CN1664611A - 一种基于非直线天线阵列的无源通道校正方法 - Google Patents

Abstract

一种基于非直线天线阵列的无源通道校正方法，将天线阵列设置为含有平移不变阵元偶组的非直线形式；通过平移不变阵元偶组检测出单方位海洋回波；利用单方位海洋回波估计通道幅度失配系数，实现幅度校正；利用已经过幅度校正的单方位海洋回波和已知的阵列位置信息估计通道相位失配系数，实现相位校正。本发明完全不需要任何辅助信号源，是一种真正的无源通道校正方法，其优势在于：不存在有源通道校正方法面临的船只回波干扰、多径效应等棘手问题；利用了大量高强度单方位海洋回波，具有良好的精度和稳健性；运算量较小；能长期不间断稳定工作；大大改善了雷达的应用灵活性；在提高探测性能的同时，大幅降低了雷达的研制成本和维护费用。

Description

一种基于非直线天线阵列的无源通道校正方法

技术领域

本发明涉及一种基于非直线天线阵列对高频地波雷达进行无源通道校正的方法。

背景技术

高频地波雷达利用高频电磁波在导电海洋表面绕射传播衰减小的特点，采用垂直极化天线辐射电波，能超视距探测海平面视线以下出现的舰船、飞机和导弹等运动目标。另外，高频地波雷达利用海洋表面对高频电磁波的一阶散射和二阶散射机制，从雷达回波中提取风场、浪场、流场等海态信息，可实现对海洋环境大范围、高精度和全天候的实时监测。

由于硬件本身的差异、接收通道的非理想特性、周边环境影响等多种因素的作用，实际中天线阵列各个通道的幅相特性是有差异的，导致回波信号经过不同通道后的幅度和相位变化(复增益)不一致，一般称之为通道失配。通道失配引起波束扫描和方位估计的误差增大，甚至完全失效，是影响高频地波雷达探测性能的关键问题之一。为了保证雷达能有效工作，必须采取措施使通道失配限制在一定的范围内：一方面，通过适当的措施(如元器件筛选)使各通道在制作时尽量保证其一致性；另一方面，可以对通道失配系数进行测量或估计，然后通过校正进一步缩小通道特性的差异。

现有的通道校正方法可分为有源和无源两类。在有源校正方法中，将辅助信号源置于天线阵前方足够远的开阔场地发射校正信号，再测量各接收通道的输出，根据已知信号源方位扣除阵列空间位置引起的相位差，即可得到通道失配信息。在无源校正方法中，无需方位准确已知的辅助信号源，直接利用接收的实测数据和一些先验知识(如阵列形式)估计通道失配系数，然后进行补偿校正。有些无源校正方法还可以实现信号方位和通道失配的联合估计。在刘德树、罗景青等编著的《空间谱估计及其应用》(中国科技大学出版社1997年)一书中对一般无源校正方法有详细阐述。

受地形条件、工作波长、电波传播、雷达体制、天线阵列、(硬)目标回波、海洋杂波、噪声干扰等多种因素的影响，高频地波雷达的通道校正实现起来比较困难，现有方法都只能解决部分问题，且费时费力，成本高昂，代价很大。雷达天线阵前方是海面，如采用有源校正方法则辅助信号源只能放在舰船或岛屿上，其维护十分麻烦而昂贵，难以长期稳定工作。现有的无源校正方法一般需要多次复杂的迭代运算，计算量很大，不一定能满足实时性要求，且有可能收敛于局部最优，而不是全局最优，以致出现完全错误的估计值。实际雷达系统与理想模型的差异，也使得一般无源校正方法的适用条件不能得到满足，难以实用。通道校正已成为制约高频地波雷达探测性能并阻碍其实际应用的重大技术难题，必须加以妥善解决。

武汉大学电波传播实验室曾考虑过将海上已知天然或人工物体对雷达电波的反射信号作为校正信号。只要反射源的距离、速度已知，就可以从回波中检测出校正信号，然后根据已知反射源方位估计出各通道的失配系数。其具体实施细节可参考03128238.5号中国发明专利申请“一种利用海洋回波进行阵列通道校正的方法”。该发明可利用探测海域内已知的岛屿、灯塔和钻井平台等固定反射物，不存在辅助信号源的放置和维护问题，也无需额外的硬件开销，实现了在线实时自动校正，具有一定的实用价值。但该发明实际上是一种特殊的有源校正方法，应用范围和实际效果有限，不适用于没有已知固定反射物的海域，且仍然受到噪声干扰、舰船回波、多径效应等不利因素的影响。由于该发明提出了一种对频谱不重叠的单方位海洋回波的分离与检测技术，满足了本发明提出的无源通道校正方法的基本要求，因此下面将对其进行重点介绍。

高频地波雷达一般采用调频中断连续波(frequency modulated interrupted continuouswave，缩写FMICW)体制。Rafaat Khan等人发表的题为“高频地波雷达目标探测与跟踪”(Target Detection and Tracking With a High Frequency Ground Wave Radar，IEEE Journal ofOceanic Engineering，1994，19(4)：540～548)的论文中对此有详细描述。在该波形体制下，海洋回波(包括海杂波和硬目标回波)进入接收机后，经混频、低通滤波、A/D转换和二维FFT(如图1所示)可得距离-多普勒(速度)二维回波谱(如图2所示)。在二维回波谱中，雷达接收的大量海洋回波按距离和速度进行了分离，分散在很多谱点上。当第二次FFT(多普勒变换)相干积累时间较长(10分钟左右)时，雷达可获得很高的速度分辨力，二维回波谱中与海洋回波对应的谱点可达1000个以上，很适合用统计方法将其中频谱不重叠的单方位回波检测出来。

单方位回波的检测是通过对特定形式阵列(如图3所示)二维回波谱输出的统计分析实现的。特定形式阵列由阵元1～4构成，其位置坐标为(x_i，y_i)，对应的某个二维回波谱点输出为Y_i，i＝1，2，3，4。阵元1和2组成阵元偶A₁，3和4组成阵元偶A₂，A₁与A₂之间具有平移不变性，则有

$\left\{\begin{array}{c}(x_2,y_2)=(x_1+d,y_1)\\ (x_4,y_4)=(x_3+d,y_3)\end{array}\right.$

令 ${\mathrm{\η}}_1=\frac{Y_2{Y}_3}{Y_1{Y}_4}$ ，容易证明，在没有噪声的理想情况下，二维回波谱中单方位谱点对应的η₁是一个只与通道失配有关的不变量，不妨记为η₁′。实际系统中噪声是不可避免的，单方位谱点对应的η₁集中分布在η₁′附近。另一方面，通过简单分析和数值模拟可知，多方位谱点对应的η₁是一个与目标距离、(径向)速度、方位和回波信号振幅均有关的变量，由于这些目标参数的随机性，η₁将呈随机分散状态。综合以上分析，将二维回波谱中所有超过一定信噪比门限的谱点对应的η₁标在复平面上，则有且仅有一个区域(η₁′附近)出现高度聚集现象，其中大多数η₁值对应于单方位谱点。令 ${\mathrm{\η}}_2=\frac{Y_2{Y}_1^{*}}{Y_4{Y}_3^{*}}$ ，由与前面类似的分析可知，η₂在复平面上也会出现聚集区，其中大多数η₂值对应于单方位谱点。令 ${\mathrm{\η}}_3=\frac{Y_2{Y}_4^{*}}{Y_1{Y}_3^{*}}$ ，η₃在复平面上同样会出现聚集区，其中大多数η₃值对应于单方位谱点。

经过理论分析和数值模拟发现，多方位谱点对应的η₁、η₂和η₃同时落入各自聚集区概率极小，因此可以用η₁、η₂和η₃能否同时落入各自聚集区作为检测单方位谱点的判据。A₁和A₂作为一个平移不变阵元偶组，构成了检测单方位回波(谱点)的特定形式阵列。若阵列中平移不变阵元偶组超过一个，则将是否同时被多个阵元偶组检测到作为判据，可进一步筛选出单方位谱点。含有平移不变阵元偶组的阵列形式是很常见的，如均匀线阵(或均匀平面阵)。

发明内容

针对现有方法的局限性，本发明的目的是利用高频地波雷达接收的单方位海洋回波，提供一种基于非直线天线阵列的无源通道校正方法，以减少通道幅相失配，提高雷达系统性能。这里的非直线天线阵列是指并非所有天线阵元都位于同一直线上的阵列。

为了实现上述目的，本发明提供的技术方案是：一种基于非直线天线阵列的无源通道校正方法，将天线阵列设置为含有平移不变阵元偶组的非直线形式；通过平移不变阵元偶组检测出单方位海洋回波；利用单方位海洋回波估计通道幅度失配系数，实现幅度校正；利用已经过幅度校正的单方位海洋回波和已知的阵列位置信息估计通道相位失配系数，实现相位校正。

在上述方法中，可利用单方位海洋回波通过 ${\hat{g}}_i=\sqrt{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y_i\right|}^2/\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y_1\left(l\right)\right|}^2}$ 估计通道幅度失配系数，实现幅度校正，其中 为阵元i的通道幅度失配系数估计值，i＝1，2，…，M，M为阵元个数，Y_i(l)为阵元i接收的第l个单方位回波输出，l＝1，2，…，L，L为单方位回波个数。

本发明还可以利用已经过幅度校正的单方位海洋回波和已知的阵列位置信息通过 $\widehat{\mathrm{\Ψ}}=\arg \underset{\mathrm{\Ψ}}{\min }{\left|\right|Y-f^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\left|\right|}^2$ 估计通道相位失配系数，实现相位校正，其中

Ψ＝[θ₁，θ₂，…，θ_L，φ₂，φ₃，…，φ_M]^T

$Y=\left[\begin{array}{c}{Y}_2\\ Y_3\\ \·\\ \·\\ \·\\ Y_M\end{array}\right]$

Y_i＝[Y_i(1)，Y_i(2)，…，Y_i(L)]^T

$f^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)=\left[\begin{array}{c}{f}_2^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\\ f_3^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ f_M^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\end{array}\right]$

$f_i^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)={[Y_1\left(1\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_1+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_1)+{\mathrm{\φ}}_i]},Y_1\left(2\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_2+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_2)+{\mathrm{\φ}}_i]},\·\·\·,Y_1\left(L\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_L+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_L)+{\mathrm{\φ}}_i]}]}^T$

θ_l为第l个单方位回波的到达角，φ_i为阵元i的通道相位失配系数，(x_i，y_i)为阵元位置坐标，阵元1为坐标原点，即(x₁，y₁)＝(0，0)，λ为回波信号波长， 为Ψ的估计值。

本发明利用对三角阵的处理降低全局最优化的维数，并通过初值预估尽可能采用局部最优化方法，以降低多维参数估计的运算量。

1)先从所有阵元中选出3个阵元构成一个三角阵，再选出3个单方位回波用于参数估计；2)以该三角阵中的任一阵元为基准通道，采用全局最优化方法估计另两个通道的相位失配系数和3个单方位回波的到达角；3)增加一个单方位回波用于三角阵的参数估计，得出该单方位回波的到达角；4)按步骤3)得出其它单方位回波的到达角；5)将三角阵与另一个阵元组合成4元阵，再把所有单方位回波用于该4元阵的参数估计，得到新加入阵元的通道相位失配系数；6)按步骤5)得出其它阵元的通道相位失配系数。

本发明也可在经过步骤4)后，将所有单方位回波用于三角阵的参数估计，以已求得的单方位回波到达角和通道相位失配系数的估计值为初值，采用局部最优化方法求得这些参数更精确的估计值，然后进行后面的步骤5)和6)。

在经过步骤6后，将所有单方位回波用于整个阵列的参数估计，以已求得的单方位回波到达角和通道相位失配系数的估计值为初值，采用局部最优化方法求得这些参数更精确的估计值。

对于M元L形阵，将阵元1、2、M作为步骤1中所选的三角阵用于参数估计，实现通道相位校正。

对于4元T形阵，将阵元1、2、4或阵元2、3、4作为步骤1中所选的三角阵用于参数估计，实现通道相位校正。

本发明的优势在于其出色的实用性能：完全不需要任何辅助信号源，是一种真正的无源通道校正方法。本发明只利用了单方位回波，不存在有源通道校正方法面临的船只回波干扰、多径效应等棘手问题；利用了大量(可达100个以上)高强度单方位海洋回波，信息利用率较高，具有良好的精度和稳健性；采用一些特殊处理时运算量较小，能满足实时性要求；由于海洋回波总是大量存在，该方法能长期不间断稳定工作；大大改善了雷达的应用灵活性，天线系统可随意更换、增减、移动，这在以前是难以想象的；在提高探测性能的同时，大幅降低了雷达的研制成本和维护费用。

附图说明

图1为高频地波雷达工作原理图；

图2为高频地波雷达距离-多普勒(速度)二维回波谱图；

图3为用于检测单方位回波的特定形式阵列示意图；

图4为本发明M元任意非直线阵列示意图；

图5为三角阵示意图；

图6为M元L形阵示意图；

图7为4元矩形阵示意图；

图8为4元T形阵示意图；

具体实施方式

本发明的关键在于通过建立非直线天线阵列接收的单方位回波信号模型，将通道校正问题转化成了参数估计问题，并由此得到了较为精确的通道失配估计。

首先考虑图4所示的M(M≥3)元任意非直线天线阵列的情况，以下分步骤对本发明在该情况下的具体实施方式进行描述。

(一)信号模型

设图4所示的非直线天线阵列的阵元位置坐标分别为(x_i，y_i)(i＝1，2，…，M)，其中阵元1为坐标原点，即(x₁，y₁)＝(0，0)。海洋回波可看作平面波，假设从距离-多普勒(速度)二维回波谱中检测出的单方位回波有L(L≥3)个，则阵元i接收的第l(l＝1，2，…，L)个单方位回波输出为

$Y_i\left(l\right)=g_i{e}^{j{\mathrm{\φ}}_i}[A\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_i+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_i)}+W_i\left(l\right)]---\left(1\right)$

其中，θ_l和A(l)分别为第l个单方位回波的到达角和复振幅，g_i和φ_i分别为阵元i的通道幅度失配系数和相位失配系数，λ为回波信号波长，W_i(l)为加性噪声。以阵元1为基准通道，即 $g_1{e}^{j{\mathrm{\φ}}_1}=1$ ，则由(1)式有

Y₁(l)＝A(l)+W₁(l)    (2)

对加性噪声W_i(l)采用以下假设：

1)对应于不同i或l的W_i(l)相互独立；

2)W_i(l)为具有相同方差σ²的高斯白噪声。

则(1)和(2)式构成了通道失配估计的信号模型。

(二)通道幅度校正

阵元i的通道幅度失配估计可直接通过

${\hat{g}}_i=\sqrt{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y_i\left(l\right)\right|}^2/\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y_1\left(l\right)\right|}^2}---\left(3\right)$

计算求得，根据

即可对通道幅度失配进行校正。

(三)通道相位校正

阵列接收通道经过幅度校正后，阵元i接收的第l个单方位回波输出为

$Y_i\left(l\right)=e^{j{\mathrm{\φ}}_i}[A\left(l\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_1+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_1)}+W_i\left(l\right)]---\left(4\right)$

定义

Y_i＝[Y_i(1)，Y_i(2)，…，Y_i(L)]^T  i＝2，3，…，M

$Y=\left[\begin{array}{c}{Y}_2\\ Y_3\\ \·\\ \·\\ \·\\ Y_M\end{array}\right]$

Ψ＝[θ₁，θ₂，…，θ_L，φ₂，φ₃，…，φM]^T

$f_i\left(\mathrm{\Ψ}\right)={[A\left(1\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_1+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_1)+{\mathrm{\φ}}_i]},A\left(2\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_2+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_2)+{\mathrm{\φ}}_i]},\·\·\·,A\left(L\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_L+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_L)+{\mathrm{\φ}}_i]}]}^T$

$f\left(\mathrm{\Ψ}\right)=\left[\begin{array}{c}{f}_2\left(\mathrm{\Ψ}\right)\\ f_3\left(\mathrm{\Ψ}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ f_M\left(\mathrm{\Ψ}\right)\end{array}\right]$

以Ψ为待估参数矢量，根据(4)式和噪声模型假设，采用最大似然法(请参考张贤达所著《现代信号处理》，清华大学出版社，1994年)可得Ψ的估计值为

$\widehat{\mathrm{\Ψ}}=\arg \underset{\mathrm{\Ψ}}{\min }\left\{{[Y-f\left(\mathrm{\Ψ}\right)]}^H\right[Y-f\left(\mathrm{\Ψ}\right)\left]\right\}=\arg \underset{\mathrm{\Ψ}}{\min }{\left|\right|Y-f\left(\mathrm{\Ψ}\right)\left|\right|}^2---\left(5\right)$

其中， 表示后面表达式极小化时Ψ的取值，‖X‖²表示矢量X的2-范数。显然，通道相位失配系数和单方位回波到达角实现了联合估计。

A(l)包含在有噪声的Y_i(l)中，是不可能直接得到的，f_i(Ψ)也是不可能直接构造的，实际中用于通道相位失配估计的不可能是(5)式，需要进行改进。在一般信噪比条件(≥20dB)下，由(2)式可得Y₁(l)≈A(l)，用Y₁(l)替换(5)式中的A(l)，得到Ψ的估计值实际表达式为

$\widehat{\mathrm{\Ψ}}=\arg \underset{\mathrm{\Ψ}}{\min }{\left|\right|Y-f^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\left|\right|}^2---\left(6\right)$

其中

$f^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)=\left[\begin{array}{c}{f}_2^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\\ f_3^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ f_M^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\end{array}\right]$

$f_i^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)={[Y_1\left(1\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_1+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_1)+{\mathrm{\φ}}_i]},Y_1\left(2\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_2+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_2)+{\mathrm{\φ}}_i]},\·\·\·,Y_1\left(L\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i\sin {\mathrm{\θ}}_L+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_L)+{\mathrm{\φ}}_i]}]}^T$

根据 即可对通道相位失配进行校正。

理论分析和仿真实验表明，上述通道相位校正方法的适用条件是采用非直线阵列且存在至少两个角度相差不为0°或180°的单方位回波。通道相位失配估计由于涉及所有阵元，实际上是一个多维参数估计问题，要通过多维搜索求得，这就涉及最优化方法的选择。由于存在局部极小，必须采用全局最优化方法(请参考唐芳、王凌发表的论文“从局部极小到全局最优”，计算机工程与应用，2002.6：56～58)对通道相位失配进行估计，在参数较多(可达100个以上)的情况下运算量十分惊人，达不到实时性要求。本发明采用了特殊处理以降低运算量，下面将对此作详细说明。

图5所示为最简单的非直线阵列：由不共直线的3个阵元构成的三角阵。若只利用3个单方位回波联合估计该三角阵的通道相位失配系数和单方位回波到达角，则根据(6)式可判断为5维搜索(有一个阵元作为基准通道)。由于维数较少，即使采用模拟退火、进化计算、混沌搜索、随机抽样等全局最优化方法，该5维搜索的运算量也不大，可满足实时性要求。

对于图4所示的M元任意非直线阵列，为了降低多维参数估计的运算量，可利用其中包含的某个三角阵先对待估参数进行初值预估，再采用局部最优化方法(如最速下降法)求得更精确估计，具体步骤如下：

1)先从所有阵元中选出3个阵元构成一个三角阵，再从大量单方位回波中选出3个用于参数估计。

2)以该三角阵中的某个阵元为基准通道，采用全局最优化方法估计另两个通道的相位失配系数和3个单方位回波的到达角，这是5维搜索。

3)增加一个单方位回波用于三角阵的参数估计，则(6)式中待估参数也增加了一个(即新增单方位回波的到达角)，由5维搜索变成了6维搜索；将步骤2)求得的5个参数估计值代入含有6个待估参数的(6)式，再采用只剩一个待估参数的(6)式估计新增单方位回波的到达角，这是1维搜索。

4)除了步骤1)中选出的3个单方位回波，其它L-3个单方位回波的到达角估计值都可采用步骤3)中的方法求得。

5)将所有L个单方位回波用于三角阵的参数估计，以已求得的L+2个参数(L个单方位回波到达角和2个通道相位失配系数)估计值为初值，采用局部最优化方法求得这些参数更精确的估计值。

6)将三角阵与另一个阵元组合成4元阵，再把所有L个单方位回波用于该4元阵的参数估计，则(6)式中待估参数为L+3个；将步骤5)已求得的L+2个参数估计值代入(6)式，则(6)式只剩一个待估参数，即新加入阵元的通道相位失配系数，可采用1维搜索求得其估计值。

7)除了步骤1)中选出的三角阵，其它M-3个阵元的通道相位失配估计值都可采用步骤6)中的方法求得。

8)将所有L个单方位回波用于整个M元阵列的参数估计，以已求得的L+M-1个参数(L个单方位回波到达角和M-1个通道相位失配系数)估计值为初值，采用局部最优化方法求得这些参数更精确的估计值。

在参数初值预估误差不大的情况下，局部最优化所得结果也是全局最优，而计量量却比全局最优化小得多。以上特殊处理中的初值预估实际上占用了大部分计算时间，但其中最多只涉及5维搜索的全局最优化，因而能满足实时性要求。以上8个步骤是特殊处理的典型方式，在实际应用中可根据具体情况进行简化、充实、调整或改进，其基本思想是利用对三角阵的处理降低全局最优化的维数，并通过初值预估尽可能采用局部最优化方法，以达到降低多维参数估计运算量的目的。

图6所示为M元L形阵，是本发明较常见的一个实施例。阵元1～M-1构成一个均匀线阵，其中可划分出多个用于检测单方位回波的平移不变阵元偶组。通道幅度校正可通过(3)式实现，关键是通道相位校正。将阵元1、2、M构成的三角阵用于参数初值预估，通过(6)式和特殊处理即可实现通道相位校正。

图7所示为4元矩形阵。在该实施例中，4个阵元仅构成了一个可用于检测单方位回波的平移不变阵元偶组，其中任意3个阵元构成的三角阵都可用于参数初值预估。

图8所示为4元T形阵。在该实施例中，阵元1～3构成3元均匀线阵，只能划分出一个用于检测单方位回波的平移不变阵元偶组。阵元1、2、4和阵元2、3、4构成的两个三角阵都可用于参数初值预估。

虽然本发明描述的通道校正方法首先在高频地波雷达上获得了成功，但从本质上讲，该方法也有可能应用于其它接收了大量单方位信号的探测系统或通信系统。

Claims (9)

1.一种基于非直线天线阵列的无源通道校正方法，其特征在于：将天线阵列设置为含有平移不变阵元偶组的非直线形式；通过平移不变阵元偶组检测出单方位海洋回波；利用单方位海洋回波估计通道幅度失配系数，实现幅度校正；利用已经过幅度校正的单方位海洋回波和已知的阵列位置信息估计通道相位失配系数，实现相位校正。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：利用单方位海洋回波通过 ${\hat{g}}_i=\sqrt{\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y_i\left(l\right)\right|}^2/\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|Y_1\left(l\right)\right|}^2}$ 估计通道幅度失配系数，实现幅度校正，其中 为阵元i的通道幅度失配系数估计值，i＝1，2，…，M，M为阵元个数，Y_i(l)为阵元i接收的第l个单方位回波输出，l＝1，2，…，L，L为单方位回波个数。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：利用已经过幅度校正的单方位海洋回波和已知的阵列位置信息通过 $\widehat{\mathrm{\Ψ}}=\arg \underset{\mathrm{\Ψ}}{\min }{\left|\right|Y-f^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\left|\right|}^2$ 估计通道相位失配系数，实现相位校正，其中

Ψ＝[θ₁，θ₂，…，θ_L，φ₂，φ₃，…，φ_M]^T

$Y=\left[\begin{array}{c}{Y}_2\\ Y_3\\ .\\ .\\ .\\ Y_M\end{array}\right]$

Y_i＝[Y_i(1)，Y_i(2)，…，Y_i(L)]^T

$f^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)=\left[\begin{array}{c}{f}_2^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\\ f_3^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\\ .\\ .\\ .\\ f_M^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)\end{array}\right]$

$f_i^{\′}\left(\mathrm{\Ψ}\right)={[Y_1\left(1\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i{\sin \mathrm{\θ}}_1+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_1)+{\mathrm{\φ}}_i]},Y_1\left(2\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i{\sin \mathrm{\θ}}_2+y_i\cos {\mathrm{\θ}}_2)+{\mathrm{\φ}}_i]},\·\·\·,Y_1\left(L\right)e^{j[\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(x_i{\sin \mathrm{\θ}}_L+y_i{\cos \mathrm{\θ}}_L)+{\mathrm{\φ}}_i]}]}^T$

θ_l为第l个单方位回波的到达角，φ_i为阵元i的通道相位失配系数，(x_i，y_i)为阵元位置坐标，阵元1为坐标原点，即(x₁，y₁)＝(0，0)，λ为回波信号波长，

为Ψ的估计值。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于：利用对三角阵的处理降低全局最优化的维数，并通过初值预估尽可能采用局部最优化方法，以降低多维参数估计的运算量。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：1)先从所有阵元中选出3个阵元构成一个三角阵，再选出3个单方位回波用于参数估计；2)以该三角阵中的任一阵元为基准通道，采用全局最优化方法估计另两个通道的相位失配系数和3个单方位回波的到达角；3)增加一个单方位回波用于三角阵的参数估计，得出该单方位回波的到达角；4)按步骤3)得出其它单方位回波的到达角；5)将三角阵与另一个阵元组合成4元阵，再把所有单方位回波用于该4元阵的参数估计，得到新加入阵元的通道相位失配系数；6)按步骤5)得出其它阵元的通道相位失配系数。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：在经过步骤4)后，将所有单方位回波用于三角阵的参数估计，以已求得的单方位回波到达角和通道相位失配系数的估计值为初值，采用局部最优化方法求得这些参数更精确的估计值，然后进行后面步骤。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：在经过步骤6)后，将所有单方位回波用于整个阵列的参数估计，以已求得的单方位回波到达角和通道相位失配系数的估计值为初值，采用局部最优化方法求得这些参数更精确的估计值。

8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：对于M元L形阵，将阵元1、2、M作为步骤1)中所选的三角阵用于参数估计，实现通道相位校正。

9.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：对于4元T形阵，将阵元1、2、4或阵元2、3、4作为步骤1)中所选的三角阵用于参数估计，实现通道相位校正。

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