46，用于合成第一乘法器43和第二乘法器44输出的调制信号，形成多载波正交调形调制信号输出：

$U\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_{m1}\left(t\right)*G_{m1}\left(\mathrm{\&Omega;}1\right)*\cos \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)+\mathrm{\&Psi;}{V}_{m2}\left(t\right)*G_{m2}\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\sin \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变，Ω＝2πF＝2π/T，iω＝i*k*Ω，ω_o为载波发生器(振荡器)频率，ω_c＝ω_o±iω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值。

图6为本发明所述方法的主流程图。图6所述的多载波数字信号调制方法，用于对数字信号的编码调制，如果实现图6所述的方法，需要预先建立特征基波的频率时间值表、所用M种特征基波波形数据表和I路正弦或余弦函数值表；

所述频率时间值表为：TABLEf[]＝1/(FN)＝T/N，其含义为两个采样点之间的时间间隔，用于确定特征基波的周期和频率，其中：N为将一个周期内的特征基波均匀分成的等分数；

所述特征基波波形数据表为：TABLEG_m[]＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))}，其中，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，n为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

所述I路余弦或正弦函数值表为：TABLEcos[]_i＝{Cos(iωt)}＝{Cos(i2πn/(N-1))}或TABLEsin[]_i＝{Sin(iωt)}＝{Sin(i2πn/(N-1))}，其中i＝1、2、……、I，I为子载波总数，n＝{0，…，N-1}，N为采样点总数；

根据所述数字信号和所述频率时间值表控制特征基波的频率F，根据所述数字信号和所述特征基波波形数据表控制特征基波的波形形状G_m；

利用所述数字信号对(第i路)特征基波波形数据表TABLEG_m[]_i进行查表，输出所查波形数据，即对所述数字信号进行波形调制，产生(第i路)调形特征基波信号：

u(t)＝ΨV_m(n)*G_m(n)＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)；

其中，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，Ω为特征基波的角频率，Ω＝2πF＝2π/T，n为预先确定的一个特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；

对所产生的(第i路)调形特征基波信号数据进行滤波，并限制其带宽在所要求的范围内；

对所述滤波后的(第i路)调形特征基波信号进行内插采样点，并与最高调制子载波采样点数匹配；

利用所述(第i路)余弦或正弦函数值表的数据，对所述(第i路)内插采样点后的调形特征基波信号数据相乘进行子载波(平衡)调制，重复(或并行)以上过程，完成对所述并行数字信号进行I路子载波(平衡)调制；

利用加法器对所述I路子载波(平衡)调制的结果进行相加，产生多载波调形调制信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变；

当数字信号输入时，就要在步骤1将该数字信号进行所述自适应码流控制，具体可根据各个子载波训练序列对各自的通信子信道的测算，自适应地分配对应的码流比特给入步骤2，在步骤2对所述给入的数字信号进行编码，具体的编码方式可以采用VITERBI加TCM网格编码(或者GRAY格雷编码)等等，在再步骤3将串行数字信号转换为并行数字信号；接着在步骤4利用进行编码后并行给入的各个子信道数据，分别控制各自的特征基波的波形形状(包含振幅)，产生下式所述的I路调形调制信号(只给出第i路表达式)：

            u_i(t)＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)。

其中，Ψ表示从m个特征基波V_m(t)*G_m(Ω_it)中选一；Ω为特征基波角频率，Ω＝2πF＝2π/T，V_m(t)是特征载波振幅的函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；即V_m(t)的含义为把振幅均匀分成R等分，在不同的时间周期下V_m(t)取不同的值，在同一周期内V_m(t)取值不变。

步骤4可以这样实现：根据所述第i路数字信号和所述频率时间值表控制特征基波的频率F，根据所述第i路数字信号和所述特征基波数据表控制特征基波的波形形状G_m；利用特征基波波形函数V_m(n)*G_m(n)，对所述数字信号进行调制波形，产生调形信号u(t)＝ΨV_m(t)*G_m(n)＝ΨV_m(n)*G_m{2πn/(N-1)}；其中，Ψ表示从M个特征基波V_m(n)*G_m{2πn/(N-1)}中选一；

对并行调形调制后的各个调制数据进行滤波处理，即把I路调制数据的带宽限制在所要求的范围内，滤波后再进行内插采样点，用于在步骤5与载波采样点匹配；

最后在步骤5利用步骤4所述的I路调制数据，在时序时钟的控制下，当采样点n＝0时，所述的I路特征基波波形数据与对应的所述I路余弦或正弦函数值表的数据相乘后I路数据相加，并送输出寄存器；当采样点n＝n时，所述的I路特征基波波形数据与对应的所述I路余弦或正弦函数值表的数据相乘后I路数据相加，并送输出寄存器；采样点从n＝0至N-1时，即完成一个多载波符号(即特征基波)周期T的多载波调制，并从输出寄存器中输出多载波调形调制信号；

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{{\mathrm{\&Psi;V}}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF·2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变；

所述特征基波的波形函数G_m的m个波形G_m(n)函数，定义为如下所述的窗函数，或通过对如下窗函数的一个或多个进行(对称)截取获得，同时归一化各个波形的截取点的电平值，和归一化各个波形的面积值或归一化各个波形的有效值(RMS)值；以下函数中：

(1)高斯(guass)窗函数：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)；(n＝0，…，N-1)；

(2)正弦函数1：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))；(n＝0，…，N-1)；

(3)正弦函数2：

w(n)＝B()sin(4πn/(N-1))；(n＝0，…，N-1)；

(4)升余弦函数1：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(5)升余弦函数2：

w(n)＝B()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(6)自定义函数1：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(7)自定义函数2：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))+A()sin(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(8)自定义函数3：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))+A()sin(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(9)自定义函数4：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(10)自定义函数5：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；

(n＝0，…，N-1)；

(11)自定义函数6：

w(n)＝B()e(-(n-(N-1)/2)².)/(2*alpha²)+A()sin(4πn/(N-1)))；

(n＝0，…，N-1)；

(12)矩形窗函数：

$w\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& 0<=n<=N-1\\ 0& N-1<n<0\end{array};(n=0,...,N-1);\right.$

其中A()＝A*(2j-1-J)；B()＝B*(2j-1-J)；A、B为实数，J为自然数，j＝0、1、……、J；

按照图6所述的多载波数字信号调制方法，更进一步，所述方法还包括对二路多载波调形调制信号进行正交调制的步骤，该步骤为：

采用正弦或余弦载波(频率为ω_o)分别对所述第一和第二路多载波调形调制信号相乘，输出载波正交的第一路和第二路多载波调形调制信号，把所述第一路与第二路多载波调形调制信号进行相加，输出正交多载波调形调制信号：

$U\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_{m1}\left(t\right)*G_{m1}\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)+\mathrm{\&Psi;}{V}_{m2}\left(t\right)*G_{m2}\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\sin \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从m个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，iω＝i*k*Ω，ω_o为载波发生器(振荡器)频率，ω_c＝ω_o±iω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

按照图6所述的多载波数字信号调制方法，又进一步，所述方法中步骤4和5合并为一个步骤，包含：建立调形特征载波符号的频率时间值表、所用I路调形特征载波波形的数据表；

所述频率时间值表为：TABLEf[]＝1/(FN)＝T/N，其含义为两个采样点之间的时间间隔，用于确定调形特征载波符号的周期和频率，其中：N为将一个符号周期内的调形特征载波均匀分成的等分数；

所述(第i路)调形特征载波波形的数据表为：

G_mi＝TABLEG_m[]_i＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i；

其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_mi为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个符号周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数，T＝1/F；k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，i＝1、2、…、I，I为子载波总数；V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

根据所述数字信号和所述频率时间值表控制调形特征载波的符号频率F，根据所述数字信号和所述调形特征载波波形的数据表控制调形特征载波的波形形状G_mi，

利用所述数字信号对(第i路)调形特征载波波形数据表TABLEG_m[]_i进行查表，输出所查波形数据，即对所述数字信号进行波形调制，产生调形特征载波信号；

ΨG_m＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据调形特征载波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}＝V_m(n)，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个符号周期T内的值保持恒定不变；

利用综合加法器对上述I路调形特征载波信号进行相加输出多载波调形特征载波信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据调形特征载波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}＝V_m(n)，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个符号周期T内的值保持恒定不变；

所述调形特征载波波形数据表：TABLEG_m[]_i＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i，具体可按图6所示的步骤4和5，在调形特征载波(特征基波)的一个周期内的数据用计算机运算模拟完成；首先从子载波i＝1和特征基波m＝1开始运算，当i＝1，m＝1时，特征基波波形数据表：G_m＝TABLEG₁[]＝{V₁(n)*G₁(2πn/(N-1))}的数据经过图6的步骤4所述的RIR滤波器的滤波和采样点与子载波采样点匹配的内插后，如步骤5所述，再与i＝1的子载波余弦函数表的数据相乘，即对应的采样点相乘获得调形特征载波数据表：TABLEG₁[]₁＝{V₁(n)*G₁(2πn/(N-1))*Cos(2π*k*n/(N-1))}；当i＝1，m＝2时，重复以上运算过程可得调形特征载波数据表：TABLEG₂[]₁＝{V₂(n)*G₂(2πn/(N-1))*Cos(2π*k*n/(N-1))}；重复以上运算过程，直到i＝I，m＝M时，调形特征载波数据表为：TABLEG_M[]₁＝{V_M(n)*G_M(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))}，即完成制表。

需要说明，在本发明所述装置和方法的具体实施中，最终的数字信号，均要通过D/A转换器从装置中输出模拟的波形信号。

Claims (11)

1、一种多载波数字信号编码调制装置，用于对需要传送数字信号的编码调制，包括：

编码器，用于对输入的数字信号进行编码，并将编码后的数字信号并行给入串并转换器；

串并转换器，用于对输入的编码后的数字信号进行串并转换，并将转换后的并行信号给入(I路)基波调形器组；

基波调形器组，由至少二路基波调形器组成，用于对输入的编码后的并行数字信号进行I路调形调制，并把I路调形调制结果并行存入缓冲器组，基波调形器进一步包括：特征基波波形控制器G_m和波形受控基波发生器；

所述特征基波波形控制器G_m，用于存储所用特征基波波形的数据表，根据所述编码后的数字信号和所述波形数据表控制特征基波的波形形状；所述波形数据表为：TABLEG_m[]＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))}；其中，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，n为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}；，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

所述波形受控基波发生器，在特征基波波形控制器G_m的控制下，产生调形(波形调制)信号ΨG_m＝ΨV_m(n)*G_m(n)＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))，并将调形调制结果存入缓冲器组中，即，波形受控基波发生器输出为：

u(t)＝ΨV_m(n)*G_m(n)＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)；其中，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，Ω为特征基波的角频率，Ω＝2πF＝2π/T，n为预先确定的一个特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；

滤波器和内插器，用于对分别来自缓冲器组之缓冲器i的数据进行滤波和内插运算，并把滤波和内插运算后的结果，分别存入缓存器组之缓存器组，滤波器和内插器进一步包括缓冲器组和缓存器组；

所述滤波器，用于对分别来自缓冲器组之缓冲器i的数据进行滤波，使所述数据的频带限制在所要求的范围内，并把滤波运算结果给入所述内插器；

所述内插器，用于对所述滤波器的数据进行内插处理，并把内插运算结果分别存入缓存器组；

所述缓冲器组{1、…、i、…、I}：用于依次寄存来自I路基波调形器的I路已调基波波形信号的数据；

所述缓存器组{1、…、i、…、I}：用于依次寄存来自内插器的I路的已调基波波形信号的数据；

子载波群发生器，用于存储I路余弦或正弦函数值表，并产生I路角频率为：{1ω、2ω、……Iω}的并行余弦或正弦子载波(群)；

所述(第i路)余弦或正弦函数值表为：TABLEcos[]_i＝{Cos(iωt)}＝＝{Cos(2π*i*n/(N-1))}或TABLEsin[]_i＝{Sin(iωt)}＝＝{Sin(2π*i*n/(N-1))}，其中i＝1、2、……、I，I为子载波总数，n＝{0，…，N-1}，N为采样点总数；

乘加器(乘法器和加法器)，用于对所述缓存器组输出的I路已调基波波形信号的数据，分别依次(或并行)与所述子载波群发生器存储的I路余弦或正弦函数值表的对应子载波{1ω、2ω、…、Iω}数据进行相乘运算，再把I路结果相加后输出，即多载波调形数字信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

2、一种多载波数字信号编码调制装置，用于对需要传送数字信号的编码调制，包括：编码器，用于对输入的数字信号进行编码，并将编码后的数字信号并行给入串并转换器；串并转换器，用于对输入的编码后的数字信号进行串并转换，并将转换后的并行信号给入调形特征载波控制器组；

调形特征载波控制器组，由至少二路调形特征载波控制器G_mi组成，用于存储所用调形特征载波波形的归一化数据表，根据所述编码后的数字信号和所述归一化数据表控制调形特征载波的波形形状；所述归一化数据表为：G_mi＝TABLEG_m[]_i＝{G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}i，其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_mi为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数；i＝1、2、……、I，I为子载波总数；

调形特征载波发生器，在第i路调形特征载波控制器G_mi的控制下，产生第i路调形(波形调制)载波信号：ΨG_mi＝ΨG_m(2π′n/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝＝ΨG_m(Ωt)*cos(iωt)；并给入调形特征载波振幅控制器；其中，Ψ表示从M个调形特征载波G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波；

调形特征载波振幅控制器，用于寄存I路调形特征载波的振幅数据表，根据输入的所述第i路编码后的数字信号确定所述第i路振幅数据表TableV_m[]_i的值，所述第i路振幅数据表为：TableV_m[]_i＝V_mi(n)＝{A*(2r-1-R)}，其中r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数，A为振幅系数；根据所述第i路振幅数据表TableV_m[]_i的值，控制输入的所述第i路调形特征载波发生器产生的调形特征载波信号的振幅，产生如下调形调幅信号：ΨG_mi＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；

综合加法器，用于所述调形特征载波振幅控制器输出的I路调形调幅特征载波信号的综合相加，并输出多载波调形信号：

$u\left(t\right)|=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

3、一种多载波数字信号编码调制装置，用于对需要传送数字信号的编码调制，包括：

编码器，用于对输入的数字信号进行编码，并将编码后的数字信号并行给入串并转换器；

串并转换器，用于对输入的编码后的数字信号进行串并转换，并将转换后的并行信号给入调形特征载波控制器组；

调形特征载波控制器组，由至少二路调形特征载波控制器G_mi组成，用于存储所用调形特征载波波形的数据表，根据所述编码后的数字信号和所述数据表控制调形特征载波的波形形状；所述(第i路)数据表为：

G_mi＝TABLEG_m[]_i＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*i*k*n/(N-1))}_i；其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_mi为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数；k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，i＝1、2、…、I，I为子载波总数；V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

调形特征载波发生器，在第i路调形特征载波控制器G_mi的控制下，产生第i路调形(波形调制)载波信号：

ΨG_mi＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据调形特征载波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}＝＝V_m(n)，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变；

综合加法器，用于所述调形特征载波发生器输出的I路调形特征载波信号的综合相加，并输出多载波调形信号：

$u\left(t\right)|=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

4、如权利要求1或2或3所述的多载波数字信号编码调制装置，其特征在于，所述装置还包括自适应码流控制器，用于根据各个子载波训练序列对各自的通信子信道的测算，自适应地分配对应的码流比特通过编码器给入对应的子载波，同时控制所述特征基波或调形特征载波波形数据表的M大小。

5、一种基于权利要求1或2或3或4所述多载波数字信号编码调制装置的正交多载波数字信号编码调制装置，包括第一和第二多载波数字信号编码调制装置，其特征在于还包括：正弦或余弦载波发生器和移相器；

所述移相器，用于对载波发生器产生的载波分别进行0度和90度的移相，同时输出余弦载波和正弦载波；

其特征在于还包括：

第一乘法器，用于对所述第一多载波数字信号编码调制装置输出的第一多载波调形调制信号，与正弦载波或余弦载波进行相乘运算；

第二乘法器，用于对所述第二多载波数字信号编码调制装置输出的第二多载波调形调制信号，与余弦载波或正弦载波进行相乘运算；

加法器，用于合成第一乘法器和第二乘法器输出的调制信号，形成正交多载波已调信号输出：

$U\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Ic}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)*G_{\mathrm{ml}}\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)+\mathrm{\&Psi;}{V}_{m2}\left(t\right)*\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\sin \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变，Q＝2πF＝2π/T，iω＝i*k*Ω，ωo为载波发生器(振荡器)频率，ω_o＝ω_o±iω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值。

6、如权利要求1或2或3所述的数字信号编码调制装置，其特征在于，所述特征基波波形控制器G_m的M个波形G_m(n)函数中的任意一个函数，是如下所述的窗函数之一，或通过对如下窗函数的一个或多个进行截取，或对称截取获得，同时归一化各个波形的截取点的电平值，和归一化各个波形的面积值或归一化各个波形的有效值(RMS)值；以下函数中：其中A()＝A*(2j-1-J)：B()＝B*(2j-1-J)：A、B为实数，J为自然数，j＝0、1、……、J；

(1)高斯(guass)窗函数：

$w\left(n\right)=B\left(\right)e^{(-(n-(N-1)/2{)}^2\&CenterDot;)/(2*\mathrm{alph}{a}^2);}$ (n＝0，…，N-1)：

(2)正弦函数1：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))；(n＝0，…，N-1)；

(3)正弦函数2；

w(n)＝B()sin(4πn/(N-1))；(n＝0，…，N-1)；

(4)升余弦函数1：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(5)升余弦函数2：

w(n)＝B()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(6)自定义函数1：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(7)自定义函数2：

w(n)＝B()(1-cos(2πn/(N-1)))+A()sin(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(8)自定义函数3：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))+A()sin(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(9)自定义函数4：

w(n)＝B()sin(2πn/(N-1))+A()(1-cos(4πn/(N-1)))；(n＝0，…，N-1)；

(10)自定义函数5：

$w\left(n\right)=B\left(\right)e^{(-(n-(N-1)/2{)}^2\&CenterDot;)/(2*\mathrm{alph}{a}^2)}+A\left(\right)(1-\cos (4\mathrm{\&pi;n}/(N-1)));$

(n＝0，…，N-1)；

(11)自定义函数6：

$w\left(n\right)=B\left(\right)e^{(-(n-(N-1)/2{)}^2\&CenterDot;)/(2*\mathrm{alph}{a}^2)}+A\left(\right)\sin (4\mathrm{\&pi;n}/(N-1)));$

(n＝0，…，N-1)；

(12)矩形窗函数：

$w\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& 0<=n<=N-1\\ 0& N-1<n<0\end{array}\right.;(n=0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N-1).$

7、如权利要求1或2或3所述的数字信号编码调制装置，其特征在于，所述M个特征基波的波形具有互不相同的占空比。

8、如权利要求1或2或3所述的数字信号编码调制装置，其特征在于，所述M个特征基波的波形由或直流或一次谐波或二次谐波组成，或直流、一次谐波、二次谐波按不同的比例合成。

9、一种多载波数字信号编码调制方法，包括：

建立特征基波的频率时间值表、所用M种特征基波波形数据表和I路余弦或正弦函数值表；

所述频率时间值表为：TABLEf[]＝1/(FN)＝T/N，其含义为两个采样点之间的时间间隔，用于确定特征基波的周期和频率，其中：N为将一个周期内的特征基波均匀分成的等分数；

所述特征基波波形数据表为：TABLEG_m[]＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))}，其中，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，n为预先确定的一个完整特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数：V_m(n)为振幅函数，V_m(n)＝{A*(2r-1-R))，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

所述I路余弦或正弦函数值表为：TABLEcos[]_i＝{Cos(iωt)}＝{Cos(i2πn/(N-1))}或TABLEsin[]_i＝{Sin(iωt)}＝{Sin(i2πn/(N-1))}，其中i＝1、2、……、I，I为子载波总数，n＝{0，…，N-1}，N为采样点总数；

根据所述数字信号和所述频率时间值表控制特征基波的频率F，根据所述数字信号和所述特征基波波形数据表控制特征基波的波形形状G_m；

利用所述数字信号对(第i路)特征基波波形数据表TABLEG_m[]_i进行查表，输出所查波形数据，即对所述数字信号进行波形调制，产生(第i路)调形特征基波信号：

u(t)＝ΨV_m(n)*G_m(n)＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)；其中，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，Ω为特征基波的角频率，Ω＝2πF＝2π/T，n为预先确定的一个特征基波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个周期T内的特征基波均匀分成的等分数；

对所产生的(第i路)调形特征基波信号数据进行滤波，并限制其带宽在所要求的范围内；

对所述滤波后的(第i路)调形特征基波信号进行内插采样点，并与最高调制子载波采样点数匹配；

利用所述(第i路)余弦或正弦函数值表的数据，对所述(第i路)内插采样点后的调形特征基波信号数据相乘进行子载波(平衡)调制，重复(或并行)以上过程，完成对所述并行数字信号进行I路子载波(平衡)调制；

利用加法器对所述I路子载波(平衡)调制的结果进行相加，产生多载波调形调制信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变；

10、一种多载波数字信号编码调制方法，包括：

建立调形特征载波符号的频率时间值表、所用I路调形特征载波波形的数据表；

所述频率时间值表为：TABLEf[]＝1/(FN)＝T/N，其含义为两个采样点之间的时间间隔，用于确定调形特征载波符号的周期和频率，其中：N为将一个符号周期内的调形特征载波均匀分成的等分数；

所述(第i路)调形特征载波波形的数据表为：

G_mi＝TABLEG_m[]_i＝{V_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π-*i*k*n/(N-1))}_i；

其中，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_mi为第m个调形特征载波，n为预先确定的一个完整调形特征载波包络离散点，n＝{0，…，N-1}，N为将一个符号周期T内的调形特征载波均匀分成的等分数，T＝1/F；k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，i＝1、2、…、I，I为子载波总数；V_m(n)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(n)为振幅函数，V_m(n)在一个周期T内的值保持恒定不变；

根据所述数字信号和所述频率时间值表控制调形特征载波的符号频率F，根据所述数字信号和所述调形特征载波波形的数据表控制调形特征载波的波形形状G_mi，

利用所述数字信号对(第i路)调形特征载波波形数据表TABLEG_m[]_i进行查表，输出所查波形数据，即对所述数字信号进行波形调制，产生调形特征载波信号；

ΨG_mi＝ΨV_m(n)*G_m(2πn/(N-1))*Cos(2π*I*k*n/(N-1))＝＝ΨV_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)；其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据调形特征载波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}＝＝V_m(n)，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个符号周期T内的值保持恒定不变；

利用综合加法器对上述I路调形特征载波信号进行相加输出多载波调形特征载波信号：

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_m\left(t\right)*G_m\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(\mathrm{i\&omega;t}\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个调形特征载波V_m(t)*G_m(Ωt)*cos(iωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，ω＝k*Ω，k＝1、1.1、…、5，根据调形特征载波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的调形特征载波的总数，G_m为第m个调形特征载波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)′}＝＝V_m(n)，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个符号周期T内的值保持恒定不变；

11、如权利要求9或10所述的多载波数字信号编码调制方法，其特征在于，所述方法还包括对二路多载波调形调制信号进行正交调制的步骤，该步骤为：

采用正弦或余弦载波(频率为ω_o)分别对所述第一和第二路多载波调形调制信号相乘，输出载波正交的第一路和第二路多载波调形调制信号，把所述第一路与第二路多载波调形调制信号进行相加，输出正交多载波调形调制信号：

$U\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\mathrm{\&Sigma;}}}\{\mathrm{\&Psi;}{V}_{\mathrm{ml}}\left(t\right)*G_{\mathrm{ml}}\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\cos \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)+\mathrm{\&Psi;}{V}_{m2}\left(t\right)*G_{m2}\left(\mathrm{\&Omega;t}\right)*\sin \left(i{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\};$

其中，i＝1、2、……、I，I为子载波总数，Ψ表示从M个特征基波V_m(t)*G_m(Ωt)中选一，Ω＝2πF＝2π/T，iω＝i*k*Ω，ω_o为载波发生器(振荡器)频率，ω_c＝ω_o±iω，k＝1、1.1、…、5，根据特征基波所占据的带宽确定k的值，M为预先确定的特征基波的总数，G_m为第m个特征基波，V_m(t)为振幅函数，V_m(t)＝{A*(2r-1-R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R为将预先确定的振幅的均匀分成的等分数；A为振幅系数；V_m(t)在一个周期T内的值保持恒定不变。

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